JP2012120119A

JP2012120119A - 移相器

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Publication number: JP2012120119A
Application number: JP2010270703A
Authority: JP
Inventors: Jun Kobayashi; 純小林
Original assignee: Japan Radio Co Ltd
Current assignee: Japan Radio Co Ltd
Priority date: 2010-12-03
Filing date: 2010-12-03
Publication date: 2012-06-21

Abstract

【課題】位相特性の劣化を低減し、伝送特性の劣化を抑えることができる移相器を提供する。
【解決手段】移相器１００は、線路４、５と、該線路４、５から隔てて設けられる接地導体１１、１２、１３とが誘電体層の主面上に積層された金属層に形成されるコプレーナ線路を用いて構成され、入力端子１に接続されている入力線路２と、出力端子８に接続されている出力線路７と、前記入力線路２と前記出力線路７との間に設けられた移相線路４及び基準線路５と、前記移相線路４の一端を前記入力線路２に接続した状態と、前記基準線路５の一端を前記入力線路２に接続した状態とを切り替える第１スイッチ３と、前記移相線路４の他端を前記出力線路７に接続した状態と、前記基準線路５の他端を前記出力線路７に接続した状態とを切り替える第２スイッチ６と、前記移相線路４を挟むように設けられている接地導体１１、１３を接続する第１ブリッジ２１とを備えている。
【選択図】図１

Description

本発明は、マイクロ波帯や、ミリ波帯などの高周波帯において用いられる移相器に関する。

２つのマイクロストリップ線路を切り替えて信号の移相量を変化させる線路切換型の移相器では、異なる線路長のマイクロストリップ線路を備え、当該マイクロストリップ線路を切り替えることにより、移相量を変化させている。このような線路切換型の移相器では、このマイクロストリップ線路のうち線路長が長いマイクロストリップ線路を折り曲げる曲げ部を設けることによりレイアウト面積を小さくしている（特許文献１）。

特開２００５−０５１３６３号公報

しかしながら、マイクロストリップ線路のレイアウトパターンに曲げ部を設けると、曲げ部において不用モードによる寄生成分が生じてしまい、移相器の伝送特性が劣化してしまうという問題がある。

本発明は、上記問題を解決すべくなされたもので、その目的は、位相特性の劣化を低減し、伝送特性の劣化を抑えることができる移相器を提供することにある。

上記問題を解決するために、本発明は、線路と、該線路から隔てて設けられる接地導体とが誘電体層の主面上に積層された金属層に形成されるコプレーナ線路を用いた移相器であって、入力端子に接続されている入力線路と、出力端子に接続されている出力線路と、前記入力線路と前記出力線路との間に設けられた移相線路及び基準線路と、前記移相線路の一端を前記入力線路に接続した状態と、前記基準線路の一端を前記入力線路に接続した状態とを切り替える第１スイッチと、前記移相線路の他端を前記出力線路に接続した状態と、前記基準線路の他端を前記出力線路に接続した状態とを切り替える第２スイッチと、前記移相線路を挟むように設けられている接地導体を接続する第１ブリッジとを備えていることを特徴とする移相器である。

また、本発明は、上記に記載の発明において、前記誘電体層を平面視して前記第１ブリッジが前記移相線路と交差している領域の面積は、前記基準線路の両端を前記第１スイッチ及び前記第２スイッチを用いて接続して前記出力端子から出力される信号の位相に対して、前記移相線路の両端を前記第１スイッチ及び前記第２スイッチを用いて接続して前記出力端子から出力される信号に要求される移相の差に基づいて定められることを特徴とする。

また、本発明は、上記に記載の発明において、前記移相線路と、前記基準線路とは、同一方向に長細の形状を有するとともに、同じ線路長を有することを特徴とする。

また、本発明は、上記に記載の発明において、前記第１ブリッジは、前記誘電体層内に設けられたアンダーブリッジ、又は前記誘電体層上に設けられたエアブリッジのいずれかであることを特徴とする。

この発明によれば、移相線路とブリッジとの間に生じる静電容量を用いて移相線路における移相量を変化させることにより、移相量を変化させるために基準線路より長くした移相線路を、短くすることができる。その結果、移相線路における曲げ部の数を減らして、曲げ部に生じる不用モードによる寄生成分の発生を減らすことができ、移相器の伝送特性の劣化を抑えることができる。

本実施形態における移相器１００の構成を示す概略図である。図１におけるＡＡ’断面線に沿った断面図である。同実施形態における移相線路４の等価回路を示す回路図である。アンダーブリッジ３５を用いて、グランド１１とグランド１３とを接続する構成例を示す概略図である。同実施形態の変形例における移相器１０１の構成を示す概略図である。本発明による移相器の効果を説明するための第１の図である。本発明による移相器の効果を説明するための第２の図である。本発明による移相器の効果を説明するための第３の図である。本発明による移相器の効果を説明するための第４の図である。

以下、図面を参照して、本発明の実施形態における移相器を説明する。
図１は、本実施形態における移相器１００の構成を示す概略図である。移相器１００は、絶縁体基板の主面に積層された誘電体層上の金属層において形成された、入力端子１、入力線路２、切替スイッチ３、６、移相線路４、基準線路５、出力線路７、出力端子８、及びグランド（接地導体）１１、１２、１３を備えている。また、移相器１００は、金属層上に形成されたエアブリッジ２１、２２、２３が形成されている。

入力線路２は、一端が入力端子１に接続され、他端が切替スイッチ３に接続されている。また、切替スイッチ３は、移相線路４の一端、及び基準線路５の一端と接続され、入力線路２を移相線路４の一端に接続した状態と、入力線路２を基準線路５の一端に接続した状態とを切り替える。
移相線路４と基準線路５とは、同一方向に長細の矩形形状を有しており、それぞれの長手方向の長さ（線路長）が同じである。この移相線路４及び基準線路５の線路長は、移相器１００に入力される信号の周波数に応じて定められる。

切替スイッチ６は、移相線路４の他端、基準線路５の他端、及び出力線路７の一端に接続され、出力線路７を移相線路４の他端に接続した状態と、出力線路７を基準線路５の他端に接続した状態とを切り替える。出力線路７は、他端が出力端子８に接続されている
グランド１１、１２、１３は、入力線路２、切替スイッチ３、６、移相線路４、基準線路５、及び、出力線路７と一定の間隔を空けて配置されている。また、グランド１１、１２は、入力線路２及び出力線路７の両側を挟む部分を有している。また、グランド１３は、切替スイッチ３、６、移相線路４、及び、基準線路５に囲まれた領域に形成されている。

エアブリッジ２１、２２は、導体を用いて形成され、移相線路４を挟むように移相線路４の両側に配置されているグランド１１、１３を接続して、グランド１１、１３の電位を等電位にする。エアブリッジ２３は、導体を用いて形成され、基準線路５を挟むように基準線路５の両側に配置されているグランド１２、１３を接続して、グランド１２、１３の電位を等電位にする。このように、移相器１００は、誘電体層の主面に形成される入力線路２、移相線路４、基準線路５、及び、出力線路７の両側に間隔を空けてグランド１１、１２、１３（接地導体）が形成されるコプレーナ線路を用いて形成されている。

図２は、図１におけるＡＡ’断面線に沿った断面図である。上述したように、絶縁体基板３１の主面に誘電体層３２が形成され、誘電体層３２上において、移相線路４上を横断するように、高架形状に形成されたエアブリッジ２１が金属層のグランド１１、１３を接続している。また、エアブリッジ２２は、エアブリッジ２１と同様に、高架形状に形成されており、グランド１１、１３を接続している。また、エアブリッジ２３は、エアブリッジ２１と同様に、高架形状に形成されており、グランド１２、１３を接続している。

図１に戻って、説明を続ける。
エアブリッジ２１、２２を上述のように設けることにより、移相線路４は、誘電体層３２を平面視して、エアブリッジ２１、２２と重なり合う領域Ｓ１、Ｓ２を有することになる。また、移相線路４を横断するようにエアブリッジ２１、２２を設けることにより、移相線路４とエアブリッジ２１、２２との間に静電容量が生じる。この静電容量が生じる領域Ｓ１、Ｓ２により、移相線路４を４ａ、４ｂ、及び４ｃで示される区間に分けることができる。

図３は、本実施形態における移相線路４の等価回路を示す回路図である。移相線路４の区間４ａ、４ｂ、及び４ｃは、それぞれが回路４１、４３、４５に対応する。エアブリッジ２１が設けられていることにより生じる静電容量には回路４２が対応し、エアブリッジ２２が設けられていることにより生じる静電容量には回路４４が対応する。
また、基準線路５は、エアブリッジ２３と重なり合う領域を有しているので、移相線路４等同様に、エアブリッジ２３との間に静電容量が生じる。

移相線路４を横断するエアブリッジ２１、２２との間に生じる静電容量と、基準線路５を横断するエアブリッジ２３との間に生じる静電容量を適切な値に設定することにより、移相線路４における移相量と、基準線路５における移相量とに差を生じさせて、移相量を切り替えることができる移相器１００を構成することができる。

続いて、移相線路４を横断するエアブリッジ２１、２２との間に生じる静電容量を決定する手順について説明する。
一般に、２つの伝送線路Ｌ１、Ｌ２が設けられている場合、伝送線路Ｌ１、Ｌ２の位相差Δφは、次式（１）により表すことができる。

Δφ＝β（ｌ_２−ｌ_１） …（１）
ただし、β＝（ω／Ｖ_ｐ），Ｖｐ＝１／（（ε_ｅｆｆ）^０．５）

ここで、ｌ_１、ｌ_２は伝送線路Ｌ１、Ｌ２の線路長であり、ωは伝送線路Ｌ１、Ｌ２を用いて伝送する信号の周波数、ε_ｅｆｆは実効誘電率である。
また、伝送線路に対してシャントに静電容量（キャパシタンス）が接続された場合、位相状態は次式（２）により表すことができる。

φ＝−ｔａｎ^−１（ｂ／２） …（２）

ここで、ｂは正規化サセプタンスである。
移相器１００において、移相線路４を接続した状態と、基準線路５を接続した状態との位相差Δφは、式（１）及び（２）に基づいて、次式（３）により表される。

Δφ＝β（ｌ_２−ｌ_１）−ｔａｎ^−１（ｂ_２／２）
−（−ｔａｎ^−１（ｂ_１／２）） …（３）

ここで、式（３）において、ｌ_１は基準線路５の線路長であり、ｌ_２は移相線路４の線路長である。また、ｂ_１は基準線路５におけるエアブリッジ２３との静電容量（キャパシタンス）に対する正規化サセプタンスであり、ｂ_２は移相線路４におけるエアブリッジ２１、２２との総静電容量に対する正規化サセプタンスである。

ここで、説明を簡単にするために、エアブリッジ２３がない場合について説明する。移相線路４と、基準線路５とは同じ線路長であるので、式（３）は、次式（３−１）と表される。

Δφ＝−ｔａｎ^−１（ｂ_２／２）−（−ｔａｎ^−１（ｂ_１／２）） …（３−１）

また、ここでは、エアブリッジ２３による静電容量を考慮しないので、式（３−１）は次式（３−２）と表される。

Δφ＝−ｔａｎ^−１（ｂ_２／２） …（３−２）

ここで、式（３−２）を変形した次式（３−３）を次式（４）に代入することにより、移相線路４の特性インピーダンスＺ_０を算出し、算出した特性インピーダンスＺ_０を次式（５）に代入することにより、移相線路４において必要な静電容量Ｃを算出する。

ｂ_２＝−２ｔａｎ（Δφ） …（３−３）
ｊｂ_２＝ｊＢＺ_０ …（４）
Ｚ_０＝１／（ｊωＣ） …（５）

ここで、Ｂは容量性サセプタンスであり、ｊは虚数単位であり、ωは移相器１００に入力する信号の周波数である。
このようにして、エアブリッジ２１、２２と移相線路４との間に設ける静電容量Ｃを算出する。ここでは、基準線路５のエアブリッジ２３による静電容量を考慮せずに、エアブリッジ２１、２２による静電容量Ｃの算出を説明した。しかし、エアブリッジ２３の静電容量を予め算出しておき、式（３−１）を用いて、同様に、計算を行うことにより静電容量Ｃを算出することができる。
このとき、エアブリッジ２１、２２は、移相線路４との間の距離ｄと、移相線路４とが重なる領域Ｓ１、Ｓ２の総面積Ｓとが、次式（６）を満たすように形成される。

Ｃ＝（εＳ）／ｄ …（６）

ただし、εはエアブリッジ２１、２２と、移相線路４との間の誘電率であり、例えば、エアブリッジの場合、εは空気中の誘電率となる。

上述のように、移相器１００は、同じ線路長の移相線路４及び基準線路５を備えるとともに、移相線路４を挟むように設けられているグランド１１、１３を接続するエアブリッジ２１、２２を備えるようにした。これにより、移相線路４に対して静電容量をシャントに挿入することになる。この静電容量を集中回路素子として用いることにより、波長短縮が可能になるとともに、移相線路４と基準線路５との間に位相差を生じさせることができる。
このように、移相器１００は、移相線路４において位相差を生じさせるために必要となる線路長を短くして、曲げ部を設ける数を減らして移相線路４を配置することができる。その結果、曲げ部の生じる不用モードによる寄生成分の発生を削減し、移相器１００の伝送特性の劣化を抑えることができる。
また、移相器１００では、移相線路４と基準線路５との線路長を同じにしているので、移相線路４に曲げ部を設ける必要がなく、曲げ部に生じる不用モードによる寄生成分の発生を防ぐことができ、伝送特性の劣化を押させるとともに、レイアウト面積を縮小することができる。

なお、本実施形態において、グランド１１、１３、及びグランド１２、１３を接続するブリッジとして、エアブリッジ２１，２２，２３を用いた構成を示したが、これに限ることなく、アンダーブリッジを用いて接続するようにしてもよい。
図４は、アンダーブリッジ３５を用いて、グランド１１とグランド１３とを接続する構成例を示す概略図である。同図に示すように、グランド１１、１３を接続するためのアンダーブリッジ３５を誘電体層３２中に形成し、ビア１５を介してアンダーブリッジ３５をグランド１１、１３に接続する。アンダーブリッジを用いた場合、アンダーブリッジ３５と移相線路４との間に、空気より誘電率εの高い誘電体が挟まれる構成となるため、誘電体層３２を平面視してアンダーブリッジ３５と移相線路４とが重なる領域を小さくしても、即ち、アンダーブリッジ３５を細くしても十分な静電容量を構成することが容易になる。また、アンダーブリッジは、エアブリッジより静電容量を大きくすることができるので、移相量の選択の幅を広げることができる。

なお、本実施形態において、移相線路４と、基準線路５との線路長を同じ長さにした構成について説明したが、これに限ることなく、移相器１００に要求される移相量に応じて、移相線路４の線路長を基準線路５の線路長をなくしてもよい。このような場合においても、移相線路４に対してエアブリッジ又はアンダーブリッジを設けることにより、移相線路４の線路長を短くすることができるので、設ける曲げ部の数を減らして、伝送特性の劣化を抑えることができる。

また、本実施形態において、グランド１１、１３を接続するために２つのエアブリッジ２１、２２を用いた構成を示したが、これに限ることなく、１つのエアブリッジを設けるようにしてもよい。
図５は、本実施形態の変形例における移相器１０１の構成を示す概略図である。同図に示すように、移相器１０１では、複数のエアブリッジを設ける代わりに、１つのエアブリッジ２４を設けるようにしている。なお、同図において、図１と同じ構成に対して同じ符号を付して、その説明を省略する。
また、電磁界解析等を用いてリターンロスや、インサーションロスの条件を満たすように最適化されたエアブリッジの形状を決定し、当該エアブリッジの容量値で、移相線路４において要求される静電容量Ｃを割ることにより、移相線路４に対して設けるエアブリッジの数を決定するようにしてもよい。

図６は、本発明による移相器の効果を説明するための第１の図である。同図には、計算機シミュレーションの対象とした移相器１００Ａ、移相器９００の構成を示している。図６（ａ）が本発明の移相器１００Ａの構成を示す図であり、図６（ｂ）が比較例としての一般的な線路切換型の移相器９００の構成を示す図である。
図６（ａ）に示す移相器１００Ａは、移相線路４に対して３つのアンダーブリッジ３５、３６、３７を設けている点と、基準線路５に対して１つのアンダーブリッジ３８を設けている点とが、移相器１００（図１）と異なる。なお、移相器１００Ａにおいて、移相器１００と同じ構成には同じ符号を付して、その説明を省略する。

図６（ｂ）に示す移相器９００は、入力端子９１が接続された入力線路９２、移相線路９３、基準線路９４、入力線路９２を移相線路９３あるいは基準線路９４のいずれかに接続する切替スイッチ９５、出力線路９６、出力線路９６を移相線路９３あるいは基準線路９４のいずれかを出力線路９６に接続する切替スイッチ９７、及び、出力線路９６に接続された出力端子９８を備えている。同図に示すように、移相器９００は、一般的な、線路切換型の移相器(Switched Line Phase Shifter)である。
上述の移相器１００Ａ、移相器９００は、９［ＧＨｚ］の信号を入力した場合、基準線路５（９４）を接続した状態において出力される信号に対して、移相線路４（９３）を接続した状態において出力される信号に、１１．２５［degree］の位相差を生じさせるものである。

ここで、移相器１００Ａにおいて、移相線路４と基準線路５との線路長は１２０［μｍ］であり、移相器９００において、移相線路９３の線路長は５２０［μｍ］であり、基準線路９４の線路長は１２０［μｍ］である。また、移相器１００Ａにおいて、アンダーブリッジ３５、３６、３７と、移相線路４との間の静電容量Ｃは７２［fＦ］としている。なお、切替スイッチ３、５、９５、９７は理想的な切替スイッチとしている。

図７は、本発明による移相器の効果を説明するための第２の図である。図７（ａ）は、移相器１００Ａ（９００）の基準線路５（９４）を接続した状態の移相量ｓ１、移相器９００の移相線路９３を接続した状態の移相量ｓ２、及び、移相器１００Ａの移相線路４を接続した状態の移相量ｓ３を示すグラフである。図７（ｂ）は、移相量ｓ１に対する移相量ｓ２の差ｄ１、及び、移相量ｓ１に対する移相量ｓ３の差ｄ２を示すグラフである。同図において、横軸は周波数を示し、縦軸は移相量［degree］を示している。
同図に示すように、移相器１００Ａは、一般的な線路切替型の移相器９００と同等の位相差を生じさせることができる。更に、移相器１００Ａは、移相線路４に曲げ部（例えば、図６における９３ａなど）を設ける必要がないため、不用モードによる寄生成分の発生を避けることができ、伝送特性の劣化を抑えることができる。

図８は、本発明による移相器の効果を説明するための第３の図である。同図には、計算機シミュレーションの対象とした移相器１００Ｂ、移相器９００の構成を示している。図８（ａ）が本発明の移相器１００Ｂの構成を示す図であり、図８（ｂ）が比較例としての一般的な線路切換型の移相器９００の構成を示す図である。
図８（ａ）に示す移相器１００Ｂは、移相線路４に対して幅広の１つのアンダーブリッジ３９を設けている点と、基準線路５に対して１つのアンダーブリッジ３８を設けている点とが、移相器１００（図１）と異なる。なお、移相器１００Ｂにおいて、移相器１００と同じ構成には同じ符号を付して、その説明を省略する。
また、図８（ｂ）に示す移相器９００は、図６（ｂ）に示した移相器９００と同じ構成であるので、その説明を省略する。

上述の移相器１００Ｂ、移相器９００は、９［ＧＨｚ］の信号を入力した場合、基準線路５（９４）を接続した状態において出力される信号に対して、移相線路４（９３）を接続した状態において出力される信号に、１１．２５［degree］の位相差を生じさせるものである。
ここで、移相器１００Ｂにおいて、移相線路４と基準線路５との線路長は１２０［μｍ］であり、移相器９００において、移相線路９３の線路長は５２０［μｍ］であり、基準線路９４の線路長は１２０［μｍ］である。また、移相器１００Ｂにおいて、アンダーブリッジ３９と、移相線路４との間の静電容量Ｃは７２［fＦ］としている。なお、切替スイッチ３、５、９５、９７は理想的な切替スイッチとしている。

図９は、本発明による移相器の効果を説明するための第４の図である。図９（ａ）は、移相器１００Ｂ（９００）の基準線路５（９４）を接続した状態の移相量ｓ５、移相器９００の移相線路９３を接続した状態の移相量ｓ６、及び、移相器１００Ａの移相線路４を接続した状態の移相量ｓ７を示すグラフである。図７（ｂ）は、移相量ｓ５に対する移相量ｓ６の差ｄ５、及び、移相量ｓ５に対する移相量ｓ７の差ｄ６を示すグラフである。同図において、横軸は周波数を示し、縦軸は移相量［degree］を示している。
同図に示すように、移相器１００Ｂは、一般的な線路切換型の移相器９００と同等の位相差を生じさせることができる。更に、移相器１００Ｂは、移相線路４に曲げ部を設ける必要がないため、不用モードによる寄生成分の発生を避けることができ、伝送特性の劣化を抑えることができる。

１，９１…入力端子、２，９２…入力線路、３，６，９５，９７…切替スイッチ、４，９３…移相線路、５，９４…基準線路、７，９６…出力線路、８，９８…出力端子、１１，１２，１３…グランド（接地導体）、１５…ビア、２１，２２，２３，２４…エアブリッジ、３１…絶縁体基板、３２…誘電体層、３５，３６，３７，３８，３９…アンダーブリッジ、４１，４２，４３，４４，４５…回路、１００，１００Ａ，１００Ｂ，１０１，９００…移相器

Claims

線路と、該線路から隔てて設けられる接地導体とが誘電体層の主面上に積層された金属層に形成されるコプレーナ線路を用いた移相器であって、
入力端子に接続されている入力線路と、
出力端子に接続されている出力線路と、
前記入力線路と前記出力線路との間に設けられた移相線路及び基準線路と、
前記移相線路の一端を前記入力線路に接続した状態と、前記基準線路の一端を前記入力線路に接続した状態とを切り替える第１スイッチと、
前記移相線路の他端を前記出力線路に接続した状態と、前記基準線路の他端を前記出力線路に接続した状態とを切り替える第２スイッチと、
前記移相線路を挟むように設けられている接地導体を接続する第１ブリッジと
を備えていることを特徴とする移相器。
前記誘電体層を平面視して前記第１ブリッジが前記移相線路と交差している領域の面積は、前記基準線路の両端を前記第１スイッチ及び前記第２スイッチを用いて接続して前記出力端子から出力される信号の位相に対して、前記移相線路の両端を前記第１スイッチ及び前記第２スイッチを用いて接続して前記出力端子から出力される信号に要求される移相の差に基づいて定められる
ことを特徴とする請求項１に記載の移相器。
前記移相線路と、前記基準線路とは、同一方向に長細の形状を有するとともに、同じ線路長を有する
ことを特徴とする請求項１又は請求項２のいずれかに記載の移相器。
前記第１ブリッジは、前記誘電体層内に設けられたアンダーブリッジ、又は前記誘電体層上に設けられたエアブリッジのいずれかである
ことを特徴とする請求項１から請求項３のいずれか一項に記載の移相器。