JP2012065508A - 充電回路およびそれを利用した電子機器 - Google Patents

Abstract

【課題】２次電池を効率よく充電可能な充電回路を提供する。
【解決手段】充電回路１００は、太陽電池４からの電力を受け、２次電池６を充電する。充電電流検出部１２は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０から２次電池６に供給される充電電流Ｉｏｕｔに応じた検出信号Ｖｓを生成する。制御回路２０は、検出信号Ｖｓに応じた基準電圧Ｖｒｅｆを生成する。駆動部３０は、太陽電池４の電圧Ｖｉｎが基準電圧Ｖｒｅｆと一致するようにデューティ比が調節されるパルス信号Ｓ_ＰＷＭを生成し、パルス信号Ｓ_ＰＷＭにもとづきスイッチングトランジスタＭ１をスイッチングする。制御回路２０は、充電電流Ｉｏｕｔが大きくなるように、基準電圧Ｖ_ＲＥＦを調節する。
【選択図】図３

Description

本発明は、太陽電池からの電力を用いて２次電池を充電する充電回路に関する。

近年の携帯電話、ＰＤＡ（Personal Digital Assistants）、ノート型パーソナルコンピュータをはじめとする電子機器には、２次電池が搭載される。現在、２次電池の充電には、商用交流電圧を直流電圧に変換するアダプタ、あるいはＵＳＢバスからの電力が利用されている。近年では、電子機器に太陽電池が搭載され、太陽電池からの電力を用いて、２次電池を充電する試みがなされている。

太陽電池として、複数の電池セルがスタックされた多セル型、たとえば０．５Ｖ×１０段のものを利用する場合、その一部分が覆われると出力電圧が低下し、充電回路が動作しなくなる慮がある。また、セル同士の境界に配線が必要となるため、開口率が低下し、またデザイン性にも影響を及ぼす。

このような問題を解決するためには、セル数が１もしくは２程度の太陽電池により、２次電池を充電すればよい。この場合、充電回路に供給される電圧は、１セルの場合で０．５Ｖ、２セルの場合で１Ｖ程度となるため、２次電池として広く利用されるリチウムイオン電池（３〜４．２Ｖ）を充電するためには、ＤＣ／ＤＣコンバータを利用して太陽電池からの電圧を昇圧し、２次電池に供給する必要がある。

図１は、１セルの太陽電池の電流−電圧（Ｉ-Ｖ）特性を示す図である。横軸は太陽電池の電圧を、左の縦軸は太陽電池の出力電流を、右の縦軸は太陽電池の出力電力を示す。太陽電池は無負荷、すなわち出力電流ゼロの状態において、出力電圧が０．６Ｖと最大（開放電圧）となり、出力電流が大きくなるにしたがい出力電圧は減少する。太陽電池の出力電力に着目すると、出力電圧が０．５Ｖ付近において最大値をとる。このような太陽電池の特性を利用し、太陽電池の電圧、言い換えればＤＣ／ＤＣコンバータの入力電圧が０．５Ｖに安定化されるように、ＤＣ／ＤＣコンバータをフィードバック制御する方式（MPP：Maximum Power Point）が提案されている。

しかしながら、照度が１０００Ｗ／ｃｍ^２のときと、照度が５００Ｗ／ｃｍ^２の場合では、最大電力ポイントは変化する。したがってＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、照度にかかわらず、入力電圧が０．５Ｖに近づくようにフィードバックをかけると、必ずしも最大電力が得られるとは限らない。

また太陽電池の電流−電圧特性は温度依存性を有する。具体的には、低温では電圧が高く、高温では電圧が低くなる。したがって常温２５℃と高温７５℃では、最大電力ポイントは、温度係数を−２ｍＶ／℃として５０×２ｍＶ／℃＝１００ｍＶも変化することになる。したがって、全温度範囲において最大電力ポイントを実現するためには、ＤＣ／ＤＣコンバータの入力電圧を温度に応じて変化させる必要があるが、これは回路構成を複雑にする。

さらにＭＰＰ方式では、太陽電池の出力電力、言い換えればＤＣ／ＤＣコンバータの入力電力が最大であっても、ＤＣ／ＤＣコンバータの負荷である２次電池に供給される電力が最大になるとは限らない。なぜなら、ＤＣ／ＤＣコンバータ自体が電力を消費するからである。

本発明はこうした課題に鑑みてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、２次電池を効率よく充電可能な充電回路の提供にある。

本発明のある態様は、太陽電池からの電力を受け、２次電池を充電する充電回路に関する。充電回路は、スイッチングトランジスタ、インダクタンス素子、整流素子、出力キャパシタを含むＤＣ／ＤＣコンバータと、ＤＣ／ＤＣコンバータから２次電池に供給される充電電流に応じた検出信号を生成する充電電流検出部と、検出信号に応じた基準電圧を生成する制御回路と、太陽電池の電圧が基準電圧と一致するようにデューティ比が調節されるパルス信号を生成し、パルス信号にもとづきスイッチングトランジスタをスイッチングする駆動部と、を備える。

この態様によると、充電電流、すなわち２次電池に対する供給電力を制御することができるため、２次電池を効率的に充電することができる。

制御回路は、充電電流が大きくなるように、基準電圧を調節してもよい。この場合、２次電池への供給電力が大きくなるため、充電時間を短縮することができる。

制御回路は、基準電圧をスイープさせ、充電電流が最大となる基準電圧を検出してもよい。

制御回路は、基準電圧をスイープさせる探索期間と、探索期間において検出された充電電流を最大とする基準電圧を固定的に出力する固定期間と、を交互に繰り返してもよい。

充電電流検出部は、出力キャパシタと２次電池の間に設けられた検出抵抗を含み、当該検出抵抗に生ずる電圧降下を、検出信号として出力してもよい。

制御回路は、充電電流が大きくなるように、基準電圧およびパルス信号の周波数を調節してもよい。
パルス信号の周波数を調節することにより、ＤＣ／ＤＣコンバータの効率を最適化することができる。

制御回路は、基準電圧およびパルス信号の周波数をスイープさせ、充電電流が最大となる基準電圧およびパルス信号の周波数を検出してもよい。

スイッチングトランジスタのサイズは可変に構成されてもよい。制御回路は、充電電流が大きくなるように、少なくとも基準電圧およびスイッチングトランジスタのサイズを調節してもよい。
太陽電池の出力電流が小さいときには、スイッチングトランジスタのサイズは小さい方がＤＣ／ＤＣコンバータの効率は高くなる。反対に太陽電池の出力電流が大きいときには、スイッチングトランジスタのサイズは大きい方がＤＣ／ＤＣコンバータの効率は高くなる。この態様によれば、充電電流が大きくなるようにスイッチングトランジスタのサイズを調節することができ、ＤＣ／ＤＣコンバータを高効率動作させることができる。

制御回路は、少なくとも基準電圧およびスイッチングトランジスタのサイズをスイープさせ、充電電流が最大となる基準電圧およびスイッチングトランジスタのサイズを検出してもよい。

インダクタンス素子のインダクタンス値は可変に構成されてもよい。制御回路は、充電電流が大きくなるように、少なくとも基準電圧およびインダクタンス値を調節してもよい。
インダクタンス素子のインダクタンス値を調節することにより、ＤＣ／ＤＣコンバータを高効率で動作させることができる。

制御回路は、検出信号をアナログ／デジタル変換するＡ／Ｄコンバータと、Ａ／Ｄコンバータの出力値に応じたデジタルの指令値を生成するロジック部と、指令値をデジタル／アナログ変換し、基準電圧を生成するＤ／Ａコンバータと、を備えてもよい。

制御回路は、基準電圧をスイープさせる探索期間と、探索期間において検出された充電電流を最大とする基準電圧を固定的に出力する固定期間と、を交互に繰り返し、固定期間において、ロジック部およびＡ／Ｄコンバータを停止してもよい。
この場合、回路の消費電力を低減できる。

ある態様の充電回路は、スイッチングトランジスタと並列に設けられた第１トランジスタと、所定の周波数のクロック信号を出力する発振器と、クロック信号にもとづき第１トランジスタを駆動するドライバと、そのアノードが第１トランジスタに接続されたダイオードと、ダイオードのカソードに接続された第２出力キャパシタと、をさらに備えてもよい。第２出力キャパシタに生ずる電圧が、充電回路の電源電圧として利用されてもよい。
この場合、充電回路全体が、太陽電池からの電力のみで動作することができる。

ドライバは、太陽電池の電圧と接地電圧の間に順に直列に設けられる、Ｐチャンネルの第２トランジスタ、そのゲートにクロック信号が入力されたＰチャンネルの第３トランジスタ、およびそのゲートにクロック信号が入力されたＮチャンネルの第４トランジスタと、クロック信号を反転して第２トランジスタのゲートに出力する第１インバータと、その第１端子が第２トランジスタと第３トランジスタの接続点と接続された第１キャパシタと、クロック信号を反転し、第１キャパシタの第２端子に出力する第２インバータと、を含んでもよい。
この構成によれば、クロック信号の振幅を２倍にブーストして、第１トランジスタのゲートに供給するため、第１トランジスタのオン抵抗を下げることができ、ＤＣ／ＤＣコンバータの効率を高めることができる。

ある態様の充電回路は、第１トランジスタと並列に設けられた第５トランジスタと、その電源端子に第２出力キャパシタに生ずる電圧が入力され、クロック信号に応じて第５トランジスタをスイッチングする第３インバータと、をさらに備えてもよい。
この場合、太陽電池の電圧の２倍電圧が充電回路の出力電圧より高いとき、第１トランジスタによるスイッチングよって昇圧動作を行い、太陽電池の電圧の２倍電圧が充電回路の出力電圧より低いとき、第５トランジスタによるスイッチングよって昇圧動作を行うことができる。

ある態様の充電回路は、太陽電池の電圧を所定のしきい値電圧と比較する電圧検出部をさらに備えてもよい。太陽電池の電圧がしきい値電圧より高いとき発振器を動作させ、太陽電池の電圧がしきい値電圧より低いとき発振器を停止してもよい。

ある態様の充電回路は、太陽電池の電圧を所定の第１しきい値電圧と比較し、太陽電池の電圧が第１しきい値電圧より高いときアサートされるセット信号を出力する第１電圧検出部と、太陽電池の電圧を所定の第２しきい値電圧と比較し、太陽電池の電圧が第２しきい値電圧より低いときアサートされるリセット信号を出力する第２電圧検出部と、セット信号およびリセット信号に応じて、その出力信号が変化するＳＲラッチと、をさらに備えてもよい。ＳＲラッチの出力信号に応じて発振器の動作、非動作を切りかえてもよい。
この場合、太陽電池の電圧を、ヒステリシスを有するしきい値電圧と比較できる。

電圧検出部は、太陽電池の電圧と接地電圧の間に順に直列に設けられた、そのゲートが接地されたソフトエンハンスメント型のＰチャンネルの第６トランジスタと、そのゲートがそのソースと接続されたデプレッション型のＰチャンネルの第７トランジスタと、太陽電池の電圧と接地電圧の間に順に直列に設けられた、そのゲートがそのソースと接続されたデプレッション型のＰチャンネルの第８トランジスタと、そのゲートが接地されたソフトエンハンスメント型の第９トランジスタと、第６トランジスタと第７トランジスタの接続点の電圧と、第８トランジスタと第９トランジスタの接続点の電圧を比較するコンパレータと、を含んでもよい。
この態様によれば、第６〜第９トランジスタのＷ／Ｌサイズを調節することにより、低電圧動作が可能となり、かつしきい値電圧に、太陽電池の開放電圧と同様の温度依存性をもたせることができる。

発振器は、太陽電池の電圧と接地端子の間に順に直列に設けられた抵抗および第１０トランジスタと、第１０トランジスタと並列に設けられた第２キャパシタと、抵抗と第２キャパシタの接続点と、第１０トランジスタの制御端子の間に直列に設けられた複数のインバータと、を含んでもよい。
この発振器によれば、太陽電池の電圧が低い場合でも確実に発振することができる。

本発明の別の態様は、電子機器である。この電子機器は、太陽電池と、２次電池と、太陽電池の電圧を受け、２次電池を充電する上述のいずれかの態様の充電回路と、を備える。

なお、以上の構成要素の任意の組合せや本発明の構成要素や表現を、方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本発明によれば、２次電池を効率よく充電可能できる。

１セルの太陽電池の電流−電圧（Ｉ-Ｖ）特性を示す図である。 実施の形態に係る充電回路を備える電子機器の構成を示すブロック図である。 実施の形態に係る充電回路の構成を示す回路図である。 図４（ａ）、（ｂ）は、図３の充電回路の動作を示すタイムチャートである。 ＤＣ／ＤＣコンバータのトポロジーの変形例を示す回路図である。 ドライバの構成を示す回路図である。 図６の第２ＤＣ／ＤＣコンバータの変形例を示す回路図である。 図８（ａ）、（ｃ）は、図３の電圧検出部の構成を示す回路図であり、図８（ｂ）は、図８（ａ）の動作を示す図である。 図３のオシレータの構成を示す回路図である。

以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。

本明細書において、「部材Ａが部材Ｂに接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合や、部材Ａと部材Ｂが、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。

また本明細書において、電圧信号、電流信号あるいは抵抗に付された符号は、必要に応じてそれぞれの電圧値、電流値あるいは抵抗値を表すものとする。

図２は、実施の形態に係る充電回路１００を備える電子機器２の構成を示すブロック図である。電子機器２は、たとえば携帯電話端末や、ＰＤＡ、ノート型ＰＣなどの電池駆動型の情報端末機器である。電子機器２は、太陽電池４、２次電池６、電源回路８、ＬＳＩ９、外部充電ＩＣ７、充電回路１００を備える。

２次電池６は、リチウムイオン電池やニッケル水素電池などであり電池電圧Ｖｂａｔを出力する。ＬＳＩ９は、メモリ、ＣＰＵ、アナログＬＳＩなどを含む。電源回路８は、電池電圧Ｖｂａｔを昇圧もしくは降圧し、ＬＳＩ９に電源電圧Ｖｄｄを供給する。

電子機器２には、ＡＣアダプタやＵＳＢ（Universal Serial Bus）などの外部電源（不図示）が着脱可能なアダプタ端子３が設けられており、外部電源からの電圧（以下、外部電圧という）Ｖ_ＥＸＴを受ける。外部充電ＩＣ７は、外部電圧Ｖ_ＥＸＴを利用して２次電池６を充電する。外部充電ＩＣ７は、リニアレギュレータ型の充電回路であってもよいし、スイッチングレギュレータ（ＤＣ／ＤＣコンバータ）型の充電回路であってもよい。

太陽電池４は受光量に応じた電圧（入力電圧ともいう）Ｖｉｎを発生する。太陽電池４が１セルの場合、入力電圧Ｖｉｎは、０．３〜０．８Ｖ程度であり、２セルの場合、０．６〜１．６Ｖ程度となる。充電回路１００は、太陽電池４からの電力を受け、２次電池６を充電する。以下、実施の形態に係る充電回路１００の構成を説明する。

図３は、実施の形態に係る充電回路１００の構成を示す回路図である。充電回路１００は、入力端子Ｐ１に入力された太陽電池４を昇圧し、出力端子Ｐ２に接続された２次電池６に充電電流Ｉｏｕｔを供給する。

充電回路１００は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０、充電電流検出部１２、制御回路２０、駆動部３０を備える。

ＤＣ／ＤＣコンバータ１０は、スイッチングトランジスタＭ１、インダクタンス素子Ｌ１、同期整流トランジスタＭ２、出力キャパシタＣｏ１、Ｃｏ２を含む。ＤＣ／ＤＣコンバータ１０のトポロジーは一般的であるため、その説明は省略する。

充電電流検出部１２は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０から２次電池６に供給される充電電流Ｉｏｕｔに応じた検出信号Ｖｓを生成する。たとえば充電電流検出部１２は、充電電流Ｉｏｕｔの経路上に設けられた検出抵抗Ｒｓを含む。検出抵抗Ｒｓには、充電電流Ｉｏｕｔに比例した電圧降下が発生する。充電電流検出部１２は、検出抵抗Ｒｓの電圧降下を検出電圧Ｖｓとして出力する。

制御回路２０は、検出信号Ｖｓに応じた基準電圧Ｖ_ＲＥＦを生成する。制御回路２０は、充電電流Ｉｏｕｔが大きくなるように基準電圧Ｖ_ＲＥＦを調節する。制御回路２０は、基準電圧Ｖ_ＲＥＦをスイープさせ、充電電流Ｉｏｕｔ、すなわち検出電圧Ｖｓが最大となるときの基準電圧Ｖ_{ＲＥＦＭＡＸ}を検出する。具体的には制御回路２０は、探索期間τ１と固定期間τ２を時分割で交互に繰り返す。探索期間τ１において制御回路２０は、基準電圧Ｖ_ＲＥＦをスイープさせ、各基準電圧Ｖ_ＲＥＦごとの検出電圧Ｖｓをサンプリングし、充電電流Ｉｏｕｔが最大となる基準電圧Ｖ_{ＲＥＦＭＡＸ}を検出する。続く固定期間τ２において、制御回路２０は基準電圧Ｖ_{ＲＥＦＭＡＸ}を固定的に出力する。

制御回路２０は、Ａ／Ｄコンバータ２２、ロジック部２４、Ｄ／Ａコンバータ２６を含む。Ａ／Ｄコンバータ２２は、検出電圧Ｖｓをデジタル値Ｄ１に変換する。ロジック部２４は、Ａ／Ｄコンバータ２２の出力値Ｄ１に応じたデジタルの指令値Ｄ２を生成する。Ｄ／Ａコンバータ２６は、指令値Ｄ２をデジタル／アナログ変換し、基準電圧Ｖ_ＲＥＦを生成する。
探索期間τ１において、制御回路２０は指令値Ｄ２をスイープさせる。そして、充電電流Ｉｏｕｔを示すデジタル値Ｄ１をサンプリングし、その値が最大となるときの指令値Ｄ２を保持する。続く固定期間τ２においては、保持した指令値Ｄ２を固定的に出力する。

駆動部３０は、太陽電池４の電圧Ｖｉｎが基準電圧Ｖ_ＲＥＦと一致するようにデューティ比が調節されるパルス信号Ｓ_ＰＷＭを生成し、パルス信号Ｓ_ＰＷＭにもとづきスイッチングトランジスタＭ１および同期整流トランジスタＭ２を相補的にスイッチングする。

具体的には駆動部３０はパルス幅変調器であり、誤差増幅器３２、オシレータ３４、コンパレータ３６、ドライバ３８を備える。誤差増幅器３２は、太陽電池４の電圧Ｖｉｎと基準電圧Ｖ_ＲＥＦの誤差を増幅し、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢを出力する。オシレータ３４は、三角波もしくはノコギリ波の周期信号Ｖ_ＯＳＣを出力する。コンパレータ３６は、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢと周期信号Ｖ_ＯＳＣを比較し、パルス信号Ｓ_ＰＷＭを生成する。
なお駆動部３０の構成は図３のそれに限定されず、その他の構成であってもよい。また駆動部３０は、パルス幅変調器に代えて、パルス周波数変調器であってもよい。

スイッチングトランジスタＭ１、同期整流トランジスタＭ２がスイッチングされることにより、２次電池６に充電電流Ｉｏｕｔが供給される。また、インダクタンス素子Ｌ１、スイッチングトランジスタＭ１、ダイオードＤｉ、出力キャパシタＣｏ３は、第２ＤＣ／ＤＣコンバータ１１を形成する。この第２ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の出力電圧Ｖ_ＤＤは、制御ＩＣ１０２の電源として利用される。

以上が充電回路１００の基本的な構成である。続いてその動作を説明する。図４（ａ）は、図３の充電回路１００の動作を示すタイムチャートである。
探索期間τ１において指令値Ｄ１がスイープされ、各指令値ごとに出力電流Ｉｏｕｔを示すデジタル値Ｄ１がサンプリングされる。そして、出力電流Ｉｏｕｔが最大（６５ｍＡ）となるときのデジタル値Ｄ１（０．５５Ｖ）の値が選択され、次の固定期間τ２において出力される。この固定期間τ２において、ロジック部２４およびＡ／Ｄコンバータ２２は停止する。これにより消費電力の低減が図られる。

以上が充電回路１００の基本的な動作である。この充電回路１００によれば、温度や負荷すなわち２次電池６の電圧Ｖｂａｔが変化したとしても、そのときどきで充電電流Ｉｏｕｔを最大に近づけることができ、２次電池６を効率的に充電することができる。

図３に戻る。さらなる高効率化のために、充電回路１００は以下の特徴を具備する。
（１）パルス信号Ｓ_ＰＷＭの周波数の最適化
制御回路２０は、基準電圧Ｖ_ＲＥＦに加えてパルス信号Ｓ_ＰＷＭの周波数を調節する。パルス信号Ｓ_ＰＷＭの周波数の変更は、オシレータ３４の発振周波数を切りかえることにより実現できる。制御回路２０は、基準電圧Ｖ_ＲＥＦおよびパルス信号Ｓ_ＰＷＭの周波数ｆｏｓｃをスイープさせ、充電電流Ｉｏｕｔが最大となる基準電圧Ｖ_ＲＥＦおよびパルス信号Ｓ_ＰＷＭの周波数ｆｏｓｃを検出する。制御回路２０は、制御信号Ｓ１によってオシレータ３４の発振周波数を切りかえる。

（２）スイッチングトランジスタＭ１のサイズの最適化
スイッチングトランジスタＭ１のトランジスタサイズ（Ｗ／Ｌ）は、少なくとも２値で変更可能に構成される。制御回路２０は、充電電流Ｉｏｕｔが大きくなるように、少なくとも基準電圧Ｖ_ＲＥＦおよびスイッチングトランジスタＭ１のサイズを調節する。制御回路２０は、制御信号Ｓ２によってスイッチングトランジスタＭ１のサイズを切りかえる。

（３）インダクタンス素子Ｌ１のインダクタンス値の最適化
インダクタンス素子Ｌ１のインダクタンス値は可変に構成される。たとえば複数のインダクタ素子を複数並列に配置し、スイッチにより切りかえることによりインダクタンス値を変更可能としてもよい。制御回路２０は、充電電流Ｉｏｕｔが大きくなるように、少なくとも基準電圧Ｖ_ＲＥＦおよびインダクタンス値を調節する。

図４（ｂ）は、基準電圧Ｖ_ＲＥＦ、周波数ｆｏｃｓおよびトランジスタサイズＷ／Ｌを最適化するときのタイムチャートの一例である。図４（ｂ）には、すべてのパラメータを総当たりで変更することにより、充電電流Ｉｏｕｔの最大値を探索するときの様子が示される。

なお、入力電圧Ｖｉｎの変動が短時間で発生する場合、探索時間τ１をそれほど長くすることはできない。そこで複数のパラメータを変化させて充電電流Ｉｏｕｔの最大値を探索する際には、図４（ｂ）のように総当たりでパラメータを変更するのではなく、その他のアルゴリズムにしたがって最適値を探索してもよい。

発振周波数、トランジスタサイズ、インダクタンス値を切りかえることにより、太陽電池４や２次電池６の電気的状態に応じて、ＤＣ／ＤＣコンバータの効率を最適化することができる。

図５は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０のトポロジーの変形例を示す回路図である。図５の構成は、インダクタンス素子Ｌ１のインダクタンス値とスイッチングトランジスタＭ１のサイズの両方を可変とする場合に有効である。インダクタンス素子Ｌ１_１とスイッチングトランジスタＭ１_１のペアと、インダクタンス素子Ｌ１_２とスイッチングトランジスタＭ１_２のペアが２つ設けられる。素子Ｌ１_１とＬ１_２のインダクタンス値は異なっており、スイッチングトランジスタＭ１_１とＭ１_２のサイズも異なっている。ドライバ３８は、いずれのペアを駆動するかを切りかえ可能となっている。

図３に戻る。充電回路１００はさらに起動用回路４０を備える。入力電圧Ｖｉｎが低いと、駆動部３０に含まれる演算増幅器やコンパレータ、あるいは制御回路２０が動作できない。そこで起動時には、起動用回路４０を動作させて、第２ＤＣ／ＤＣコンバータ１１によって入力電圧Ｖｉｎを昇圧し、電源電圧Ｖ_ＤＤを生成する。十分に高い電源電圧Ｖ_ＤＤが生成されると、駆動部３０や制御回路２０が始動する。

起動用回路４０は、第１トランジスタＭ１１、電圧検出部４２、オシレータ４４、ドライバ４６を備える。電圧検出部４２、オシレータ４４、ドライバ４６は、いずれも入力電圧Ｖｉｎを電源として動作可能に構成される。

電圧検出部４２は、入力電圧Ｖｉｎをしきい値電圧Ｖ_ＴＨと比較し、Ｖｉｎ＞Ｖ_ＴＨのときオシレータ４４をオンする。オシレータ４４は所定の周波数で発振し、クロック信号ＣＬＫを生成する。ドライバ４６は、クロック信号ＣＬＫにもとづき第１トランジスタＭ１１をスイッチングする。

図６は、ドライバ４６の構成を示す回路図である。ドライバ４６は、第２トランジスタＭ１２〜第４トランジスタＭ１４、第１インバータ４３、第２インバータ４５、第１キャパシタＣ１を備える。

第２トランジスタＭ１２〜第４トランジスタＭ１４は、入力電圧Ｖｉｎと接地電圧の間に順に直列に設けられる。第２トランジスタＭ１２、第３トランジスタＭ１３はＰチャンネルＭＯＳＦＥＴであり、第４トランジスタＭ１４はＮチャンネルＭＯＳＦＥＴである。第２トランジスタＭ１２〜第４トランジスタＭ１４それぞれのゲートにはクロック信号ＣＬＫが入力される。

第１インバータ４３は、クロック信号ＣＬＫを反転して第２トランジスタＭ１２のゲートに出力する。第１キャパシタＣ１は、その第１端子Ｅ１が第２トランジスタＭ１２と第３トランジスタＭ１３の接続点Ｎ１と接続される。第２インバータ４５は、クロック信号ＣＬＫを反転し、第１キャパシタＣ１の第２端子Ｅ２に出力する。

クロック信号ＣＬＫがハイレベルのとき、第２トランジスタＭ１２のゲートにはローレベルが印加され、第２トランジスタＭ１２がオンし、第１キャパシタＣ１の第１端子Ｅ１には、入力電圧Ｖｉｎが印加される。また第２インバータ４５の出力はローレベルとなるため、第１キャパシタＣ１の第２端子Ｅ２には、接地電圧が印加される。つまり第１キャパシタＣ１は、入力電圧Ｖｉｎで充電される。

続いてクロック信号ＣＬＫがローレベルとなると、第１キャパシタＣ１の第２端子Ｅ２に入力電圧Ｖｉｎが印加される。このとき、第１キャパシタＣ１の第１端子Ｅ１には、入力電圧Ｖｉｎの２倍の電圧２×Ｖｉｎが発生する。

つまり第１インバータ４３、第２インバータ４５、第２トランジスタＭ１２、第１キャパシタＣ１はチャージポンプ回路として動作する。第３トランジスタＭ１３および第４トランジスタＭ１４はインバータであり、クロック信号ＣＬＫがハイレベルのとき第１トランジスタＭ１１のゲートに接地電圧０Ｖを印加し、第１トランジスタＭ１１をオフする。クロック信号ＣＬＫがローレベルのとき第１トランジスタＭ１１のゲートに昇圧された電圧２×Ｖｉｎを印加し、第１トランジスタＭ１１をオンする。

第１トランジスタＭ１１がスイッチングすることにより、入力電圧Ｖｉｎが昇圧され、電源電圧Ｖ_ＤＤが生成される。もし、チャージポンプ回路を設けなければ、第１トランジスタＭ１１のゲートには０．３〜０．５Ｖ程度の入力電圧Ｖｉｎが印加され、第１トランジスタＭ１１のオン抵抗は著しく高くなる。これに対してチャージポンプ回路を設け、第１トランジスタＭ１１のゲートに昇圧された入力電圧２Ｖｉｎを印加することにより、第１トランジスタＭ１１のオン抵抗を下げ、第２ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の効率を高めることができる。

図７は、図６の第２ＤＣ／ＤＣコンバータの変形例を示す回路図である。図７の第２ＤＣ／ＤＣコンバータ１１ａは、図６の構成に加えて、第５トランジスタＭ１５および第３インバータ４７を備える。

第５トランジスタＭ１５は、第１トランジスタＭ１１と並列に設けられる。第３インバータ４７の電源端子には、第２ＤＣ／ＤＣコンバータ１１ａの出力電圧Ｖ_ＤＤが印加される。この構成では、第１トランジスタＭ１１のゲートには２Ｖｉｎが印加され、第５トランジスタＭ１５のゲートには電源電圧Ｖ_ＤＤが印加する。
第２ＤＣ／ＤＣコンバータ１１ａの動作開始直後は、２Ｖｉｎ＞Ｖ_ＤＤであるため、第１トランジスタＭ１１のオン抵抗が低く、主として第１トランジスタＭ１１によって昇圧動作が行われる。昇圧動作が進むと、Ｖ_ＤＤ＞２Ｖｉｎとなり、主として第５トランジスタＭ１５によって昇圧動作が行われる。

つまり、図７の第２ＤＣ／ＤＣコンバータ１１ａによれば、第１トランジスタＭ１１、第５トランジスタＭ１５の合成抵抗が低くなるため、さらに効率を改善することができる。

図８（ａ）、（ｃ）は、図３の電圧検出部４２の構成を示す回路図であり、図８（ｂ）は、図８（ａ）の動作を示す図である。電圧検出部４２は、第６トランジスタＭ１６〜第９トランジスタＭ１９、コンパレータ４８を備える。

第６トランジスタＭ１６、第７トランジスタＭ１７は、入力電圧Ｖｉｎと接地電圧の間に順に直列に設けられる。第６トランジスタＭ１６は、ソフトエンハンスメント型のＰチャンネルＭＯＳＦＥＴであり、そのゲートが接地される。第７トランジスタＭ１７は、デプレッション型のＰチャンネルＭＯＳＦＥＴであり、そのゲートソース間が接続されている。

第８トランジスタＭ１８、第９トランジスタＭ１９は、入力電圧Ｖｉｎと接地端子の間に順に接続される。第８トランジスタＭ１８はデプレッション型のＰチャンネルＭＯＳＦＥＴであり、そのゲートソース間が接続される。第９トランジスタＭ１９は、ソフトエンハンスメント型のＰチャンネルＭＯＳＦＥＴであり、そのゲートが接地される。

第６トランジスタＭ１６と第７トランジスタＭ１７の接続点Ｎ２には電圧Ｖ_Ａが発生する。また第８トランジスタＭ１８と第９トランジスタＭ１９の接続点Ｎ３には電圧Ｖ_Ｂが発生する。コンパレータ４８は、電圧Ｖ_ＡとＶ_Ｂを比較する。つまり、電圧Ｖ_ＡとＶ_Ｂが交わる点がしきい値電圧Ｖ_ＴＨとなる。

この電圧検出部４２は、以下の利点を有する。
第１に、第６トランジスタＭ１６、第７トランジスタＭ１７に代えて分圧抵抗を用いた場合に比べて、しきい値電圧Ｖ_ＴＨのばらつきの影響を低減することができ、低電圧で動作させることができる。
また各トランジスタのサイズＷ／Ｌを最適化することにより、しきい値電圧Ｖ_ＴＨの温度特性を、太陽電池４の電圧Ｖｉｎの温度特性と揃えることができる。

電圧検出部４２は、ヒステリシスを有することが好ましい。図８（ｃ）はヒステリシスを有する電圧検出部４２ｃの構成を示す。電圧検出部４２ｃは、２つの電圧検出部４２ａ、４２ｂと、ＳＲラッチ４１を備える。
電圧検出部４２ａ、４２ｂは同様に構成される。電圧検出部４２ａのしきい値電圧Ｖ_ＴＨは０．３５Ｖに、電圧検出部４２ｂのしきい値電圧Ｖ_ＴＨは０．３Ｖに設定される。電圧検出部４２ａ、４２ｂの出力は、ＳＲラッチ４１のセット端子、リセット端子に入力される。

電圧検出部４２ｃによれば、入力電圧Ｖｉｎが０．３５Ｖに達すると、オシレータ４４をオンさせ、入力電圧Ｖｉｎが０．３Ｖまで低下するとオシレータ４４をオフすることができる。

図９は、図３のオシレータ４４の構成を示す回路図である。オシレータ４４は、低しきい値電圧ＶｔｈのＭＯＳＦＥＴを用いて構成される。オシレータ４４は、第１０トランジスタＭ１０、抵抗Ｒ２、第２キャパシタＣ２を備える。抵抗Ｒ２と第１０トランジスタＭ１０は、入力電圧Ｖｉｎと接地電圧の間に順に直列に設けられる。第２キャパシタＣ２は、第１０トランジスタＭ１０と並列に設けられる。複数のインバータ４３は直列に接続され、抵抗Ｒ２と第２キャパシタＣ２の接続点Ｎ４の電位を受け、第１０トランジスタＭ１０のゲートに出力する。

図９のオシレータ４４によれば、入力電圧Ｖｉｎが低い場合であっても、確実に発振することができる。

実施の形態にもとづき、特定の語句を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を離脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が可能である。

２…電子機器、４…太陽電池、６…２次電池、７…外部充電ＩＣ、８…電源回路、９…ＬＳＩ、１００…充電回路、１０２…制御ＩＣ、１０…ＤＣ／ＤＣコンバータ、１１…第２ＤＣ／ＤＣコンバータ、１２…充電電流検出部、２０…制御回路、２２…Ａ／Ｄコンバータ、２４…ロジック部、２６…Ｄ／Ａコンバータ、３０…駆動部、３２…誤差増幅器、３４…オシレータ、３６…コンパレータ、３８…ドライバ、４０…起動用回路、４２…電圧検出部、４４…オシレータ、４６…ドライバ、４７…第３インバータ、４８…コンパレータ、Ｒｓ…検出抵抗、Ｍ１…スイッチングトランジスタ、Ｍ２…同期整流トランジスタ、Ｌ１…インダクタンス素子、Ｃｏ…出力キャパシタ、Ｍ１１…第１トランジスタ、Ｍ１２…第２トランジスタ、Ｍ１３…第３トランジスタ、Ｍ１４…第４トランジスタ、Ｍ１５…第５トランジスタ、４３…第１インバータ、４５…第２インバータ、Ｃ１…第１キャパシタ、Ｍ１６…第６トランジスタ、Ｍ１７…第７トランジスタ、Ｍ１８…第８トランジスタ、Ｍ１９…第９トランジスタ。

Claims (20)

1. 太陽電池からの電力を受け、２次電池を充電する充電回路であって、
   スイッチングトランジスタ、インダクタンス素子、整流素子、出力キャパシタを含むＤＣ／ＤＣコンバータと、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータから前記２次電池に供給される充電電流に応じた検出信号を生成する充電電流検出部と、
   前記検出信号に応じた基準電圧を生成する制御回路と、
   前記太陽電池の電圧が前記基準電圧と一致するようにデューティ比が調節されるパルス信号を生成し、前記パルス信号にもとづき前記スイッチングトランジスタをスイッチングする駆動部と、
   を備えることを特徴とする充電回路。
2. 前記制御回路は、前記充電電流が大きくなるように、前記基準電圧を調節することを特徴とする請求項１に記載の充電回路。
3. 前記制御回路は、前記基準電圧をスイープさせ、前記充電電流が最大となる前記基準電圧を検出することを特徴とする請求項２に記載の充電回路。
4. 前記制御回路は、前記基準電圧をスイープさせる探索期間と、前記探索期間において検出された前記充電電流を最大とする前記基準電圧を固定的に出力する固定期間と、を交互に繰り返すことを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載の充電回路。
5. 前記充電電流検出部は、前記出力キャパシタと前記２次電池の間に設けられた検出抵抗を含み、当該検出抵抗に生ずる電圧降下を、前記検出信号として出力することを特徴とする請求項１から４のいずれかに記載の充電回路。
6. 前記制御回路は、前記充電電流が大きくなるように、前記基準電圧および前記パルス信号の周波数を調節することを特徴とする請求項１から５のいずれかに記載の充電回路。
7. 前記制御回路は、前記基準電圧および前記パルス信号の周波数をスイープさせ、前記充電電流が最大となる前記基準電圧および前記パルス信号の周波数を検出することを特徴とする請求項６に記載の充電回路。
8. 前記スイッチングトランジスタのサイズは可変に構成され、
   前記制御回路は、前記充電電流が大きくなるように、少なくとも前記基準電圧および前記スイッチングトランジスタのサイズを調節することを特徴とする請求項１から７のいずれかに記載の充電回路。
9. 前記制御回路は、少なくとも前記基準電圧および前記スイッチングトランジスタのサイズをスイープさせ、前記充電電流が最大となる前記基準電圧および前記スイッチングトランジスタのサイズを検出することを特徴とする請求項８に記載の充電回路。
10. 前記インダクタンス素子のインダクタンス値は可変に構成され、
    前記制御回路は、前記充電電流が大きくなるように、少なくとも前記基準電圧および前記インダクタンス値を調節することを特徴とする請求項１から９のいずれかに記載の充電回路。
11. 前記制御回路は、
    前記検出信号をアナログ／デジタル変換するＡ／Ｄコンバータと、
    前記Ａ／Ｄコンバータの出力値に応じたデジタルの指令値を生成するロジック部と、
    前記指令値をデジタル／アナログ変換し、前記基準電圧を生成するＤ／Ａコンバータと、
    を備えることを特徴とする請求項１から９のいずれかに記載の充電回路。
12. 前記制御回路は、前記基準電圧をスイープさせる探索期間と、前記探索期間において検出された前記充電電流を最大とする前記基準電圧を固定的に出力する固定期間と、を交互に繰り返し、
    前記固定期間において、前記ロジック部および前記Ａ／Ｄコンバータを停止することを特徴とする請求項１１に記載の充電回路。
13. 前記スイッチングトランジスタと並列に設けられた第１トランジスタと、
    所定の周波数のクロック信号を出力する発振器と、
    前記クロック信号にもとづき前記第１トランジスタを駆動するドライバと、
    そのアノードが前記第１トランジスタに接続されたダイオードと、
    前記ダイオードのカソードに接続された第２出力キャパシタと、
    をさらに備え、前記第２出力キャパシタに生ずる電圧が、前記充電回路の電源電圧として利用されることを特徴とする請求項１から１２のいずれかに記載の充電回路。
14. 前記ドライバは、
    前記太陽電池の電圧と接地電圧の間に順に直列に設けられる、Ｐチャンネルの第２トランジスタ、そのゲートに前記クロック信号が入力されたＰチャンネルの第３トランジスタ、およびそのゲートに前記クロック信号が入力されたＮチャンネルの第４トランジスタと、
    前記クロック信号を反転して前記第２トランジスタのゲートに出力する第１インバータと、
    その第１端子が前記第２トランジスタと前記第３トランジスタの接続点と接続された第１キャパシタと、
    前記クロック信号を反転し、前記第１キャパシタの第２端子に出力する第２インバータと、
    を含むことを特徴とする請求項１３に記載の充電回路。
15. 前記第１トランジスタと並列に設けられた第５トランジスタと、
    その電源端子に前記第２出力キャパシタに生ずる電圧が入力され、前記クロック信号に応じて前記第５トランジスタをスイッチングする第３インバータと、
    をさらに備えることを特徴とする請求項１３に記載の充電回路。
16. 前記太陽電池の電圧を所定のしきい値電圧と比較する電圧検出部をさらに備え、
    前記太陽電池の電圧が前記しきい値電圧より高いとき前記発振器を動作させ、前記太陽電池の電圧が前記しきい値電圧より低いとき前記発振器を停止することを特徴とする請求項１３に記載の充電回路。
17. 前記太陽電池の電圧を所定の第１しきい値電圧と比較し、前記太陽電池の電圧が前記第１しきい値電圧より高いときアサートされるセット信号を出力する第１電圧検出部と、
    前記太陽電池の電圧を所定の第２しきい値電圧と比較し、前記太陽電池の電圧が前記第２しきい値電圧より低いときアサートされるリセット信号を出力する第２電圧検出部と、
    前記セット信号および前記リセット信号に応じて、その出力信号が変化するＳＲラッチと、
    をさらに備え、
    前記ＳＲラッチの出力信号に応じて前記発振器の動作、非動作を切りかえることを特徴とする請求項１３に記載の充電回路。
18. 前記電圧検出部は、
    前記太陽電池の電圧と接地電圧の間に順に直列に設けられた、そのゲートが接地されたソフトエンハンスメント型のＰチャンネルの第６トランジスタと、そのゲートがそのソースと接続されたデプレッション型のＰチャンネルの第７トランジスタと、
    前記太陽電池の電圧と接地電圧の間に順に直列に設けられた、そのゲートがそのソースと接続されたデプレッション型のＰチャンネルの第８トランジスタと、そのゲートが接地されたソフトエンハンスメント型の第９トランジスタと、
    前記第６トランジスタと前記第７トランジスタの接続点の電圧と、前記第８トランジスタと前記第９トランジスタの接続点の電圧を比較するコンパレータと、
    を含むことを特徴とする請求項１６または１７に記載の充電回路。
19. 前記発振器は、
    前記太陽電池の電圧と接地端子の間に順に直列に設けられた抵抗および第１０トランジスタと、
    前記第１０トランジスタと並列に設けられた第２キャパシタと、
    前記抵抗と前記第２キャパシタの接続点と、前記第１０トランジスタの制御端子の間に直列に設けられた複数のインバータと、
    を含むことを特徴とする請求項１３に記載の充電回路。
20. 太陽電池と、
    ２次電池と、
    前記太陽電池の電圧を受け、前記２次電池を充電する請求項１から１９のいずれかに記載の充電回路と、
    を備えることを特徴とする電子機器。

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