JP2012005108A - 無線通信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】無線通信装置において、回路規模の拡大を抑えつつ、整合回路によって受信周波数に対してアンテナの共振周波数を自動的に一致させる。
【解決手段】制御回路７０は、スイッチ４０によって、アンテナ５０と整合回路２０との間を接続し、かつスイッチ４１によって、アンテナ１０と受信回路３０との間を接続した状態で、受信回路３０の局部発振器３６から電波として放射される周波数信号をアンテナ５０で受信し、この受信された周波数信号によりアンテナ１０、整合回路２０およびアンテナ５０が共振する共振回路を構成しているときに、整合回路２０に対するチューニングモードを実行する。このチューニングモードの実行の際には、ＲＳＳＩ電圧が電圧値Ｖ０に一致させるように可変容量型コンデンサ２３の容量を制御する。
【選択図】図１

Description

本発明は、アンテナを介して受信信号を受信する無線通信装置に関するものである。

従来、無線通信装置では、受信信号を受信するアンテナ、コンデンサを有してアンテナとともに共振する共振回路と、この共振回路の容量を変化させる容量変更回路と、共振回路に所定周波数の試験信号を与える発振回路と、共振回路の出力電圧を検出する電圧検出回路とを備え、制御回路が容量変更回路を制御して、上記コンデンサの容量を調整するものがある（例えば、特許文献１参照）。

具体的には、制御回路は、発振回路を制御して共振回路に付与する試験信号の周波数を変化させて、電圧検出回路の検出電圧の振幅レベルがピークに至ったときの周波数を実測共振周波数として検出する。これに加えて、制御回路は、当該実測共振周波数を基準周波数に近づけるように共振回路のコンデンサ容量を変更する。このため、温度変化により共振回路のコンデンサの容量が変化しても、制御回路が、上述の如く、コンデンサの容量を変更するので、共振回路の共振を高い状態に維持することができる。

特開２００７−２９０６６４号公報

上述の特許文献１には、アンテナに近接する金属部材の配置の変化に伴ってアンテナのインピーダンスが変化して、受信信号の受信周波数に対してアンテナの共振周波数がずれた状態になった場合に、受信周波数に対してアンテナの共振周波数を一致させるための自動制御について記載されていない。受信周波数とは、送信元において信号を送信する際に信号の変調に用いる搬送波の周波数のことである。

ここで、共振回路は、アンテナと共振回路自体の後段に接続される受信回路（特許文献１中の電圧検出回路）との間のインピーダンス整合をとる整合回路として機能すると考えられる。

そこで、受信周波数に対してアンテナの共振周波数がずれた場合に、受信周波数を有する周波数信号を整合回路に出力する発振回路を用いて、当該周波数信号に基づいてアンテナと整合回路との間の共振が高い状態になるように整合回路の容量を制御すれば、受信周波数に対してアンテナの共振周波数を一致させることが可能であるものの、発振回路を新たに追加することが必要になる。このため、無線通信装置の回路規模が大きくなるという問題が生じる。

本発明は上記点に鑑みて、回路規模の拡大を抑えつつ、整合回路によって受信周波数に対してアンテナの共振周波数を自動的に一致させることを目的とする。

上記目的を達成するため、請求項１に記載の発明では、第１のアンテナ（１０）で受信された受信信号を発振回路（３６）から出力される信号で周波数変換して前記受信信号の周波数よりも低い周波数の信号を出力する周波数変換回路（３１）と、前記周波数変換回路から出力される信号電力を示す電圧値を出力する電圧検出回路（３２）とを有する受信回路（３０）と、
インピーダンスが変化可能に構成され、前記第１のアンテナと前記受信回路との間のインピーダンス整合をとる整合回路（２０）と、
前記発振回路から電波として放射される信号を受信する第２のアンテナ（５０）と、
前記周波数変換回路と前記第２のアンテナのうちの一方と前記整合回路との間を接続し、他方と前記整合回路との間を開放する第１のスイッチ（４０）と、
前記第１のアンテナと前記周波数変換回路との間に配置され、前記第１のアンテナと前記周波数変換回路との間を開放或いは接続する第２のスイッチ（４１）と、
前記第１のスイッチが前記周波数変換回路と前記整合回路との間を接続し、前記第２のスイッチが前記第１のアンテナと前記周波数変換回路との間を開放しているとき、前記第１のアンテナから前記整合回路および前記第１のスイッチを通して与えられる前記受信信号に基づいて前記周波数変換回路から出力される信号を信号処理する信号処理装置（９０）と、
前記第１のスイッチが前記第２のアンテナと前記整合回路との間を接続し、前記第２のスイッチが前記第１のアンテナと前記周波数変換回路との間を接続し、かつ、前記第１のアンテナ、前記整合回路および前記第２のアンテナが前記第２のアンテナで受信された信号に基づいて共振する共振回路を構成しているとき、前記電圧検出回路から出力される電圧値に基づきその電圧値が予め定めた基準電圧値に近づくように、前記整合回路のインピーダンスを制御する制御回路（７０）と、を備えることを特徴とする。

請求項１に記載の発明によれば、第１、第２のスイッチにより、受信モードとチューニングモードとを切り替えることになる。受信モードでは、第１のアンテナで受信された受信信号を周波数変換回路に与えて周波数変換回路により受信信号を周波数変換する。チューニングモードでは、受信回路から出力される電圧値に基づきその電圧値が予め定めた基準電圧値に近づくように、整合回路のインピーダンスを制御する。したがって、整合回路によって受信周波数に対してアンテナの共振周波数を自動的に一致させることができる。

ここで、受信モード時に周波数変換回路が周波数変換を行うのに用いる発振回路とチューニングモード時に共振回路を構成するのに用いる発振回路とを共用しているので、回路規模の拡大を抑えることができる。

また、請求項１に係る発明によれば、発振回路から出力される周波数信号を整合回路に与えるために、第２のアンテナを用いている。このため、発振回路から出力される周波数信号を整合回路に与えるために、発振回路と整合回路との間を配線で接続する必要がない。このため、受信回路としては、１つの集積回路から構成されたものを用いる場合には、当該集積回路に変更を加えることなく、発振回路から出力される周波数信号を整合回路に与えることができる。

この請求項１に記載の発明において、請求項２に記載の発明のように、前記受信回路は、回路基板に実装され、前記第２のアンテナは、少なくとも前記受信回路を構成する前記発振回路を囲むパターンで前記回路基板に形成されるようにするのが好ましい。この場合、請求項３に記載の発明のように、前記第２のアンテナが前記受信回路全体を囲むパターンで前記回路基板に形成されるようにすれば、アンテナの体格を所望の大きさにすることができる。

請求項２に記載の発明では、第１のアンテナ（１０）で受信された受信信号に発振回路（３６）から出力される信号をミキサ（３５）によって乗算して前記ミキサの出力信号のうち前記受信信号の周波数よりも低い周波数の信号を通過させるフィルタ回路（３３ｂ）を有する周波数変換回路（３１）と、前記周波数変換回路から出力される信号電力を示す電圧値を出力する電圧検出回路（３２）とを有する受信回路（３０）と、
インピーダンスが変化可能に構成され、前記第１のアンテナと前記受信回路との間のインピーダンス整合をとる整合回路（２０）と、
前記発振回路から電波として放射される信号を受信する第２のアンテナ（５０）と、
前記周波数変換回路と前記第２のアンテナのうちの一方と前記整合回路との間を接続し、他方と前記整合回路との間を開放する第１のスイッチ（４０）と、
前記第１のアンテナと前記周波数変換回路との間に配置され、前記第１のアンテナと前記周波数変換回路との間を開放或いは接続する第２のスイッチ（４１）と、
前記第１のスイッチ（４０）が前記周波数変換回路と前記整合回路との間を接続し、前記第２のスイッチ（４１）が前記第１のアンテナと前記周波数変換回路との間を開放しているとき、前記第１のアンテナから前記整合回路および前記第１のスイッチ（４０）を通して与えられる前記受信信号に基づいて前記周波数変換回路から出力される信号を信号処理する信号処理装置（９０）とを備え、
前記第１のスイッチ（４０）が前記第２のアンテナと前記整合回路との間を接続し、前記第２のスイッチ（４１）が前記第１のアンテナと前記周波数変換回路との間を接続したとき、前記第１のアンテナ、前記整合回路および前記第２のアンテナが前記第２のアンテナで受信された信号に基づいて共振する共振回路を構成するようになっており、
前記第１のスイッチ（４０）によって前記第２のアンテナと前記整合回路との間を接続するオン期間（Ｔ１）と前記第１のスイッチ（４０）によって前記第２のアンテナと前記整合回路との間を開放するオフ期間（Ｔ２）とを合わせた期間を一定の周期として周期的に前記第１のスイッチ（４０）をスイッチングさせる制御回路（７０）を備えており、
前記第２のスイッチ（４１）によって前記第１のアンテナと前記周波数変換回路との間を接続した状態で、前記制御回路（７０）が前記一定の周期で前記第１のスイッチ（４０）をスイッチングさせるときには、前記ミキサ（３５）が前記第２のアンテナ（５０）で受信された受信信号に前記発振回路（３６）から出力される信号を前記オン時間毎に乗算して、前記第２のアンテナの受信信号の周波数よりも低い周波数の信号が前記オン時間毎に前記フィルタ回路（３３ｂ）から前記電圧検出回路に出力されるようになっており、
前記フィルタ回路の出力信号に応じて前記電圧検出回路（３２）から出力される電圧値に基づきその電圧値が予め定めた基準電圧値に近づくように、前記整合回路のインピーダンスが前記制御回路（７０）によって制御されるようになっていることを特徴とする。

請求項２に記載の発明によれば、上記請求項１に記載の発明と同様に、整合回路によって受信周波数に対してアンテナの共振周波数を自動的に一致させることができる。これに伴い、受信モード時に周波数変換回路が周波数変換を行うのに用いる発振回路とチューニングモード時に共振回路を構成するのに用いる発振回路とを共用しているので、回路規模の拡大を抑えることができる。

さらに、請求項２に記載の発明によれば、第２のアンテナの受信信号の周波数よりも低い周波数の信号がオン時間毎にフィルタ回路（３３ｂ）から電圧検出回路に出力されるようになっている。このため、フィルタ回路（３３ｂ）の出力信号は、前記一定の周期でその電圧が変化する信号となる。

ここで、第１のスイッチ（４０）のスイッチングを行わない場合には、フィルタ回路（３３ｂ）としてはその出力信号として、第２のアンテナの受信信号の周波数よりも低い周波数の信号を継続的に出力し続ける必要がある。チューニングモード時においては、第２のアンテナの受信信号の周波数よりも低い周波数の信号は、直流成分となる。このため、フィルタ回路（３３ｂ）の通過帯域幅としては、直流成分をも通過させる広い周波数範囲が必要となる。

これに対して、請求項２に記載の発明では、上述の如く、フィルタ回路（３３ｂ）の出力信号は、前記一定の周期でその電圧が変化する信号である。このため、フィルタ回路（３３ｂ）の通過帯域幅としては、直流成分をも通過させる広い周波数範囲を必要としない。よって、フィルタ回路（３３ｂ）の通過帯域幅の拡大を抑えることができる。

具体的には、請求項３に記載の発明では、制御回路（７０）により第１のスイッチ（４０）をスイッチングさせる周波数としては、前記発振回路（３６）の発振周波数と前記受信信号の周波数との間の周波数を用いることができる。

請求項６に記載の発明では、アンテナ（１０）で受信された受信信号を発振回路（３６）から出力される信号で周波数変換して前記受信信号の周波数よりも低い周波数の信号を出力する周波数変換回路（３１）と、前記周波数変換回路から出力される信号電力を示す電圧値を出力する電圧検出回路（３２）とを有する受信回路（３０）と、
インピーダンスが変化可能に構成され、前記第１のアンテナと前記受信回路との間のインピーダンス整合をとる整合回路（２０）と、
前記整合回路と前記周波数変換回路との間に配置され、前記整合回路と前記周波数変換回路との間を開放或いは接続する第１のスイッチ（４０）と、
前記第１のアンテナと前記周波数変換回路との間に配置され、前記第１のアンテナと前記周波数変換回路との間を開放或いは接続する第２のスイッチ（４１）と、
前記第１のスイッチが前記周波数変換回路と前記整合回路との間を接続し、前記第２のスイッチが前記第１のアンテナと前記周波数変換回路との間を開放しているとき、前記第１のアンテナから前記整合回路および前記第１のスイッチを通して与えられる前記受信信号に基づいて前記周波数変換回路から出力される信号を信号処理する信号処理装置（９０）と、
前記第１のスイッチが前記周波数変換回路と前記整合回路との間を開放し、前記第２のスイッチが前記アンテナと前記周波数変換回路との間を接続し、かつ、前記発振回路から電波として放射される信号を前記アンテナで受信し、前記アンテナおよび前記整合回路が前記アンテナで受信された信号に基づいて共振する共振回路を構成しているとき、前記電圧検出回路から出力される電圧値に基づきその電圧値が予め定めた基準電圧値に近づくように、前記整合回路のインピーダンスを制御する制御回路（７０）と、を備えることを特徴とする。

この請求項６に記載の発明によれば、請求項１に係る発明に対し、第２のアンテナを第１のアンテナを利用して構成することができる。

請求項７に記載の発明によれば、アンテナ（１０）で受信された受信信号に発振回路（３６）から出力される信号をミキサ（３５）によって乗算して前記ミキサ（３５）の出力信号のうち前記受信信号の周波数よりも低い周波数の信号を通過させるフィルタ回路（３３ｂ）を有する周波数変換回路（３１）と、前記周波数変換回路から出力される信号電力を示す電圧値を出力する電圧検出回路（３２）とを有する受信回路（３０）と、
インピーダンスが変化可能に構成され、前記アンテナと前記受信回路との間のインピーダンス整合をとる整合回路（２０）と、
前記整合回路と前記周波数変換回路との間に配置され、前記整合回路と前記周波数変換回路との間を開放或いは接続する第１のスイッチ（４０）と、
前記アンテナと前記周波数変換回路との間に配置され、前記アンテナと前記周波数変換回路との間を開放或いは接続する第２のスイッチ（４１）と、
前記第１のスイッチ（４０）が前記周波数変換回路（３１）と前記整合回路（２０）との間を接続し、前記第２のスイッチ（４１）が前記アンテナと前記周波数変換回路との間を開放しているとき、前記アンテナから前記整合回路および前記第１のスイッチを通して与えられる前記受信信号に基づいて前記周波数変換回路から出力される信号を信号処理する信号処理装置（９０）とを備えており、
前記第１のスイッチ（４０）が前記周波数変換回路と前記整合回路との間を開放し、前記第２のスイッチ（４１）が前記アンテナと前記周波数変換回路との間を接続したときに、前記発振回路から電波として放射される信号を前記アンテナで受信して、前記アンテナおよび前記整合回路が前記アンテナで受信された信号に基づいて共振する共振回路を構成するようになっており、
前記第２のスイッチ（４１）によって前記アンテナと前記周波数変換回路との間を接続するオン期間（Ｔ１）と前記第２のスイッチ（４１）によって前記アンテナと前記周波数変換回路との間を開放するオフ期間（Ｔ２）とを足した期間を一定の周期として周期的に前記第２のスイッチ（４１）をスイッチングさせる制御回路（７０）を備えており、
前記第１のスイッチ（４０）によって前記第２のアンテナと前記整合回路との間を開放した状態で、前記制御回路（７０）が前記一定の周期で前記第２のスイッチ（４１）をスイッチングさせるときには、前記ミキサ（３５）が前記アンテナ（５０）で受信された受信信号に前記発振回路（３６）から出力される信号を前記オン時間毎に乗算して、前記アンテナの受信信号の周波数よりも低い周波数の信号が前記オン時間毎に前記フィルタ回路（３３ｂ）から前記電圧検出回路に出力されるようになっており、
前記フィルタ回路の出力信号に応じて前記電圧検出回路から出力される電圧値に基づきその電圧値が予め定めた基準電圧値に近づくように、前記整合回路のインピーダンスが前記制御回路（７０）によって制御されるようになっていることを特徴とする。

この請求項７に記載の発明によれば、請求項２に係る発明に対し、第２のアンテナを第１のアンテナを利用して構成することができる。

さらに、請求項７に記載の発明では、上述の如く、請求項２に記載の発明と同様、フィルタ回路（３３ｂ）は、前記一定の周期でその電圧が変化する信号を出力する。よって、フィルタ回路（３３ｂ）の通過帯域幅の拡大を抑えることができる。

具体的には、請求項８に記載の発明のように、制御回路によって第２のスイッチ（４１）をスイッチングさせる周波数としては、発振回路（３６）の発振周波数と受信信号の周波数との間の周波数を用いることができる。

また、請求項１ないし８に記載の発明において、請求項１１に記載の発明のように、前記アンテナと前記周波数変換回路との間に配置されて、前記アンテナと前記周波数変換回路との間で電流が流れるのを制限する電流制限素子（６０）を有するようにすれば、上記した共振回路による共振を確実に生じさせることができる。

なお、この欄および特許請求の範囲で記載した各手段の括弧内の符号は、後述する実施形態に記載の具体的手段との対応関係を示すものである。

本発明の第１実施形態における無線通信装置の電気回路構成を示す図である。 上記第１実施形態におけるアンテナを示す図である。 上記第１実施形態における無線通信装置の電気回路構成を示す図である。 上記第１実施形態におけるアンテナ、整合回路および局部発振回路から構成される共振回路を示す図である。 上記第１実施形態においてアンテナに流れる電流と周波数との関係を示すグラフである。 上記第１実施形態において抵抗素子の両端子間に加わる電圧変化を示すタイミングチャートである。 上記第１実施形態においてＲＳＳＩ電圧を示すタイミングチャートである。 上記第１実施形態において制御回路の制御処理を示すフローチャートである。 図７の制御処理の一部の詳細を示すフローチャートである。 上記第１実施形態においてＲＳＳＩ電圧と可変容量型コンデンサの容量との関係を示すグラフである。 上記第１実施形態におけるアンテナで受信された信号電力と周波数との関係を示す図である。 上記第１実施形態における無線通信装置の変形例の電気回路構成を示す図である。 上記第１実施形態における無線通信装置の変形例の電気回路構成を示す図である。 上記第１実施形態における問題点を説明するための無線通信装置の電気回路構成を示す図である。 図１４の無線通信装置の各部位の信号を示す図である。 本発明の第２実施形態における無線通信装置の電気回路構成を示す図である。 上記第２実施形態の無線通信装置内の各部位の信号を示す図である。 本発明の第３実施形態の無線通信装置内の各部位の信号を示す図である。

以下、本発明の実施形態について図に基づいて説明する。なお、以下の各実施形態相互において、互いに同一もしくは均等である部分には、説明の簡略化を図るべく、図中、同一符号を付してある。

（第１実施形態）
図１、図２に本発明に係る車載用の無線通信装置の本実施形態の電気回路構成を示す。

図１の無線通信装置１は、アンテナ１０を介して携帯機（図示省略）から送信される高周波の信号を受信する受信機であって、携帯機などとともに、スマートエントリーシステムを構成する。スマートエントリーシステムは、機械的な鍵を使用せずに、車両のドアの施錠／開錠および走行用駆動源の始動等を実行するものである。

本実施形態に係る無線通信装置１およびアンテナ１０は、複数種の車両に対し共通して搭載される。無線通信装置１は、アンテナ１０とともに、車室内のＣピラー付近に配置される。

無線通信装置１は、整合回路２０、受信回路３０、スイッチ４０、４１、アンテナ５０、抵抗素子６０、制御回路７０、メモリ８０およびマイクロコンピュータ９０を備えている。

整合回路２０は、アンテナ１０と受信回路３０との間のインピーダンス整合をとるための回路、つまりアンテナ１０のインピーダンスと受信回路３０のインピーダンスとを整合させるための回路である。この整合回路２０は、コンデンサ２１、２２および可変容量型コンデンサ２３を備えている。コンデンサ２１は、アンテナ１０とグランドとの間に接続され、コンデンサ２２は、アンテナ１０と受信回路３０との間に接続されている。可変容量型コンデンサ２３は、容量が変更可能になっている可変容量素子を構成するもので、コンデンサ２１とグランドとの間に接続されている。

受信回路３０は、スーパーヘロダイン方式の受信回路を構成するもので、受信周波数と異なる周波数の周波数信号に基づいて、アンテナ１０（或いは、整合回路２０）から与えられる信号をその信号の周波数より低い周波数の信号に変換する。受信周波数とは、携帯機において無線通信装置１に信号を送信する際に変調に用いる搬送波の周波数のことである。

本実施形態の受信回路３０として、１つの集積回路から構成されたものが用いられている。つまり、本実施形態の受信回路３０として、ＩＣ化されたものが用いられている。

受信回路３０は、周波数変換回路３１および電圧検出回路３２を備える。周波数変換回路３１は、フィルタ回路３３ａ、３３ｂ、電圧増幅回路３４ａ、３４ｂ、ミキサ３５および局部発振器３６を備えている。フィルタ回路３３ａは、アンテナ１０（或いは、整合回路２０）から与えられる信号のうち所定周波数帯域の成分を通過させるバインドパスフィルタである。電圧増幅回路３４ａは、フィルタ回路３３ａの出力信号を電圧増幅するアンプである。ミキサ３５は、電圧増幅回路３４ａの出力信号に対して局部発振器３６から出力される周波数信号を掛ける乗算器である。ミキサ３５は、電圧増幅回路３４ａの出力信号よりも低い周波数の周波数信号ｆ１と、電圧増幅回路３４ａの出力信号よりも高い周波数の周波数信号ｆ２とをそれぞれ出力する。

局部発振器３６は、所定周波数で発振して所定周波数を有する周波数信号を出力する発振回路である。周波数信号の周波数としては、受信信号の受信周波数より、高い周波数が用いられる。

フィルタ回路３３ｂは、ミキサ３５の出力信号のうち所定周波数帯域の成分を通過させるバインドパスフィルタである。具体的には、フィルタ回路３３ｂは、周波数信号ｆ２をカットして、周波数信号ｆ１を通過させる。このことにより、ミキサ３５とフィルタ回路３３ｂとは、局部発振器３６から出力される周波数信号をその周波数よりも低い周波数の周波数信号に変換することになる。電圧増幅回路３４ｂは、フィルタ回路３３ｂの出力信号を電圧増幅するアンプである。

電圧検出回路３２は、受信回路３０の出力信号の信号電力を示す電圧値をデジタル信号として出力するもので、ダイオード３７、コンデンサ３８およびＡ／Ｄ変換回路３９を備えている。

ダイオード３７は、アノード端子が電圧増幅回路３４ｂに接続され、カソード端子がＡ／Ｄ変換回路３９に接続されて、受信回路３０の電圧増幅回路３４ｂの出力電圧を半波整流する。

コンデンサ３８は、プラス電極がダイオード３７のカソード端子に接続され、マイナス電極がグランドに接続されて、ダイオード３７の出力電圧を積分し平滑化する積分回路を構成している。コンデンサ３８のプラス端子とマイナス端子との間の電圧は、受信信号の信号電力を示している。

Ａ／Ｄ変換回路３９は、コンデンサ３８のプラス端子とマイナス端子との間の電圧をデジタル信号に変換するアナログ／デジタル変換回路である。Ａ／Ｄ変換回路３９の出力信号は、受信信号の信号電力（すなわち、ＲＳＳＩ：Received Signal Strength Indication）に対応した電圧を示すデジタル信号である。以下、受信信号の信号電力に対応した電圧をＲＳＳＩ電圧という。

スイッチ４０は、整合回路２０を受信回路３０の周波数変換回路３１のフィルタ回路３３ａとアンテナ５０のいずれか一方に接続する第１のスイッチを構成している。スイッチ４１は、アンテナ１０と受信回路３０との間に配置され、アンテナ１０と受信回路３０との間を接続、或いは開放する第２のスイッチを構成している。

アンテナ５０は、受信回路３０の周波数変換回路３１の局部発振器３６から電波として放射される周波数信号を受信する第２のアンテナである。アンテナ５０は、受信回路３０に近い位置に配置されている。本実施形態のアンテナ５０は、回路基板を構成するパターンからなるものである。

図２に、本実施形態のアンテナ５０が形成されている回路基板５１を示す。アンテナ５０は、受信回路３０に接近し、かつ受信回路３０を囲むように構成されているループアンテナ（磁界アンテナ）である。例えば、アンテナ５０として、１辺の長さを１０ｍｍとする正四角形のエリアを囲む額縁状に形成されたものが用いられている。

回路基板５１は、受信回路３０、スイッチ４０などの無線通信装置１を構成する電子部品を搭載してなるものである。パターンは、銅など導電性材料からなるもので、回路基板５１の絶縁層の裏面或いは表面に沿って薄膜状に成形されているものである。図２は、アンテナ５０がパターン５２によりスイッチ４０に接続され、かつ受信回路３０およびスイッチ４０以外の電子部品を省略した状態を示している。

抵抗素子６０は、アンテナ１０と受信回路３０との間においてスイッチ４１に直列接続されている。抵抗素子６０は、その抵抗値が極めて大きなもので、後述するようにアンテナ１０と受信回路３０との間でスイッチ４１を通して電流が流れることを制限する電流制限素子を構成する。

制御回路７０は、マイクロコンピュータ等から構成され、バッテリＢａからの出力電力により動作する。制御回路７０は、後述するように、コンピュータプログラムの実行に伴って、イグニッションスイッチＩＧの出力信号およびＡ／Ｄ変換回路３９の出力信号などに基づいて、整合回路２０およびスイッチ４０、４１の自動制御を実行する。

メモリ８０は、制御回路７０のコンピュータプログラム以外に、電圧値Ｖ０と容量Ｃ０とを記憶している。電圧値Ｖ０および容量Ｃ０にはついては後述する。

マイクロコンピュータ９０は、信号処理装置を構成するもので、受信回路３０の出力信号に基づいて、車両の識別コードの判別、受信信号強度の算出等の各種信号処理を実行する。受信回路３０の出力信号（すなわち、受信信号）には、車両の識別コードが含まれている。

次に、本実施形態に係る無線通信装置１の作動について説明する。

整合回路２０によってアンテナ１０と受信回路３０との間のインピーダンス整合がとれている場合には、アンテナ１０の共振周波数は、受信信号の受信周波数と同一になり、無線通信装置１において最適な受信感度が得られる。

ここで、アンテナ１０および整合回路２０を分布定数回路として考えた場合、アンテナ１０に近接する金属部材の配置が変わると、アンテナ１０のインピーダンス（すなわち、アンテナインピーダンス）は変化する。つまり、アンテナ１０のインピーダンスは、アンテナ１０に近接する金属部材の影響を受けて、変化する。例えば、アンテナ１０および無線通信装置１を搭載する車両はその種類毎にボデー、フレーム等の形状が異なっており、ボデー、フレーム等は金属製のものが用いられるので、アンテナ１０に近接する金属部材の配置が車両の種類毎に異なることになる。

本実施形態では、複数種の車両に対して、上述の如く、アンテナ１０および無線通信装置１が共通して搭載される。このため、車両に対してアンテナ１０および無線通信装置１を搭載した後に、整合回路２０に対する自動制御（すなわち、自動整合）を実施して、アンテナ１０と受信回路３０との間のインピーダンス整合をとるようにする。つまり、車両に対してアンテナ１０および無線通信装置１を搭載した後に、整合回路２０に対する自動制御により、アンテナ１０の共振周波数を受信信号の受信周波数を一致させる。

次に、どのようにアンテナ１０の共振周波数を受信信号の受信周波数に一致させるかについて説明する。

図３に示すように、スイッチ４０がアンテナ５０と整合回路２０との間を接続し、スイッチ４１がアンテナ１０と受信回路３０との間を接続した場合、整合回路２０にはアンテナ５０で受信された周波数信号がスイッチ４０を通して与えられる。

ここで、スイッチ４０、４１を図３のようにした状態を等価回路で示すと、図４に示すようになる。この図において、アンテナ１０の等価回路は、インダクタ１１、コンデンサ１２および抵抗素子１３を整合回路２０とグランドとの間に直列接続したものとなる。アンテナ５０の等価回路は、コンデンサ２２とグランドとの間に配置されて、周波数信号を整合回路２０に出力する発振回路になる。

抵抗素子６０は、上述の如く、その抵抗値が極めて大きなものが用いられる。すなわち、抵抗素子６０のインピーダンスは、受信回路３０の周波数変換回路３１のフィルタ回路３３ａ、電圧増幅回路３４ａおよびミキサ３５のうちいずれの回路のインピーダンスに比べても極めて大きい。このため、アンテナ１０と受信回路３０の周波数変換回路３１との間で抵抗素子６０を通して電流が流れない。したがって、フィルタ回路３３ａ、電圧増幅回路３４ａおよびミキサ３５のインピーダンスは、アンテナ１０および整合回路２０の作動に対して影響を与えない。よって、図４の等価回路では、フィルタ回路３３ａ、電圧増幅回路３４ａおよびミキサ３５を省略してある。なお、図４中スイッチ４０、４１も便宜上省略してある。

図５にアンテナ１０に流れる電流Ｉａ（図４参照）と周波数との関係を示す。図５において、Ｇａは、アンテナ１０の共振周波数と受信周波数Ｆａとが同一である（つまり、アンテナ１０と受信回路３０との間のインピーダンス整合がとれている）場合のグラフである。Ｇｂは、アンテナ１０の共振周波数が受信周波数Ｆａから下がってＦ１になった場合のグラフである。Ｇｃは、アンテナ１０の共振周波数が受信周波数Ｆａから上がってＦ２になった場合のグラフである。

ここで、局部発振器３６の周波数信号の周波数をＦ０とすると、図４の等価回路において、アンテナ１０、整合回路２０およびアンテナ５０は、周波数信号の周波数Ｆ０で共振する共振回路を構成する。

このとき、アンテナ１０に流れる電流ＩａをＩ０とする。そして、アンテナ１０に近接する金属部材の配置の変化に伴って、アンテナ１０のインピーダンスが変化し、アンテナ１０の共振周波数が下がってＦ１になると、電流Ｉａは、Ｉ０からＩ１に下がる。これに伴い、抵抗素子６０の一方の端子と他方の端子との間に加わる電圧ＶＲは、図６に示すように、低下する。

図６は、電圧ＶＲの波形を示すタイミングチャートである。Ｔ０は、アンテナ１０と受信回路３０との間のインピーダンス整合がとれている期間、Ｔ１は、アンテナ１０の共振周波数がＦ１になっている期間である。図６では、アンテナ１０の共振周波数の低下に伴って、電圧ＶＲの最大値がＶａからＶｂに低下した例を示している。

このような電圧ＶＲの低下に伴って、アンテナ１０から抵抗素子６０を通して受信回路３０に与えられる信号の値は低下する。この信号は、フィルタ回路３３ａを通過後に電圧増幅回路３４ａで電圧増幅される。この電圧増幅された信号は、ミキサ３５において局部発振器３６からの周波数信号により周波数変換される。この周波数変換された信号は、フィルタ回路３３ｂを通過後に電圧増幅回路３４ｂで電圧増幅される。

そして、電圧増幅回路３４ｂの出力電圧は、ダイオード３７によって整流され、この整流された出力電圧は、コンデンサ３８によって平滑化される。この平滑化された電圧は、Ａ／Ｄ変換回路３９によってデジタル信号に変換される。

このようにＡ／Ｄ変換回路３９の出力信号の値（すなわち、ＲＳＳＩ電圧）は、上述したように受信回路３０に与えられる信号の値が低下すると、図７に示すように、低くなる。図７では、期間Ｔ０から期間Ｔ１への移行に伴ってＲＳＳＩ電圧がＶＯ（基準電圧値）からＶ１に低下した例を示している。

また、図５において、アンテナ１０に近接する金属部材の配置の変化に伴って、アンテナ１０のインピーダンスが変化し、アンテナ１０の共振周波数が高くなってＦ２になると、電流Ｉａは、Ｉ０から上がってＩ２になる。これに伴い、抵抗素子６０の一方の端子と他方の端子との間に加わる電圧ＶＲは、大きくなる。このため、アンテナ１０から抵抗素子６０を通して受信回路３０に与えられる信号の値は大きくなる。したがって、Ａ／Ｄ変換回路３９から出力される信号の値は、大きくなる。

このように、アンテナ１０の共振周波数の変化に伴って、Ａ／Ｄ変換回路３９の出力信号の値が変化する。アンテナ１０の共振周波数は、アンテナ１０のインピーダンスと整合回路２０のインピーダンスとによって決まる。

そこで、スイッチ４０、４１が図３に示すようになっている状態のときに、アンテナ１０に近接する位置に金属部材等が配置されていなく、アンテナ１０と整合回路２０との間のインピーダンス整合がとれている状態で、アンテナ１０、整合回路２０およびアンテナ５０がアンテナ５０で受信された周波数信号に基づいて共振する共振回路を構成しているときにＡ／Ｄ変換回路３９から出力される信号値を予め電圧値Ｖ０として測定しておき、この測定された電圧値Ｖ０をメモリ８０に記憶しておく。

そして、整合回路５０を自動制御する際には、整合回路２０の可変容量型コンデンサ２３の容量を変えつつ、Ａ／Ｄ変換回路３９から出力される信号の値が電圧値Ｖ０に一致しているか否かを判定することにより、アンテナ１０の共振周波数が受信周波数に一致しているか否かを判定する。そして、Ａ／Ｄ変換回路３９から出力される信号の値が電圧値Ｖ０に一致するまで、可変容量型コンデンサ２３の容量を変えつつ、Ａ／Ｄ変換回路３９から出力される信号の値が電圧値Ｖ０に一致しているか否かの判定を繰り返す。

その後、アンテナ１０と受信回路３０との間のインピーダンス整合がとれていと判定したときの容量に可変容量型コンデンサ２３の容量を設定することにより、アンテナ１０の共振周波数を受信信号の受信周波数に一致させる。

ここで、アンテナ１０に近接する位置に金属部材等が配置されていない場合には、アンテナ１０と受信回路３０との間のインピーダンス整合がとれていることが必要である。このため、可変容量型コンデンサ２３の容量を予め初期値Ｃ０に設定しておく。容量Ｃ０は、アンテナ１０に近接する位置に金属部材等が配置されていない場合に、アンテナ１０と受信回路３０との間のインピーダンス整合がとれるように設定される容量の初期値である。

次に、制御回路７０の具体的な制御処理について説明する。

まず、制御回路７０は、図８に示すフローチャートにしたがって、コンピュータプログラムを実行する。当該コンピュータプログラムの実行は、イグニッションスイッチＩＧがオンされる毎に、開始される。

まず、ステップＳ１００において、整合回路２０のチューニングモードを実行する。

具体的には、スイッチ４０によって、アンテナ５０と整合回路２０との間を接続し、スイッチ４１によって、アンテナ１０と受信回路３０との間を接続する（図３参照）。このことにより、アンテナ１０と整合回路２０が局部発振器３６からの周波数信号に基づいて共振する。そして、受信回路３０には、当該共振に応じた電圧が与えられる。電圧検出回路３２は、受信回路３０の出力信号に基づいて、ＲＳＳＩ電圧を示すデジタル信号を出力する。

制御回路７０は、電圧検出回路３２の出力信号に応じて、可変容量型コンデンサ２３の容量を変えつつ、ＲＳＳＩ電圧が電圧値Ｖ０に一致するか否かの判定を繰り返す。この処理の詳細について、図９、図１０を参照して説明する。図９は、図８のステップＳ１００の詳細を示すフローチャートである。

まず、ステップＳ１０１では、Ａ／Ｄ変換回路３９の出力信号に基づいて、ＲＳＳＩ電圧が電圧Ｖ０より大きいか否かを判定する。つまり、アンテナ１０の共振周波数が受信周波数から高周波側にずれたか否かを判定する。

図１０にＲＳＳＩ電圧と可変容量型コンデンサ２３の容量との関係を示す。Ｋａはアンテナ１０の共振周波数が受信周波数に一致しているときのグラフ、Ｋｂはアンテナ１０の共振周波数が受信周波数から高周波側にずれた場合のグラフ、Ｋｃはアンテナ１０の共振周波数が受信周波数から低周波側にずれた場合のグラフである。

図１０のグラフＫａ、Ｋｂから分かるように、可変容量型コンデンサ２３の容量がＣ０である場合において、アンテナ１０の共振周波数が高周波側にずれた場合には、ＲＳＳＩ電圧がＶＯからＶＨ（＞ＶＯ）に上昇する。グラフＫａ、Ｋｃから分かるように、可変容量型コンデンサ２３の容量がＣ０である場合において、アンテナ１０の共振周波数が低周波側にずれた場合には、ＲＳＳＩ電圧がＶＯからＶＬ（＜ＶＯ）に低下する。

そこで、ＲＳＳＩ電圧が電圧Ｖ０より大きい場合には、アンテナ１０の共振周波数が受信周波数から高周波側にずれたとして、ステップＳ１０１でＹＥＳと判定する。

ここで、アンテナ１０の共振周波数と整合回路２０のインピーダンスとの関係について説明する。説明の簡素化のために、アンテナ１０の等価回路（図４参照）のうちコンデンサ１２および抵抗素子１３を省略してアンテナ１０をインダクタ１１と見なし、整合回路２０のうちコンデンサ２１、２２を省略して整合回路２０を可変容量型コンデンサ２３と見なし、インダクタ１１のインダクタンスをＬとし、可変容量型コンデンサ２３の容量をＣとする。

アンテナ１０の共振周波数ｆは、次の数式（１）のように、インダクタ１１のインダクタンスＬと可変容量型コンデンサ２３の容量Ｃとによって決まる。

ｆ＝１／｛２π（Ｌ×Ｃ）^1/2｝ ・・・数式（１）
そして、数式（１）から分かるように、アンテナ１０の共振周波数ｆは、可変容量型コンデンサ２３の容量Ｃが大きくなるほど、小さくなる。このため、アンテナ１０の共振周波数が、受信周波数から高周波側にずれた場合には、可変容量型コンデンサ２３の容量を容量Ｃ０より大きくすることにより、アンテナ１０の共振周波数を小さくして受信周波数に一致させることが必要になる。

そこで、ステップＳ１０２〜Ｓ１０４では、アンテナ１０の共振周波数が受信周波数に一致するまで、可変容量型コンデンサ２３の容量の可変範囲のうち容量Ｃ０より大きい範囲内において可変容量型コンデンサ２３の容量を変えつつ、アンテナ１０の共振周波数が受信周波数に一致するか否かの判定を繰り返す。

具体的には、ステップＳ１０２では、次の数式（２）において、容量Ｃ１の初期値として容量Ｃ０を代入して容量Ｃｘを求める。

Ｃｘ＝Ｃ１＋ΔＣ・・・数式（２）
ここで、数式（２）中のΔＣは、予め決められた一定容量である。そして、この求められた容量Ｃｘに可変容量型コンデンサ２３の容量を設定する。

次に、ステップＳ１０３において、ＲＳＳＩ電圧（つまり、Ａ／Ｄ変換回路３９から出力される信号の値）が電圧Ｖ０に一致するか否かを判定する。ＲＳＳＩ電圧が電圧Ｖ０に一致しないと判定したときには、アンテナ１０の共振周波数が受信周波数と一致していないとして、ＮＯと判定しステップＳ１０４に移行する。ここで、容量Ｃ１を一定容量ΔＣ分インクリメントした値（Ｃ１＋ΔＣ）を求める。

次に、ステップＳ１０２において、上記一定容量ΔＣ分インクリメントした値（Ｃ１＋ΔＣ）を容量Ｃ１として上記数式（２）に代入して容量Ｃｘを求める。そして、この求められた容量Ｃｘに可変容量型コンデンサ２３の容量を設定する。つまり、最初のステップＳ１０２で設定された容量Ｃｘより一定容量ΔＣ分、可変容量型コンデンサ２３の容量を大きくする。次に、ステップＳ１０３において、ＲＳＳＩ電圧が電圧Ｖ０に一致するか否かを判定する。そして、ＲＳＳＩ電圧が電圧Ｖ０に一致すると判定するまで、可変容量型コンデンサ２３の容量を一定容量ΔＣ分大きくしつつ、ステップＳ１０４、ステップＳ１０２およびステップＳ１０３のＮＯ判定を繰り返す。

その後、ステップＳ１０２において、可変容量型コンデンサ２３の容量を一定容量ΔＣ分大きくして容量Ｃｘｂ（図１０参照）とし、ステップＳ１０３で、ＲＳＳＩ電圧が電圧Ｖ０に一致すると判定したとき、アンテナ１０の共振周波数が受信周波数と一致するとして、ＹＥＳと判定する。つまり、可変容量型コンデンサ２３の容量がＣｘｂのとき、アンテナ１０と受信回路３０との間のインピーダンス整合がとれていると判定する。これに伴い、自動整合処理を終了する。このことにより、アンテナ１０と受信回路３０との間のインピーダンス整合がとれている場合の容量Ｃｘｂに可変容量型コンデンサ２３の容量が設定されることになる。

また、ステップＳ１０１において、ＲＳＳＩ電圧が電圧Ｖ０より小さいときには、ＮＯと判定する。この場合、アンテナ１０の共振周波数が受信周波数から低周波側にずれたと判定する（図１０中グラフＫａ、Ｋｃ参照）。

ここで、アンテナ１０の共振周波数は、上記数式（１）から分かるように、可変容量型コンデンサ２３の容量が小さくなるほど、大きくなる。このため、アンテナ１０の共振周波数が、上述の如く、受信周波数から低周波側にずれた場合には、可変容量型コンデンサ２３の容量を容量Ｃ０より小さくすることにより、アンテナ１０の共振周波数を大きくして受信周波数に一致させることが必要になる。

そこで、次のステップＳ１０２ａ〜Ｓ１０４ａでは、可変容量型コンデンサ２３の容量の可変範囲のうち容量Ｃ０より小さい範囲内において、可変容量型コンデンサ２３の容量を小さくしつつ、ＲＳＳＩ電圧が電圧値Ｖ０に一致するか否かの判定を繰り返す。

ここで、ステップＳ１０２ａは、ステップＳ１０２に対応するもので、容量Ｃ１から一定容量ΔＣを引いて容量Ｃｘを求め、この求められた容量Ｃｘに可変容量型コンデンサ２３の容量を設定するステップである。ステップＳ１０４ａは、ステップＳ１０４と同様に、ＲＳＳＩ電圧が電圧Ｖ０に一致するか否かを判定する。ステップＳ１０４ａは、ステップＳ１０４に対応するもので、容量Ｃ１を一定容量ΔＣ分デクリメントした値（Ｃ１−ΔＣ）を求めるステップである。

このようなステップＳ１０２ａ〜Ｓ１０４ａでは、ＲＳＳＩ電圧が電圧Ｖ０に一致すると判定するまで、可変容量型コンデンサ２３の容量Ｃｘを容量（Ｃ０−ΔＣ）から一定容量ΔＣ分小さくしつつ、ステップＳ１０４ａ、ステップＳ１０２ａおよびステップＳ１０３ａのＮＯ判定を繰り返す。

その後、ステップＳ１０２ａにおいて、可変容量型コンデンサ２３の容量を一定容量ΔＣ分小さくして容量Ｃｘａ（図１０参照）としたときに、ステップＳ１０３ａで、Ａ／Ｄ変換回路３９から出力される信号値が電圧Ｖ０に一致すると判定したとき、アンテナ１０の共振周波数が受信周波数に一致するとして、ＹＥＳと判定する。つまり、可変容量型コンデンサ２３の容量がＣｘａのとき、アンテナ１０と受信回路３０との間のインピーダンス整合がとれていると判定する。これに伴い、自動整合処理を終了する。このことにより、アンテナ１０と受信回路３０との間のインピーダンス整合がとれている場合の容量Ｃｘａに可変容量型コンデンサ２３の容量が設定されることになる。

次に、図８のステップＳ２００の受信モードに移行する。具体的には、図１に示すように、スイッチ４０によって、整合回路２０と受信回路３０の周波数変換回路３１のフィルタ回路３３ａとの間を接続し、スイッチ４１によって、アンテナ１０と受信回路３０との間を開放する。このことにより、アンテナ１０で受信された受信信号は、整合回路２０、スイッチ４０および受信回路３０の周波数変換回路３１を通してマイクロコンピュータ９０に付与される。マイクロコンピュータ９０は、当該受信信号に基づいて、車両の識別コードの判別、受信信号強度の算出等の各種の信号処理を実行する。当該信号処理は、車両のドアの施錠／開錠および走行用駆動源の始動等の為に行われる。

以上説明した本実施形態によれば、制御回路７０は、スイッチ４０によって、アンテナ５０と整合回路２０との間を接続し、かつスイッチ４１によって、アンテナ１０と受信回路３０との間を接続した状態で、受信回路３０の局部発振器３６から電波として放射される周波数信号をアンテナ５０で受信し、この受信された周波数信号によりアンテナ１０、整合回路２０およびアンテナ５０が共振する共振回路を構成しているときに、整合回路２０に対するチューニングモードを実行する。このチューニングモードの実行の際には、ＲＳＳＩ電圧を電圧値Ｖ０に一致させるように可変容量型コンデンサ２３の容量を制御する。

ここで、局部発振器３６ではなく、受信周波数を有する周波数信号を整合回路に与える発振回路を用いて、チューニングモードの実行の際に、アンテナ１０、整合回路２０および当該発振回路が共振回路を構成しているときに、共振回路の共振が高い状態になるように整合回路２０の容量を制御すれば、受信周波数に対してアンテナの共振周波数を一致させることが可能であるものの、上記発振回路を新たに追加することが必要になる。

これに対して、本実施形態では、受信回路３０の局部発振器３６を利用して、アンテナ１０、整合回路２０およびアンテナ５０が共振する共振回路を構成しているときに、受信周波数に対してアンテナの共振周波数を一致させるように整合回路２０の容量を制御する。このため、発振回路を新たに追加する必要がなく、回路規模の拡大を抑制することができる。

以上により、回路規模の拡大を抑えつつ、受信周波数に対してアンテナの共振周波数を一致させるように整合回路２０の容量を自動制御することができる。

本実施形態の受信回路３０としては、１つの集積回路から構成されたものが用いられている。そして、受信回路３０の局部発振器３６から出力される周波数信号を整合回路２０に与えるために、アンテナ５０を用いている。このため、局部発振器３６からの周波数信号を整合回路２０に与えるために、局部発振器３６と整合回路２０との間を配線で接続する必要がない。このため、１つの集積回路から構成された受信回路３０に対して変更を加える必要がない。つまり、既存のＩＣ化された受信回路３０に対して変更を加えることなく、受信周波数に対してアンテナの共振周波数を一致させるように整合回路２０の容量を自動制御することができる。

本実施形態の制御回路７０は、ＲＳＳＩ電圧が電圧値Ｖ０に一致させるように可変容量型コンデンサ２３の容量を制御する前に、ステップＳ１０１においてアンテナ１０の共振周波数が受信周波数から高周波側にずれたか否かを判定する。アンテナ１０の共振周波数が受信周波数から高周波側にずれたと判定したときには、ＲＳＳＩ電圧が電圧値Ｖ０に一致するまで、容量Ｃ０より大きい範囲内において可変容量型コンデンサ２３の容量を大きくしつつ、ＲＳＳＩ電圧が電圧値Ｖ０に一致するか否かの判定を繰り返す。アンテナ１０の共振周波数が受信周波数から低周波側にずれたと判定したときには、ＲＳＳＩ電圧が電圧値Ｖ０に一致するまで、容量Ｃ０より小さい範囲内において可変容量型コンデンサ２３の容量を小さくしつつＲＳＳＩ電圧が電圧値Ｖ０に一致するか否かの判定を繰り返す。

このように、アンテナ１０の共振周波数が受信周波数から高周波側にずれたか否かの判定結果によって、ＲＳＳＩ電圧が電圧値Ｖ０に一致すると判定するまで可変容量型コンデンサ２３の容量を変化させる範囲（つまり、可変容量型コンデンサ２３の容量をスイープする範囲）を変える。このため、本実施形態では、可変容量型コンデンサ２３の容量の可変範囲の全体に亘って可変容量型コンデンサ２３の容量を変えつつＲＳＳＩ電圧が電圧値Ｖ０に一致するか否かの判定を繰り返す場合に比べて、可変容量型コンデンサ２３の容量を変化させる幅（つまり、可変容量型コンデンサ２３の容量をスイープする幅）を小さくすることができる。このため、チューニングモードに要する時間を短くすることができる。

なお、図１０では、アンテナ１０の共振周波数が受信周波数から高周波側にずれた場合には、可変容量型コンデンサ２３の容量をＣ０から所定幅Ｗｂ（図中スイープ幅Ｗｂと記す）分大きくしてＲＳＳＩ電圧が電圧値Ｖ０に一致するようになった例を示している。アンテナ１０の共振周波数が受信周波数から低周波側にずれた場合には、可変容量型コンデンサ２３の容量をＣ０から所定幅Ｗａ（図中スイープ幅Ｗａと記す）分小さくしてＲＳＳＩ電圧が電圧値Ｖ０に一致するようになった例を示している。

本実施形態では、マイクロコンピュータ９０がアンテナ１０で受信された受信信号に基づいて、車両のドアの施錠／開錠等の為の信号処理を実行する際には、スイッチ４０によって整合回路２０と受信回路３０の周波数変換回路３１のフィルタ回路３３ａとの間を接続し、スイッチ４１によって、アンテナ１０と受信回路３０との間を開放する。このため、アンテナ１０で受信された受信信号は、抵抗素子６０を通過することなく、整合回路２０を通して受信回路３０に与えられる。よって、アンテナ１０からの受信信号が抵抗素子６０により減衰することを避けることができる。つまり、受信信号が抵抗素子６０により受信利得が低下することを避けることができる。したがって、アンテナ１０から整合回路２０を通して受信回路３０に与えられる受信信号の信号電力の低下を抑えることができる。

本実施形態では、制御回路７０が整合回路２０に対するチューニングモードを実行する際には、スイッチ４０がアンテナ５０と整合回路２０との間を接続し、スイッチ４１がアンテナ１０と受信回路３０との間を接続する。

ここで、抵抗素子６０を用いない場合には、アンテナ５０から整合回路２０に与えられる周波数信号に応じてアンテナ１０と受信回路３０との間でスイッチ４１を通して電流が流れる。このため、アンテナ５０から整合回路２０に周波数信号が出力されても、アンテナ１０と整合回路２０との間で共振しなくなる場合がある。つまり、アンテナ１０、整合回路２０およびアンテナ５０が共振回路を構成しなくなる場合がある。

これに対して、本実施形態では、インピーダンスが極めて大きい抵抗素子６０が、アンテナ１０と受信回路３０との間でスイッチ４１に対して直列接続されている。このため、アンテナ１０と受信回路３０との間で抵抗素子６０を通して電流が流れない。したがって、アンテナ１０と整合回路２０との間で、アンテナ５０から整合回路２０に与えられる周波数信号に応じて共振を確実に生じさせることができる。これにより、受信回路３０の出力信号、ひいてはＡ／Ｄ変換回路３９の出力信号は、アンテナ１０のインピーダンスの変化によって変化する。したがって、制御回路７０は、Ａ／Ｄ変換回路３９から出力信号に応じて、アンテナ１０と受信回路３０との間のインピーダンス整合がとれているか否かを確実に判定することができる。

本実施形態では、チューニングモードを実行する際に、アンテナ５０、アンテナ１０および整合回路２０がアンテナ５０から出力される周波数信号の周波数で共振する共振回路を構成するものの、周波数信号の周波数Ｆ０（図５参照）は、受信周波数Ｆａより大きい。

ここで、周波数信号の周波数が受信周波数Ｆａと同一の場合には、アンテナ１０のインピーダンスの変化によってアンテナ１０の共振周波数が高周波側にずれても、共振周波数が低周波側にずれても、アンテナ１０に流れる電流Ｉａが小さくなる。このため、アンテナ１０の共振周波数が高周波側にずれても、共振周波数が低周波側にずれても、Ａ／Ｄ変換回路３９の出力（ＲＳＳＩ電圧）が小さくなる。したがって、アンテナ１０の共振周波数が高周波側にずれたか否かを判定することができない。

これに対して、本実施形態では、周波数信号の周波数Ｆ０は、上述の如く、受信周波数Ｆａより大きい。このため、アンテナ１０の共振周波数が高周波側にずれたときには、電流Ｉａが大きくなり、共振周波数が低周波側にずれたときには、電流Ｉａが小さくなる。これに伴い、アンテナ１０の共振周波数が高周波側にずれたときには、Ａ／Ｄ変換回路３９の出力が大きくなり、共振周波数が低周波側にずれたときには、Ａ／Ｄ変換回路３９の出力が小さくなる。したがって、アンテナ１０の共振周波数が高周波側にずれたか否かを確実に判定することができる。

本実施形態では、制御回路７０は、イグニッションスイッチＩＧがオンされる毎に、整合回路２０のチューニングモードを実行する。無線通信装置１およびアンテナ１０は、上述の如く、車室内に配置されている。このため、車両に無線通信装置１を搭載した後に、ユーザがアンテナ１０の付近に電気配線などを配置してアンテナ１０のインピーダンスが変化した場合でも、その後にイグニッションスイッチＩＧがオンされると、アンテナ１０と整合回路２０との間のインピーダンス整合を自動的にとることができる。

本実施形態では、アンテナ５０としては、局部発振器３６から放射される周波数信号を受信するために、受信回路３０に接近し、かつ受信回路３０を囲むように形成されたものが用いられている。

ここで、アンテナ５０として、受信回路３０を囲むように形成されたものに代えて、局部発振器３６の周囲を囲むように形成されているものを用いることが可能であるものの、本実施形態のアンテナ５０に比べて、アンテナの体格が小さくなる。

これに対して、本実施形態のアンテナ５０は、上述の如く、受信回路３０を囲むように形成されたものであるため、アンテナ５０は、局部発振器３６の周囲を囲むように形成されているアンテナに比べて、アンテナの体格が大きくなる。このため、本実施形態のアンテナ５０で受信された周波数信号の信号電力は、局部発振器３６の周囲を囲むように形成されているアンテナで受信された周波数信号の信号電力に比べて大きくなる。図１１では、本実施形態のアンテナ５０で受信された周波数信号の信号電力（図中電力と記す）を縦軸とし、周波数を横軸とし、周波数信号の周波数である３１２．０５ＭＨｚで信号電力が最大値となるグラフを示している。

なお、アンテナの体格が適度なものとなるのであれば、アンテナ５０として、局部発振器３６だけを囲むループ状に形成されたループアンテナを用いてもよい。また、アンテナ５０として、ループアンテナ以外のタイプのアンテナを用いてもよい。また、アンテナ５０として、回路基板５１を構成するパターンからなるものを用いた例を示したが、これに限らず、パターン以外のものを用いてアンテナ５０を構成してもよい。

上述実施形態では、図１に示すように、抵抗素子６０およびスイッチ４１をアンテナ１０と受信回路３０との間に配置した例について説明したが、これに限らず、図１２に示すように、抵抗素子６０およびスイッチ４１を整合回路２０と受信回路３０との間に配置してもよい。

上記実施形態では、局部発振器３６から放射される電波としての周波数信号を受信するためにアンテナ５０を用いて、アンテナ５０で受信された周波数信号に基づいてアンテナ１０、および整合回路２０が共振する共振回路を構成した例を示したが、これに代えて、図１３に示すように、アンテナ５０を廃止して、局部発振器３６から放射される電波としての周波数信号をアンテナ１０で受信し、このアンテナ１０で受信された周波数信号に基づいてアンテナ１０、および整合回路２０が共振する共振回路を構成するようにしてもよい。つまり、アンテナ１０を利用して、局部発振器３６から放射される周波数信号を受信することになる。

この場合、スイッチ４０としては、整合回路２０を受信回路３０の周波数変換回路３１のフィルタ回路３３ａとアンテナ５０のいずれか一方に接続するスイッチではなく、整合回路２０とフィルタ回路３３ａとの間を接続、或いは開放するためのスイッチを用いることになる。

上記実施形態では、アンテナ１０の共振周波数が受信周波数から高周波側にずれたと判定したときには、可変容量型コンデンサ２３の容量を初期値から大きくしつつ、ＲＳＳＩ電圧が電圧値Ｖ０に一致するか否かの判定を繰り返す例について説明したが、これに限らず、可変容量型コンデンサ２３の可変容量範囲のうちの最大値と初期値との間において可変容量型コンデンサ２３の容量を最大値から小さくしつつ、ＲＳＳＩ電圧が電圧値Ｖ０に一致するか否かの判定を繰り返すようにしてもよい。

上記実施形態では、アンテナ１０の共振周波数が受信周波数から低周波側にずれたと判定したときには、可変容量型コンデンサ２３の容量を初期値から小さくしつつ、ＲＳＳＩ電圧が電圧値Ｖ０に一致するか否かの判定を繰り返す例について説明したが、これに限らず、可変容量型コンデンサ２３の可変容量範囲のうちの最小値と初期値との間において可変容量型コンデンサ２３の容量を最小値から大きくしつつ、ＲＳＳＩ電圧が電圧値Ｖ０に一致するか否かの判定を繰り返すようにしてもよい。

上記実施形態では、チューニングモードをイグニッションスイッチＩＧがオンされる毎に実施した例について説明したが、これに限らず、無線通信装置１を搭載した車両が工場から出荷される前に、車両に無線通信装置１を搭載した状態で整合回路２０に対するチューニングモードを実施してもよい。

上記実施形態では、受信回路３０として、スーパーヘロダイン方式の受信回路を用いた例について説明したが、これに限らず、局部発振器３６から出力される周波数信号の周波数が受信周波数と異なるのであれば、スーパーヘロダイン方式以外のダイレクトコンバージョン方式等の各種の受信回路を用いてもよい。

上記実施形態では、アンテナ１０と受信回路３０との間で、インピーダンスが極めて大きな抵抗素子６０をスイッチ４１に直列接続して、アンテナ１０と受信回路３０との間で抵抗素子６０を通して電流が流れないようにした例について説明したが、電流制限素子としてはそれに限らず、フィルタ回路３３ａとしてその入力インピーダンスが極めて大きなものを用いるならば、アンテナ１０と受信回路３０との間でスイッチ４１を通して電流が流れなくなるので、抵抗素子６０を用いなくてもよい。

上記実施形態では、局部発振器３６としては、受信周波数より高い周波数を有する周波数信号を出力するものを用いたが、これに限らず、局部発振器３６としては、受信周波数より低い周波数を有する周波数信号を出力するものを用いてもよい。

上記実施形態では、可変容量型コンデンサ２３を用いて整合回路２０の容量を変更可能に構成したものを用いた例を示したが、これに限らず、可変容量型コンデンサ２３に代わるインダクタを有する整合回路２０を用いて、整合回路２０インダクタンスの変更を可能に構成してもよい。

（第２実施形態）
上記第１実施形態では、チューニングモード時には、アンテナ５０で受信される周波数信号（以下、第１の周波数信号という：図１４、図１５（ａ）参照）がスイッチ４０、整合回路２０、スイッチ４１、および抵抗素子６０を通してミキサ３５に入力され、局部発振器３６から周波数信号（以下、第２の周波数信号という）がミキサ３５に直接入力される。したがって、第１の周波数信号よりも低い周波数の信号ｆ１と、第１の周波数信号よりも高い周波数の信号ｆ２を加算した信号がミキサ３５から出力信号として出力されることになる。

信号ｆ１は、第１の周波数信号と第２の周波数信号との差分の情報を示す直流成分（図１５（ｂ）参照）であり、信号ｆ２は、第１の周波数信号（或いは、第２の周波数信号）の周波数の２倍の周波数を有する周波数信号（図１４、図１５（ｃ）参照）である。

ここで、制御回路７０が整合回路５０を自動制御する際に直流成分が用いられるので、当該直流成分をミキサ３５の後段側のフィルタ回路３３ｂによりカットすると、ＲＳＳＩ電圧が零（図１４、図１５（ｄ）参照）となるので、制御回路７０による整合回路５０の制御が実施できなくなる。

したがって、直流成分をもフィルタ回路３３ｂを通過させるために、フィルタ回路３３ｂの通過帯域幅としては、直流電圧も通過させる広い周波数帯域が必要になる。

そこで、本第２実施形態では、フィルタ回路３３ｂの通過帯域幅の拡大を抑えつつ、チューニングモードを良好に実施する例について説明する。

図１６に本発明に係る本実施形態の無線通信装置１の電気回路構成を示す。本実施形態の無線通信装置１は、上記第１の実施形態の無線通信装置１に対して、チューニングモードにおける制御回路７０のスイッチング制御処理を加えたものである。

以下、制御回路７０のスイッチング制御処理について説明する。

チューニングモードを実行する際に、制御回路７０は、スイッチ４１によって、アンテナ１０と受信回路３０との間を接続した状態で、スイッチ４０をスイッチング制御する。

すなわち、整合回路２０とフィルタ回路３３ａとを接続し、かつ整合回路２０とアンテナ５０との間を開放した第１の状態と、整合回路２０とフィルタ回路３３ａとの間を開放し、かつ整合回路２０とアンテナ５０との間を接続した第２の状態とを周的的に交互に繰り返す。

具体的には、第１の状態の期間を一定期間Ｔ１とし、第２の状態の期間を一定期間Ｔ２とする。このため、一定期間Ｔ１と一定期間Ｔ２とを足した時間（Ｔ１＋Ｔ２）が一定の期間になる。そして、制御回路７０は、｛１／（Ｔ１＋Ｔ２）｝を一定の周波数ｆとして、スイッチ４０のオン、オフを繰り返すことになる。

周波数ｆａ（＝｛１／（Ｔ１＋Ｔ２）｝）としては、局部発振器３６の発振周波数Ｆ１と受信信号の受信周波数Ｆとの間の中間周波数（＝Ｆ＋｛（Ｆ１−Ｆ）／２｝）が用いられる。

ここで、一定期間Ｔ１、Ｔ２としては、それぞれ同一の期間が設定されている。一定期間Ｔ１、Ｔ２としては、例えば、０．００００２ｓｅｃが用いられる。周波数ｆａ（中間周波数）としては、例えば１００ＫＨｚが用いられる。本実施形態では、局部発振器３６の発振周波数Ｆ１としては、受信信号の受信周波数Ｆよりも高い周波数が用いられる。

具体的には、第１の状態では、アンテナ５０で受信される第１の周波数信号が整合回路２０に与えられないので、整合回路２０からスイッチ４１および抵抗素子６０を通してミキサ３５に対して与えられる電圧は零となる。このため、ミキサ３５の出力電圧は零となる。

第２の状態では、アンテナ５０で受信される第１の周波数信号がスイッチ４０、整合回路２０に与えられて、アンテナ１０と整合回路２０が第１の周波数信号に基づいて共振する。そして、この第１の周波数信号がスイッチ４１および抵抗素子６０を通してミキサ３５に入力される。

このような第１、第２の状態が交互に繰り返されるので、抵抗素子６０側からミキサ３５に与えられる電圧が零ボルトとなる一定期間Ｔ１と抵抗素子６０側から第１の周波数信号がミキサ３５に入力される一定期間Ｔ２とが交互に繰り返されることになる（図１７（ａ））。図１７（ａ）は、抵抗素子６０とフィルタ回路３３ａとの間の部位Ｐ１とグランドとの間の電圧レベルを示す
ここで、第２の状態では、ミキサ３５には、上述の如く、アンテナ５０で受信される第１の周波数信号と、局部発振器３６から直接入力される第２の周波数信号とが与えられるので、直流成分（図１７（ｂ）参照）と第１の周波数信号の周波数（すなわち、第２の周波数信号の周波数）の２倍の周波数を有する周波数信号ｆ２（図１７（ｃ）参照）とを足した加算信号がミキサ３５から出力信号として出力される。このような第２の状態では、ミキサ３５の出力電圧のうち上記周波数信号ｆ２がフィルタ回路３３ｂでカットされる。

このような第２の状態と第１の状態が交互に繰り返されるので、フィルタ回路３３ｂは、直流成分が一定期間Ｔ２（第２の状態）毎に出力されることになる（図１７（ｂ）参照）。すなわち、フィルタ回路３３ｂの出力信号は、周波数ｆａにて電圧が変化する矩形波のスイッチング信号となる。具体的には、フィルタ回路３３ｂから出力されるスイッチング信号は、第１の周波数信号よりも低い周波数の信号ｆ１に基づくもので、一周期（＝Ｔ１＋Ｔ２）のうち期間Ｔ２では所定電圧Ｖａ（＞零）となり、一周期のうち残りの期間Ｔ１では零電圧となる。

図１７（ｂ）は、フィルタ回路３３ｂと電圧増幅回路３４ａとの間の部位Ｐ２とグランドとの間の電圧レベルを示す。所定電圧Ｖａは、直流成分の電圧値であって、その電圧値は整合回路２０の可変容量型コンデンサ２３の容量によって変化することになる。

このようなフィルタ回路３３ｂの出力信号は電圧増幅回路３４ｂにより増幅された後に電圧検出回路３２のダイオード３７によって整流される。この整流された電圧はコンデンサ３８によって平滑化されてＡ／Ｄ変換回路３９によってデジタル信号に変換される。

この変換されたデジタル信号は制御回路７０に与えられて、上述の第１実施形態と同様、制御回路７０が可変容量型コンデンサ２３の容量を制御するのに用いられる。

以上説明した本実施形態によれば、制御回路７０がスイッチ４１によってアンテナ１０と受信回路３０との間を接続した状態で、一定周期（＝Ｔ１＋Ｔ２）にてスイッチ４０をスイッチングさせるときには、一定周期で電圧が変化する矩形波のスイッチング信号がフィルタ回路３３ｂから電圧検出回路３２に出力されるようになっており、スイッチング信号に応じて電圧検出回路３２から出力される電圧値に基づきその電圧値が予め定めた基準電圧値に近づくように、整合回路２０のインピーダンスを制御回路７０が制御することを特徴とする。

ここで、フィルタ回路３３ｂの通過帯域幅は、周波数ｆａ±Δｆが設定される。周波数ｆａは、局部発振器３６の発振周波数Ｆ１と受信信号の受信周波数Ｆとの間の中間周波数（＝Ｆ＋｛（Ｆ１−Ｆ）／２｝）である。

ここで、Δｆの値は、回路の温度特性による周波数のバラツキを考慮して十分小さいことがロバスト性の観点から望まれるものの、上述の第１実施形態のように、直流成分をも通過させる場合には、Δｆの値を多くすることが必要となっている。

これに対して、本実施形態では、上述の如く、制御回路７０が一定周期にてスイッチ４０をスイッチングさせる際には一定周期で電圧が変化するスイッチング信号がフィルタ回路３３ｂから電圧検出回路３２に出力されるようになっている。このため、本実施形態によれば、上記第１実施形態に比べて、フィルタ回路３３ｂの通過帯域幅を狭くすることができる。

本実施形態では、スイッチング信号の周波数を中間周波数（＝Ｆ＋｛（Ｆ１−Ｆ）／２｝）に設定しているので、フィルタ回路３３ｂの通過帯域幅をより一層狭くすることができるため、耐ノイズ性を高めることができる。

（第３の実施形態）
上述第２の実施形態では、図１（または図３）の無線通信装置１において、スイッチ４０をスイッチングさせることにより、スイッチング信号をフィルタ回路３３ｂから出力させるようにした例について説明したが、これに代えて、本第３の実施形態では、図１３の無線通信装置１において、スイッチ４１をスイッチングさせることにより、スイッチング信号をフィルタ回路３３ｂから出力させるようにした例について説明する。

図１８に本発明に係る本実施形態の無線通信装置１の電気回路構成を示す。本実施形態の無線通信装置１は、図１３の無線通信装置１に対して、チューニングモードにおける制御回路７０のスイッチング制御処理を加えたものである。

本実施形態の制御回路７０は、チューニングモードを実行する際に、スイッチ４０によって、整合回路２０と受信回路３０との間を開放した状態で、スイッチ４１をスイッチング制御する。

すなわち、整合回路２０と受信回路３０との間を開放して、かつアンテナ１０とフィルタ回路３３ａとを開放した第１の状態と、整合回路２０と受信回路３０との間を開放して、かつアンテナ１０とフィルタ回路３３ａとの間を接続した第２の状態とを周的的に交互に繰り返す。

ここで、本実施形態でも、上述の第２実施形態と同様に、第１の状態の期間を一定期間Ｔ１とし、第２の状態の期間を一定期間Ｔ２とする。このため、制御回路７０は、｛１／（Ｔ１＋Ｔ２）｝を一定の周波数ｆａとして、スイッチ４１のオン、オフを繰り返すことになる。周波数ｆａとしては、局部発振器３６の発振周波数Ｆ１と受信信号の受信周波数Ｆとの間の中間周波数（＝Ｆ＋｛（Ｆ１−Ｆ）／２｝）が用いられる。

ここで、第１の状態では、アンテナ１０で受信される第１の周波数信号が抵抗素子６０を通して受信回路３０に与えられないので、アンテナ１０からスイッチ４１、抵抗素子６０、およびフィルタ回路３３ａを通してミキサ３５に対して与えられる電圧は零となる。このため、ミキサ３５の出力電圧は零となる。

第２の状態では、アンテナ１０で受信される第１の周波数信号によりアンテナ１０と整合回路２０が第１の周波数信号に基づいて共振する。そして、この第１の周波数信号がスイッチ４１、抵抗素子６０、フィルタ回路３３ａを通してミキサ３５に対して与えられる。

このような第１、第２の状態が交互に繰り返されるので、抵抗素子６０側からミキサ３５に与えられる電圧が零ボルトとなる一定期間Ｔ１と抵抗素子６０側から第１の周波数信号がミキサ３５に入力される一定期間Ｔ２とが交互に繰り返されることになる。

ここで、第２の状態では、ミキサ３５には、上述の如く、アンテナ５０で受信される第１の周波数信号と、局部発振器３６から直接入力される第２の周波数信号とが与えられるので、第１の周波数信号の周波数（すなわち、第２の周波数信号の周波数）の２倍の周波数を有する周波数信号ｆ２と直流成分とを足した加算信号がミキサ３５から出力信号として出力される。このような第２の状態では、ミキサ３５の出力電圧のうち上記周波数信号ｆ２がフィルタ回路３３ｂでカットされる。

このような第２の状態と第１の状態が交互に繰り返されるので、上述の第２実施形態と同様に、フィルタ回路３３ｂの出力信号は、周波数ｆａにて電圧が変化する矩形波のスイッチング信号となる。スイッチング信号は電圧検出回路３２によりデジタル信号に変換されて、この変換されたデジタル信号は制御回路７０に与えられて、上述の第１実施形態と同様、制御回路７０が可変容量型コンデンサ２３の容量を制御するのに用いられる。

以上説明した本実施形態によれば、制御回路７０がスイッチ４０によって整合回路２０と受信回路３０との間を開放した状態で、一定周期（＝Ｔ１＋Ｔ２）にてスイッチ４１をスイッチングさせるときには、一定周期で電圧が変化する矩形波のスイッチング信号がフィルタ回路３３ｂから電圧検出回路３２に出力されるようになっており、スイッチング信号に応じて電圧検出回路３２から出力される電圧値に基づきその電圧値が予め定めた基準電圧値に近づくように、整合回路２０のインピーダンスを制御回路７０が制御することを特徴とする。

したがって、上述の第２実施形態と同様、フィルタ回路３３ｂの通過帯域幅を狭くすることができるため、耐ノイズ性を高めることができる。

本実施形態では、上述の第２実施形態と同様、スイッチング信号の周波数を中間周波数（＝Ｆ＋｛（Ｆ１−Ｆ）／２｝）に設定しているので、フィルタ回路３３ｂの通過帯域幅をより一層狭くすることができるため、耐ノイズ性をさらに高めることができる。

（他の実施形態）
上記第２、第３の実施形態では、スイッチング信号の周波数を中間周波数（＝Ｆ＋｛（Ｆ１−Ｆ）／２｝）に設定した例について説明したが、これに限らず、フィルタ回路３３ｂの通過帯域幅の拡大を避けられるのであれば、スイッチング信号の周波数を中間周波数（＝Ｆ＋｛（Ｆ１−Ｆ）／２｝）から若干ずれた値に設定してもよい。

上記実施形態では、本発明の無線通信装置１として車両に搭載するものについて説明したが、これに限らず、本発明の無線通信装置１を車両以外の飛行機、船舶、列車等に搭載するものに適用してもよい。或いは、本発明の無線通信装置１を設置型の無線機に適用してもよい。

１ 無線通信装置
１０ アンテナ
２０ 整合回路
２１ コンデンサ
２２ コンデンサ
２３ 可変容量型コンデンサ
３０ 受信回路
３１ 周波数変換回路
３２ 電圧検出回路
３３ａ フィルタ回路
３３ｂ フィルタ回路
３４ａ 電圧増幅回路
３４ｂ 電圧増幅回路
３５ ミキサ
３６ 局部発振器
３７ ダイオード
３８ コンデンサ
３９ Ａ／Ｄ変換回路
４０ スイッチ
４１ スイッチ
５０ アンテナ
６０ 抵抗素子
７０ 制御回路
８０ メモリ
９０ マイクロコンピュータ

Claims (9)

1. 第１のアンテナ（１０）で受信された受信信号を発振回路（３６）から出力される信号で周波数変換して前記受信信号の周波数よりも低い周波数の信号を出力する周波数変換回路（３１）と、前記周波数変換回路から出力される信号電力を示す電圧値を出力する電圧検出回路（３２）とを有する受信回路（３０）と、
   インピーダンスが変化可能に構成され、前記第１のアンテナと前記受信回路との間のインピーダンス整合をとる整合回路（２０）と、
   前記発振回路から電波として放射される信号を受信する第２のアンテナ（５０）と、
   前記周波数変換回路と前記第２のアンテナのうちの一方と前記整合回路との間を接続し、他方と前記整合回路との間を開放する第１のスイッチ（４０）と、
   前記第１のアンテナと前記周波数変換回路との間に配置され、前記第１のアンテナと前記周波数変換回路との間を開放或いは接続する第２のスイッチ（４１）と、
   前記第１のスイッチが前記周波数変換回路と前記整合回路との間を接続し、前記第２のスイッチが前記第１のアンテナと前記周波数変換回路との間を開放しているとき、前記第１のアンテナから前記整合回路および前記第１のスイッチを通して与えられる前記受信信号に基づいて前記周波数変換回路から出力される信号を信号処理する信号処理装置（９０）と、
   前記第１のスイッチが前記第２のアンテナと前記整合回路との間を接続し、前記第２のスイッチが前記第１のアンテナと前記周波数変換回路との間を接続し、かつ、前記第１のアンテナ、前記整合回路および前記第２のアンテナが前記第２のアンテナで受信された信号に基づいて共振する共振回路を構成しているとき、前記電圧検出回路から出力される電圧値に基づきその電圧値が予め定めた基準電圧値に近づくように、前記整合回路のインピーダンスを制御する制御回路（７０）と、を備えることを特徴とする無線通信装置。
2. 第１のアンテナ（１０）で受信された受信信号に発振回路（３６）から出力される信号をミキサ（３５）によって乗算して前記ミキサの出力信号のうち前記受信信号の周波数よりも低い周波数の信号を通過させるフィルタ回路（３３ｂ）を有する周波数変換回路（３１）と、前記周波数変換回路から出力される信号電力を示す電圧値を出力する電圧検出回路（３２）とを有する受信回路（３０）と、
   インピーダンスが変化可能に構成され、前記第１のアンテナと前記受信回路との間のインピーダンス整合をとる整合回路（２０）と、
   前記発振回路から電波として放射される信号を受信する第２のアンテナ（５０）と、
   前記周波数変換回路と前記第２のアンテナのうちの一方と前記整合回路との間を接続し、他方と前記整合回路との間を開放する第１のスイッチ（４０）と、
   前記第１のアンテナと前記周波数変換回路との間に配置され、前記第１のアンテナと前記周波数変換回路との間を開放或いは接続する第２のスイッチ（４１）と、
   前記第１のスイッチ（４０）が前記周波数変換回路と前記整合回路との間を接続し、前記第２のスイッチ（４１）が前記第１のアンテナと前記周波数変換回路との間を開放しているとき、前記第１のアンテナから前記整合回路および前記第１のスイッチ（４０）を通して与えられる前記受信信号に基づいて前記周波数変換回路から出力される信号を信号処理する信号処理装置（９０）とを備え、
   前記第１のスイッチ（４０）が前記第２のアンテナと前記整合回路との間を接続し、前記第２のスイッチ（４１）が前記第１のアンテナと前記周波数変換回路との間を接続したとき、前記第１のアンテナ、前記整合回路および前記第２のアンテナが前記第２のアンテナで受信された信号に基づいて共振する共振回路を構成するようになっており、
   前記第１のスイッチ（４０）によって前記第２のアンテナと前記整合回路との間を接続するオン期間（Ｔ１）と前記第１のスイッチ（４０）によって前記第２のアンテナと前記整合回路との間を開放するオフ期間（Ｔ２）とを合わせた期間を一定の周期として周期的に前記第１のスイッチ（４０）をスイッチングさせる制御回路（７０）を備えており、
   前記第２のスイッチ（４１）によって前記第１のアンテナと前記周波数変換回路との間を接続した状態で、前記制御回路（７０）が前記一定の周期で前記第１のスイッチ（４０）をスイッチングさせるときには、前記ミキサ（３５）が前記第２のアンテナ（５０）で受信された受信信号に前記発振回路（３６）から出力される信号を前記オン時間毎に乗算して、前記第２のアンテナの受信信号の周波数よりも低い周波数の信号が前記オン時間毎に前記フィルタ回路（３３ｂ）から前記電圧検出回路に出力されるようになっており、
   前記フィルタ回路の出力信号に応じて前記電圧検出回路（３２）から出力される電圧値に基づきその電圧値が予め定めた基準電圧値に近づくように、前記整合回路のインピーダンスが前記制御回路（７０）によって制御されるようになっていることを特徴とする無線通信装置。
3. 前記制御回路（７０）により前記第１のスイッチ（４０）をスイッチングさせる周波数は、前記発振回路（３６）の発振周波数と前記受信信号の周波数との間の周波数であることを特徴とする請求項２記載の無線通信装置。
4. 前記受信回路は、回路基板に実装されており、前記第２のアンテナは、少なくとも前記受信回路を構成する前記発振回路を囲むパターンで前記回路基板に形成されていることを特徴とする請求項１ないし３のいずれか１つに記載の無線通信装置。
5. 前記第２のアンテナは、前記受信回路全体を囲むパターンで前記回路基板に形成されていることを特徴とする請求項４に記載の無線通信装置。
6. アンテナ（１０）で受信された受信信号を発振回路（３６）から出力される信号で周波数変換して前記受信信号の周波数よりも低い周波数の信号を出力する周波数変換回路（３１）と、前記周波数変換回路から出力される信号電力を示す電圧値を出力する電圧検出回路（３２）とを有する受信回路（３０）と、
   インピーダンスが変化可能に構成され、前記第１のアンテナと前記受信回路との間のインピーダンス整合をとる整合回路（２０）と、
   前記整合回路と前記周波数変換回路との間に配置され、前記整合回路と前記周波数変換回路との間を開放或いは接続する第１のスイッチ（４０）と、
   前記第１のアンテナと前記周波数変換回路との間に配置され、前記第１のアンテナと前記周波数変換回路との間を開放或いは接続する第２のスイッチ（４１）と、
   前記第１のスイッチが前記周波数変換回路と前記整合回路との間を接続し、前記第２のスイッチが前記第１のアンテナと前記周波数変換回路との間を開放しているとき、前記第１のアンテナから前記整合回路および前記第１のスイッチを通して与えられる前記受信信号に基づいて前記周波数変換回路から出力される信号を信号処理する信号処理装置（９０）と、
   前記第１のスイッチが前記周波数変換回路と前記整合回路との間を開放し、前記第２のスイッチが前記アンテナと前記周波数変換回路との間を接続し、かつ、前記発振回路から電波として放射される信号を前記アンテナで受信し、前記アンテナおよび前記整合回路が前記アンテナで受信された信号に基づいて共振する共振回路を構成しているとき、前記電圧検出回路から出力される電圧値に基づきその電圧値が予め定めた基準電圧値に近づくように、前記整合回路のインピーダンスを制御する制御回路（７０）と、を備えることを特徴とする無線通信装置。
7. アンテナ（１０）で受信された受信信号に発振回路（３６）から出力される信号をミキサ（３５）によって乗算して前記ミキサ（３５）の出力信号のうち前記受信信号の周波数よりも低い周波数の信号を通過させるフィルタ回路（３３ｂ）を有する周波数変換回路（３１）と、前記周波数変換回路から出力される信号電力を示す電圧値を出力する電圧検出回路（３２）とを有する受信回路（３０）と、
   インピーダンスが変化可能に構成され、前記アンテナと前記受信回路との間のインピーダンス整合をとる整合回路（２０）と、
   前記整合回路と前記周波数変換回路との間に配置され、前記整合回路と前記周波数変換回路との間を開放或いは接続する第１のスイッチ（４０）と、
   前記アンテナと前記周波数変換回路との間に配置され、前記アンテナと前記周波数変換回路との間を開放或いは接続する第２のスイッチ（４１）と、
   前記第１のスイッチ（４０）が前記周波数変換回路（３１）と前記整合回路（２０）との間を接続し、前記第２のスイッチ（４１）が前記アンテナと前記周波数変換回路との間を開放しているとき、前記アンテナから前記整合回路および前記第１のスイッチを通して与えられる前記受信信号に基づいて前記周波数変換回路から出力される信号を信号処理する信号処理装置（９０）とを備えており、
   前記第１のスイッチ（４０）が前記周波数変換回路と前記整合回路との間を開放し、前記第２のスイッチ（４１）が前記アンテナと前記周波数変換回路との間を接続したときに、前記発振回路から電波として放射される信号を前記アンテナで受信して、前記アンテナおよび前記整合回路が前記アンテナで受信された信号に基づいて共振する共振回路を構成するようになっており、
   前記第２のスイッチ（４１）によって前記アンテナと前記周波数変換回路との間を接続するオン期間（Ｔ１）と前記第２のスイッチ（４１）によって前記アンテナと前記周波数変換回路との間を開放するオフ期間（Ｔ２）とを足した期間を一定の周期として周期的に前記第２のスイッチ（４１）をスイッチングさせる制御回路（７０）を備えており、
   前記第１のスイッチ（４０）によって前記第２のアンテナと前記整合回路との間を開放した状態で、前記制御回路（７０）が前記一定の周期で前記第２のスイッチ（４１）をスイッチングさせるときには、前記ミキサ（３５）が前記アンテナ（５０）で受信された受信信号に前記発振回路（３６）から出力される信号を前記オン時間毎に乗算して、前記アンテナの受信信号の周波数よりも低い周波数の信号が前記オン時間毎に前記フィルタ回路（３３ｂ）から前記電圧検出回路に出力されるようになっており、
   前記フィルタ回路の出力信号に応じて前記電圧検出回路から出力される電圧値に基づきその電圧値が予め定めた基準電圧値に近づくように、前記整合回路のインピーダンスが前記制御回路（７０）によって制御されるようになっていることを特徴とする無線通信装置。
8. 前記制御回路によって前記第２のスイッチ（４１）をスイッチングさせる周波数は、前記発振回路（３６）の発振周波数と前記受信信号の周波数との間の周波数であることを特徴とする請求項７に記載の無線通信装置。
9. 前記アンテナと前記周波数変換回路との間に配置されて、前記アンテナと前記周波数変換回路との間で電流が流れるのを制限する電流制限素子（６０）を有することを特徴とする請求項１ないし８のいずれか１つに記載の無線通信装置。

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