JP5392287B2

JP5392287B2 - Load drive device

Info

Publication number: JP5392287B2
Application number: JP2011066221A
Authority: JP
Inventors: 朋久尾勢; 義行濱中; 康隆千田; 亮太郎三浦
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2011-03-24
Filing date: 2011-03-24
Publication date: 2014-01-22
Anticipated expiration: 2031-03-24
Also published as: JP2012204985A

Description

本発明は、負荷への電力供給を制御するスイッチングデバイス（半導体スイッチング素子）を有し、このスイッチングデバイスを駆動することで負荷への電力供給を制御する負荷駆動装置に関するものである。 The present invention relates to a load driving device that has a switching device (semiconductor switching element) that controls power supply to a load and controls power supply to a load by driving the switching device.

従来より、ＩＧＢＴやパワーＭＯＳＦＥＴなどのスイッチングデバイスを用いて負荷の駆動を行う負荷駆動装置がある。この種の負荷駆動装置では、ＩＧＢＴをオンする際に、ＩＧＢＴを通じる負荷への電源供給ラインがどこかで短絡していると、過電流が流れてしまい、素子自身の急激な温度上昇によってＩＧＢＴが破壊されてしまう。このため、短絡検出が重要となる。 Conventionally, there is a load driving device that drives a load using a switching device such as an IGBT or a power MOSFET. In this type of load driving device, when the IGBT is turned on, if the power supply line to the load through the IGBT is short-circuited somewhere, an overcurrent flows, and the IGBT itself is heated due to a rapid temperature rise of the element itself. Will be destroyed. For this reason, short circuit detection becomes important.

一方、上記のような負荷駆動装置では、ＩＧＢＴのコストダウンのために、ＩＧＢＴのサイズ縮小が図られており、そのために構造的にＩＧＢＴ素子の短絡耐量が下がる傾向にある。短絡耐量とは、短絡事故などでＩＧＢＴに過電流が流れ続けると素子自身に急激な温度上昇が起こって破壊に繋がるが、この過電流の流れ始めから破壊に至るまでの時間（またはエネルギー）のことを言い、短絡耐量の低下は破壊に至るまでに時間が短いことを意味している。この低い短絡耐量のために、短絡を検知した後保護する構成では短絡を検知してから保護するまでに時間が掛かってしまい、十分な保護が図れない可能性がある。 On the other hand, in the load driving device as described above, the size of the IGBT is reduced in order to reduce the cost of the IGBT. Therefore, the short-circuit tolerance of the IGBT element tends to be structurally lowered. The short-circuit withstand capability means that if an overcurrent continues to flow through the IGBT due to a short-circuit accident or the like, the temperature of the element itself will rise rapidly, leading to destruction. The time (or energy) from the beginning of this overcurrent flow to destruction In other words, a decrease in the short-circuit resistance means that the time until the breakdown is short. Due to this low short-circuit tolerance, it takes time from detection of a short circuit to protection after detection of a short circuit, and there is a possibility that sufficient protection cannot be achieved.

これを解決するために、ＩＧＢＴをオンする際に、ＩＧＢＴのゲート電圧をクランプ電圧にクランプし、短絡時に大電流が流れることによるＩＧＢＴの破壊を防止している。このときのクランプ電圧は、ＩＧＢＴのミラー効果によるゲート電圧（以下、ミラー電圧という）よりも大きい必要があり、ミラー電圧のバラツキ（変動）の最大値を考慮した設計としなければならない。図１１は、ＩＧＢＴの動作を示したタイミングチャートである。図１１（ａ）に示されるように、ミラー電圧はＩＧＢＴの環境変化等によって大きく変動し、その最大値よりも大きな電圧にクランプ電圧が設定される。そして、短絡検出回路による短絡判定によって正常であればクランプを解除してフルオン状態となる。一方、図１１（ｂ）に示されるように、短絡検出回路による短絡判定によって短絡していると判定されるとクランプを保持し、一定期間後にソフト遮断することで短絡によって大電流が流れないようにされる。 In order to solve this problem, when the IGBT is turned on, the gate voltage of the IGBT is clamped to a clamp voltage to prevent the IGBT from being destroyed due to a large current flowing during a short circuit. The clamp voltage at this time needs to be larger than the gate voltage (hereinafter referred to as mirror voltage) due to the mirror effect of the IGBT, and must be designed in consideration of the maximum value of fluctuation (variation) of the mirror voltage. FIG. 11 is a timing chart showing the operation of the IGBT. As shown in FIG. 11A, the mirror voltage largely fluctuates due to the environmental change of the IGBT, and the clamp voltage is set to a voltage larger than the maximum value. And if it is normal by the short circuit determination by a short circuit detection circuit, a clamp will be cancelled | released and it will be in a full on state. On the other hand, as shown in FIG. 11 (b), when it is determined that the short circuit is detected by the short circuit detection circuit, the clamp is held, and a soft current is cut off after a certain period so that a large current does not flow due to the short circuit. To be.

ＩＧＢＴのゲート電圧を切り替えて駆動する方法としては、例えば特許文献１に示すような二段階電圧駆動方式、つまりゲート電圧を切替える方式や、特許文献２に示すような定電流駆動回路と電圧駆動回路の切り替えを行う定電流切り替え方式がある。 As a method of driving by switching the gate voltage of the IGBT, for example, a two-stage voltage driving method as shown in Patent Document 1, that is, a method of switching the gate voltage, a constant current driving circuit and a voltage driving circuit as shown in Patent Document 2 There is a constant current switching method that performs switching.

特開２００９−７１９５６号公報JP 2009-71956 A 特開２００９−１１０４９号公報JP 2009-11049 A

しかしながら、上記したように、クランプ電圧をミラー電圧のバラツキの最大値を考慮した設計としているため、クランプ電圧を大きな電圧に設定しなければならず、短絡時に電流を流してしまうため短絡耐量的に不利であるという問題がある。 However, as described above, the clamp voltage is designed in consideration of the maximum value of the variation in the mirror voltage. Therefore, the clamp voltage must be set to a large voltage, and a current is caused to flow at the time of a short circuit. There is a problem that it is disadvantageous.

本発明は上記点に鑑みて、短絡保護のためのクランプ電圧の設定に基づいて、十分な短絡耐量と損失を抑制することが可能な負荷駆動装置を提供することを目的とする。 An object of this invention is to provide the load drive device which can suppress sufficient short circuit tolerance and a loss based on the setting of the clamp voltage for short circuit protection in view of the said point.

上記目的を達成するため、請求項１に記載の発明では、スイッチングデバイス（１）のゲート電圧をフルオン状態の際のゲート電圧よりも低くかつミラー電圧よりも高いクランプ電圧にクランプするクランプ回路（３）を備えた負荷駆動装置において、スイッチングデバイス（１）の温度を検出する温度検出回路（４）と、クランプ電圧として、温度検出回路（４）で検出された温度に基づいてミラー電圧（Ｖｍｉｒｒｏｒ）の変動に応じた電圧を演算すると共に、この演算した電圧にクランプ回路（３）におけるクランプ電圧を制御する演算装置（５）と、を有していることを特徴としている。 In order to achieve the above object, according to the first aspect of the present invention, the clamp circuit (3) clamps the gate voltage of the switching device (1) to a clamp voltage lower than the gate voltage in the full-on state and higher than the mirror voltage. ) Including a temperature detection circuit (4) for detecting the temperature of the switching device (1), and a mirror voltage (Vmirror) based on the temperature detected by the temperature detection circuit (4) as a clamp voltage. And an arithmetic unit (5) for controlling the clamp voltage in the clamp circuit (3) to the calculated voltage.

このように、スイッチングデバイス（１）の温度を検出し、この温度に基づいてミラー電圧（Ｖｍｉｒｒｏｒ）のバラツキに応じたクランプ電圧を演算している。このため、クランプ電圧をその温度でのミラー電圧（Ｖｍｉｒｒｏｒ）に対応する値に低く抑えることが可能となり、ミラー電圧（Ｖｍｉｒｒｏｒ）のバラツキの最大値、つまりすべての環境変化等を含めた最大値を考慮してクランプ電圧を設計する場合と比較して、クランプ電圧を小さく抑えられる。したがって、クランプ時にスイッチングデバイス（１）を損失が大きくなることを抑制しつつ、短絡耐量を向上することが可能となる。 Thus, the temperature of the switching device (1) is detected, and the clamp voltage corresponding to the variation in the mirror voltage (Vmirror) is calculated based on this temperature. Therefore, the clamp voltage can be kept low to a value corresponding to the mirror voltage (Vmirror) at that temperature, and the maximum value of the variation of the mirror voltage (Vmirror), that is, the maximum value including all environmental changes, etc. Compared to designing the clamp voltage in consideration, the clamp voltage can be kept small. Therefore, it becomes possible to improve the short circuit tolerance while suppressing the loss of the switching device (1) from increasing during clamping.

例えば、請求項２に記載したように、温度検出回路（４）は、スイッチングデバイス（１）に内蔵された感温ダイオード（１ａ）の出力を温度情報としてスイッチングデバイス（１）の温度を検出することができる。また、請求項３に記載したように、スイッチングデバイス（１）の冷却を行う冷却器（６）が備えられている場合には、温度検出回路（４）は、冷却器（６）の冷媒温度を検出する温度センサ（６ａ）の検出信号を温度情報としてスイッチングデバイス（１）の温度を検出することもできる。 For example, as described in claim 2, the temperature detection circuit (4) detects the temperature of the switching device (1) using the output of the temperature sensitive diode (1a) incorporated in the switching device (1) as temperature information. be able to. In addition, as described in claim 3, when the cooler (6) for cooling the switching device (1) is provided, the temperature detection circuit (4) includes the refrigerant temperature of the cooler (6). It is also possible to detect the temperature of the switching device (1) using the detection signal of the temperature sensor (6a) for detecting the temperature as temperature information.

請求項４に記載の発明では、スイッチングデバイス（１）のゲート電圧をフルオン状態の際のゲート電圧よりも低くかつミラー電圧よりも高いクランプ電圧にクランプするクランプ回路（３）を備えた負荷駆動装置において、負荷に流されるスイッチングデバイス（１）の出力電流を検出する電流検出回路（７）と、クランプ電圧として、電流検出回路（７）で検出されたスイッチングデバイス（１）の出力電流に基づいてミラー電圧（Ｖｍｉｒｒｏｒ）の変動に応じた電圧を演算すると共に、この演算した電圧にクランプ回路（３）におけるクランプ電圧を制御する演算装置（５）と、を有していることを特徴としている。 In a fourth aspect of the present invention, the load driving device includes a clamp circuit (3) that clamps the gate voltage of the switching device (1) to a clamp voltage lower than the gate voltage in the full-on state and higher than the mirror voltage. , Based on the output current of the switching device (1) detected by the current detection circuit (7) as the clamp voltage, and the current detection circuit (7) that detects the output current of the switching device (1) that flows through the load An arithmetic unit (5) for calculating a voltage according to a change in the mirror voltage (Vmirror) and controlling the clamp voltage in the clamp circuit (3) on the calculated voltage is provided.

このように、スイッチングデバイス（１）の出力電流を検出し、この出力電流に基づいてミラー電圧（Ｖｍｉｒｒｏｒ）のバラツキに応じたクランプ電圧を演算している。このため、クランプ電圧をその出力電流でのミラー電圧（Ｖｍｉｒｒｏｒ）に対応する値に低く抑えることが可能となり、ミラー電圧（Ｖｍｉｒｒｏｒ）のバラツキの最大値、つまりすべての環境変化等を含めた最大値を考慮してクランプ電圧を設計する場合と比較して、クランプ電圧を小さく抑えられる。したがって、クランプ時にスイッチングデバイス（１）を損失が大きくなることを抑制しつつ、短絡耐量を向上することが可能となる。 In this way, the output current of the switching device (1) is detected, and the clamp voltage corresponding to the variation in the mirror voltage (Vmirror) is calculated based on this output current. For this reason, it becomes possible to keep the clamp voltage low to a value corresponding to the mirror voltage (Vmirror) at the output current, and the maximum variation of the mirror voltage (Vmirror), that is, the maximum value including all environmental changes, etc. As compared with the case where the clamp voltage is designed in consideration of the above, the clamp voltage can be kept small. Therefore, it becomes possible to improve the short circuit tolerance while suppressing the loss of the switching device (1) from increasing during clamping.

例えば、請求項５に記載したように、電流検出回路（７）は、スイッチングデバイス（１）のセンス端子を通じて流れるセンス電流を電流情報としてスイッチングデバイス（１）の出力電流を検出することができる。また、請求項６に記載したように、出力電流に応じた出力を発生させる電流検出部（９）を備えれば、電流検出回路（７）は、電流検出部（９）の出力を電流情報としてスイッチングデバイス（１）の出力電流を検出することも可能である。 For example, as described in claim 5, the current detection circuit (7) can detect the output current of the switching device (1) using the sense current flowing through the sense terminal of the switching device (1) as current information. Further, as described in claim 6, if the current detection unit (9) that generates an output corresponding to the output current is provided, the current detection circuit (7) converts the output of the current detection unit (9) into current information. It is also possible to detect the output current of the switching device (1).

請求項７に記載の発明では、スイッチングデバイス（１）のゲート電圧をフルオン状態の際のゲート電圧よりも低くかつミラー電圧よりも高いクランプ電圧にクランプするクランプ回路（３）を備えた負荷駆動装置において、負荷に流されるスイッチングデバイス（１）のゲート電圧を検出することでミラー電圧を検出するミラー電圧検出回路（１０）と、クランプ電圧として、ミラー電圧検出回路（１０）で検出されたミラー電圧（Ｖｍｉｒｒｏｒ）に基づいてミラー電圧（Ｖｍｉｒｒｏｒ）の変動に応じた電圧を演算すると共に、この演算した電圧にクランプ回路（３）におけるクランプ電圧を制御する演算装置（５）と、を有していることを特徴としている。 According to the seventh aspect of the present invention, the load driving device includes a clamp circuit (3) that clamps the gate voltage of the switching device (1) to a clamp voltage that is lower than the gate voltage in the full-on state and higher than the mirror voltage. , The mirror voltage detection circuit (10) for detecting the mirror voltage by detecting the gate voltage of the switching device (1) flowing in the load, and the mirror voltage detected by the mirror voltage detection circuit (10) as the clamp voltage An arithmetic unit (5) that calculates a voltage according to a change in the mirror voltage (Vmirror) based on (Vmirror) and controls the clamp voltage in the clamp circuit (3) to the calculated voltage. It is characterized by that.

このように、スイッチングデバイス（１）のミラー電圧（Ｖｍｉｒｒｏｒ）自体を検出し、このミラー電圧（Ｖｍｉｒｒｏｒ）のバラツキに応じたクランプ電圧を演算している。このため、クランプ電圧をそのミラー電圧（Ｖｍｉｒｒｏｒ）に対応する値に低く抑えることが可能となり、ミラー電圧（Ｖｍｉｒｒｏｒ）のバラツキの最大値、つまりすべての環境変化等を含めた最大値を考慮してクランプ電圧を設計する場合と比較して、クランプ電圧を小さく抑えられる。したがって、クランプ時にスイッチングデバイス（１）を損失が大きくなることを抑制しつつ、短絡耐量を向上することが可能となる。 Thus, the mirror voltage (Vmirror) itself of the switching device (1) is detected, and the clamp voltage corresponding to the variation of the mirror voltage (Vmirror) is calculated. For this reason, the clamp voltage can be kept low to a value corresponding to the mirror voltage (Vmirror), and the maximum value of the variation of the mirror voltage (Vmirror), that is, the maximum value including all environmental changes is taken into consideration. Compared to designing the clamp voltage, the clamp voltage can be kept small. Therefore, it becomes possible to improve the short circuit tolerance while suppressing the loss of the switching device (1) from increasing during clamping.

請求項８に記載の発明では、スイッチングデバイス（１）のゲート電圧をフルオン状態の際のゲート電圧よりも低くかつミラー電圧よりも高いクランプ電圧にクランプするクランプ回路（３）を備えた負荷駆動装置において、スイッチングデバイス（１）のゲートとコレクタ間を短絡させるスイッチ（１２）と、スイッチングデバイス（１）を定電流駆動するための定電流を生成する定電流源（１１）と、スイッチ（１２）によってスイッチングデバイス（１）のゲートとコレクタ間を短絡させつつ、定電流減（１１）が生成する定電流にてスイッチングデバイス（１）を定電流駆動し、その際のスイッチングデバイス（１）のゲートと第２電極との間の電圧を検出する電圧検出回路（１３）と、クランプ電圧として、電圧検出回路（１３）で検出されたゲートと第２電極との間の電圧に基づいて該ゲート閾値電圧（Ｖｔｈ）の変動と電流増幅度（ｇｍ）の変動の少なくとも一方を学習し、この学習結果に基づいてミラー電圧（Ｖｍｉｒｒｏｒ）の変動に応じた電圧を演算すると共に、この演算した電圧にクランプ回路（３）におけるクランプ電圧を制御する演算装置（５）と、を有していることを特徴としている。 In the invention according to claim 8, the load driving device includes a clamp circuit (3) for clamping the gate voltage of the switching device (1) to a clamp voltage lower than the gate voltage in the full-on state and higher than the mirror voltage. , A switch (12) for short-circuiting the gate and collector of the switching device (1), a constant current source (11) for generating a constant current for driving the switching device (1) at a constant current, and a switch (12) The switching device (1) is driven at a constant current with a constant current generated by the constant current reduction (11) while the gate and the collector of the switching device (1) are short-circuited with each other. Voltage detection circuit (13) for detecting a voltage between the first electrode and the second electrode, and a voltage detection circuit (13) as a clamp voltage Based on the detected voltage between the gate and the second electrode, at least one of the variation of the gate threshold voltage (Vth) and the variation of the current amplification degree (gm) is learned, and the mirror voltage ( It is characterized by having a calculation device (5) for calculating a voltage according to the fluctuation of Vmirror and controlling the clamp voltage in the clamp circuit (3) to the calculated voltage.

このように、ゲート閾値電圧（Ｖｔｈ）の変動と電流増幅度（ｇｍ）の変動の少なくとも一方を初期学習しておき、その学習結果に基づいてクランプ電圧を設定することもできる。このようにしても、請求項１と同様の効果を得ることができる。 In this manner, at least one of the fluctuation of the gate threshold voltage (Vth) and the fluctuation of the current amplification degree (gm) is initially learned, and the clamp voltage can be set based on the learning result. Even if it does in this way, the effect similar to Claim 1 can be acquired.

なお、上記各手段の括弧内の符号は、後述する実施形態に記載の具体的手段との対応関係を示すものである。 In addition, the code | symbol in the bracket | parenthesis of each said means shows the correspondence with the specific means as described in embodiment mentioned later.

本発明の第１実施形態にかかる負荷駆動装置の回路構成を示した図である。It is the figure which showed the circuit structure of the load drive device concerning 1st Embodiment of this invention. （ａ）、（ｂ）は、それぞれ、二段階電圧駆動方式の場合と定電流方式の場合の回路構成例を示したゲートドライブ回路の回路図である。(A), (b) is the circuit diagram of the gate drive circuit which showed the example of a circuit structure in the case of a two-step voltage drive system, and a constant current system, respectively. クランプ回路の一例を示した回路図である。It is the circuit diagram which showed an example of the clamp circuit. 本発明の第２実施形態で説明するクランプ回路の回路図である。It is a circuit diagram of a clamp circuit explained in a second embodiment of the present invention. 本発明の第３実施形態にかかる負荷駆動装置の回路構成等を示した図である。It is the figure which showed the circuit structure etc. of the load drive device concerning 3rd Embodiment of this invention. 本発明の第４実施形態にかかる負荷駆動装置の回路構成等を示した図である。It is the figure which showed the circuit structure etc. of the load drive device concerning 4th Embodiment of this invention. 本発明の第５実施形態にかかる負荷駆動装置の回路構成等を示した図である。It is the figure which showed the circuit structure etc. of the load drive device concerning 5th Embodiment of this invention. 本発明の第６実施形態にかかる負荷駆動装置の回路構成等を示した図である。It is the figure which showed the circuit structure etc. of the load drive device concerning 6th Embodiment of this invention. 負荷駆動装置の動作を示したタイミングチャートである。5 is a timing chart showing the operation of the load driving device. 本発明の第７実施形態にかかる負荷駆動装置の回路構成等を示した図である。It is the figure which showed the circuit structure etc. of the load drive device concerning 7th Embodiment of this invention. ＩＧＢＴの動作を示したタイミングチャートである。It is a timing chart showing operation of IGBT.

以下、本発明の実施形態について図に基づいて説明する。なお、以下の各実施形態相互において、互いに同一もしくは均等である部分には、図中、同一符号を付してある。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. In the following embodiments, the same or equivalent parts are denoted by the same reference numerals in the drawings.

（第１実施形態）
以下、本発明の第１実施形態について図を参照して説明する。図１は、本実施形態にかかる負荷駆動装置の回路構成を示した図である。この図を参照して、本実施形態の負荷駆動装置について説明する。 (First embodiment)
Hereinafter, a first embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 1 is a diagram illustrating a circuit configuration of the load driving device according to the present embodiment. With reference to this figure, the load drive apparatus of this embodiment is demonstrated.

図１に示す負荷駆動装置は、スイッチングデバイスとしてのＩＧＢＴ１、ゲートドライブ回路２、クランプ回路３、温度検出回路４および演算装置５を有した構成とされており、図示しない負荷が接続されたＩＧＢＴ１をオンすることにより負荷への電力供給を制御する。 The load driving device shown in FIG. 1 is configured to include an IGBT 1 as a switching device, a gate drive circuit 2, a clamp circuit 3, a temperature detection circuit 4, and an arithmetic device 5, and the IGBT 1 to which a load (not shown) is connected is connected. The power supply to the load is controlled by turning it on.

ＩＧＢＴ１は、ゲートドライブ回路２によって駆動され、ＩＧＢＴ１のコレクタは電源側に接続されると共に、エミッタは所定の電位とされる基準点とされ、ＩＧＢＴ１のコレクタ側もしくはエミッタ側のいずれかに負荷が接続される。負荷は、電力供給のオンオフによって駆動される装置であればどのようなものであってもよく、例えば、ＩＧＢＴ１を複数個備えることでインバータを構成すれば、三相モータなどを負荷とすることもできる。その場合、三相それぞれの上アームもしくは下アームとして図１に示す負荷駆動装置を適用することができる。図１に示す負荷駆動装置が上アームとして適用されるものであれば、ＩＧＢＴ１のコレクタが電源に接続され、エミッタが三相モータに接続される。また、図１に示す負荷駆動装置が下アームとして適用されるものであれば、ＩＧＢＴ１のコレクタが三相モータに接続され、エミッタがＧＮＤに接続される。 The IGBT 1 is driven by the gate drive circuit 2, the collector of the IGBT 1 is connected to the power supply side, the emitter is set as a reference point to be a predetermined potential, and a load is connected to either the collector side or the emitter side of the IGBT 1 Is done. The load may be any device as long as it is driven by turning on and off the power supply. For example, if an inverter is configured by providing a plurality of IGBTs 1, a three-phase motor or the like may be used as a load. it can. In that case, the load driving device shown in FIG. 1 can be applied as the upper arm or the lower arm of each of the three phases. If the load driving device shown in FIG. 1 is applied as an upper arm, the collector of the IGBT 1 is connected to a power source, and the emitter is connected to a three-phase motor. If the load driving device shown in FIG. 1 is applied as a lower arm, the collector of the IGBT 1 is connected to the three-phase motor, and the emitter is connected to GND.

また、ＩＧＢＴ１が形成されたチップには、温度検出手段となる感温ダイオード（Ｄｉ）１ａが内蔵されており、感温ダイオード１ａによりＩＧＢＴ１の温度に対応する出力が発生させられるようにすることで、ＩＧＢＴ１の温度が検出できるようにされている。例えば、感温ダイオード１ａは、複数個のダイオードが直列接続されることにより構成され、感温ダイオード１ａと図示しない温度検出用抵抗との間の電位をＩＧＢＴ１の温度に対応する出力電位として発生させる。このような構成により、ダイオードのＶｆの温度特性に基づいて出力電位が変化することから、この出力電位を温度情報としてＩＧＢＴ１の温度を検出することが可能となっている。 The chip on which the IGBT 1 is formed incorporates a temperature sensing diode (Di) 1a serving as a temperature detecting means, and an output corresponding to the temperature of the IGBT 1 is generated by the temperature sensing diode 1a. The temperature of the IGBT 1 can be detected. For example, the temperature sensing diode 1a is configured by connecting a plurality of diodes in series, and generates a potential between the temperature sensing diode 1a and a temperature detection resistor (not shown) as an output potential corresponding to the temperature of the IGBT 1. . With such a configuration, since the output potential changes based on the temperature characteristic of Vf of the diode, it is possible to detect the temperature of the IGBT 1 using this output potential as temperature information.

ゲートドライブ回路２は、ＩＧＢＴ１をオンすることにより負荷への電力供給を制御する。具体的には、ゲートドライブ回路２は、図示しないマイコンなどの制御手段からＩＧＢＴ１を駆動するための制御信号であるＩＮ信号を受け取り、このＩＮ信号に基づいてＩＧＢＴ１を制御することで負荷への電流供給を制御する。ゲートドライブ回路２は、二段階電圧駆動方式、つまりゲート電圧をクランプ電圧とそれよりも大きなフルオン状態にできる電圧に切替える方式と、定電流駆動回路によりゲートに供給される定電流自体を一定に保つ定電流方式のいずれであっても構わない。図２（ａ）、（ｂ）は、それぞれ、二段階電圧駆動方式の場合と定電流方式の場合の回路構成例を示したゲートドライブ回路２の回路図である。 The gate drive circuit 2 controls power supply to the load by turning on the IGBT 1. Specifically, the gate drive circuit 2 receives an IN signal that is a control signal for driving the IGBT 1 from a control unit such as a microcomputer (not shown), and controls the IGBT 1 based on the IN signal to thereby supply a current to the load. Control the supply. The gate drive circuit 2 keeps the constant current itself supplied to the gate constant by a two-stage voltage drive system, that is, a system in which the gate voltage is switched to a clamp voltage and a voltage that can be set to a full-on state higher than the clamp voltage. Any of the constant current methods may be used. FIGS. 2A and 2B are circuit diagrams of the gate drive circuit 2 showing circuit configuration examples in the case of the two-stage voltage driving method and the constant current method, respectively.

図２（ａ）に示すように、ゲートドライブ回路２が二段階電圧駆動方式とされる場合、スイッチ２１ａと抵抗２２ａが直列接続されたオン側回路と、スイッチ２１ｂと抵抗２２ｂとが直列接続されたオフ側回路とが備えられる。そして、マイコンからのＩＮ信号に基づいてスイッチ２１ａ、２１ｂのオンオフが制御されることにより、ＩＧＢＴ１をオンさせる際には、オン側回路を介してゲート電圧ＶＧをＩＧＢＴ１のゲートに印加する。また、ＩＧＢＴ１をオフさせる際には、オフ側回路を介してＩＧＢＴ１のゲートをＧＮＤに接続する。 As shown in FIG. 2A, when the gate drive circuit 2 is of a two-stage voltage drive system, the on-side circuit in which the switch 21a and the resistor 22a are connected in series, and the switch 21b and the resistor 22b are connected in series. And an off-side circuit. Then, by turning on and off the switches 21a and 21b based on the IN signal from the microcomputer, the gate voltage VG is applied to the gate of the IGBT 1 via the on-side circuit when the IGBT 1 is turned on. When the IGBT 1 is turned off, the gate of the IGBT 1 is connected to the GND through the off-side circuit.

また、図２（ｂ）に示すように、ゲートドライブ回路２が定電流方式とされる場合、定電流源２３と抵抗２４を有するオン側回路と、スイッチ２５と抵抗２６とが直列接続されたオフ側回路とが備えられる。そして、ＩＧＢＴ１をオンさせる際には、オン側回路において、マイコンからのＩＮ信号に基づいて定電流源２３にて定電流が生成され、これがＩＧＢＴ１のゲートに供給される。また、ＩＧＢＴ１をオフさせる際には、オフ側回路を介してＩＧＢＴ１のゲートをＧＮＤに接続する。 Further, as shown in FIG. 2B, when the gate drive circuit 2 is of a constant current system, an on-side circuit having a constant current source 23 and a resistor 24, a switch 25 and a resistor 26 are connected in series. And an off-side circuit. When the IGBT 1 is turned on, a constant current is generated by the constant current source 23 based on the IN signal from the microcomputer in the on-side circuit, and this is supplied to the gate of the IGBT 1. When the IGBT 1 is turned off, the gate of the IGBT 1 is connected to the GND through the off-side circuit.

このように、ゲートドライブ回路２を二段階電圧駆動方式と定電流方式のいずれで構成しても構わない。なお、定電流方式とする場合において、図２（ｂ）では、オフ側回路をスイッチ２５および抵抗２６にて構成する場合を例に挙げたが、オフ側回路をオン側回路と同様に、定電流源と抵抗との組み合わせによって構成しても良い。 As described above, the gate drive circuit 2 may be configured by either the two-stage voltage driving method or the constant current method. In the case of the constant current method, FIG. 2B illustrates an example in which the off-side circuit is configured by the switch 25 and the resistor 26. You may comprise by the combination of a current source and resistance.

クランプ回路３は、ＩＧＢＴ１をオフからオンに切り替える際に、一時的にＩＧＢＴ１のゲート電圧をクランプ電圧にクランプするものである。本実施形態では、クランプ回路３は、ミラー電圧のバラツキに対応してクランプ電圧を変化させられる構成とされている。このクランプ回路３でクランプする際のクランプ電圧は、後述する演算装置５の制御電圧コントロールに基づいて制御される。 The clamp circuit 3 temporarily clamps the gate voltage of the IGBT 1 to the clamp voltage when the IGBT 1 is switched from OFF to ON. In the present embodiment, the clamp circuit 3 is configured to change the clamp voltage corresponding to the variation in the mirror voltage. The clamp voltage at the time of clamping by the clamp circuit 3 is controlled based on control voltage control of the arithmetic unit 5 described later.

図３は、クランプ回路３の一例を示した回路図である。この図に示されるクランプ回路３は電流シンク能力のみを有したもので、オペアンプ３１と基準電圧回路３２およびＭＯＳＦＥＴ３３により構成されている。この図に示すように、オペアンプ３１の反転入力端子がＩＧＢＴ１のゲートとＭＯＳＦＥＴのドレインとの間に接続されると共に、オペアンプ３１の非反転入力端子が基準電圧回路３２に接続され、オペアンプ３１の出力端子がＭＯＳＦＥＴ３３のゲートに接続されている。 FIG. 3 is a circuit diagram showing an example of the clamp circuit 3. The clamp circuit 3 shown in this figure has only a current sink capability, and includes an operational amplifier 31, a reference voltage circuit 32, and a MOSFET 33. As shown in this figure, the inverting input terminal of the operational amplifier 31 is connected between the gate of the IGBT 1 and the drain of the MOSFET, and the non-inverting input terminal of the operational amplifier 31 is connected to the reference voltage circuit 32. A terminal is connected to the gate of the MOSFET 33.

このような構成では、基準電圧回路３２が生成する基準電圧Ｖｒｅｆが演算装置５の制御電圧コントロールによって調整されると、そのＩＧＢＴ１のゲート電圧がその基準電圧Ｖｒｅｆに近づけられるようにオペアンプ３１の出力端子の出力が調整され、ＭＯＳＦＥＴ３３が流す電流が制御される。具体的には、ゲート電圧が基準電圧Ｖｒｅｆよりも小さいときにはＭＯＳＦＥＴ３３はオフ状態で、ゲート電圧が基準電圧Ｖｒｅｆに達するとオペアンプ３１の出力に基づいてＭＯＳＦＥＴ３３が動作し始め、基準電圧Ｖｒｅｆに応じたゲート電圧となるようにオペアンプ３１の出力が調整される。したがって、基準電圧Ｖｒｅｆをクランプ電圧としてＩＧＢＴ１のゲート電圧をクランプ電圧にクランプすることができる。 In such a configuration, when the reference voltage Vref generated by the reference voltage circuit 32 is adjusted by the control voltage control of the arithmetic unit 5, the output terminal of the operational amplifier 31 is set so that the gate voltage of the IGBT 1 approaches the reference voltage Vref. Is adjusted, and the current flowing through the MOSFET 33 is controlled. Specifically, when the gate voltage is smaller than the reference voltage Vref, the MOSFET 33 is in an off state, and when the gate voltage reaches the reference voltage Vref, the MOSFET 33 starts to operate based on the output of the operational amplifier 31, and the gate corresponding to the reference voltage Vref. The output of the operational amplifier 31 is adjusted to be a voltage. Therefore, the gate voltage of the IGBT 1 can be clamped to the clamp voltage using the reference voltage Vref as the clamp voltage.

温度検出回路４は、感温ダイオード１ａからの温度情報、例えば上述したような感温ダイオード１ａと温度検出抵抗の間の出力電位に基づいてＩＧＢＴ１の温度を検出し、その検出結果を演算装置５に伝える。 The temperature detection circuit 4 detects the temperature of the IGBT 1 based on temperature information from the temperature sensing diode 1a, for example, the output potential between the temperature sensing diode 1a and the temperature detection resistor as described above, and the detection result is calculated by the arithmetic unit 5. To tell.

演算装置５は、クランプ回路３のクランプ電圧を調整するための制御電圧を演算し、制御電圧コントロールを行うことにより、温度検出回路４での検出結果に対応してクランプ電圧を調整する。すなわち、ミラー電圧は、ＩＧＢＴ１の温度に依存して変化することから、ＩＧＢＴ１の温度が分かれば、ミラー電圧のバラツキを推定することができ、このミラー電圧のバラツキに対応してクランプ電圧を調整する。具体的には、ミラー電圧は、次式に基づいて演算される。 The arithmetic device 5 calculates a control voltage for adjusting the clamp voltage of the clamp circuit 3 and performs control voltage control, thereby adjusting the clamp voltage in accordance with the detection result of the temperature detection circuit 4. That is, since the mirror voltage changes depending on the temperature of the IGBT 1, if the temperature of the IGBT 1 is known, the variation in the mirror voltage can be estimated, and the clamp voltage is adjusted in accordance with the variation in the mirror voltage. . Specifically, the mirror voltage is calculated based on the following equation.

（数１）Ｖｍｉｒｒｏｒ＝Ｖｔｈ＋√（Ｉｃ／ｇｍ）
なお、上記数式１において、Ｖｍｉｒｒｏｒはミラー電圧、ＶｔｈはＩＧＢＴ１のゲート閾値電圧、ｇｍは電流増幅度、ＩｃはＩＧＢＴ１の出力電流を示している。 (Equation 1) Vmirror = Vth + √ (Ic / gm)
In Equation 1, Vmirror is the mirror voltage, Vth is the gate threshold voltage of IGBT1, gm is the current amplification factor, and Ic is the output current of IGBT1.

数式１のうちゲート閾値電圧Ｖｔｈや電流増幅度ｇｍは、温度に依存して変動することから、ミラー電圧Ｖｍｉｒｒｏｒも、温度に伴うゲート閾値電圧Ｖｔｈや電流増幅度ｇｍの変動に伴って変動する。したがって、検出されたＩＧＢＴ１の温度に基づいて、ミラー電圧Ｖｍｉｒｒｏｒのバラツキを推定することができ、このミラー電圧Ｖｍｉｒｒｏｒのバラツキに応じたクランプ電圧を演算し、そのクランプ電圧となるように制御電圧コントロールを行えば、クランプ電圧をその温度でのミラー電圧Ｖｍｉｒｒｏｒに対応する値に低く抑えることが可能となる。 Since the gate threshold voltage Vth and the current amplification factor gm in Equation 1 vary depending on the temperature, the mirror voltage Vmirror also varies as the gate threshold voltage Vth and the current amplification factor gm vary with temperature. Therefore, the variation in the mirror voltage Vmirror can be estimated based on the detected temperature of the IGBT 1, the clamp voltage corresponding to the variation in the mirror voltage Vmirror is calculated, and the control voltage control is performed so that the clamp voltage is obtained. If this is done, the clamp voltage can be kept low to a value corresponding to the mirror voltage Vmirror at that temperature.

以上のような構成により、本実施形態にかかる短絡保護機能を有する負荷駆動装置が構成されている。 The load drive device which has the short circuit protection function concerning this embodiment is comprised by the above structures.

このような負荷駆動装置では、ＩＧＢＴ１を駆動する際にその都度クランプ電圧の演算を行う。すなわち、温度検出回路４が温度情報に基づいてＩＧＢＴ１の温度を検出すると、演算装置５が検出された温度に基づいてミラー電圧Ｖｍｉｒｒｏｒのバラツキに応じたクランプ電圧を演算する。そして、演算装置５が演算したクランプ電圧となるように制御電圧コントロールを行うことで、クランプ回路３によるクランプ電圧をミラー電圧Ｖｍｉｒｒｏｒのバラツキに応じた低い電圧に抑えることができる。 In such a load driving device, the clamp voltage is calculated each time the IGBT 1 is driven. That is, when the temperature detection circuit 4 detects the temperature of the IGBT 1 based on the temperature information, the calculation device 5 calculates a clamp voltage corresponding to the variation in the mirror voltage Vmirror based on the detected temperature. Then, by controlling the control voltage so that the clamp voltage calculated by the arithmetic device 5 is obtained, the clamp voltage by the clamp circuit 3 can be suppressed to a low voltage corresponding to the variation in the mirror voltage Vmirror.

このように、ＩＧＢＴ１の温度を検出し、この温度に基づいてミラー電圧Ｖｍｉｒｒｏｒのバラツキに応じたクランプ電圧を演算している。このため、クランプ電圧をその温度でのミラー電圧Ｖｍｉｒｒｏｒに対応する値に低く抑えることが可能となり、クランプ電圧をミラー電圧Ｖｍｉｒｒｏｒのバラツキの最大値、つまりすべての環境変化等を含めた最大値を考慮して設計する場合と比較して、クランプ電圧を小さく抑えられる。したがって、クランプ時にＩＧＢＴ１を損失が大きくなることを抑制しつつ、短絡耐量を向上することが可能となる。 As described above, the temperature of the IGBT 1 is detected, and the clamp voltage corresponding to the variation in the mirror voltage Vmirror is calculated based on this temperature. For this reason, the clamp voltage can be kept low to a value corresponding to the mirror voltage Vmirror at that temperature, and the clamp voltage takes into account the maximum value of variation in the mirror voltage Vmirror, that is, the maximum value including all environmental changes. Therefore, the clamp voltage can be reduced compared to the case of designing. Therefore, it is possible to improve the short circuit tolerance while suppressing the loss of the IGBT 1 from increasing during clamping.

また、図１では図示していないが、実際には、ＩＧＢＴ１にはセンス端子が備えられており、センス端子を通じてＩＧＢＴ１のメインセルに流れる電流を所定の比で減少させたセンス電流に基づいて、演算装置５では、電流が流れない状態となっている断線検出や過電流が流れている過電流検出も行っている。また、温度検出回路４の温度情報に基づいて、演算装置５では、ＩＧＢＴ１の温度が高温となっている過熱状態の検出も行っている。そして、断線や過電流もしくは過熱状態が検出されなければ、演算装置５が所定のタイミングでクランプ解除信号を出力し、クランプ回路３によるＩＧＢＴ１のゲートのクランプを解除する。これにより、ＩＧＢＴ１のゲート電圧がフルオン状態となる大きさまで増加させられ、ＩＧＢＴ１が十分な非飽和状態で動作することで、負荷への電流供給が行われる。 Although not shown in FIG. 1, the IGBT 1 is actually provided with a sense terminal. Based on the sense current obtained by reducing the current flowing through the sense terminal to the main cell of the IGBT 1 at a predetermined ratio, The arithmetic device 5 also performs disconnection detection where no current flows and overcurrent detection where an overcurrent flows. Further, based on the temperature information of the temperature detection circuit 4, the arithmetic device 5 also detects an overheated state in which the temperature of the IGBT 1 is high. If no disconnection, overcurrent, or overheat state is detected, the arithmetic unit 5 outputs a clamp release signal at a predetermined timing, and releases the clamp of the gate of the IGBT 1 by the clamp circuit 3. As a result, the gate voltage of the IGBT 1 is increased to a level at which the IGBT 1 is fully turned on, and the IGBT 1 operates in a sufficiently non-saturated state, whereby current is supplied to the load.

（第２実施形態）
本発明の第２実施形態について説明する。本実施形態は、第１実施形態に対してクランプ回路３の構成を変更したものであり、その他に関しては第１実施形態と同様であるため、第１実施形態と異なる部分についてのみ説明する。 (Second Embodiment)
A second embodiment of the present invention will be described. In the present embodiment, the configuration of the clamp circuit 3 is changed with respect to the first embodiment, and the other parts are the same as those in the first embodiment. Therefore, only the parts different from the first embodiment will be described.

図４は、本実施形態にかかるクランプ回路３の回路図である。この図に示されるクランプ回路３も電流シンク能力のみを有しており、順方向に接続したダイオード３４と逆方向に接続したツェナーダイオード３５、および、これらそれぞれに対して並列接続されたスイッチ３６、３７とを有した構成とされている。 FIG. 4 is a circuit diagram of the clamp circuit 3 according to the present embodiment. The clamp circuit 3 shown in this figure also has only a current sink capability, a diode 34 connected in the forward direction and a Zener diode 35 connected in the reverse direction, and a switch 36 connected in parallel to each of these, 37.

このような構成では、演算装置５の制御電圧コントロールによるスイッチ３６、３７のオンオフにより、ダイオード３４の順方向電圧Ｖｆとツェナーダイオード３５のツェナー降伏電圧との組み合わせによって規定されるクランプ電圧とすることができる。例えば、スイッチ３６をオフ、スイッチ３７をオンとすれば、ダイオード３４の順方向電圧Ｖｆによって規定されるクランプ電圧にできる。スイッチ３６をオン、スイッチ３７をオフとすれば、ツェナーダイオード３５のツェナー降伏電圧によって規定されるクランプ電圧にできる。さらに、スイッチ３６、３７を共にオフとすれば、ダイオード３４の順方向電圧Ｖｆとツェナーダイオード３５のツェナー降伏電圧の和によって規定されるクランプ電圧にできる。すなわち、スイッチ３６、３７の選択に応じてダイオード３４の順方向電圧Ｖｆやツェナーダイオード３５のツェナー電圧に達するとダイオード３４、ツェナーダイオード３５が動作し、ゲート電圧をクランプすることができる。また、クランプしない時にはスイッチ３６、３７を共にオフすればよい。 In such a configuration, the clamp voltage defined by the combination of the forward voltage Vf of the diode 34 and the Zener breakdown voltage of the Zener diode 35 is set by turning on and off the switches 36 and 37 by the control voltage control of the arithmetic unit 5. it can. For example, when the switch 36 is turned off and the switch 37 is turned on, the clamp voltage defined by the forward voltage Vf of the diode 34 can be obtained. If the switch 36 is turned on and the switch 37 is turned off, the clamp voltage defined by the Zener breakdown voltage of the Zener diode 35 can be obtained. Further, if both the switches 36 and 37 are turned off, a clamp voltage defined by the sum of the forward voltage Vf of the diode 34 and the Zener breakdown voltage of the Zener diode 35 can be obtained. That is, when the forward voltage Vf of the diode 34 or the Zener voltage of the Zener diode 35 is reached in accordance with the selection of the switches 36 and 37, the diode 34 and the Zener diode 35 operate to clamp the gate voltage. When not clamping, both the switches 36 and 37 may be turned off.

なお、図中では、ダイオード３４やツェナーダイオード３５を１つずつしか記載していないが、多段に接続された構造にしておき、複数段のダイオード３４のＶｆの和や複数段のツェナーダイオード３５のツェナー降伏電圧の和によってクランプ電圧が規定されるようにしても良い。 In the drawing, only one diode 34 and one Zener diode 35 are shown. However, a structure in which the diodes 34 and the Zener diodes 35 are connected in multiple stages is used. The clamp voltage may be defined by the sum of the Zener breakdown voltages.

このように、ダイオード３４やツェナーダイオード３５およびスイッチ３６、３７によってクランプ回路３を構成するようにしても良い。このような構成のクランプ回路３を用いても、第１実施形態と同様の効果を得ることができる。 As described above, the clamp circuit 3 may be configured by the diode 34, the Zener diode 35, and the switches 36 and 37. Even if the clamp circuit 3 having such a configuration is used, the same effect as that of the first embodiment can be obtained.

（第３実施形態）
本発明の第３実施形態について説明する。本実施形態は、第１実施形態に対して温度検出の手法を変更したものであり、その他に関しては第１実施形態と同様であるため、第１実施形態と異なる部分についてのみ説明する。 (Third embodiment)
A third embodiment of the present invention will be described. In the present embodiment, the temperature detection method is changed with respect to the first embodiment, and the other aspects are the same as those in the first embodiment. Therefore, only different portions from the first embodiment will be described.

図５は、本実施形態にかかる負荷駆動装置の回路構成等を示した図である。図５に示すように、ＩＧＢＴ１のような発熱するスイッチングデバイスでは、冷却器６を備えることでＩＧＢＴ１の放熱を行い、ＩＧＢＴ１が過熱状態になることを抑制する構造が採用される。この冷却器６に備えられる温度センサ６ａの検出信号を温度情報として用いて、温度検出回路４によるＩＧＢＴ１の温度検出を行うようにしても良い。このように、ＩＧＢＴ１の温度を冷却器６に備えられる温度センサ６ａにて間接的に検出するようにしても良い。なお、冷却器６としては、水冷による冷却を行うものであれば温度センサ６ａによって水温を検出すれば良く、空冷による冷却を行うものであれば温度センサ６ａによって気温を検出すれば良い。つまり、冷却に用いられる冷媒の温度を温度センサ６ａで検出すれば良い。 FIG. 5 is a diagram illustrating a circuit configuration and the like of the load driving device according to the present embodiment. As shown in FIG. 5, a switching device that generates heat, such as the IGBT 1, employs a structure in which the IGBT 1 is dissipated by providing the cooler 6, and the IGBT 1 is prevented from being overheated. The temperature detection circuit 4 may detect the temperature of the IGBT 1 using the detection signal of the temperature sensor 6a provided in the cooler 6 as temperature information. As described above, the temperature of the IGBT 1 may be indirectly detected by the temperature sensor 6 a provided in the cooler 6. As the cooler 6, if the cooling is performed by water cooling, the water temperature may be detected by the temperature sensor 6a, and if the cooling is performed by air cooling, the temperature may be detected by the temperature sensor 6a. That is, the temperature of the refrigerant used for cooling may be detected by the temperature sensor 6a.

（第４実施形態）
本発明の第４実施形態について説明する。本実施形態では、第１実施形態のような温度検出に変えて、ＩＧＢＴ１の出力電流を検出することでミラー電圧Ｖｍｉｒｒｏｒのバラツキを演算するものであり、その他に関しては第１実施形態と同様であるため、第１実施形態と異なる部分についてのみ説明する。 (Fourth embodiment)
A fourth embodiment of the present invention will be described. In the present embodiment, the variation in the mirror voltage Vmirror is calculated by detecting the output current of the IGBT 1 instead of the temperature detection as in the first embodiment, and the rest is the same as in the first embodiment. Therefore, only a different part from 1st Embodiment is demonstrated.

図６は、本実施形態にかかる負荷駆動装置の回路構成を示した図である。ＩＧＢＴ１には負荷への電流供給を行うための出力電流を流すメインセルと、メインセルに流れる出力電流を所定の比で減少させたセンス電流を流すセンスセルとが備えられており、図６に示すように、センス端子から流されるセンス電流に基づいて電流検出を行う電流検出回路７を備えてある。具体的には、電流検出回路７はセンス端子とセンス端子に接続されたセンス抵抗８との間の電位を電流情報として入力することで、ＩＧＢＴ１のメインセルに流れる出力電流を検出している。 FIG. 6 is a diagram illustrating a circuit configuration of the load driving device according to the present embodiment. The IGBT 1 is provided with a main cell for supplying an output current for supplying current to the load and a sense cell for supplying a sense current obtained by reducing the output current flowing through the main cell by a predetermined ratio, as shown in FIG. As described above, a current detection circuit 7 that performs current detection based on a sense current flowing from the sense terminal is provided. Specifically, the current detection circuit 7 detects the output current flowing through the main cell of the IGBT 1 by inputting the potential between the sense terminal and the sense resistor 8 connected to the sense terminal as current information.

上記の数式１で示したように、ミラー電圧ＶｍｉｒｒｏｒはＩＧＢＴ１の温度だけでなく、ＩＧＢＴ１の出力電流Ｉｃに依存している。このため、ＩＧＢＴ１の出力電流を検出することで、その出力電流でのミラー電圧Ｖｍｉｒｒｏｒのバラツキに応じたクランプ電圧を設定でき、クランプ電圧を低い電圧に抑えることが可能となる。したがって、ＩＧＢＴ１の出力電流を検出することによっても、第１実施形態に示す効果を得ることができる。 As shown in Equation 1 above, the mirror voltage Vmirror depends not only on the temperature of the IGBT 1 but also on the output current Ic of the IGBT 1. For this reason, by detecting the output current of the IGBT 1, it is possible to set a clamp voltage corresponding to the variation in the mirror voltage Vmirror at the output current, and to suppress the clamp voltage to a low voltage. Therefore, the effect shown in the first embodiment can also be obtained by detecting the output current of the IGBT 1.

（第５実施形態）
本発明の第５実施形態について説明する。本実施形態でも、第４実施形態のようにＩＧＢＴ１の出力電流を検出することでミラー電圧Ｖｍｉｒｒｏｒのバラツキを演算する。 (Fifth embodiment)
A fifth embodiment of the present invention will be described. Also in this embodiment, the variation in the mirror voltage Vmirror is calculated by detecting the output current of the IGBT 1 as in the fourth embodiment.

図７は、本実施形態にかかる負荷駆動装置の回路構成を示した図である。この図に示すように、ＩＧＢＴ１の出力電流と対応する出力を電流情報として発生させる電流検出部９を備えるようにし、この電流検出部９の出力が温度情報として電流検出回路７に入力されるようにすることで、電流検出回路７にてＩＧＢＴ１のメインセルに流れる出力電流を検出している。電流検出部９としては、例えば、ＩＧＢＴ１のエミッタもしくはコレクタに繋がる電流供給ラインに流れる出力電流が発生する磁界を電気信号に変換して出力するホール素子などを適用することができる。 FIG. 7 is a diagram illustrating a circuit configuration of the load driving device according to the present embodiment. As shown in this figure, a current detection unit 9 that generates an output corresponding to the output current of the IGBT 1 as current information is provided, and the output of the current detection unit 9 is input to the current detection circuit 7 as temperature information. Thus, the output current flowing through the main cell of the IGBT 1 is detected by the current detection circuit 7. As the current detection unit 9, for example, a Hall element that converts a magnetic field generated by an output current flowing in a current supply line connected to the emitter or collector of the IGBT 1 into an electric signal and outputs it can be applied.

このように、ＩＧＢＴ１の出力電流を直接電流検出部９にて検出することもできる。このようにしても、上記した第４実施形態と同様、第１実施形態に示す効果を得ることができる。 In this way, the output current of the IGBT 1 can be directly detected by the current detector 9. Even if it does in this way, the effect shown in 1st Embodiment can be acquired similarly to above-mentioned 4th Embodiment.

（第６実施形態）
本発明の第６実施形態について説明する。本実施形態では、第１実施形態のような温度検出や第４実施形態のようなＩＧＢＴ１の出力電流の検出に変えて、ミラー電圧Ｖｍｉｒｒｏｒそのものを検出することでミラー電圧Ｖｍｉｒｒｏｒのバラツキを演算するものであり、その他に関しては第１実施形態と同様であるため、第１実施形態と異なる部分についてのみ説明する。 (Sixth embodiment)
A sixth embodiment of the present invention will be described. In this embodiment, instead of the temperature detection as in the first embodiment and the detection of the output current of the IGBT 1 as in the fourth embodiment, the variation in the mirror voltage Vmirror is calculated by detecting the mirror voltage Vmirror itself. Since other aspects are the same as those of the first embodiment, only portions different from those of the first embodiment will be described.

図８は、本実施形態にかかる負荷駆動装置の回路構成を示した図である。また、図９は、本実施形態の負荷駆動装置の動作を示したタイミングチャートである。 FIG. 8 is a diagram illustrating a circuit configuration of the load driving device according to the present embodiment. FIG. 9 is a timing chart showing the operation of the load driving device of the present embodiment.

図８に示すように、ＩＧＢＴ１のゲート電圧を検出するミラー電圧検出部１０を備え、ゲート電圧がミラー電圧となっているときを直接検出している。例えば、ミラー電圧検出部１０にて常時ＩＧＢＴ１のゲート電圧を検出しておき、ミラー電圧検出部１０からゲート電圧に対応する値を演算装置５に伝え、演算装置５にてその値をホールドする。そして、演算装置５にて、図９の期間Ｔ１に示されるミラー電圧Ｖｍｉｒｒｏｒになると、その値をホールドしておいて、そのミラー電圧Ｖｍｉｒｒｏｒに応じたクランプ電圧を演算し、制御電圧コントロールによってクランプ電圧を調整する。 As shown in FIG. 8, the mirror voltage detection part 10 which detects the gate voltage of IGBT1 is provided, and it detects directly when the gate voltage is a mirror voltage. For example, the gate voltage of the IGBT 1 is always detected by the mirror voltage detection unit 10, a value corresponding to the gate voltage is transmitted from the mirror voltage detection unit 10 to the calculation device 5, and the value is held by the calculation device 5. When the calculation device 5 reaches the mirror voltage Vmirror shown in the period T1 of FIG. 9, the value is held, a clamp voltage is calculated according to the mirror voltage Vmirror, and the clamp voltage is controlled by control voltage control. Adjust.

このように、ミラー電圧Ｖｍｉｒｒｏｒを直接検出することもできる。このようにしても、第１実施形態に示す効果を得ることができる。 Thus, the mirror voltage Vmirror can also be detected directly. Even if it does in this way, the effect shown in a 1st embodiment can be acquired.

なお、ここではミラー電圧Ｖｍｉｒｒｏｒを検出する場合を例に挙げたが、次のようにしてミラー電圧Ｖｍｉｒｒｏｒを検出しても良い。 Although the case where the mirror voltage Vmirror is detected has been described as an example here, the mirror voltage Vmirror may be detected as follows.

通常、スイッチング損失を低く抑えるために、ミラー電圧となる区間であるミラー区間は短い時間とされる。このため、ＩＮ信号が入って一定時間が経過してミラー区間になると想定されるタイミングで、ゲート電圧を検出し、そのときのゲート電圧をミラー電圧Ｖｍｉｒｒｏｒとして検出することができる。また、ＩＧＢＴ１のゲート容量に応じてゲート電圧の増加の仕方が決まっていることから、ゲート電圧が閾値を超えてから一定時間が経過したときにミラー電圧Ｖｍｉｒｒｏｒになると想定して、そのタイミングでゲート電圧を検出し、そのときのゲート電圧をミラー電圧Ｖｍｉｒｒｏｒとして検出するようにしても良い。 Usually, in order to keep switching loss low, a mirror section, which is a section that becomes a mirror voltage, is set to a short time. For this reason, it is possible to detect the gate voltage at a timing at which a certain time elapses after entering the IN signal and to enter the mirror section, and to detect the gate voltage at that time as the mirror voltage Vmirror. In addition, since the method of increasing the gate voltage is determined according to the gate capacitance of the IGBT 1, it is assumed that the mirror voltage Vmirror is reached when a certain time has elapsed after the gate voltage exceeds the threshold value, and at that timing, the gate voltage is increased. The voltage may be detected, and the gate voltage at that time may be detected as the mirror voltage Vmirror.

（第７実施形態）
本発明の第７実施形態について説明する。上記第１〜第６実施形態では、ＩＧＢＴ１の環境変化等に伴うミラー電圧Ｖｍｉｒｒｏｒのバラツキを検出したが、本実施形態では、ＩＧＢＴ１のゲート閾値電圧Ｖｔｈを起動時に初期学習することで、ＩＧＢＴ１の製造バラツキに起因したゲート閾値電圧Ｖｔｈのバラツキによるミラー電圧Ｖｍｉｒｒｏｒのバラツキを学習する。 (Seventh embodiment)
A seventh embodiment of the present invention will be described. In the first to sixth embodiments, the variation in the mirror voltage Vmirror caused by the environmental change of the IGBT 1 is detected. However, in this embodiment, the gate threshold voltage Vth of the IGBT 1 is initially learned at start-up, thereby manufacturing the IGBT 1. The variation in the mirror voltage Vmirror due to the variation in the gate threshold voltage Vth caused by the variation is learned.

図１０は、本実施形態にかかる負荷駆動装置の回路構成を示した図である。この図に示すように、ＩＧＢＴ１のゲートおよびコレクタに対して定電流を供給する定電流源１１と、コレクタへの定電流の供給のオンオフを行うスイッチ１２と、ゲート閾値電圧Ｖｔｈを検出するための電圧検出回路１３が備えられている。このような構成において、初期学習を行う際には、初期学習信号によってスイッチ１２をオンさせてゲート−コレクタ間を短絡させると共に、初期学習信号によって定電流源１１で定電流を生成させる。これにより、ＩＧＢＴ１を定電流駆動し、電圧検出回路１３にてゲート−エミッタ間電圧もしくはコレクタ−エミッタ間電圧を検出することで、ＩＧＢＴ１のゲート閾値電圧Ｖｔｈを検出することができる。 FIG. 10 is a diagram illustrating a circuit configuration of the load driving device according to the present embodiment. As shown in this figure, a constant current source 11 for supplying a constant current to the gate and collector of the IGBT 1, a switch 12 for turning on and off the supply of a constant current to the collector, and a gate threshold voltage Vth are detected. A voltage detection circuit 13 is provided. In such a configuration, when initial learning is performed, the switch 12 is turned on by an initial learning signal to short-circuit the gate and the collector, and a constant current is generated by the constant current source 11 by the initial learning signal. Thus, the gate threshold voltage Vth of the IGBT 1 can be detected by driving the IGBT 1 at a constant current and detecting the gate-emitter voltage or the collector-emitter voltage by the voltage detection circuit 13.

また、初期学習信号を演算装置５に入力することで演算装置５に初期学習時であることを認識させ、そのときに電圧検出回路１３で検出されたゲート閾値電圧Ｖｔｈから、ゲート閾値電圧Ｖｔｈのバラツキを求め、それを学習（記憶）する。このゲート閾値電圧Ｖｔｈのバラツキより、上記数式１に基づいてミラー電圧Ｖｍｉｒｒｏｒを演算すると共に、演算したミラー電圧Ｖｍｉｒｒｏｒに応じたクランプ電圧を演算する。このとき、ゲート閾値電圧Ｖｔｈのバラツキに相当する値として、ミラー電圧Ｖｍｉｒｒｏｒのバラツキやクランプ電圧もしくは制御コントロールの制御量（図３に示す基準電圧回路３２の基準電圧Ｖｒｅｆや図４に示すスイッチ３６、３７のオンオフ状態）を学習しても良い。そして、負荷への電流供給を行うためにＩＧＢＴ１を駆動する際に、学習結果に基づいてクランプ電圧を設定する。 In addition, by inputting an initial learning signal to the arithmetic device 5, the arithmetic device 5 is made to recognize that it is at the time of initial learning, and from the gate threshold voltage Vth detected by the voltage detection circuit 13 at that time, the gate threshold voltage Vth Find variations and learn (memorize) them. Based on the variation in the gate threshold voltage Vth, the mirror voltage Vmirror is calculated based on Equation 1 above, and the clamp voltage corresponding to the calculated mirror voltage Vmirror is calculated. At this time, as a value corresponding to the variation in the gate threshold voltage Vth, the variation in the mirror voltage Vmirror, the clamp voltage or the control amount of the control control (the reference voltage Vref of the reference voltage circuit 32 shown in FIG. 3 or the switch 36 shown in FIG. 37 may be learned. And when driving IGBT1 in order to supply the electric current to load, a clamp voltage is set based on a learning result.

このように、ゲート閾値電圧Ｖｔｈを初期学習しておき、その学習結果に基づいてクランプ電圧を設定することもできる。これにより、第１実施形態と同様の効果を得ることができる。また、ゲート閾値電圧Ｖｔｈだけではなく、初期学習時に定電流値を変化させ、そのときのゲート・エミッタ間の電圧を測定し、電流増幅度ｇｍを演算しても同様の効果を得ることができる。 In this way, the gate threshold voltage Vth is initially learned, and the clamp voltage can be set based on the learning result. Thereby, the effect similar to 1st Embodiment can be acquired. Further, not only the gate threshold voltage Vth but also the constant current value is changed during initial learning, the voltage between the gate and the emitter at that time is measured, and the current amplification degree gm is calculated, and the same effect can be obtained. .

なお、初期学習としては、ＩＧＢＴ１の駆動前に行うことを想定しているが、このような場合だけでなく、半導体装置のモジュール化の際、つまり半導体装置の製造段階において、一度ゲート閾値電圧Ｖｔｈを学習しておき、それを演算装置５に備えたメモリ等に記憶しておくようにしても良い。 Note that the initial learning is assumed to be performed before the IGBT 1 is driven. However, not only in such a case, but also when the semiconductor device is modularized, that is, in the manufacturing stage of the semiconductor device, the gate threshold voltage Vth is once set. May be learned and stored in a memory or the like provided in the arithmetic unit 5.

（他の実施形態）
上記各実施形態では、スイッチングデバイスとしてＩＧＢＴ１を例に挙げているが、ＩＧＢＴ１以外のもパワーＭＯＳＦＥＴなどの半導体スイッチング素子であっても良い。その場合、上記第７実施形態のような学習を行う際には、ゲート−ソース間電圧を求めるようにすればよい。すなわち、スイッチングデバイスは、負荷への電流供給ラインの電源側に第１電極（コレクタ電極、ドレイン電極）が接続されると共に基準点側に第２電極（エミッタ電極、ソース電極）が接続され、ゲート電圧を制御することで電流供給ラインのオンオフを制御するが、これらのうちのゲートと第２電極との間の電圧を検出することで、上記の学習を行うことができる。 (Other embodiments)
In each of the above embodiments, the IGBT 1 is exemplified as a switching device, but a semiconductor switching element other than the IGBT 1 may be a semiconductor switching element such as a power MOSFET. In that case, when performing learning as in the seventh embodiment, the gate-source voltage may be obtained. That is, the switching device has a first electrode (collector electrode, drain electrode) connected to the power supply side of the current supply line to the load, and a second electrode (emitter electrode, source electrode) connected to the reference point side, The on / off state of the current supply line is controlled by controlling the voltage, and the above learning can be performed by detecting the voltage between the gate and the second electrode.

また、ゲートドライブ回路２やクランプ回路３の回路例を示したが、同様の動作を行う回路であれば、他の回路構成であっても構わない。また、上記第７実施形態では、ＩＧＢＴ１のコレクタ側に定電流源１１を配置するようにしたが、エミッタ側に定電流源１１を配置するようにしても良い。 Further, although circuit examples of the gate drive circuit 2 and the clamp circuit 3 have been shown, other circuit configurations may be used as long as the circuit performs the same operation. In the seventh embodiment, the constant current source 11 is arranged on the collector side of the IGBT 1. However, the constant current source 11 may be arranged on the emitter side.

１ＩＧＢＴ
１ａ感温ダイオード
２ゲートドライブ回路
３クランプ回路
４温度検出回路
５演算装置
６冷却器
６ａ温度センサ
７電流検出回路
８センス抵抗
９電流検出部
１０ミラー電圧検出部
１１定電流源
１２スイッチ
１３電圧検出回路
２１ａ、２１ｂスイッチ
２２ａ、２２ｂ抵抗
２３定電流源
２４、２６抵抗
２５スイッチ
３１オペアンプ
３２基準電圧回路
３３ＭＯＳＦＥＴ
３４ダイオード
３５ツェナーダイオード
３６、３７スイッチ 1 IGBT
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1a Temperature sensing diode 2 Gate drive circuit 3 Clamp circuit 4 Temperature detection circuit 5 Arithmetic unit 6 Cooler 6a Temperature sensor 7 Current detection circuit 8 Sense resistor 9 Current detection unit 10 Mirror voltage detection unit 11 Constant current source 12 Switch 13 Voltage detection circuit 21a, 21b switch 22a, 22b resistor 23 constant current source 24, 26 resistor 25 switch 31 operational amplifier 32 reference voltage circuit 33 MOSFET
34 Diode 35 Zener diode 36, 37 Switch

Claims

A switching device (1) for controlling on / off of current supply to a load;
By controlling the gate voltage of the switching device (1) so that the switching device (1) is operated in a full-on state where the switching device (1) is in a non-saturated region, the switching device (1) is turned on and current supply to the load A gate drive circuit (2) for performing
A clamp circuit (3) for clamping the gate voltage of the switching device (1) to a clamp voltage lower than the gate voltage in the full-on state and higher than the mirror voltage;
A temperature detection circuit (4) for detecting the temperature of the switching device (1);
Based on the temperature detected by the temperature detection circuit (4), a voltage corresponding to a change in mirror voltage (Vmirror) is calculated as the clamp voltage, and the clamp voltage in the clamp circuit (3) is calculated to the calculated voltage. An arithmetic device (5) for controlling the voltage ,
When a short circuit of the current supply line with respect to the load is detected, the gate voltage of the switching device (1) is cut off from the clamp voltage so that a large current does not flow through the power supply line. Drive device.

The said temperature detection circuit (4) detects the temperature of the said switching device (1) by using the output of the temperature sensing diode (1a) incorporated in the said switching device (1) as temperature information. The load drive device described in 1.

A cooler (6) for cooling the switching device (1);
The said temperature detection circuit (4) detects the temperature of the said switching device (1) by using the detection signal of the temperature sensor (6a) which detects the refrigerant | coolant temperature of the said cooler (6) as temperature information. Item 2. The load driving device according to Item 1.

A switching device (1) for controlling on / off of current supply to a load;
By controlling the gate voltage of the switching device (1) so that the switching device (1) is operated in a full-on state where the switching device (1) is in a non-saturated region, the switching device (1) is turned on and current supply to the load A gate drive circuit (2) for performing
A clamp circuit (3) for clamping the gate voltage of the switching device (1) to a clamp voltage lower than the gate voltage in the full-on state and higher than the mirror voltage;
A current detection circuit (7) for detecting an output current of the switching device (1) flowing through the load;
Based on the output current of the switching device (1) detected by the current detection circuit (7), a voltage corresponding to a change in mirror voltage (Vmirror) is calculated as the clamp voltage. An arithmetic unit (5) for controlling the clamp voltage in the clamp circuit (3) ,
When a short circuit of the current supply line with respect to the load is detected, the gate voltage of the switching device (1) is cut off from the clamp voltage so that a large current does not flow through the power supply line. Drive device.

The said current detection circuit (7) detects the said output current of the said switching device (1) by using the sense current which flows through the sense terminal of the said switching device (1) as current information. Load drive device.

A current detector (9) for generating an output corresponding to the output current;
The load driving device according to claim 4, wherein the current detection circuit (7) detects the output current of the switching device (1) using the output of the current detection unit (9) as current information.

A switching device (1) for controlling on / off of current supply to a load;
By controlling the gate voltage of the switching device (1) so that the switching device (1) is operated in a full-on state where the switching device (1) is in a non-saturated region, the switching device (1) is turned on and current supply to the load A gate drive circuit (2) for performing
A clamp circuit (3) for clamping the gate voltage of the switching device (1) to a clamp voltage lower than the gate voltage in the full-on state and higher than the mirror voltage;
A mirror voltage detection circuit (10) for detecting the mirror voltage by detecting a gate voltage of the switching device (1) flowing through the load;
Based on the mirror voltage (Vmirror) detected by the mirror voltage detection circuit (10), a voltage corresponding to a change in mirror voltage (Vmirror) is calculated as the clamp voltage, and the clamp circuit is added to the calculated voltage. An arithmetic unit (5) for controlling the clamp voltage in (3) ,
When a short circuit of the current supply line with respect to the load is detected, the gate voltage of the switching device (1) is cut off from the clamp voltage so that a large current does not flow through the power supply line. Drive device.

A switching device having a first electrode connected to a power supply side of a current supply line for a load and a second electrode connected to a reference point side, and controlling on / off of the current supply line by controlling a gate voltage ( 1) and
By controlling the gate voltage of the switching device (1) so that the switching device (1) is operated in a full-on state where the switching device (1) is in a non-saturated region, the switching device (1) is turned on and current supply to the load A gate drive circuit (2) for performing
A clamp circuit (3) for clamping the gate voltage of the switching device (1) to a clamp voltage lower than the gate voltage in the full-on state and higher than the mirror voltage;
A switch (12) for short-circuiting between the gate and collector of the switching device (1);
A constant current source (11) for generating a constant current for driving the switching device (1) at a constant current;
The switching device (1) is driven at a constant current by the constant current generated by the constant current reduction (11) while the switch (12) is short-circuited between the gate and the collector of the switching device (1), A voltage detection circuit (13) for detecting a voltage between the gate and the second electrode of the switching device (1) at the time,
As the clamp voltage, based on the voltage between the gate and the second electrode detected by the voltage detection circuit (13), at least the fluctuation of the gate threshold voltage (Vth) and the fluctuation of the current amplification degree (gm) An arithmetic unit (5) that learns one of them, calculates a voltage according to the fluctuation of the mirror voltage (Vmirror) based on the learning result, and controls the clamp voltage in the clamp circuit (3) to the calculated voltage. ) and has a,
When a short circuit of the current supply line with respect to the load is detected, the gate voltage of the switching device (1) is cut off from the clamp voltage so that a large current does not flow through the power supply line. Drive device.