CN111342817A - 阻抗控制单元、巴伦单元、电子器件和多尔蒂放大器 - Google Patents

阻抗控制单元、巴伦单元、电子器件和多尔蒂放大器 Download PDF

Info

Publication number
CN111342817A
CN111342817A CN201910867292.1A CN201910867292A CN111342817A CN 111342817 A CN111342817 A CN 111342817A CN 201910867292 A CN201910867292 A CN 201910867292A CN 111342817 A CN111342817 A CN 111342817A
Authority
CN
China
Prior art keywords
conductive
control unit
impedance control
dielectric layer
pair
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN201910867292.1A
Other languages
English (en)
Inventor
周蕾
约翰·加亚德哈森
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Samba Holdco Netherlands BV
Original Assignee
Samba Holdco Netherlands BV
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Samba Holdco Netherlands BV filed Critical Samba Holdco Netherlands BV
Publication of CN111342817A publication Critical patent/CN111342817A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/56—Modifications of input or output impedances, not otherwise provided for
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H11/00—Networks using active elements
    • H03H11/02—Multiple-port networks
    • H03H11/32—Networks for transforming balanced signals into unbalanced signals and vice versa, e.g. baluns
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P5/00—Coupling devices of the waveguide type
    • H01P5/02—Coupling devices of the waveguide type with invariable factor of coupling
    • H01P5/022—Transitions between lines of the same kind and shape, but with different dimensions
    • H01P5/028—Transitions between lines of the same kind and shape, but with different dimensions between strip lines
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P5/00—Coupling devices of the waveguide type
    • H01P5/08—Coupling devices of the waveguide type for linking dissimilar lines or devices
    • H01P5/10—Coupling devices of the waveguide type for linking dissimilar lines or devices for coupling balanced lines or devices with unbalanced lines or devices
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/02—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation
    • H03F1/0205—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers
    • H03F1/0288—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers using a main and one or several auxiliary peaking amplifiers whereby the load is connected to the main amplifier using an impedance inverter, e.g. Doherty amplifiers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/56—Modifications of input or output impedances, not otherwise provided for
    • H03F1/565—Modifications of input or output impedances, not otherwise provided for using inductive elements
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/189—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers
    • H03F3/19—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/193—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only with field-effect devices
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/189—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers
    • H03F3/19—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/195—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only in integrated circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
    • H03F3/21—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/217—Class D power amplifiers; Switching amplifiers
    • H03F3/2176—Class E amplifiers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
    • H03F3/21—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/217—Class D power amplifiers; Switching amplifiers
    • H03F3/2178—Class D power amplifiers; Switching amplifiers using more than one switch or switching amplifier in parallel or in series
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/30—Single-ended push-pull [SEPP] amplifiers; Phase-splitters therefor
    • H03F3/3001—Single-ended push-pull [SEPP] amplifiers; Phase-splitters therefor with field-effect transistors
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H11/00—Networks using active elements
    • H03H11/02—Multiple-port networks
    • H03H11/28—Impedance matching networks
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/09—A balun, i.e. balanced to or from unbalanced converter, being present at the output of an amplifier
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/294—Indexing scheme relating to amplifiers the amplifier being a low noise amplifier [LNA]
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/372—Noise reduction and elimination in amplifier
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/387—A circuit being added at the output of an amplifier to adapt the output impedance of the amplifier
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/451—Indexing scheme relating to amplifiers the amplifier being a radio frequency amplifier
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
    • H03F3/21—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/211—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only using a combination of several amplifiers

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Microelectronics & Electronic Packaging (AREA)
  • Amplifiers (AREA)
  • Microwave Amplifiers (AREA)

Abstract

本发明涉及一种阻抗控制单元、巴伦单元、电子器件和多尔蒂放大器，巴伦单元、电子器件和多尔蒂放大器各自包括所述阻抗控制单元。本发明提出了一种阻抗控制单元，包括一对重入式耦合线，其特征在于，所述阻抗控制单元包括局部设置在所述一对耦合线内部的、介于所述中间平面与所述接地平面之间的电短路。

Description

阻抗控制单元、巴伦单元、电子器件和多尔蒂放大器
技术领域
本发明涉及一种阻抗控制单元。本发明还涉及巴伦单元、电子器件以及多尔蒂放大器，其各自包括所述阻抗控制单元。
背景技术
推挽放大器在本领域是公知的。这些放大器包括一对放大器元件，没比如晶体管，其中，被提供给一个放大单元的输入信号相对于被提供给另一放大元件的输入信号被相移了180度。放大元件的输出被馈入巴伦，巴伦将差分信号转换为单端输出信号。
在射频(RF)域(例如介于0.1GHz中100GHz)中，巴伦通常采用电磁耦合的传输线来实现。例如，巴伦使用多对边缘耦合线或宽边耦合线。
巴伦的重要性能参数为带宽，在该带宽的情况下，其能够以可接受的损耗提供差分信号与单端信号的转换。除其他之外，带宽取决于描述传输线之间的电磁耦合的耦合系数。如果该系数变大，则巴伦的带宽通常为增大。耦合系数可以通过将传输线的条带设置成靠得更近来变大。然而，当将巴伦布置在印刷电路板或其他类型的层结构上时，传输线的条带之间的间隔受到给定层上的金属结构的最小允许距离的限制。
耦合线使得偶模信号和奇模信号能够传播。对于偶模信号，两根线的线电压相同。对于奇模信号，两根线的线电压呈现180度的相位差。通常，与偶模信号和奇模信号相关的相速度不同。对于平面耦合线尤其如此。此外，针对奇模信号的特征阻抗通常不等于针对偶模信号的特征阻抗。
在包括有上述放大元件的典型的推挽放大器中，一个放大元件将输出信号Vo+Ve，而另一放大元件将输出信号–Vo+Ve，其中，Vo是奇模分量以及Ve是偶模分量。对于大多数应用，仅奇模分量应该被巴伦转换为单端输出信号，并且偶模分量应该被拒绝。
推挽放大器的放大元件可以各种类进行操作。当以A类进行操作时，大的静态电流将流动并且输入信号不会使放大元件进入非导通模式。在其他类中，
由于有限的导通角，晶体管非线性在输出处产生谐波成分，导通角通常由对静态电流的选择来控制。如果在谐波频率处从放大元件可以看到适当的阻抗负载(impedanceterminations)，则这些类的效率通常高于A类的效率。
在减小导通角的功率放大器(PA，例如，假设为离线的AB、B和C类)，所有谐波在虚拟漏参考平面处被短路。然而，对于开关模式PA，存在对谐波负载(harmonicterminations)的不同要求。在E类中，所有谐波以开路(或高阻抗)形式出现。在F类或逆F类中，应该区分(短路或开路下)在各种频率处从放大元件所看到的奇模阻抗和偶模阻抗。
已知的是，通过在巴伦和放大元件的输出之间添加相位延迟元件，可以控制各种频率处从放大元件所看到的阻抗。由于相速度的差异，对于奇模信号和偶模信号，相位延迟的效果会不同。
EP 13182458.3公开了如图1所示的多尔蒂放大器。其中，多尔蒂放大器包括以对主放大元件Tm1、Tm2，以及一对峰值放大元件Tp1、Tp2。
元件Tm1、Tm2以及元件Tp1、Tp2以推挽配置进行操作。分路器1将射频输入信号分路到主放大元件Tm1、Tm以及峰值放大元件Tp1、Tp2。巴伦2、3生成差分信号，差分信号被馈送到元件Tm1、Tm2、Tp1、Tp2。Tm1、Tm2和Tp1、Tp2的输出被连接至耦合线对4、5。另一耦合线对6被连接至对5以使得元件Tp1、Tp2与功率组合点P、P’之间的相位延迟等于180度，而元件Tm1、Tm2与功率组合点P、P’之间的相位延迟等于90度。通过这种方式，能够实现多尔蒂操作所要求的阻抗反转(impedance inversion)。
功率组合点P、P’之间出现的差分信号经由耦合线对8被馈送到巴伦7。巴伦7将差分信号转换为可被提供给负载9的单端信号。相位补偿元件10被用在输入处以确保在功率组合点P、P’处来自Tm1、Tm2的信号与来自Tp1、Tp2 的信号同相。
在该一致的多尔蒂放大器中，相位延迟单元4、5、6和8被用于在高次谐波处从Tm1、Tm2、Tp1、Tp2所看到的奇模阻抗和偶模阻抗。
该已知技术方案的缺点在于无法以简单的方式独立控制奇模和偶模的阻抗。换言之，将传输线或其他元件包括在内以影响高次谐波频率(例如，二次谐波频率)处的偶模阻抗会影响相同和其他频率处的奇模阻抗。这使整体放大器的设计复杂化并且会将以下情形排除在外：最优奇模阻抗和最优偶模阻抗被同时提供给放大元件。
权利要求1的前序部分所限定的阻抗控制单元在JP6318792B2中是已知的。已知的阻抗控制单元包括：定向耦合器，该定向耦合器包括由主信号线导体和与主信号线导体平行设置的子信号线导体组成的耦合件；接地导体，被设置成与主信号线导体和子信号线导体间隔开；扁平接地导体，被设置在耦合件与接地导体之间的第一区域和其侧部件附近的第二区域之外同时与主信号导体相互面对的至少一个区域中；以及连接导体，其将扁平接地导体连接至接地导体。定向耦合器具有改进的定向性。通过设置由连接导体而连接至接地导体的扁平接地导体，与奇模操作期间的相位延迟相比，能够将偶模操作期间的相位延迟增大已较大的量。更具体地说，能够均衡偶模操作和奇模操作期间的相位延迟，从而使得能够得到好的定向性。
发明内容
本发明的目的在于提供一技术方案，在该技术方案中，奇模阻抗和偶模阻抗能够被单独控制，或者至少以比现有技术中已知的程度更大的程度被单独控制。
根据本发明，该目的通过如权利要求1所限定的阻抗控制单元来实现，该阻抗控制单元包括以对重入式耦合线。这些耦合线包括第一导电条带和与所述第一导电条带间隔开的第二导电条带，其中，所述第一导电条带和所述第二导电条带被电磁耦合。耦合线进一步包括导电中间平面和导电接地平面。
根据本发明阻的抗控制单元的特征在于，所述阻抗控制单元包括局部设置在所述一对耦合线内部的、介于所述中间平面与所述接地平面之间的电短路。
在本发明的上下文中，当一个元件被称为局部设置在一对耦合线内部时，该元件被设置在所述一对耦合线所占据的空间内部。此外，局部设置指的是这样一种情形，其中，该元件没有以分布式方式沿所述一对耦合线内部的信号传播路径进行设置。优选地，局部设置元件沿信号传播方向的尺寸不超过以下长度：在关注频率处超过30度电长度的长度。
本发明提出了使用一对重入式耦合线。这样的线在以下现有技术中是已知的：Ching-Ian Shie等人在IEEE Microwave and Wireless Components Letters(IEEE微波和无线部件快报)上的论文“A miniaturized Microstrip Balun Constructed With Twolambda/8coupled Lines and a Redundant Line(采用两条λ/8耦合线和冗余线构造的小型微带巴伦”，2010年，第20卷，第12期。这些线大体上包括介电基板，该所述介电基板包括第一介电层和第二介电层，所述第一介电层和所述第二介电层各自具有第一侧和第二侧，其中，所述第一介电层的第二侧面对所述第二介电层的第一侧。
如图2A所示，在重入式耦合线的第一实施例中，导电接地平面15被设置在第二介电层12的第二侧上，并且第一条带13A和第二条带13B被设置在第一介电层11的第一侧上。中间平面14被设置在第一介电层11的第一侧上。可替代地，中间平面14被设置在第二介电层12的第一侧上。
如图2B所示，在重入式耦合线的第二实施例中，导电接地平面15被设置在第二介电层12的第二侧上，并且第一条带13A和第二条带13B被设置在第一介电层11的第二侧上或者可替代地被设置在第二介电层12的第一侧上。中间平面14被设置在第一介电层11的第一侧上。
典型地，第一介电层11的高度h1比第二介电层12的高度h2小得多，和/或，第一介电层11的介电常数比第二介电层12的介电常数高得多。此外，应当注意，图2A和图2B未按比例绘制。更具体地说，导电条带13A、13B之间的间隙比第一介电层11的高度大得多，即，s>>h1。针对图2A和图2B的实施例，奇模信号传播的电场线分别如图3A和图3B所示。针对图2A和图2B的实施例，偶模信号传播的电场线分别如图3C和图3D所示。从图3A和图3B中可以观察到，在线A处，可以识别出奇模信号传播情况下的虚拟地，其中，电势为0。这样的位置无法在偶模信号传播情况下的图3C和图3D中识别出。
申请人认识到，如果中间平面在位置A被实际局部接地，例如，通过形成中间平面与接地平面中间的电连接，则耦合线的奇模特性将不会被改变或不会被严重改变，而偶模特性则会改变。更具体地说，通过在位置A处将中间层局部地接地，则针对偶模传播会产生局部干扰，该局部干扰类似于条带与接地中间层之间的电容器。因为第一层11的介电常数相对高并且高度h1相对小，因此，这样的电容器的电容将会相对大。在射频频率处，这样的电容器会充当射频短路或者至少相对小的阻抗。在耦合线的端部处能够观察到的偶模阻抗取决于该端部与局部电连接之间的电长度，局部电连接介于中间平面与接地平面之间。因此，偶模阻抗可以是大阻抗(例如，开路)或小阻抗(例如，短路)。在一个实施例中，其也可以是电感性的以谐振掉有源器件的输出电容。在另一方面，奇模的阻抗不会或难以受到中间平面的局部电连接的影响。因此，使用本发明的阻抗控制单元能够在不显著改变奇模性能的情况下，控制偶模性能。此外，当使用一对重入式耦合线时，这样的结构能够被相对容易地制造。
一对耦合线的每个线的长度和宽度相同。更具体地说，优选地，第一条带的长度和宽度分别与第二条带的长度和宽度相同，并且分别与相应的耦合线的长度和宽度一样。此外，优选地，第一和第二条带、中间平面和接地平面的截面沿耦合线的长度一致。
电连接可以位于从第一条带和/或第二条带的端部开始计算的、四分之一波长的(2n-1)倍处，所述四分之一波长基于第一预定频率处的偶模相速度，并且n为正整数，比如大于0的整数，比如1、2等。当电连接为短路时，由于四分之一波长所导致的从小阻抗到大阻抗的阻抗反转，从第一条带和/第二条带的该端部向所述一对耦合线所看去的偶模阻抗将会非常大。本领域普通技术人员将会理解，从所述一对线看去的实际偶模阻抗将不同于理想的射频开路，但是其将由近似于理想射频开路的阻抗组成。
本发明不限于上述对电连接的定位。电连接的任何定位会在奇模特性和偶模特性之间引入不一致，奇模特性和偶模特性可被用来实现期望的频率处的期望的奇模阻抗和偶模阻抗。
在二次谐波频率处期望稿的偶模阻抗的情况下，第一预设频率可对应于该二次谐波频率。
其中，所述阻抗控制单元可包括在所述第一条带的第一端部处的第一输入端口，在所述第一条带的第二端部处的第一输出端口，在所述第二条带的第一端部处的第二输入端口，以及在所述第二条带的第二端部处的第二输出端口，其中，所述四分之一波长是从所述第一条带的第一端部和/或所述第二条带的第一端部开始计算的。
第一条带和第二条带的长度基本等于四分之一波长的(2p-1)倍或四分之一波长的2p倍，其中，该四分之一波长基于第二预定频率处的奇模传播速度并且p为大于0的整数。当第一线和第二线的长度等于四分之一波长的2p-1倍时，耦合线将充当针对奇模信号的阻抗逆变器。当第一线和第二线的长度等于四分之一波长的2p倍时，耦合线将充当在基本上没有阻抗变换的情况下针对奇模信号的相位延迟元件。同时，由于电连接，针对偶模信号的特征将会不同。
其中，第一预定频率和/或第二预设频率可以在在0.1GHz至100GHz范围内。
耦合线通常呈现沿耦合线的长度恒定的截面，除了中间平面与接地平面之间的弯曲和电连接。第一条带和第二条带通常被设置成以平行的方式相互间隔开，在平行方式中，线之间的空隙恒定。电连接可横向定位于该空隙的中心处。更具体地说，电连接的中心点可与空隙的中点重合。
电连接可包括延伸穿过第二介电层的导电孔。孔通常由以下方式来制造：蚀刻，或其他提供穿过介电层的孔洞并且提供对该孔洞的壁的金属化。在某些情况下，可能难以实现仅在中间层和接地平面中间延伸的孔，中间层位于第一介电层与第二介电层之间。在这样的情况下，同样可能的是，电连接包括延伸通过第一介电层和第二介电层两者的导电通孔。为了避免第一条带和第二条带与该孔之间的电接触(该电接触会不希望地改变奇模特性)，第一条带和第二条带被配置成使得围绕该孔弯曲。
在一实施例中，中间平面被设置在第一介电层与第二介电层之间，并且第一条带和第二条带被设置在第一介电层的第一侧上。在另一实施例中，第一条带和第二条带被设置在第一介电层与第二介电层之间，并且中间层被设置在第一介电层的第一侧上。在后一实施例中，通孔优选地用于实现电连接。
为了最大化第一条带与第二条带之间的耦合并且为了因此提高阻抗控制单元的带宽，优选的是，第一介电层的介电常数显著大于第二介电层的介电常数，和/或第一介电层的厚度显著小于第二介电层的厚度。
总体上，中间平面横向延伸超过第一条带和第二条带，并且
接地平面横向延伸超过中间平面。优选的是，优选地包括电短路的耦合线相对于以下平面对称：该平面垂直与介电基板、平行于第一条带和第二条带并且穿过第一条带与第二条带之间的空隙的中点延伸。这样的对称性会改善偶模特性。
阻抗控制单元可进一步包括电连接，该电连接局部设置在一对耦合线内部介于第一条带与第二条带之间，并且被定位在从第一导条带和/或第二条带的端部开始计算的、四分之一波长的(2m-1)倍处，其中，四分之一波长基于第三预定频率处的奇模传播速度，并且m为正整数。这样的电连接不会或者难以影响偶模特性，因为偶模特性很大程度上由第二介电层的高度和介电常数来决定。因此，能够在单个结构内影响奇模特性和偶模特性两者。
应当注意的是，即使在没有应用介于中间层与接地平面之间的电连接的情况下，也可以应用介于第一条带与第二条带之间的电连接。这样的实施例使得能够在本质上不改变偶模特性的情况下，控制奇模特性。
介于第一条带与第二条带之间的电连接可包括在第一条带与第二条带之间延伸的导电线。可替代地，电连接可包括在第一条带与中间平面之间延伸的第一导电孔和在第二条带与中间平面之间延伸的第二导电孔。
根据第二方面，本发明提供了一种巴伦(Balun，即，平衡-非平衡转换器)单元，该巴伦单元包括具有第一平衡端口、第二平衡端口和非平衡端口的巴伦。根据本发明的巴伦单元进一步包括如上所述的阻抗控制单元，其中，第一条带被连接至第一平衡端口，并且其中，第二条带被连接至第二平衡端口。
巴伦和阻抗控制单元可被设置在同一基板上。更具体地说，巴伦可包括多个前述重入式耦合线。此外，多个重入式耦合线的接地平面和阻抗控制单元的接地平面可由单个接地平面形成。
巴伦可包括Marchand巴伦，Marchand巴伦通过边缘耦合线、宽边耦合线或重入式耦合线来物理地实现。平面型的Marchand巴伦在微波/射频系统中被最广泛地使用，因为其易于实现和提供宽的带宽。重入式耦合线是优选的因为其使得能够实现平面印刷电路板实施方式。与宽边耦合线不同，重入式耦合线还具有不需要腔体的优点。此外，与边缘耦合线不同，能够避免条带之间非常窄的空隙。使用具有大的偶模阻抗和奇模阻抗的重入式耦合线有助于实现宽带和平衡的巴伦性能。常规地，Marchand巴伦包括两个λ/4耦合线。当使用Marchand巴伦时，优选的是该巴伦包括补偿线，该补偿线用于偶模和奇模的传播速度差。
根据第三方面，本发明提供了一种电子器件，该电子器件包络如上所述的阻抗控制单元和/或巴伦单元。
电子器件被配置成在操作频率处操作，其中，第一预定频率可以对应于操作频率的2i倍，其中i为大于0的整数。这使得高次谐波频率处的偶模阻抗能够被控制。此外，第三预设频率可以对应于操作频率的1+2j倍，其中j为大于0的整数。这使得高次谐波频率处的奇模阻抗能够被控制。
电子器件可包括以推挽配置进行操作的一对放大元件以及上述巴伦单元或上述阻抗控制单元，其中，第一放大元件的输出被耦接至阻抗控制单元的第一条带，并且其中，第二放大元件的输出被耦接至阻抗控制单元的第二条带。
根据第四方面，本发明提供了一种多尔蒂放大器，该多尔蒂放大器包括以推挽配置进行操作的一对主放大元件，和以推挽配置进行操作的一对峰值放大元件。多尔蒂放大器进一步包括：分路器，用于对射频输入信号进行分路并且用于将经分路的射频输入信号馈送至一对主放大元件和一对峰值放大元件；多尔蒂组合器，被配置成组合来自第一主放大元件和第一峰值放大元件的信号，并且用于组合来自第二主放大元件和第二峰值放大元件的信号。设置有巴伦，该巴伦具有第一平衡输入端口、第二平衡输入端口和输出端口，所述第一平衡输入端口被配置成用于接收来自所述第一主放大元件和所述第一峰值放大元件的组合信号，所述第二平衡输入端口被配置成用于接收来自所述第二主放大元件和所述第二峰值放大元件的组合信号。
根据本发明，多尔蒂放大器的特征在于，该多尔蒂组合器包括如上所限定的阻抗控制单元。
上述电子器件或多尔蒂放大器可被配置成：使得一对(多对)放大元件被配置为以E类或逆F类进行操作。
附图说明
接下来，将参考附图更详细地描述本发明，在附图中：
图1示出了基于差分操作的多尔蒂放大器；
图2A和图2B示意性地示出了两个已知的不同重入式耦合线对的两个已知实施例；
图3A和图3B分别示意性地示出了图2A和图2B中所示的重入式耦合线的奇模信号的电场线的部分，以及图3C和图3D分别示意性地示出了图2A和图2B中所示的重入式耦合线的偶模信号的电场线的部分；
图4A和图4B分别示出了图2A和图2B中的耦合线的俯视图；
图5A和图5B分别示出了对应于图2A和图2B中的耦合线的、根据本发明的阻抗控制单元的实施例的横截面图，其中，电连接被设置在中间平面与接地平面之间；
图6A和图6B分别示出了图5A和图5B中所示的阻抗控制单元的实施例的俯视图；
图7A和图7B分别示出了根据本发明的推挽放大器和相应的巴伦单元的实施例；
图8示出了已经根据本发明修改了的图1的多尔蒂放大器；
图9A和图9B分别示出了对应于图2A和图2B中的耦合线的、根据本发明的阻抗控制单元的进一步实施例的横截面图，其中，电短路被设置在条带之间；以及
图10A和图10B分别示出了图9A和图9B中所示的阻抗控制单元的进一步实施例的俯视图。
具体实施方式
图4A和图4B分别示出了图2A和图2B中的耦合线的俯视图。其中，条带13A、13B各自具有宽度w0并且由距离s间隔开，其中s>>h1。接地平面15、中间平面14以及条带13A、13B都延伸长度l。中间平面14横向延伸超过条带13A、13B。换言之，中间平面14的宽度w1大于2w0+s。接地平面15横向延伸超过中间平面14。更具体地，接地平面15的宽度w2大于w1。条带13A、13B，中间平面14和接地平面15相对于对称线A’被对称地设置，对称线A’沿耦合线的长度延伸。
图5A和图5B分别示出了对应于图2A和图2B中的耦合线的、根据本发明的阻抗控制单元的实施例的横截面图，其中，电连接被设置在中间平面与接地平面之间。图6A和图6B分别示出了图5A和图5B中所示的阻抗控制单元的实施例的俯视图。
与图2A和图2B中所示的耦合线相比，根据本发明的阻抗控制单元包括介于中间平面14与接地平面15之间位于位置B处的局部短路。该短路由通孔20来实现，通孔20从第一介电层11的顶侧延伸到第二介电层12的底侧。在孔20的壁的内部，设置有导电材料21，比如金属或金属的组合。在底侧，导电材料21与接地平面15接触。相似地，在第一介电层11与第二介电层12之间，导电材料21与中间平面14接触。在顶侧，导电材料21与第一条带和第二条带13A、13B的间隔典型地等于s，其中，s是条带13A、13B之间的最小允许间隔。此外，从图6A和图6B可以观察到，条带13A、13B围绕孔20弯曲。此外，从这些附图可以清楚地知道，孔20仅形成了局部连接。
条带13A、13B的一个端部与位置B之间的长度可以对应于给定频率处的偶模信号传播的四分之一波长。例如，阻抗控制单元可被配置成控制二次谐波频率2f0处的偶模阻抗，而其应该操作为基频f0处的奇模信号传播的阻抗逆变器。为此，整个阻抗控制单元的长度，即，L1，可以对应于奇模信号传播在f0处的四分之一波长，而条带13A、13B的一个端部鱼通孔20的中心点B之间的长度L2可以对应于偶模信号传播在2f0处的四分之一波长。如前所述，奇模信号和偶模信号的相速度通常彼此显著偏离。当被如上所述配置时，阻抗控制单元可被连接在如图7所示的放大元件与巴伦之间。
再次，应当注意的是，本发明并不限于上述长度。实际上，取决于要求的奇模阻抗和偶模阻抗，可选择针对不同频率的不同电长度。
图7A示出了根据本发明的推挽放大器的实施例。该放大器包括一对放大元件30、31，放大元件例如通过Si LDMOS晶体管或GaN场效应晶体管来实现。这些元件通过分路器32来进行馈入，分路器将RF输入信号分路成指向元件30的部分和指向元件31的部分，其中，指向元件31的部分相对于指向元件30的部分呈现了180度的相位偏移。
推挽放大器进一步包括巴伦33和如图6A所示的阻抗控制单元34。阻抗控制单元34和巴伦33的组合被称为巴伦单元，并且将参考图7B进行详细描述。
在图7B中，巴伦包括Marchand巴伦，尽管也可以使用其他巴伦。Marchand巴伦一个端部被接地的第一四分之一波长传输线330。传输线被电磁耦合至第二四分之一波长传输线332，第二四分之一波长传输线的一个端部开放，并且第二四分之一波长传输线的另一个端部经由补偿元件334被连接至第三四分之一波长传输线333。第三四分之一波长传输线333的另一端部被连接至巴伦的输出。此外，线333被电磁耦合至一个端部被接地的第四四分之一波长传输线331。优选地，Marchand巴伦使用重入式耦合线来实现。
阻抗控制单元34包括如图6A所示的一对耦合线341、342。线341的条带被连接至第一四分之一波长传输线330的一个端部，而线342的条带被连接至第四四分之一波长线331的一个端部。
在上文中，当对应于一对耦合线的线被称为具有四分之一波长的长度时，该线的长度对应于当通过奇模信号在操作频率处的相速度计算时的四分之一波长。
应当理解的是，阻抗匹配网络可被设置在放大元件30、31与阻抗控制单元34之间。
通过使用本发明的阻抗控制单元34，可以在期望的频率处实现合适的奇模阻抗和偶模阻抗。例如，阻抗控制单元34可被配置成在二次谐波频率处具有非常高的偶模阻抗。
通过使用本发明的阻抗控制单元，基频(例如，1GHz)处的奇模阻抗可基本独立于二次谐波频率(例如，2GHz)处的偶模阻抗进行设置。对谐波频率的适当控制对于特定类型的放大器操作类(例如，E类或逆F类)尤其重要，其中，在信号周期的相当大部分，放大元件30、31进入非导通态，例如，夹断。
阻抗控制单元的类似应用可以用在图1中的多尔蒂放大器中。例如，由对4、5、6形成的多尔蒂组合器可以至少部分第通过本发明的阻抗控制单元来实现。例如，对4和/或5可以通过图6的阻抗控制单元来实现。本发明的阻抗控制单元的应用如图8所示。
放大元件Tm1、Tm2、Tp1、Tp2中的每一个被示为具有由以下各项所形成的E类负载：馈线电感器L馈送，连接放大元件至电源电压；放大元件的输出电容Cds；谐振电容器L0，可通过一个或多个接合线形成；以及DC隔离电容器C0，其中，后两个组件被配置成在基频处谐振。
为了进行合适的E类操作，放大元件中的每一个需要在高次谐波处看到高阻抗。然而，由于三次谐波和四次谐波的幅值相对较小，基频和二次谐波频率处的正确阻抗是最重要的。
二次谐波频率处的高阻抗通过本发明的阻抗控制单元来实现。更具体地说，在图8中，图1中的耦合线对4、5、6被本发明的阻抗控制单元所代替。例如，图1中的对4被根据图6A的一对耦合线401、402所代替。其中，箭头403标记了通孔的位置，通孔将中间平面连接至接地平面。相似地，对5被被根据图6A的一对耦合线501、502所代替。箭头503标记了通孔的位置，通孔将中间平面连接至接地平面。孔的位置确定了从放大元件看去的偶模阻抗。
对6也被具体化为一对重入式耦合线601、602。同样的情况适用于阻抗逆变器8，其也被具体化为一对重入式耦合线81、82。Marchand巴伦7采用与图7B中所示的方式相似的方式进行配置。
线401、402、501、502、601、602、81、82、701、702、703、704都通过重入式耦合线来实现，该重入式耦合线具有的长度对应于偶模信号在基频处的四分之一波长。线9可形成为传输线，该传输线具有的长度对应于信号在基频处的四分之一波长。对于线9，不需要区分奇模信号和偶模信号，因为仅单端信号在该线中传播。在图8的实施例中，放大元件或者至少放大元件中的部分通过一个或多个封装器件来实现，一个或多个封装器件被设置在印刷电路板上，在印刷电路板上还实现由各种传输线。
图9A和图9B分别示出了对应于图2A和图2B中的耦合线的、根据本发明的阻抗控制单元的进一步实施例的横截面图，其中，电连接被设置在条带13A、13B之间。相应的俯视图分别在图10A和图10B中示出。在这些实施例中，电短路在条带13A和13B之间通过以下方式实现：要么直接使用导电线40，如图9A所示；要么间接使用介于条带13A、13B与中间平面14之间的孔41。
条带13A、13B之间的电短路会改变奇模信号传播，同时偶模信号传播将不会或难以被电短路所影响。与图5和图6中的实施例类似，电短路被局部设置。为了在条带13A、13B的一个端部处实现高的奇模阻抗，条带13A、13B与电短路之间的长度L2应该对应于奇模信号传播在期望频率(例如，二次谐波频率)处的四分之一波长的(2n-1)倍。同时，条带13A、13B的总长度L1 可对应于偶模信号传播在期望频率(例如，基频)处的四分之一波长的(2m-1)倍，以实现期望的阻抗反转。
图6和图8的实施例可被合并为单个结构。这样的结构则可包括介于中间平面与接地平面之间的局部电短路以及介于条带自身之间的局部电短路。这样的阻抗控制单元例如可以用于阻抗匹配目的。
在上文中，使用了具体实施例对本发明进行了描述。清楚的是，本发明不限于这些实施例，在不脱离所附权利要求所限定的本发明的范围的情况下，各种修改是可能的。

Claims (15)

1.一种阻抗控制单元，包括：
一对重入式耦合线，奇模信号和偶模信号能够通过所述一对重入式耦合线传播，所述一对重入式耦合线包括：
第一导电条带(13A)和与所述第一导电条带间隔开的第二导电条带(13B)，其中，所述第一导电条带和所述第二导电条带被电磁耦合；
导电中间平面(14)；以及
导电接地平面(15)；
介于所述导电中间平面与所述导电接地平面之间的电连接，所述电连接包括导电孔(20)；
其特征在于，所述导电中间平面横向延伸超过所述第一导电条带和所述第二导电条带，并且在于，所述电连接被配置成为通过所述一对重入式耦合线传播的偶模信号提供射频短路或至少相对小的阻抗，并且其中，所述电连接被配置成使得所述电连接的布置不会改变或不会明显改变所述一对重入式耦合线的奇模特性。
2.根据权利要求1所述的阻抗控制单元，其中，所述电连接沿所述一对重入式耦合线内的信号传播路径的尺寸不超过以下长度：与在0.1GHz至100GHz范围内关注频率处的30度电长度对应的长度。
3.根据权利要求1或2所述的阻抗控制单元，其中，所述电连接位于从所述第一导电条带和/或所述第二导电条带的端部开始计算的四分之一波长的(2n-1)倍处，所述四分之一波长基于第一预定频率处的偶模相速度，并且n为正整数；
其中，所述阻抗控制单元优选地包括在所述第一导电条带的第一端部处的第一输入端口，以及在所述第一导电条带的第二端部处的第一输出端口，其中，所述阻抗控制单元包括在所述第二导电条带的第一端部处的第二输入端口，以及在所述第二导电条带的第二端部处的第二输出端口，并且其中，所述四分之一波长是从所述第一导电条带的第一端部和/或所述第二导电条带的第一端部开始计算的；
其中，所述第一预定频率优选地在0.1GHz至100GHz范围内。
4.根据前述权利要求中任一项所述的阻抗控制单元，其中，所述第一导电条带和所述第二导电条带的长度基本等于四分之一波长的(2p-1)倍或四分之一波长的2p倍，其中，该四分之一波长基于第二预定频率处的奇模传播速度并且p为正整数，其中，所述第二预定频率优选地在0.1GHz至100GHz范围内。
5.根据前述权利要求中任一项所述的阻抗控制单元，其中，所述电连接沿横向方向位于所述第一导电条带与所述第二导电条带之间的空隙的中心处。
6.根据前述权利要求中任一项所述的阻抗控制单元，其中，所述一对重入式耦合线进一步包括：
介电基板，该所述介电基板包括第一介电层(11)和第二介电层(12)，所述第一介电层和所述第二介电层各自具有第一侧和第二侧，其中，所述第一介电层的第二侧面对所述第二介电层的第一侧；
其中，所述导电接地平面被设置在所述第二介电层的第二侧上，并且其中，
所述第一导电条带和所述第二导电条带被设置在所述第一介电层的第一侧上，且所述中间导电平面被设置在所述第一介电层的第二侧上，
或者，
所述第一导电条带和所述第二导电条带被设置在所述第一介电层的第二侧上，且所述中间导电平面被设置在所述第一介电层的第一侧上；
其中，所述第一介电层的介电常数优选地显著大于所述第二介电层的介电常数，和/或其中，所述第一介电层的厚度(h1)优选地显著小于所述第二介电层的厚度(h2)；
其中，所述导电接地平面优选地沿横向方向延伸超过所述导电中间平面；并且
其中，所述导电孔延伸穿过所述第二介电层。
7.根据权利要求6所述的阻抗控制单元，其中，所述导电孔包括导电通孔，所述导电通孔延伸穿过所述第一介电层和所述第二介电层两者。
8.根据权利要求7所述的阻抗控制单元，其中，所述第一导电条带和所述第二导电条带各自围绕所述导电通孔弯曲。
9.根据权利要求6至8中任一项所述的阻抗控制单元，其中，所述导电中间平面被设置在所述第一介电层与所述第二介电层之间，并且所述第一导电条带和所述第二导电条带被设置在所述第一介电层的第一侧上，
或者，
其中，所述第一导电条带和所述第二导电条带被设置在所述第一介电层与所述第二介电层之间，并且所述导电中间平面被设置在所述第一介电层的第一侧上。
10.根据前述权利要求中任一项所述的阻抗控制单元，其中，所述阻抗控制单元进一步包括介于所述第一导电条带与所述第二导电条带之间的电连接，介于所述第一导电条带与所述第二导电条带之间的电连接被设置在所述一对耦合线所占据的空间中，其中，介于所述第一导电条带与所述第二导电条带之间的电连接优选地位于从所述第一导电条带和/或所述第二导电条带的端部开始计算的四分之一波长的(2m-1)倍处，所述四分之一波长基于第三预定频率处的奇模传播速度，并且m为正整数，和/或其中，介于所述第一导电条带与所述第二导电条带之间的电连接包括在所述第一导电条带与所述第二导电条带之间延伸的导电线(40)，或者其中，介于所述第一导电条带与所述第二导电条带之间的电连接包括：在所述第一导电条带与所述导电中间平面之间延伸的第一导电孔(41)和在所述第二导电条带与所述导电中间平面之间延伸的第二导电孔(41)。
11.一种巴伦单元，包括：
巴伦，其具有第一平衡端口、第二平衡端口和第三不平衡端口；
由前述权利要求中任一项所限定的阻抗控制单元(34)，其中，所述第一导电条带被连接至所述第一平衡端口，并且其中，所述第二导电条带被连接至所述第二平衡端口。
12.根据权利要求11所述的巴伦单元，其中，所述巴伦和所述阻抗控制单元被设置在同一基板上，其中，所述巴伦优选地包括多条重入式耦合线，其中，所述多条重入式耦合线的导电接地平面与所述阻抗控制单元的导电接地平面由单个导电接地平面形成，所述巴伦优选地包括Marchand巴伦，Marchand巴伦优选地包括用于补偿偶模和奇模的传播速度差的补偿线(334)。
13.一种电子器件，包括根据权利要求1至10中任一项所限定的阻抗控制单元和/或根据权利要求11至12中任一项所限定的巴伦单元，其中，当引用权利要求3时，所述器件被配置成在操作频率处操作，其中，所述第一预定频率对应于所述操作频率的2i倍，其中i为正整数，或者当引用权利要求10时，所述第三预定频率对应于所述操作频率的2j-1倍，其中j为正整数。
14.根据权利要求13所述的电子器件，包括以推挽配置操作的一对放大元件(30，31)，其中，第一放大元件的输出被耦接至所述阻抗控制单元(34)的第一导电条带(341)，并且其中，所述第二放大元件的输出被耦接至所述阻抗控制单元的第二导电条带(342)。
15.一种多尔蒂放大器，包括：
一对主放大元件(Tm1，Tm2)，以推挽配置进行操作；
一对峰值放大元件(Tp1，Tp2)，以推挽配置进行操作；
分路器(1)，用于对射频输入信号进行分路并且用于将经分路的射频输入信号馈送至所述一对主放大元件和所述一对峰值放大元件；
多尔蒂组合器(4，5，6)，被配置成组合来自第一主放大元件和第一峰值放大元件的信号，并且用于组合来自第二主放大元件和第二峰值放大元件的信号；以及
巴伦(7)，具有第一平衡输入端口、第二平衡输入端口和输出端口，所述第一平衡输入端口被配置成用于接收来自所述第一主放大元件和所述第一峰值放大元件的组合信号，所述第二平衡输入端口被配置成用于接收来自所述第二主放大元件和所述第二峰值放大元件的组合信号；
其中，所述多尔蒂组合器包括根据权利要求1至10中任一项所限定的阻抗控制单元；
其中，所述一对放大元件被优选地配置成按照E类或逆F类进行操作。
CN201910867292.1A 2018-09-12 2019-09-12 阻抗控制单元、巴伦单元、电子器件和多尔蒂放大器 Pending CN111342817A (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
NL2021613 2018-09-12
NL2021613A NL2021613B1 (en) 2018-09-12 2018-09-12 Impedance control unit

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN111342817A true CN111342817A (zh) 2020-06-26

Family

ID=64427161

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201910867292.1A Pending CN111342817A (zh) 2018-09-12 2019-09-12 阻抗控制单元、巴伦单元、电子器件和多尔蒂放大器

Country Status (4)

Country Link
US (1) US10951179B2 (zh)
EP (1) EP3624187B1 (zh)
CN (1) CN111342817A (zh)
NL (1) NL2021613B1 (zh)

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2021129172A (ja) * 2020-02-12 2021-09-02 富士通株式会社 インピーダンス変換器及び電子装置

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS56162193A (en) 1980-05-16 1981-12-12 Tokyo Electric Co Ltd Sheets processor
EP2383883B1 (en) * 2010-04-23 2013-07-17 Nxp B.V. Power amplifier
US8283991B1 (en) * 2011-06-10 2012-10-09 Raytheon Company Wideband, differential signal balun for rejecting common mode electromagnetic fields
EP2843832B1 (en) * 2013-08-30 2019-07-31 Ampleon Netherlands B.V. A wideband amplifier
JP6318792B2 (ja) * 2014-04-08 2018-05-09 三菱電機株式会社 方向性結合器
US9685975B2 (en) * 2015-01-29 2017-06-20 Syntropy Systems, Llc Distributed combiner for parallel discrete-to-linear converters
US9509251B2 (en) * 2015-03-24 2016-11-29 Freescale Semiconductor, Inc. RF amplifier module and methods of manufacture thereof

Also Published As

Publication number Publication date
EP3624187B1 (en) 2021-08-04
US10951179B2 (en) 2021-03-16
NL2021613B1 (en) 2020-05-06
US20200083848A1 (en) 2020-03-12
EP3624187A1 (en) 2020-03-18

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US6972639B2 (en) Bi-level coupler
US10003318B2 (en) Circuit
US7471165B2 (en) High-frequency balun
US7034633B2 (en) Coupling device using buried capacitors in multilayered substrate
KR20140124155A (ko) 광대역 특성을 가지는 평면형 ｒｆ 크로스오버 구조
EP3474443B1 (en) Amplifier power combiner with slotline impedance transformer
US8471647B2 (en) Power divider
US9178263B1 (en) Divider/combiner with bridging coupled section
US7667556B2 (en) Integrated power combiner/splitter
CN108321484B (zh) 90度混合电路
CN111342817A (zh) 阻抗控制单元、巴伦单元、电子器件和多尔蒂放大器
US7688164B2 (en) High frequency circuit board converting a transmission mode of high frequency signals
KR101529749B1 (ko) 광대역 발룬
US8587388B2 (en) Multi-section velocity compensated microstrip directional coupler
JP2018148550A (ja) 高周波用差動信号伝送線路及びそれを備えた信号伝送システム
CN110729545B (zh) 用于通信系统的耦合器
JP4270000B2 (ja) 不等電力分配合成器
US20230163731A1 (en) High frequency amplifier
JP4629617B2 (ja) 高周波結合線路及び高周波フィルタ
JP2022110388A (ja) 電力合成器及び送信装置
JP5257303B2 (ja) 方向性結合器
Sorocki et al. Approach to the design of slot-coupled-line directional couplers
KR20170019160A (ko) 고출력 광대역 고주파 결합기
JP2015056793A (ja) 方向性結合器
JP2004336138A (ja) 整合回路

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination