JP2012090498A - 電力パス切り替え方法および電力パス切替回路 - Google Patents

電力パス切り替え方法および電力パス切替回路 Download PDF

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Abstract

【課題】 放熱対策が不要で、二次電池からの持ち出しが起きないようにすること。
【解決手段】 電力パス切り替え方法は、通信装置に内蔵した二次電池からの第１の電力パスと、通信装置に対して挿抜して接続可能で、二次電池を充電するための充電器からの第２の電力パスとを切り替える方法である。電力パス切り替え方法は、通信装置の負荷を、第１の負荷と第２の負荷との２系統に分け、第１の負荷には、第１の電力パスから電力を供給し、第２の負荷には、充電器による二次電池の充電中は、第２の電力パスから電力を供給し、二次電池の非充電中は、第１の電力パスから電力を供給する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、電力パス切り替え方法および電力パス切替回路に関し、特に、通信装置に内蔵した二次電池からの第１の電力パスと、通信装置に対して挿抜して接続可能な充電器（ＡＣアダプタ）からの第２の電力パスとを切り替える、電力パス切り替え方法および電力パス切替回路に関する。
電力の比較的小さい携帯機器等のシステム（携帯情報端末）では、それに内蔵されている二次電池への充電として、構成の簡易なリニア充電を用いることがある。しかしながら、昨今は機能強化のニーズが大きく、携帯情報端末の消費電力は大きくなってきている。
従来のリニア充電の構成では、携帯情報端末の装置ブロック（負荷）の消費電力が大きくなると、充電器（ＡＣアダプタ）から二次電池への充電中に、二次電池からの持ち出しが発生してしまう。
ここで、「二次電池からの持ち出し」とは、装置電流（消費電流）が充電電流よりも大きくなった場合（装置電流＞充電電流）、二次電池の充電中にも拘わらず、二次電池から携帯情報端末（負荷）へ電力を供給する必要がある状態を示す。本状態となると、二次電池を充電していても、二次電池の電池容量が減少するので、この状態を避ける必要がある。
本発明に関連する先行技術が、種々知られている。
例えば、特開2006-340586号公報（特許文献１）は、消費電流が充電電流よりも大きい場合は、充電器からの電流を増加して電池からの電流の持ち出しをなくすようにした、携帯端末及びその制御方法を開示している。
また、特表2009-502110号公報（特許文献２）は、パワーデバイスへの電力供給方法として、ダイオードを用いた切り替えやFETを用いた切り替えを提案している。例えば、特許文献２は、論理ＯＲ構成で接続された電池かウォールアダプタかの選択を提供する直列ダイオードを備えた入力選択回路を開示している。一方の入力電源によって生成される電圧が他方の電源によって生成される電圧よりも一方のダイオードの電圧降下分だけ高い場合、電圧が高い方の電源から電力が取られる。
さらに、特開2006-296126号公報（特許文献３）は、充電回路へ供給する電力パスの切り替えを提案している。特許文献３は、ＵＳＢバス電源とＡＣアダプタ電源とを充電用電源として選択可能な充電システムを開示している。
特開2005-312218号公報（特許文献４）は、外部電源からの電圧の供給が停止されたときの電池への切換を確実に実行できるようした、電源切換回路を開示している。この特許文献４に開示された電源切換回路は、外部電源入力と、電池電源入力と、外部電源系統と、電池電源系統と、選択回路と、出力端子と、電解コンデンサとを備えている。外部電源入力は、外部電源から第１の電源電圧を供給される端子であり、電池電源入力は、電池からの第２の電源電圧を供給される端子である。外部電源系統は、外部電源から供給される第１の電源電圧を出力端子から出力ための回路であり、電池電源系統は、電池から供給される第２の電源電圧を出力端子から出力するための回路である。選択回路は、外部電源から供給される第１の電源電圧と、電池から供給される第２の電源電圧とのうちから出力端子から出力される出力電圧を選択するための回路である。電解コンデンサは、出力端子と接地端子との間に介設され、出力端子に生成される出力電圧を安定化するために使用される。また、特許文献４は、出力電圧の切換のときに、電池電源からの第２の電源電圧が外部電源入力に逆流することを防止するショットキーバリアダイオードも開示している。
特開2006-340586号公報（段落［００４４］） 特表2009-502110号公報（図１、段落［００１７］） 特開2006-296126号公報 特開2005-312218号公報（図３、段落［００２２］、［００４４］）
しかしながら、上述した特許文献１〜４においては、次のような課題がある。
先ず、特許文献１では、二次電池からの持ち出しを避けるために、充電電流を大きくしている。しかしながら、充電電流を大きくすると、充電器（ＡＣアダプタ）と二次電池との間に設けられているＦＥＴの損失が大きくなってしまうため、熱的に持たなくなってしまう。その結果、外部での放熱対策等が必要となり、簡易なリニア充電を使用するメリットが消えてしまうという問題がある。
特許文献２は、リニア充電を考慮していない。
特許文献３は、充電パスがＵＳＢバス電源とＡＣアダプタ電源との２系統あり、本発明が対象としている、充電パスがＡＣアダプタ電源のみの1系統のものとは異なる。
特許文献４は、単に、外部電源からの電圧の供給が停止されたときの電池への切換を確実に実行できる電源切換回路を開示しているにすぎず、上述した二次電池からの持ち出しの認識がない。
本発明の目的は、放熱対策が不要で、二次電池からの持ち出しが起きないようにした、電力パス切り替え方法および電力パス切替回路を提供することにある。
本発明に係る電力パス切り替え方法は、通信装置に内蔵した二次電池からの第１の電力パスと、通信装置に対して挿抜して接続可能で、二次電池を充電するための充電器からの第２の電力パスとを切り替える方法であって、通信装置の負荷を、第１の負荷と第２の負荷との２系統に分け、第１の負荷には、第１の電力パスから電力を供給し、第２の負荷には、充電器による二次電池の充電中は、第２の電力パスから電力を供給し、二次電池の非充電中は、第１の電力パスから電力を供給する、ことを特徴としている。
本発明に係る電力パス切替回路は、通信装置に内蔵した二次電池からの第１の電力パスと、通信装置に対して挿抜して接続可能で、二次電池を充電するための充電器からの第２の電力パスとを切り替える電力パス切替回路であって、通信装置の負荷は、第１の負荷と第２の負荷との２系統に分けられており、電力パス切替回路は、第１の電力パスから第１の負荷へ電力を供給するための給電パスと、第１の電力パスと第２の電力パスとを切替えて、切替えた電力を第２の負荷へ供給する電力パス切替部と、を備え、電力パス切替部は、充電器が通信装置に接続されていないときには、第１の電力パスからの電力を切替えた電力として第２の負荷へ供給し、充電器が通信装置に接続されているときには、第２の電力パスからの電力を切替えた電力として第２の負荷へ供給する、ことを特徴としている。
本発明においては、放熱対策が不要で、二次電池からの持ち出しが起きないようにできる。その結果、リニア充電において、従来よりも電力の大きな通信装置に対応可能である。
本発明の第１の実施例に係る電力パス切替回路を含む携帯情報端末（通信装置）の構成を示すブロック図である。 図１に示した電力パス切替回路の動作を説明するための、第２の装置ブロック（第２の負荷）に印加される電圧（切替えた電圧）の波形図である。 本発明の第２の実施例に係る電力パス切替回路を含む携帯情報端末（通信装置）の構成を示すブロック図である。 図３に示した電力パス切替回路の動作を説明するための、第２の装置ブロック（第２の負荷）に印加される電圧（切替えた電圧）の波形図である。 本発明の第３の実施例に係る電力パス切替回路を含む携帯情報端末（通信装置）の構成を示すブロック図である。 図５に示した電力パス切替回路に使用されるコンパレータの制御方法を示す図である。 図５に示した電力パス切替回路の動作を説明するための、第２の装置ブロック（第２の負荷）に印加される電圧（切替えた電圧）の波形図である。 本発明の第４の実施例に係る電力パス切替回路を含む携帯情報端末（通信装置）の構成を示すブロック図である。 図８に示した電力パス切替回路に使用されるコンパレータの制御方法を示す図である。 関連する電力給電パスを含む携帯情報端末（通信装置）の構成を示すブロック図である。
次に、発明を実施するための形態について、図面を参照して詳細に説明する。
最初に、発明の特徴について説明する。
本発明の第１の態様は、装置電流（消費電流）が充電電流を超えるような場合は、関連するリニア充電構成では二次電池からの持ち出しが発生するため、装置ブロック（負荷）を２系統（第１の装置ブロックと第２の装置ブロック）に分けることで、二次電池からの持ち出しが起きないことを特徴とする。
本発明の第２の態様は、ＡＣアダプタ挿入時、ショットキーバリアダイオード（ＳＢＤ）の逆方向電流を打ち消すために、（抵抗器＋ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ）を設けることを特徴とする。
本発明の第３の態様は、２系統の装置ブロックの分け方を、電池駆動時の装置全体の電流が最小となるよう構成することを特徴とする。
本発明の第４の態様は、２系統の装置ブロックの分け方を、電池への充電電流が最大となるよう構成することを特徴とする。
本発明の第５の態様は、推奨動作範囲の下限の高いデバイスを、優先的に第１の装置ブロックに割り付けることを特徴とする。
本発明の第６の態様は、推奨動作範囲の上限の低いデバイスを、優先的に第１の装置ブロックに割り付けることを特徴とする。
本発明の第７の態様は、動作頻度の高いデバイスを、優先的に第１の装置ブロックに割り付けることを特徴とする。
本発明の第８の態様は、ＳＢＤを用い、簡易な構成でリニア充電における大電力化に対応可能なことを特徴とする。
本発明の第９の態様は、（ＳＢＤ＋ＦＥＴ）を用い、簡易な構成でリニア充電における大電力化に対応可能なことを特徴とする。
本発明の第１０の態様は、（ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ＋コンパレータ）を用い、簡易な構成でリニア充電における大電力化に対応可能なことを特徴とする。
本発明の第１１の態様は、（ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ＋コンパレータ）を用い、充電パスからの回り込みをＳＢＤにて発生させないことを特徴とする。
本発明の第１２の態様は、（ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ＋コンパレータ）を用い、充電パスからの回り込みを発生させないことを特徴とする。
次に、図１０を参照して、本発明の理解を容易にするために、関連するリニア充電構成について説明する。図１０は、関連する電力給電パス６００’を含む携帯情報端末（通信装置）２００’の構成を示すブロック図である。
図１０に示されるように、携帯情報端末２００’には、外部からＤＣ電圧を供給するＡＣアダプタ（充電器）１００が、挿抜可能に接続される。携帯情報端末２００’は、負荷として１つの装置ブロック３００を備え、二次電池４００を内蔵している。装置ブロック（負荷）３００は、通信装置（携帯情報端末）２００’内で構成される複数のブロックから構成される。二次電池４００は、例えば、リチウムイオン電池から構成されるが、これに限定されない。
携帯情報端末２００’は、ＡＣアダプタ（充電器）１００から二次電池４００への充電を制御する充電制御部５００を備えている。この充電制御部５００は、リニア充電を行う充電制御部である。ＡＣアダプタ（充電器）１００と、装置ブロック（負荷）３００と、二次電池４００と、充電制御部５００との間に、電力給電パス６００’が形成（構成）されている。
電力給電パス６００’は、二次電池４００からの第１の電力パス６０１と、ＡＣアダプタ（充電器）１００からの第２の電力パス６０２と、ＡＣアダプタ（充電器）１００からの充電電流を二次電池４００へ供給する充電パス６０３とを有する。
充電パス６０３中には、抵抗器６０４とＰチャネルＭＯＳＦＥＴ６０５とが直列に接続されている。詳述すると、抵抗器６０４の一端は、第２の電力パス６０２に接続され、抵抗器６０４の他端は、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ６０５のソースに接続されている。ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ６０５のドレインは、第１の電力パス６０１に接続されている。
電力給電パス６００’は、第２の電力パス６０２に接続された抵抗器６０７を更に有する。すなわち、抵抗器６０７は、第２の電力パス６０２と接地端子との間に挿入されている。この抵抗器６０７は、ＡＣアダプタ（充電器）１００を携帯情報端末２００’から抜いた際、電荷が残らないよう通常配置される。
リニア充電の充電制御部５００は、電流検出部５０２とＦＥＴ制御部５０４とから構成されている。電流検出部５０２は、上記充電パス６０３中に挿入された、抵抗器６０４の端子間電圧から充電電流の電流値を算出する。この算出した電流値に基づいて、ＦＥＴ制御部５０４は、充電電流が所望の電流値となるように、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ６０５のゲート電圧を制御し、充電電流を制御する。充電電流は、充電パス６０３を介して二次電池４００に供給され、二次電池４００は充電される。
電力給電パス６００’は、電力を装置ブロック（負荷）３００へ供給するための給電パス６０９を更に有する。この給電パス６０９の一端は、第１の給電パス６０１と充電パス６０３との接続点に接続され、給電パス６０９の他端は、装置ブロック（負荷）３００に接続されている。すなわち、装置ブロック（負荷）３００には、二次電池４００から第１の電力パス６０１および給電パス６０９を介して、又は、ＡＣアダプタ（充電器）１００から第２の電力パス６０２、充電パス６０３、および給電パス６０９を介して、電力が供給される。
このような構成のリニア充電構成（電力給電パス６００’）において、装置ブロック３００の消費電力（装置電力）が大きくなると、前述したように、充電中に二次電池４００からの持ち出しが発生してしまう。このため、上記特許文献１で記載（開示）されているように、充電電流を大きくする必要がある。
しかしながら、充電電流を大きくすると、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ６０５の損失が大きくなってしまうため、熱的に持たなくなってしまう。その結果、外部での放熱対策等が必要となり、簡易なリニア充電を使用するメリットが消えてしまうという問題があった。
上記の二次電池４００からの持ち出しとは、前述したように、充電電流＜装置電流（消費電流）となった場合、充電中にも拘わらず二次電池４００から装置ブロック（負荷）３００へ電力を供給する必要がある状態を示す。本状態となると、二次電池４００を充電していても、二次電池４００の電池容量が減少するため避ける必要がある。
図１を参照して、本発明の第１の実施例に係る電力パス切替回路６００を含む携帯情報端末２００について説明する。尚、図示の例では、携帯情報端末２００を例に挙げて説明しているが、他の通信装置にも適用される。
図示の携帯情報端末２００は、装置ブロック（負荷）を第１の装置ブロック（第１の負荷）３１０と第２の装置ブロック（第２の負荷）３２０との２系統に分けると共に、電力給電パス６００’の代わりに電力パス切替え回路６００を備えている点を除いて、図１０に示した携帯情報端末２００’と同様の構成を有する。従って、図１０に示したものと同様の構成要素には同一の参照符号を付し、説明の簡略化のために、以下では関連する携帯情報端末２００’と異なる点についてのみ説明する。
前述したように、装置電流（消費電流）が充電電流を超えるような場合は（装置電流＞充電電流）、関連する携帯情報端末２００’では、二次電池４００からの持ち出しが発生する。そこで、本第１の実施例では、装置ブロック（負荷）を第１の装置ブロック（第１の負荷）３１０と第２の装置ブロック（第２の負荷）３２０との２系統に分けることで、二次電池４００からの持ち出しが起きないように構成する。尚、第１の装置ブロック（第１の負荷）３１０と第２の装置ブロック（第２の負荷）３２０とを切り分ける（割り付ける）方法については後述する。
電力パス切替回路６００は、電力パス切換部７００を更に備えている点を除いて、図１０に示した電力給電パス６００’と同様の構成を有し、動作をする。
給電パス６０９は、第１の電力パス６０１から第１の装置ブロック（第１の負荷）３１０へ電力を供給する。一方、電力パス切替部７００は、後述するように、第１の電力パス６０１と第２の電力パス６０２とを切替えて、切替えた電力を第２の装置ブロック（第２の負荷）３２０へ供給する。
電力パス切替部７００は、ＡＣアダプタ（充電器）１００が当該携帯情報端末（通信装置）２００に接続されていないときは、第１の電力パス６０１からの電力を切替えた電力として第２の装置ブロック（第２に負荷）３２０へ供給する。一方、ＡＣアダプタ（充電器）１００が当該携帯情報端末（通信装置）２００に接続されているとき、電力パス切替部７００は、第２の電力パス６０２からの電力を切替えた電力として第２の装置ブロック（第２の負荷）３２０へ供給する。
換言すれば、第１の装置ブロック（第１の負荷）３１０には、第１の電力パス６０１から電力を供給する。第２の装置ブロック（第２の負荷）３２０には、ＡＣアダプタ（充電器）１００による二次電池４００の充電中は、第２の電力パス６０２から電力を供給し、二次電池４００の非充電中は、第１の電力パス６０１から電力を供給する。
図示の電力パス切替部７００は、第１の電力パス６０１に接続された第１の入力端７０１と、第２の電力パス６０２に接続された第２の入力端７０２と、上記切替えた電力を出力する出力端７０３とを持つ。
電力パス切替部７００は、第１の入力端７０１と出力端７０３との間に挿入されて、第１の電力パス６０１からの電力を切替えた電力として出力端７０３へ導通させる第１の導通素子と、第２の入力端７０２と出力端７０３との間に挿入されて、第２の電力パス６０２からの電力を切替えた電力として出力端７０３へ導通させる第２の導通素子とを有する。
図示の例では、第１の導通素子は第１のショットキーバリアダイオード(以降、「ＳＢＤ」と省略する)７１０から構成され、第２の導通素子は第２のＳＢＤ７２０から構成されている。
すなわち、電力パス切替部７００における、電力パスの切り替えを、第１及び第２のＳＢＤ７１０、７２０にて行う。第２の装置ブロック（第２の負荷）３２０への電力パスは、充電パス６０３あるいは二次電池４００から供給される第１の電力パス６０１と、ＡＣアダプタ（充電器）１００から供給される第２の電力パス６０２を切り換えて、電力を供給する。ＡＣアダプタ（充電器）１００の挿入時は第２のＳＤＢ７２０経由で、ＡＣアダプタ（充電器）１００の未挿入時は第１のＳＤＢ７１０経由で、第２の装置ブロック（第２の負荷）３２０へ電力を供給する。
ここで、導通素子としてＳＤＢを使用するのは以下の理由による。すなわち、電力パス切替部７００の損失を最小限とするために、順方向の電圧降下（以降、「Ｖｆ」と省略する）が低いものが必要である事と、またスイッチング速度が速い必要がある事とから、ＳＢＤを使用することが望ましいからである。
ただし一方で、ＳＢＤは、逆方向漏れ電流が大きいという特徴がある。その為、ＡＣアダプタ（充電器）１００の挿入時、第２の装置ブロック（第２の負荷）３２０に印加される電圧が、二次電池４００の絶対最大定格電圧＋Ｖｆ（ＳＢＤ７１０）を超える場合、逆方向電流によって二次電池４００を過充電してしまい、二次電池４００にダメージを与える可能性がある。
そこで、本第１の実施例に係る電力パス切替回路６００では、電力パス切替部７００は、ＡＣアダプタ（充電器）１００挿入時（すなわち、ＡＣアダプタ（充電器）１００が当該携帯情報端末（通信装置）２００に接続された時）のみ、上記逆方向電流を二次電池４００側に流さないようにする逆流阻止回路を更に備えている。
図示の例では、この逆流阻止回路は、抵抗器７３０とＮチャネルＭＯＳＦＥＴ７４０とから構成されている。抵抗器７３０の一端は、第１の入力端７０１に接続され、抵抗器７３０の他端は、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ７４０のドレインに接続されている。ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ７４０のゲートは第２の入力端７０２に接続され、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ７４０のソースは接地されている。
尚、図示の例では、逆流阻止回路は、抵抗器７３０とＮチャネルＭＯＳＦＥＴ７４０とから構成されているが、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ７３０の代わりに、ｎｐｎバイポーラトランジスタを用いてもよい。この場合、ｎｐｎバイポーラトランジスタにおいて、そのコレクタは抵抗器７３０の他端に接続され、そのベースは第２の入力端子７０２に接続され、そのエミッタは接地される。
ＡＣアダプタ（充電器）１００の挿入時、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ７４０のゲート電圧は、論理ハイレベルとなり、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ７４０がオン状態となる。このため、第１のＳＢＤ７１０の逆方向電流は、抵抗器７３０とＮチャネルＭＯＳＦＥＴ７４０を介して接地端子へ流れ、二次電池４００への過充電は発生しない。抵抗器７３０の抵抗値は、第１のＳＢＤ７１０の逆方向電流を打ち消す程度の値に決めるのが適当である。また、ＡＣアダプタ（充電器）１００の未挿入時は、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ７４０のゲート電圧が印加されないため、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ７４０はオフ状態となり、回路動作に影響を与えない構成となる。
次に、装置ブロック（負荷）の分け方（割り付け）について説明する。
例えば、第１及び第２のＳＢＤ７１０、７２０の損失を最小限とする分け方として、充電電流未満ギリギリとなるように第１の装置ブロック（第１の負荷）３１０を割り付け、残りのブロックを第２の装置ブロック（第２の負荷）３２０に割り付ける方法がある。このように構成することで、二次電池４００からの持ち出しを発生させることなく、第２の装置ブロック（第２の負荷）３２０の電力消費を最小とすることが可能である。よって、第１のＳＢＤ７１０での損失を最小に抑えることができ、二次電池４００駆動時の装置全体での電流を減らすことができる利点がある。
また、推奨動作電圧の下限が高く、第１のＳＢＤ７１０のＶｆを許容できないデバイスを、第１の装置ブロック（第１の負荷）３１０に優先的に割り付ける。あるいは逆に、推奨動作電圧の上限が低く、｛（ＡＣアダプタ１００の電圧）−（第１のＳＢＤ７２０のＶｆ）｝を許容できないデバイスを、第１の装置ブロック（第１の負荷）３１０に優先的に割り付ける。
またブロックによっては、動作頻度の高いものと低いものがある。動作頻度の高いブロックを、損失の小さい第１の装置ブロック（第１の負荷）３１０に優先的に割り付けるのが望ましい。ただし、本割り付けは、第１の装置ブロック（第１の負荷）３１０の消費電力が大きくなると、二次電池４００へ充電される電流が少なくなるので、二次電池４００が満充電となるまでに時間がかかってしまうという欠点がある。
装置ブロック（負荷）の分け方の他の例として、できるだけ二次電池４００への充電電流を減らさない方法がある。この方法は、第１の装置ブロック（第１の負荷）３１０には必要最低限のブロックを割り付け、残りは第２の装置ブロック（第２の負荷）３２０へ割り付ける方法である。ただしこの場合、第１のＳＢＤ７１０の損失が大きくなる。そのため、この方法は、装置全体での電流は増加すること、および第１のＳＢＤ７１０での熱発生が大きくなることが欠点となる。
次に、図２を参照して、図１に示した電力パス切替回路６００の動作について説明する。図２において、横軸は時間を示し、縦軸は切替えた電圧（第２の装置ブロック３２０へ印加される電圧）を示す。尚、図２において、第１の入力端７０１の電圧を電池電圧Ｖｂａｔｔとして記し、第２の入力端７０２の電圧をＡＣアダプタ電圧Ｖａｄｐと記している。
図２を用いて、第２の装置ブロック（第２の負荷）３２０へ印加される電圧（切替えた電圧）について説明する。
ＡＣアダプタ（充電器）１００の未挿入時、携帯情報端末（通信装置）２００は、二次電池４００のみで動作を行う。よって、第２の装置ブロック（第２の負荷）３２０へ印加される電圧（切替えた電圧）は、｛Ｖａｄｐ−Ｖｆ（第１のＳＢＤ７１０）｝となる。ＡＣアダプタ（充電器）１００が当該携帯情報端末（通信装置）２００に差されると、第２の装置ブロック（第２の負荷）３２０へ供給される電力パスは、第２の電力パス６０２からの第２のＳＢＤ７２０側経由となる。このため、切替えた電圧は、｛Ｖａｄｐ−Ｖｆ（第２のＳＢＤ７２０）｝となる。更に、ＡＣアダプタ（充電器）１００が当該携帯情報端末（通信装置）２００から抜かれると、上記ＡＣアダプタ（充電器）１００の未挿入時と同様のパスとなる。この際の電池電圧は、ＡＣアダプタ（充電器）１００の挿入時に二次電池４００が充電されているため、上昇することとなる。
以上説明した本発明の第１の実施例においては、以下に記載するような効果を奏する。
第１の効果は、装置ブロック（負荷）を、第１の装置ブロック（第１の負荷）３１０と第２の装置ブロック（第２の負荷）３２０との２系統に分けたので、二次電池４００からの持ち出しを起きないようにできることである。
第２の効果は、ＡＣアダプタ（充電器）１００が挿入された時に、第１の導通素子７１０を介して二次電池４００へ逆方向電流が流れるのを阻止する逆流阻止回路（７３０，７４０）を設けたので、二次電池４００への過充電を防止することができることである。
図３を参照して、本発明の第２の実施例に係る電力パス切替回路６００Ａを含む携帯情報端末２００Ａについて説明する。尚、図示の例でも、携帯情報端末２００Ａを例に挙げて説明しているが、他の通信装置にも適用される。
電力パス切替回路６００Ａは、電力パス切替部の構成が後述のように変更されている点を除いて、図１に示した電力パス切替回路６００と同様の構成を有し、動作をする。従って、電力パス切替部に７００Ａの参照符号を付してある。図１に示したものと同様の構成要素には同一の参照符号を付し、説明の簡略化のために、以下では携帯情報端末２００と異なる点についてのみ説明する。
電力パス切替部７００Ａは、ＡＣアダプタ（充電器）１００が当該携帯情報端末（通信装置）２００Ａに接続されていないときに、第１の導通素子として動作する第１のＳＢＤ７１０で発生する損失を減少する第１の損失減少回路を更に有する点を除いて、図１に示した電力パス切替部７００と同様の構成を有し、動作する。
図示の例では、第１の損失減少回路は、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ７５０と抵抗器７６０とから構成される。ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ７５０において、そのドレインは第１の入力端７０１に接続され、そのソースは出力端７０３に接続され、ゲートは第２の入力端７０２に接続されている。抵抗器７６０は、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ７０５のゲートと接地端子との間に接続されている。
図１に示した第１の実施例に係る電力パス切替回路６００では、ＡＣアダプタ（充電器）１００が未挿入時、第２の装置ブロック（第２の負荷）３２０に印加される電圧（切替えた電圧）は、｛Ｖｂａｔｔ−Ｖｆ（第１のＳＢＤ７１０）｝となり、第１のＳＢＤ７０１のＶｆ分だけ電圧降下する。そのため、第１の実施例に係る電力パス切替回路６００には、損失的に改善の余地がある。
これに対して、図３に示した第２の実施例に係る電力パス切替回路６００では、本損失を発生しないようにした点が異なる。
詳述すると、ＡＣアダプタ（充電器）１００の未挿入時、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ７５０は、そのゲート電圧が抵抗器７６０にて接地レベルとなるため、オン状態となる。よって、図４に示すように、第１のＳＢＤ７１０でのＶｆは生じる事はなくなる。
図４は、図３に示した携帯情報端末（通信装置）２００Ａにおいて、第２の装置ブロック（第２の負荷）３２０へ印加される電圧（切替えた電圧）を示す図である。図４において、横軸は時間を示し、縦軸は切替えた電圧（第２の装置ブロック３２０へ印加される電圧）を示す。尚、図４においても、第１の入力端７０１の電圧を電池電圧Ｖｂａｔｔとして記し、第２の入力端７０２の電圧をＡＣアダプタ電圧Ｖａｄｐと記している。
ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ７５０での損失は、そのオン抵抗と電流で決まる。したがって、オン抵抗の小さいＰチャネルＭＯＳＦＥＴ７５０を選定することで、第１のＳＢＤ７１０でのＶｆよりも大幅に小さく設計することが可能である。
一方、ＡＤアダプタ（充電器）１００の挿入時は、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ７５０は、そのゲート電圧がＡＣアダプタ電圧Ｖａｄｐとなるため、オフ状態となる。その結果、電力パス切替部７００Ａでの電力パスは、第２の電力パス６０２からの第２のＳＢＤ７２０側に切り替わる事となる。
次に、第１のＳＢＤ７１０の必要性について説明する。ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ７５０がオンあるいはオフする際、瞬間的にＡＣアダプタ１００および二次電池４００のいずれからも電力供給がされないタイミングがある。このために、第１のＳＢＤ７１０が必要である。
以上説明した本発明の第２の実施例においては、以下に記載するような効果を奏する。
第１の効果は、装置ブロック（負荷）を、第１の装置ブロック（第１の負荷）３１０と第２の装置ブロック（第２の負荷）３２０との２系統に分けたので、二次電池４００からの持ち出しを起きないようにできることである。
第２の効果は、ＡＣアダプタ（充電器）１００が挿入されたときに、第１の導通素子７１０を介して二次電池４００へ逆方向電流が流れるのを阻止する逆流阻止回路（７３０，７４０）を設けたので、二次電池４００への過充電を防止することができることである。
第３の効果は、ＡＣアダプタ（充電器）１００が挿入されたときに、第１の導通阻止７１０で発生する損失を減少する第１の損失減少回路（７５０、７６０）を設けたので、損失を改善できることである。
図５を参照して、本発明の第３の実施例に係る電力パス切替回路６００Ｂを含む携帯情報端末２００Ｂについて説明する。尚、図示の例でも、携帯情報端末２００Ｂを例に挙げて説明しているが、他の通信装置にも適用される。
図示の電力パス切替回路６００Ｂは、電力パス切替部の構成が後述のように変更されているとともに、充電パス６０３にＳＢＤ６１１が挿入されている点を除いて、図１に示した電力パス切替回路６００と同様の構成を有し、動作をする。従って、電力パス切替部に７００Ｂの参照符号を付してある。図１に示したものと同様の構成要素には同一の参照符号を付し、説明の簡略化のために、以下では携帯情報端末２００と異なる点についてのみ説明する。
図示の例の電力パス切替部７００Ｂにおいて、第１の導通素子は、ＳＢＤ７１０と第１のＰチャネルＭＯＳＦＥＴ７５０とから構成される。ＳＢＤ７１０のアノードは第１の入力端７０１に接続され、ＳＢＤ７１０のカソードは出力端７０３に接続されている。第１のＰチャネルＭＯＳＦＥＴ７５０において、そのドレインは第１の入力端７０１に接続され、そのソースは出力端７０３に接続されている。
また、図示の例の電力パス切替部７００Ｂにおいて、第２の導通素子は、第２のＰチャネルＭＰＳＦＥＴ７２０Ａから構成されている。第２のＰチャネルＭＯＳＦＥＴ７２０Ａにおいて、そのドレインは第２の入力端７０２に接続され、そのソースは出力端７０３に接続されている。
また、電力パス切替部７００Ｂは、ＡＣアダプタ（充電器）１００が当該携帯情報端末（通信装置）２００Ｂに接続されたときに、第２の導通素子として動作する第２のＰチャネルＭＯＳＦＥＴ７２０Ａで発生する損失を減少する第２の損失減少回路を更に有する。
図示の例では、第２の損失減少回路は、コンパレータ７７０とコンデンサ７８０とから構成される。コンパレータ７７０は、第１の入力端７０１の電圧と第２の入力端７０２の電圧とを比較して、その比較結果によって、後述するように、第１および第２のＰチャネルＭＯＳＦＥＴ７５０および７２０Ａのゲート電圧を制御する。コンデンサ７８０は、出力端７０３と接地端子との間に挿入されている。
図３に示す第２の実施例に係る電力パス切替回路６００Ａにおいては、ＡＣアダプタ（充電器）１００の挿入時、第１の装置ブロック（第２の負荷）３２０に印加される電圧（切替えた電圧）は、｛Ｖａｄｐ−Ｖｆ（第２のＳＢＤ７２０）｝となり、第２のＳＤＢ７２０のＶｆ分だけ電圧降下する。このため、第２の実施例に係る電力パス切替回路６００Ａには、損失的に改善の余地がある。
これに対して、第３の実施例に係る電力パス切替回路６００Ｂでは、本損失を発生しないようにした点が異なる。
図６は、コンパレータ７７０の制御方法を示す図である。図６において、（Ａ）は第１のＰチャネルＭＯＳＦＥＴ７５０のゲート制御電圧を示し、（Ｂ）は第２のＰチャネルＭＯＳＦＥＴ７２０Ａのゲート制御電圧を示す。図６の（Ａ）および（Ｂ）において、横軸は（Ｖｂａｔｔ−Ｖａｄｐ）を示し、縦軸はゲート制御電圧（切替えた電圧）を示す。
コンパレータ７７０は、電池電圧（第１の入力端７０１の電圧）ＶｂａｔｔとＡＣアダプタ電圧（第２の入力端７０２の電圧）Ｖａｄｐとを比較し、その大小によって第１のＰチャネルＭＯＳＦＥＴ７５０および第２のＰチャネルＭＯＳＦＥＴ７２０Ａのゲート制御電圧を制御する。
詳述すると、ＡＣアダプタ（充電器）１００が未挿入であるとする。この時、電池電圧ＶｂａｔｔがＡＣアダプタ電圧Ｖａｄｐより高くなる。その場合、コンパレータ７７０は、第１のＰチャネルＭＯＳＦＥＴ７５０のゲート制御電圧を論理ロウレベルとして、第１のＰチャネルＭＯＳＦＥＴ７５０をオン状態とする。と同時に、コンパレータ７７０は、第１のＰチャネルＭＯＳＦＥＴ７２０Ａのゲート制御電圧を論理ハイレベルとして、第２のＰチャネルＭＯＳＦＥＴ７２０Ａをオフ状態とする。
一方、ＡＣアダプタ（充電器）１００が挿入されているとする。この時、電池電圧ＶｂａｔｔがＡＣアダプタ電圧Ｖａｄｐより低くなる。この場合、逆にコンパレータ７７０は、第１のＰチャネルＭＯＳＦＥＴ７５０のゲート制御電圧を論理ハイレベルとして、第１のＰチャネルＭＯＳＦＥＴ７５０をオフ状態とする。と同時に、コンパレータ７７０は、第２のＰチャネルＭＯＳＦＥＴ７２０Ａのゲート制御電圧を論理ロウレベルとして、第２のＰチャネルＭＯＳＦＥＴ７２０Ａをオン状態とする。
このように構成することで、第２の装置ブロック（第２の負荷）３２０に供給される電圧（切替えた電圧）は図７に示すようになる。
図７は、図５に示した携帯情報端末（通信装置）２００Ｂにおいて、第２の装置ブロック（第２の負荷）３２０へ印加される電圧（切替えた電圧）を示す図である。図７において、横軸は時間を示し、縦軸は切替えた電圧（第２の装置ブロック３２０へ印加される電圧）を示す。尚、図７においても、第１の入力端７０１の電圧を電池電圧Ｖｂａｔｔとして記し、第２の入力端７０２の電圧をＡＣアダプタ電圧Ｖａｄｐと記している。
ＡＣアダプタ（充電器）１００の挿入時、第２の装置ブロック（第２の負荷）３２０に印加される電圧（切替えた電圧）は、第２の実施例における第２のＳＢＤ７２０のＶｆによる電圧ドロップと比べ、第２のＰチャネルＭＯＳＦＥＴ７２０Ａのオン抵抗と電流で決まるため、オン抵抗の小さい第２のＰチャネルＭＯＳＦＥＴ７２０Ａを選定することで、第２のＳＢＤ７２０のＶｆよりも、大幅に小さく設計することが可能である。
次に、出力端７０３と接地端子との間に挿入されたコンデンサ７８０の必要性について説明する。コンパレータ７７０で、第１のＰチャネルＭＯＳＦＥＴ７５０および第２のＰチャネルＭＯＳＦＥＴ７２０Ａを切り替える際、共にオフとなる区間が発生する。そのため、その際の第２の装置ブロック（第２の負荷）３２０への電力供給をまかなうために、コンデンサ７８０を配置している。
更に、充電パス６０３中に、ＡＣアダプタ（充電器）１００の出力端子とＰチャネルＭＯＳＦＥＴ６０５との間に挿入されたＳＢＤ６１１の必要性について説明する。二次電池４００の充電中に、ＡＣアダプタ（充電器）１００を当該携帯情報端末（通信装置）２００Ｂから抜いたとする。この場合、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ６０５は、オン状態となっているため、もしＳＢＤ６１１が存在しないと、電池電圧ＶｂａｔｔがＰチャネルＭＯＳＦＥＴ６０５および抵抗器６０４を介して、ＡＣアダプタ（充電器）１００側に見える。そのことで、コンパレータ７７０へ入力しているＡＣアダプタ電圧Ｖａｄｐが残ってしまい、コンパレータ７７０の誤動作を巻き起こす。この対策として、電圧の回り込みを防止するために、ＳＤＢ６１１が必要となる。
以上説明した本発明の第３の実施例においては、以下に記載するような効果を奏する。
第１の効果は、装置ブロック（負荷）を、第１の装置ブロック（第１の負荷）３１０と第２の装置ブロック（第２の負荷）３２０との２系統に分けたので、二次電池４００からの持ち出しを起きないようにできることである。
第２の効果は、ＡＣアダプタ（充電器）１００が挿入されたときに、第１の導通素子（７１０、７５０）を介して二次電池４００へ逆方向電流が流れるのを阻止する逆流阻止回路（７３０，７４０）を設けたので、二次電池４００への過充電を防止することができることである。
第３の効果は、ＡＣアダプタ（充電器）１００が挿入されたときに、第２の導通素子７２０Ａで発生する損失を減少する第２の損失減少回路（７７０，７８０）を設けたので、損失を改善できることである。
図８を参照して、本発明の第４の実施例に係る電力パス切替回路６００Ｃを含む携帯情報端末２００Ｃについて説明する。尚、図示の例でも、携帯情報端末２００Ｃを例に挙げて説明しているが、他の通信装置にも適用される。
図示の電力パス切替回路６００Ｃは、電力パス切替部の構成が後述のように変更されているとともに、充電パス６０３に挿入されたＳＢＤ６１１を削除した点を除いて、図５に示した電力パス切替回路６００Ｂと同様の構成を有し、動作をする。従って、電力パス切替部に７００Ｃの参照符号を付してある。図５に示したものと同様の構成要素には同一の参照符号を付し、説明の簡略化のために、以下では携帯情報端末２００Ｂと異なる点についてのみ説明する。
図示の電力パス切替部７００Ｃは、コンパレータの動作が図５に示したものと相違する点を除いて、図５に示した電力パス切替部７００Ｂと同様の構成を有する。したがって、コンパレータに７７０Ａの参照符号を付してある。
図５に示した第３の実施例による電力パス切替回路６００Ｂでは、充電パス６０３中にＳＢＤ６１１を追加したため、ＡＣアダプタ（充電器）１００は、ＳＢＤ６１１のＶｆ分だけ高い電圧を供給する必要がある。しかしながら、装置全体の損失や接続する各種デバイスの推奨動作電圧を考慮すると、ＡＣアダプタ（充電器）１００の電圧は極力下げるのが望ましい。
図８に示した第４の実施例による電力パス切替回路６００Ｃでは、このＳＢＤ６１１を削除した場合の構成例を示す。
しかしながら、単にＳＢＤ６１１を削除すると、第３の実施例にて説明したように、充電パス６０３からの電圧の回り込みがあるため、コンパレータ動作が正しく行われない。
よって、第４の実施例による電力パス切替回路６００Ｃでは、図５に示したコンパレータ７７０を、図９に示す特性を持つコンパレータ７７０Ａに置き換えている。
図９は、コンパレータ７７０Ａの制御方法を示す図である。図９において、（Ａ）は第１のＰチャネルＭＯＳＦＥＴ７５０のゲート制御電圧を示し、（Ｂ）は第２のＰチャネルＭＯＳＦＥＴ７２０Ａのゲート制御電圧を示す。図９の（Ａ）および（Ｂ）において、横軸は（Ｖｂａｔｔ−Ｖａｄｐ）を示し、縦軸はゲート制御電圧（切替えた電圧）を示す。
コンパレータ７７０との制御差分は、第２のＰチャネルＭＯＳＦＥＴ７２０Ａのゲート制御電圧であり、ＡＣアダプタ電圧Ｖａｄｐを本来の値より小さくみせるよう、コンパレータ７７０Ａにオフセットをつけている。
詳述すると、コンパレータ７７０Ａは、第１のＰチャネルＭＯＳＦＥＴ７５０のゲート制御電圧を、図９（Ａ）に示すように、電池電圧ＶｂａｔｔがＡＣアダプタ電圧Ｖａｄｐよりも高いとき（Ｖｂａｔｔ＞Ｖａｄｐ）は論地ロウレベル、低いとき（Ｖｂａｔｔ＜Ｖａｄｐ）は論理ハイレベルとする。
一方、コンパレータ７７０Ａは、第２のＰチャネルＭＯＳＦＥＴ７２０Ａのゲート制御電圧を、図９（Ｂ）に示すように、電池電圧ＶｂａｔｔがＡＣアダプタ電圧Ｖａｄｐからオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔだけ差し引いた電圧（Ｖａｄｐ−Ｖｏｆｆｓｅｔ）より高いとき（Ｖｂａｔｔ＞（Ｖａｄｐ−Ｖｏｆｆｓｅｔ））は論理ハイレベルとし、低いとき（Ｖｂａｔｔ＜（Ｖａｄｐ−Ｖｏｆｆｓｅｔ））は論理ロウレベルとする。
このように制御することで、二次電池４００の充電中にＡＣアダプタ（充電器）１００が当該携帯情報端末（通信装置）２００Ｃから抜かれた場合、第２のＰチャネルＭＯＳＦＥＴ７２０Ａは確実にオフされることとなり、電圧の回り込みによるパスを遮断する事が可能となる。
以上説明した本発明の第４の実施例においては、以下に記載するような効果を奏する。
第１の効果は、装置ブロック（負荷）を、第１の装置ブロック（第１の負荷）３１０と第２の装置ブロック（第２の負荷）３２０との２系統に分けたので、二次電池４００からの持ち出しを起きないようにできることである。
第２の効果は、ＡＣアダプタ（充電器）１００が挿入されたときに、第１の導通素子（７１０、７５０）を介して二次電池４００へ逆方向電流が流れるのを阻止する逆流阻止回路（７３０，７４０）を設けたので、二次電池４００への過充電を防止することができることである。
第３の効果は、ＡＣアダプタ（充電器）１００が挿入されたときに、第２の導通素子７２０Ａで発生する損失を減少する第２の損失減少回路（７７０Ａ，７８０）を設けたので、損失を改善できることである。
第４の効果は、第２の損失減少回路を構成するコンパレータとしてオフセットを持つコンパレータを使用したので、充電中にＡＣアダプタ（充電器）１００を抜いた場合に、充電パスからの電圧の回り込みによるパスを遮断できることである。
以上、実施形態（実施例）を参照して本発明を説明したが、本発明は上記実施形態（実施例）に限定されるものではない。本発明の構成や詳細は、本発明のスコープ内で当業者が理解し得る様々な変更をすることができる。例えば、上記実施形態（実施例）では、通信装置として携帯情報端末の場合を例に挙げて説明しているが、本発明は、他の通信装置にも適用可能である。また、上記実施形態（実施例）では、充電器としてＡＣアダプタの場合を例に挙げて説明しているが、本発明は、他の充電器にも適用可能である。
上記の実施形態の一部又は全部は、以下の付記のようにも記載されうるが、以下には限られない。
（付記１）通信装置に内蔵した二次電池からの第１の電力パスと、前記通信装置に対して挿抜して接続可能で、前記二次電池を充電するための充電器からの第２の電力パスとを切り替える方法であって、
前記通信装置の負荷を、第１の負荷と第２の負荷との２系統に分け、
前記第１の負荷には、前記第１の電力パスから電力を供給し、
前記第２の負荷には、前記充電器による前記二次電池の充電中は、前記第２の電力パスから電力を供給し、前記二次電池の非充電中は、前記第１の電力パスから電力を供給する、
ことを特徴とする電力パス切り替え方法。
（付記２）前記第１の負荷と前記第２の負荷との２系統の切り分けを、前記二次電池を駆動する時の前記通信装置全体の電流が最小となるように行う、ことを特徴とする付記１に記載の電力パス切り替え方法。
（付記３）前記第１の負荷と前記第２の負荷との２系統の切り分けを、前記二次電池への充電電流が最大となるように行う、ことを特徴とする付記２に記載の電力パス切り替え方法。
（付記４）推奨動作範囲の下限の高いデバイスを、優先的に前記第１の負荷に割り付ける、ことを特徴とする付記３に記載の電力パス切り替え方法。
（付記５）推奨動作範囲の上限の低いデバイスを、優先的に前記第１の負荷に割り付ける、ことを特徴とする付記３に記載の電力パス切り替え方法。
（付記６）動作頻度の高いデバイスを、優先的に前記第１の負荷に割り付ける、ことを特徴とする付記３に記載の電力パス切り替え方法。
（付記７）通信装置に内蔵した二次電池からの第１の電力パスと、前記通信装置に対して挿抜して接続可能で、前記二次電池を充電するための充電器からの第２の電力パスとを切り替える電力パス切替回路であって、
前記通信装置の負荷は、第１の負荷と第２の負荷との２系統に分けられており、
前記電力パス切替回路は、
前記第１の電力パスから前記第１の負荷へ電力を供給するための給電パスと、
前記第１の電力パスと前記第２の電力パスとを切替えて、切替えた電力を前記第２の負荷へ供給する電力パス切替部と、を備え、
前記電力パス切替部は、前記充電器が前記通信装置に接続されていないときには、前記第１の電力パスからの電力を前記切替えた電力として前記第２の負荷へ供給し、前記充電器が前記通信装置に接続されているときには、前記第２の電力パスからの電力を前記切替えた電力として前記第２の負荷へ供給する、
ことを特徴とする電力パス切替回路。
（付記８）前記充電器からの充電電流を前記二次電池へ供給する充電パスを備え、
前記充電パスには、前記充電電流を所定の電流値となるように制御するためのＰチャネルＭＯＳＦＥＴが挿入されている、
付記７に記載の電力パス切替回路。
（付記９）前記電力パス切替部は、前記第１の電力パスに接続された第１の入力端と、前記第２の電力パスに接続された第２の入力端と、前記切替えた電力を出力する出力端とを持ち、
前記電力パス切替部は、
前記第１の入力端と前記出力端との間に挿入されて、前記第１の電力パスからの電力を前記切替えた電力として前記出力端へ導通させる第１の導通素子と、
前記第２の入力端と前記出力端との間に挿入されて、前記第２の電力パスからの電力を前記切替えた電力として前記出力端へ導通させる第２の導通素子と、
から構成されることを特徴とする付記８に記載の電力パス切替回路。
（付記１０）前記第１の導通素子は、アノードが前記第１の入力端に接続され、カソードが前記出力端に接続された第１のショットキーバリアダイオードから構成され、
前記第２の導通素子は、アノードが前記第２の入力端に接続され、カソードが前記出力端に接続された第２のショットキーバリアダイオードから構成される、
ことを特徴とする付記９に記載の電力パス切替回路。
（付記１１）前記電力パス切替部は、前記充電器が前記通信装置に接続されたときに、前記第２の負荷から前記第１の導通素子を介して前記二次電池へ逆方向電流が流れるのを阻止する逆流阻止回路を更に有する、付記９に記載の電力パス切替回路。
（付記１２）前記逆流阻止回路は、
前記第１の入力端に一端が接続された抵抗器と、
該抵抗器の他端にドレインが接続され、前記第２の入力端にゲートが接続され、ソースが接地されたＮチャネルＭＯＳＦＥＴと、
から構成される付記１１に記載の電力パス切替回路。
（付記１３）前記電力パス切替部は、前記充電器が前記通信装置に接続されていないときに、前記第１の導通素子で発生する損失を減少する第１の損失減少回路を更に有する、付記９に記載の電力パス切替回路。
（付記１４）前記第１の損失減少回路は、
前記第１の入力端にドレインが接続され、前記出力端にソースが接続され、前記第２の入力端にゲートが接続された、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴと、
該ＰチャネルＭＯＳＦＥＴのゲートと接地端子との間に接続された抵抗器と、
から構成される付記１３に記載の電力パス切替回路。
（付記１５）前記電力パス切替部は、前記充電器が前記通信装置に接続されたときに、前記第２の導通素子で発生する損失を減少する第２の損失減少回路を更に有する、付記９に記載の電力パス切替回路。
（付記１６）前記第１の導通素子は、
アノードが前記第１の入力端に接続され、カソードが前記出力端に接続されたショットキーバリアダイオードと、
ドレインが前記第１の入力端に接続され、ソースが前記出力端に接続された第１のＰチャネルＭＯＳＦＥＴと、
から構成され、
前記第２の導通素子は、
ドレインが前記第２の入力端に接続され、カソードが前記出力端に接続された第２のＰチャネルＭＯＳＦＥＴから構成され、
前記第２の損失減少回路は、
前記第１の入力端の電圧と前記第２の入力端の電圧とを比較して、その比較結果によって前記第１および前記第２のＰチャネルＭＯＳＦＥＴのゲート電圧を制御するコンパレータから構成される、
付記１５に記載の電力パス切替回路。
（付記１７）前記コンパレータは、前記第１のＰチャネルＭＯＳＦＥＴのゲート制御電圧を、前記第１の入力端の電圧が前記第２の入力端の電圧より高いときは論理ロウレベルとし、低いときは論理ハイレベルとし、
前記コンパレータは、前記第２のＰチャネルＭＯＳＦＥＴのゲート制御電圧を、前記第１の入力端の電圧が前記第２の入力端の電圧より高いときは論理ハイレベルとし、低いときは論理ロウレベルとする、
付記１６に記載の電力パス切替回路。
（付記１８）前記第２の損失減少回路は、前記出力端と前記接地端子との間に挿入されたコンデンサを更に有する、付記１７に記載の電力パス切替回路。
（付記１９）前記充電パス中に、前記充電器の出力端子と前記ＰチャネルＭＯＳＦＥＴとの間に挿入されたショットキーバリアダイオードを更に有する、付記１７又は１８に記載の電力パス切替回路。
（付記２０）前記コンパレータは、前記第１のＰチャネルＭＯＳＦＥＴのゲート制御電圧を、前記第１の入力端の電圧が前記第２の入力端の電圧より高いときは論理ロウレベルとし、低いときは論理ハイレベルとし、
前記コンパレータは、前記第２のＰチャネルＭＯＳＦＥＴのゲート制御電圧を、前記第１の入力端の電圧が前記第２の入力端の電圧から所定のオフセット電圧だけ差し引いた電圧より高いときは論理ハイレベルとし、低いときは論理ロウレベルとする、
付記１６に記載の電力パス切替回路。
（付記２１）前記第２の損失減少回路は、前記出力端と前記接地端子との間に挿入されたコンデンサを更に有する、付記２０に記載の電力パス切替回路。
１００ ＡＣアダプタ（充電器）
２００、２００Ａ、２００Ｂ、２００Ｃ 携帯情報端末（通信装置）
３１０ 第１の装置ブロック（第１の負荷）
３２０ 第２の装置ブロック（第２の負荷）
４００ 二次電池
５００ 充電制御部
５０２ 電流検出部
５０４ ＦＥＴ制御部
６００、６００Ａ、６００Ｂ、６００Ｃ 電力パス切替回路
６０１ 第１の電力パス
６０２ 第２の電力パス
６０３ 充電パス
６０４ 抵抗器
６０５ ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ
６０７ 抵抗器
６０９ 給電パス
６１１ ショットキーバリアダイオード（ＳＢＤ）
７００、７００Ａ、７００Ｂ、７００Ｃ 電力パス切替部
７０１ 第１の入力端
７０２ 第２の入力端
７０３ 出力端
７１０ 第１のショットキーバリアダイオード（ＳＢＤ）
７２０ 第２のショットキーバリアダイオード（ＳＢＤ）
７２０Ａ ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ
７３０ 抵抗器
７４０ ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ
７５０ ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ
７６０ 抵抗器
７７０、７７０Ａ コンパレータ
７８０ コンデンサ

Claims (10)

  1. 通信装置に内蔵した二次電池からの第１の電力パスと、前記通信装置に対して挿抜して接続可能で、前記二次電池を充電するための充電器からの第２の電力パスとを切り替える方法であって、
    前記通信装置の負荷を、第１の負荷と第２の負荷との２系統に分け、
    前記第１の負荷には、前記第１の電力パスから電力を供給し、
    前記第２の負荷には、前記充電器による前記二次電池の充電中は、前記第２の電力パスから電力を供給し、前記二次電池の非充電中は、前記第１の電力パスから電力を供給する、
    ことを特徴とする電力パス切り替え方法。
  2. 通信装置に内蔵した二次電池からの第１の電力パスと、前記通信装置に対して挿抜して接続可能で、前記二次電池を充電するための充電器からの第２の電力パスとを切り替える電力パス切替回路であって、
    前記通信装置の負荷は、第１の負荷と第２の負荷との２系統に分けられており、
    前記電力パス切替回路は、
    前記第１の電力パスから前記第１の負荷へ電力を供給するための給電パスと、
    前記第１の電力パスと前記第２の電力パスとを切替えて、切替えた電力を前記第２の負荷へ供給する電力パス切替部と、を備え、
    前記電力パス切替部は、前記充電器が前記通信装置に接続されていないときには、前記第１の電力パスからの電力を前記切替えた電力として前記第２の負荷へ供給し、前記充電器が前記通信装置に接続されているときには、前記第２の電力パスからの電力を前記切替えた電力として前記第２の負荷へ供給する、
    ことを特徴とする電力パス切替回路。
  3. 前記電力パス切替部は、前記第１の電力パスに接続された第１の入力端と、前記第２の電力パスに接続された第２の入力端と、前記切替えた電力を出力する出力端とを持ち、
    前記電力パス切替部は、
    前記第１の入力端と前記出力端との間に挿入されて、前記第１の電力パスからの電力を前記切替えた電力として前記出力端へ導通させる第１の導通素子と、
    前記第２の入力端と前記出力端との間に挿入されて、前記第２の電力パスからの電力を前記切替えた電力として前記出力端へ導通させる第２の導通素子と、
    から構成されることを特徴とする請求項２に記載の電力パス切替回路。
  4. 前記第１の導通素子は、アノードが前記第１の入力端に接続され、カソードが前記出力端に接続された第１のショットキーバリアダイオードから構成され、
    前記第２の導通素子は、アノードが前記第２の入力端に接続され、カソードが前記出力端に接続された第２のショットキーバリアダイオードから構成される、
    ことを特徴とする請求項３に記載の電力パス切替回路。
  5. 前記電力パス切替部は、前記充電器が前記通信装置に接続されたときに、前記第２の負荷から前記第１の導通素子を介して前記二次電池へ逆方向電流が流れるのを阻止する逆流阻止回路を更に有する、請求項３に記載の電力パス切替回路。
  6. 前記電力パス切替部は、前記充電器が前記通信装置に接続されていないときに、前記第１の導通素子で発生する損失を減少する第１の損失減少回路を更に有する、請求項３に記載の電力パス切替回路。
  7. 前記電力パス切替部は、前記充電器が前記通信装置に接続されたときに、前記第２の導通素子で発生する損失を減少する第２の損失減少回路を更に有する、請求項３に記載の電力パス切替回路。
  8. 前記第１の導通素子は、
    アノードが前記第１の入力端に接続され、カソードが前記出力端に接続されたショットキーバリアダイオードと、
    ドレインが前記第１の入力端に接続され、ソースが前記出力端に接続された第１のＰチャネルＭＯＳＦＥＴと、
    から構成され、
    前記第２の導通素子は、
    ドレインが前記第２の入力端に接続され、カソードが前記出力端に接続された第２のＰチャネルＭＯＳＦＥＴから構成され、
    前記第２の損失減少回路は、
    前記第１の入力端の電圧と前記第２の入力端の電圧とを比較して、その比較結果によって前記第１および前記第２のＰチャネルＭＯＳＦＥＴのゲート電圧を制御するコンパレータから構成される、
    請求項７に記載の電力パス切替回路。
  9. 前記コンパレータは、前記第１のＰチャネルＭＯＳＦＥＴのゲート制御電圧を、前記第１の入力端の電圧が前記第２の入力端の電圧より高いときは論理ロウレベルとし、低いときは論理ハイレベルとし、
    前記コンパレータは、前記第２のＰチャネルＭＯＳＦＥＴのゲート制御電圧を、前記第１の入力端の電圧が前記第２の入力端の電圧より高いときは論理ハイレベルとし、低いときは論理ロウレベルとする、
    請求項８に記載の電力パス切替回路。
  10. 前記コンパレータは、前記第１のＰチャネルＭＯＳＦＥＴのゲート制御電圧を、前記第１の入力端の電圧が前記第２の入力端の電圧より高いときは論理ロウレベルとし、低いときは論理ハイレベルとし、
    前記コンパレータは、前記第２のＰチャネルＭＯＳＦＥＴのゲート制御電圧を、前記第１の入力端の電圧が前記第２の入力端の電圧から所定のオフセット電圧だけ差し引いた電圧より高いときは論理ハイレベルとし、低いときは論理ロウレベルとする、
    請求項８に記載の電力パス切替回路。
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