JP2012002542A - 電圧検出回路及び電力供給装置 - Google Patents

Abstract

【課題】検出電圧値の連続性を損なわずに検出誤差の影響を除去し検出精度を向上する。
【解決手段】検出対象電圧を分圧する第１分圧回路と、基準電圧を分圧する第２分圧回路とを備え、分圧された前記検出対象電圧及び分圧された基準電圧をそれぞれをクランプダイオードＤ１、Ｄ２を介して、バッファ回路ＢＦ１、ＢＦ２に入力し、バッファ回路ＢＦ１、ＢＦ２の出力電圧に基づいて検出対象電圧と基準電圧との差電圧を求めることにより、クランプダイオードＤ１、Ｄ２の漏れ電流の影響およびバッファ回路ＢＦ１、ＢＦ２のオフセット電圧の影響を除去する。
【選択図】図１

Description

本発明は、電圧検出回路及び電力供給装置に係り、特にマイクロコンピュータ等のＡ／Ｄ変換回路を用いた電圧検出回路及び電力供給装置に関する。

従来、マイクロコンピュータ等のＡ／Ｄ演算器や増幅器（以下ＩＣという。）の耐圧より高い電圧を入力するためには抵抗を用いて電圧を分圧し、ＩＣの耐圧以下にレベルシフトした電圧を印加する。
この場合に、分圧抵抗が正常に機能しない場合には、ＩＣに元の電圧が入力され電圧破壊を引き起こす可能性から検出回路出力信号線にダイオードを用いてＩＣ電源にクランプして電圧保護を行う場合もある。

分圧計算方法は、分圧回路を抵抗ＲＨ（高電位側）、ＲＬ（低電位側）として構成した場合、
入力電圧／（ＲＨ＋ＲＬ）×ＲＬ＝検出回路出力
ここで、検出回路出力≦ＩＣ電源電圧
である。
また、検出精度を向上させるためには、例えば、特許文献１にあるように複数の分圧抵抗をスイッチで切り替えながら測定し個々の電位差をコンデンサで平滑し、その値をＡ／Ｄ変換回路に入力する方式を用いる。

特開２００５−２０７８２６号公報

しかしながら、特許文献１記載の方式では、測定切り替えを行う度に回路が切断されるためノイズが発生し測定に悪影響を与えてしまう。また個々の測定値の和を測定結果として用いるので測定結果の値に連続性はなく検出対象電圧が変化する機器においては不向きとなる。
さらに、Ａ／Ｄ変換回路（Ａ／Ｄ変換器）は、変換する際に量子化誤差、Ａ／Ｄ基準電圧誤差が存在し、これらが誤差として検出回路値に計上される。
さらにまた、インピーダンス誤差、分圧抵抗には温度特性、抵抗値誤差、保護ダイオードには漏れ電流、バッファ（増幅器）にはオフセット電圧が存在し、高精度化を行うためにはこれらの影響を除くことが重要である。

ここで、従来の電圧検出回路における問題点を説明する。
図７は、従来のハイブリッド車両用の電力供給装置の概要回路構成図である。
従来の電力供給装置１０Ｐは、大別すると、図示しないエンジンにより駆動される発電機（Ｇ）６１と、発電機６１の発電出力により充電される高圧系のバッテリ（ＢＡＴ）１６２と、バッテリ６２の放電出力と発電機６１の発電出力の少なくとも一方を用いて図示しない駆動輪を駆動するモータ（Ｍ）６３と、バッテリ６２からモータ６３への供給電圧あるいは発電機６１からバッテリ６２への供給電圧を検出する電圧検出回路５０と、電力供給装置１０Ｐ全体の制御を行う電力制御回路６５と、を備えている。

電力制御回路６５は、バッテリ６２から供給される電力により昇圧回路として機能する変換回路７１を介してモータ６３を駆動すると共にモータ６３を回生作動させた際の電力を降圧回路として機能する変換回路７１を介してバッテリ６２に供給する第１インバータ７２と、発電機６１により発生する電力を降圧回路として機能する変換回路７１を介してバッテリ６２に供給し、あるいは発電機６１により発生する電力でモータ６３を駆動する第２インバータ７３と、電力制御回路６５全体を中枢的に制御するマイクロコンピュータとして構成されたＥＣＵ７４と、ＥＣＵ７４の制御下で変換回路７１、第１インバータ７２及び第２インバータ７３の駆動制御を行うゲートドライバ７５と、を備えている。
電圧検出回路５０は、インバータの検出対象電圧（高電位側電圧）を分圧する抵抗Ｒ５１及び抵抗Ｒ５２を備えた分圧回路と、分圧回路により分圧された検出対象電圧をバッファリングして出力するバッファ回路ＢＦ５１と、バッファ回路ＢＦ５１の前段に接続され、分圧回路を介して過電圧が印加された場合に、バッファ回路ＢＦ５１の入力電圧を当該電圧検出回路５０の電源電圧にクランプするクランプダイオードＤ５１と、を備えている。

ここで、検出対象回路であるインバータの基準電位と、電圧検出回路５０の基準電位が同電位であるとすると、インバータの高電位側電圧をＶｐｎとし、抵抗Ｒ５１から抵抗Ｒ５２に流れ込む電流をＩとした場合に、高電位側電圧Ｖｐｎを分圧して得られる電圧Ｖ５１は、
Ｖ５１＝Ｖｐｎ／（Ｒ５１＋Ｒ５２）×Ｒ５２
＝Ｉ×Ｒ５２
となる。

また、バッファ回路ＢＦ５１は、増幅率１の場合は電圧Ｖ５１をそのまま出力するので、バッファ回路ＢＦ５１の出力電圧Ｖ５２は、
Ｖ５２＝Ｖ５１
となる。
したがって、ＥＣＵ７４のＡ／Ｄ変換回路ＡＤ５１に入力される電圧は、電圧Ｖ５１、Ｖ５２と同値となるので
電圧データＤＶも電圧Ｖ５１、Ｖ５２と同値となる。
したがって、ＥＣＵ７４で検出する検出対象の高電位側電圧Ｖｐｎは、
Ｖｐｎ＝Ｉ×Ｒ５２
となる。

ここで、Ａ／Ｄ変換回路ＡＤ１の１ＬＳＢ当たりの電圧は、基準電源電圧Ｖをｒｅｆとし、Ａ／Ｄ変換回路ＡＤ１の分解能をＢｉｔとした場合、
１ＬＳＢ＝Ｖｒｅｆ／Ｂｉｔ
となる。
ここで、１ＬＳＢを検出電圧値ＶＤＥＴに当てはめる演算式は、
ＶＤＥＴ＝１ＬＳＢ／（１／（Ｒ５１＋Ｒ５２）×Ｒ５２）
となる。
しかしながら、上記演算が成り立つのは理想的な状態であり、実際の回路においては、回路各部の誤差が積算されていくこととなる。

すなわち、検出対象回路であるインバータの基準電位と、電圧検出回路の基準電位が同電位である場合に、検出対象の高電位側電圧Ｖｐｎを分圧すると電圧Ｖ５１は、クランプダイオードＤ５１（過電圧保護ダイオード）から抵抗Ｒ５２に漏れ電流ＩＬ５１が流入するため、
Ｖ５１＝（Ｉａ＋ＩＬ５１）×Ｒ５２
となる。
バッファ回路ＢＦ５１は、増幅率１の場合は電圧Ｖ５１を同値で出力するが、バッファ回路ＢＦ５１の入力に生じる電位差から
Ｖ５２＝Ｖ５１＋Ｖｏｆｆｓｅｔ
となる。

さらにＡ／Ｄ変換回路ＡＤ１に入力される値は、電圧Ｖ５２と同値となるが、量子化誤差（ＡＤ誤差）が存在するため、電圧データＤＶに相当する電圧は、
Ｖ５２＋ＡＤ誤差
となる。
よって
Ｖｐｎ＝（Ｉａ＋漏れ電流）×Ｒ５２＋Ｖｏｆｆｓｅｔ＋ＡＤ誤差
となり、理想値であるＶｐｎ＝Ｉ×Ｒ２と異なることとなる。

図８は、上記従来の電力供給装置における各部で発生する誤差の説明図である。
図８に示すように、抵抗Ｒ５１，Ｒ５２で構成される分圧回路に起因する誤差ＥＲ及び基準電圧の変動に起因する誤差ＥＲＥＦは、入力電圧の変動にかかわりなく、全域で一定である。一方、クランプダイオードＤ５１の漏れ電流に起因する誤差ＥＤ、バッファ回路ＢＦ５１のオフセット電圧に起因する誤差ＥＢ、出力インピーダンスに起因する誤差ＥＯ、ＡＤ変換部ＡＤ１における量子化誤差ＥＡＤは、電圧検出回路の入力電圧が低い場合に大きくなると言う傾向を示しており、入力電圧が低い場合には高精度での電圧検出は望めないという問題点があることが分かる。

また、検出するスケールを拡大した場合には、実効的な分解能が粗くなるため、入力電圧の低い領域では、誤差の影響を受けやすく高精度化を行うためには限界があるという問題点があった。
そこで、本発明の目的は、検出電圧値の連続性を損なうことなく、検出誤差の影響を除去して検出精度を向上することが可能な電圧検出回路及び電力供給装置を提供することにある。

上記課題を解決するため、本発明の第１態様は、電力変換回路の基準グランド電位を設定し、前記基準グランド電位に対する検出対象電圧及び基準電圧を検出する電圧検出回路において、前記検出対象電圧を分圧する第１分圧回路と、前記基準電圧を分圧する第２分圧回路とを備え、分圧された前記検出対象電圧及び分圧された前記基準電圧をそれぞれをクランプダイオードを介して、バッファ回路に入力し、バッファ回路の出力電圧に基づいて前記検出対象電圧と前記基準電圧との差電圧を求める、ことを特徴としている。

上記構成によれば、第１分圧回路は、検出対象電圧を分圧して対応するクランプダイオードを介して対応するバッファ回路に出力する。
一方、第２分圧回路は、基準電圧を分圧して対応するクランプダイオードを介して対応するバッファ回路に出力する。
これらの結果、バッファ回路の出力電圧に基づいて、検出対象電圧と基準電圧との差電圧を求める。
このとき、検出電圧値の連続性が確保できるとともに、クランプダイオードから漏れ電流が流れ込むことによる誤差およびバッファ回路のオフセット電圧による誤差は、差電圧を求めることで、互いにキャンセルされる。

本発明の第２態様は、第１態様において、前記バッファ回路から出力された前記検出対象電圧と、前記基準電圧と、が入力され、差電圧を出力する差電圧検出回路を備えたことを特徴としている。
上記構成によれば、差電圧検出回路は、検出対象電圧と基準電圧との差電圧を出力するので、検出電圧値の連続性が確保できるとともに、クランプダイオードから漏れ電流が流れ込むことによる誤差は、差電圧検出回路において、互いにキャンセルされる。

本発明の第３態様は、電力変換回路の基準グランド電位を設定し、前記基準グランド電位に対する検出対象電圧及び基準電圧を検出する電圧検出回路において、前記検出対象電圧を分圧して、分圧された前記検出対象電圧及び前記基準電圧を生成し、それぞれをクランプダイオードを介して、バッファ回路に入力し、バッファ回路の出力電圧に基づいて前記検出対象電圧と前記基準電圧との差電圧を求める、ことを特徴としている。
上記構成によれば、生成した、分圧された検出対象電圧及び基準電圧のそれぞれをクランプダイオードを介して、バッファ回路に入力し、バッファ回路の出力電圧に基づいて検出対象電圧と基準電圧との差電圧を求めるので、検出電圧値の連続性が確保できるとともに、クランプダイオードから漏れ電流が流れ込むことによる誤差およびバッファ回路のオフセット電圧による誤差は、互いにキャンセルされる。

本発明の第４態様は、第１態様または第３態様において、前記バッファ回路の出力電圧が入力され、アナログ／ディジタル変換を行ってディジタルデータとして出力するＡ／Ｄ変換回路を備え、前記Ａ／Ｄ変換回路の出力データに基づいて前記検出対象電圧と前記基準電圧との差電圧に相当する差電圧データを求める、ことを特徴としている。
上記構成によれば、検出対象電圧および基準電圧は、アナログ／ディジタル変換を行ってディジタルデータとして出力され、これらに基づいて差電圧データが求められる。
このとき、検出電圧値の連続性が確保できるとともに、クランプダイオードから漏れ電流が流れ込むことによる誤差、バッファ回路のオフセット電圧による誤差およびＡ／Ｄ変換回路の量子化誤差は、差電圧データを求めることで、互いにキャンセルされる。

本発明の第５態様は、第１態様ないし第４態様のいずれかに記載の電圧検出回路において、前記電力変換回路は、車両に搭載され、前記電圧検出回路の検出した差電圧に基づいて、エンジンにより駆動される車載発電機あるいは車載バッテリからの供給電力の電力変換を行って車載電動機に駆動電力を供給することを特徴としている。
したがって、検出電圧値の連続性が確保できるとともに、電圧検出回路が、誤差の少ない差電圧を検出することで、電力変換回路の制御が正確に行える。

本発明の第６態様は、第１態様ないし第４態様のいずれかに記載の電圧検出回路と、車両に搭載され、エンジンにより駆動される車載発電機あるいは車載バッテリからの供給電力の電力変換を行って車載電動機に駆動電力を供給する電力変換回路と、前記電圧検出回路の出力に基づいて、前記電力変換回路の前記電力変換を制御する制御回路と、を備えたことを特徴としている。
上記構成によれば、電圧検出回路は、電力変換回路の検出対象電圧と基準電圧との差電圧を求め、制御回路は、圧検出回路の出力に基づいて、前記電力変換回路の前記電力変換を制御する。
この結果、検出電圧値の連続性が確保できるとともに、電力変換回路は、誤差の少ない差電圧に基づいて電力変換制御がなされ、効率的な電力変換動作を行え、ひいては、車両を効率よく駆動することが可能となる。

本発明によれば、検出電圧値の連続性を損なうことなく、検出誤差の影響を除去して検出精度を向上することが可能となるという効果を奏する。

第１実施形態の電力供給装置としての、ハイブリッド車両用の電力供給装置の回路構成図である。 第１実施形態の効果の説明図である。 第２実施形態の電力供給装置の概要回路構成図である。 第２実施形態の効果の説明図である。 第３実施形態の電力供給装置の概要回路構成図である。 第３実施形態の効果の説明図である。 従来のハイブリッド車両用の電力供給装置の概要回路構成図である。 従来の電力供給装置における各部で発生する誤差の説明図である。

以下、図面を参照して本発明の実施形態について説明する。
そこで、以下の各実施形態においては、クランプダイオードからの漏れ電流、バッファ回路のオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ、あるいは、Ａ／Ｄ変換回路の量子化誤差（ＡＤ誤差）をキャンセルするために、これらの誤差とほぼ同一の値を生成する回路を付加して、それらの差分を求めるようにしている。

［１］第１実施形態
図１は、第１実施形態の電力供給装置としての、ハイブリッド車両用の電力供給装置の回路構成図である。
電力供給装置１０は、後述のバッテリ１２の放電出力により駆動輪を駆動し、あるいは、図示しないエンジンにより駆動され発電機として機能するモータ（Ｍ）１１と、モータ１１が発電機として機能した場合に、その発電出力により充電される高圧系のバッテリ（ＢＡＴ）１２と、バッテリ１２の放電出力あるいは発電機として機能しているモータ１１の発電出力の少なくとも一方を用いて図示しない駆動輪を駆動するモータ（Ｍ）１３と、バッテリ１２からモータ１３への供給電圧あるいはモータ１１からバッテリ１２への供給電圧を検出する電圧検出回路１４と、電力供給装置１０全体の制御を行う電力制御回路１５と、を備えている。

電力制御回路１５は、バッテリ１２から供給される電力により昇圧回路として機能する変換回路２１を介してモータ１３を駆動すると共にモータ１３を回生動作させた際の電力を降圧回路として機能する変換回路２１を介してバッテリ１２に供給する第１電力変換回路２２と、発電機として機能するモータ１１により発生する電力あるいはモータ１２を回生動作させた際の電力を降圧回路として機能する変換回路２１を介してバッテリ１２に供給し又は発電機として機能するモータ１１により発生する電力でモータ１３を駆動する第２電力変換回路２３と、電力制御回路１５全体を中枢的に制御するマイクロコンピュータとして構成されたＥＣＵ２４と、ＥＣＵ２４の制御下で変換回路２１、第１電力変換回路２２及び第２電力変換回路２３の駆動制御を行うゲートドライバ２５と、を備えている。
ここで、第１電力変換回路２２は、バッテリ１２の電力でモータ１３を駆動する場合には、インバータ回路（ＤＣ−ＡＣ変換回路）として機能し、モータ１３を発電機として回生動作を行う場合には、コンバータ回路（ＡＣ−ＤＣ変換回路）として機能している。
また、第２電力変換回路２３は、バッテリ１２の電力でモータ１１を駆動する場合には、インバータ回路（ＤＣ−ＡＣ変換回路）として機能し、モータ１１を発電機として回生動作を行う場合には、コンバータ回路（ＡＣ−ＤＣ変換回路）として機能している。

変換回路２１は、リアクトル２１ａと、２個のトランジスタ２９Ｈ、２９Ｌを有するチョッパ回路２１ｂとを備え、第１電力変換回路２２の入力側に設けた電圧変換装置である。さらに変換回路２１は、このチョッパ回路２１ｂの下流側に２次平滑コンデンサ２１ｃ、リアクトル２１ａの上流側に１次平滑コンデンサ２１ｄが各々並列接続されており、ＥＣＵ２４の制御下で動作するゲートドライバ２５により、バッテリ１２の電圧を昇圧してモータ１１あるいはモータ１３に出力し、モータ１１あるいはモータ１３の出力電圧を降圧してバッテリ１２に出力する。
より詳細には、チョッパ回路２１ｂは、対をなす高電位側トランジスタ２９Ｈ及び低電位側トランジスタ２９Ｌが直列に接続されている。

さらに、高電位側トランジスタ２９Ｈのコレクタ−エミッタ間には、エミッタからコレクタに向けて順方向となるように、フリーホイールダイオードとしてダイオード３０Ｈが接続され、低電位側トランジスタ２９Ｌのコレクタ−エミッタ間には、エミッタからコレクタに向けて順方向となるように、フリーホイールダイオードとしてダイオード３０Ｌが接続されている。

そして、リアクトル２１ａの一端はバッテリ１２の正極側端子に接続され、リアクトル２１ａの他端は、高電位側トランジスタ２９Ｈのコレクタ及び低電位側トランジスタ２９のエミッタに接続されている。高電位側トランジスタ２９Ｈのエミッタはバッテリ１２の負極側端子及び変換回路２１の負極側端子Ｎｔに接続されている。また、低電位側トランジスタ２９Ｌのコレクタは変換回路２１の正極側端子Ｐｔに接続されている。
以上の説明では、チョッパ回路２１ｂにおいて、２個のＩＧＢＴ２９Ｈ、２９Ｌを対として用いていたが、さらに電流容量が必要とされる場合には、同様の高電位側トランジスタ及び低電位側トランジスタのＩＧＢＴの対を、２個のＩＧＢＴ２９Ｈ、２９Ｌと並列に一対あるいは複数対配置するように構成することも可能である。この場合には、上述した実施形態と同様に、直列に接続している高電位側トランジスタ及び低電位側トランジスタのそれぞれのコレクタ−エミッタ間に、エミッタからコレクタに向けて順方向となるように、フリーホイールダイオードとしてのダイオードを接続する。
なお、チョッパ回路２１ｂを構成するトランジスタとして、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、ＭＯＳＦＥＴ、バイポーラトランジスタなどのスイッチング素子を使用することが可能である。

第１電力変換回路２２は、６個のＩＧＢＴをブリッジ接続したブリッジ回路２２ａと平滑コンデンサ２２ｂとを具備するパルス幅変調（ＰＷＭ）によるＰＷＭインバータであって、この第１電力変換回路２２にはモータ１３と変換回路２１が接続されている。
より詳細には、第１電力変換回路２２のブリッジ回路２２ａは、各相毎に対をなす高電位側Ｕ相トランジスタ３１ＵＨ、低電位側Ｕ相トランジスタ３１ＵＬ、高電位側Ｖ相トランジスタ３１ＶＨ、低電位側Ｖ相トランジスタ３１ＶＬ、高電位側Ｗ相トランジスタ３１ＷＨ、低電位側Ｗ相トランジスタ３１ＷＬをブリッジ接続している。

ここで、高電位側Ｕ相トランジスタ３１ＵＨ、高電位側Ｖ相トランジスタ３１ＶＨ及び高電位側Ｗ相トランジスタ３１ＷＨは、変換回路２１の正極側端子Ｐｔに接続されてハイサイドアームを構成し、低電位側Ｕ相トランジスタ３１ＵＬ、低電位側Ｖ相トランジスタ３１ＶＬ及び低電位側Ｗ相トランジスタ３１ＷＬは、変換回路２１の負極側端子Ｎｔに接続されローサイドアームを構成している。
さらに、高電位側Ｕ相トランジスタ３１ＵＨ、低電位側Ｕ相トランジスタ３１ＵＬ、高電位側Ｖ相トランジスタ３１ＶＨ、低電位側Ｖ相トランジスタ３１ＶＬ、高電位側Ｗ相トランジスタ３１ＷＨ、低電位側Ｗ相トランジスタ３１ＷＬのコレクタ−エミッタ間には、エミッタからコレクタに向けて順方向となるように、それぞれダイオード３２ＵＨ，３２ＵＬ，３２ＶＨ，３２ＶＬ，３２ＷＨ，３２ＷＬが接続されている。

変換回路２１と第１電力変換回路２２との間には第１電力変換回路２２と同様の構成を備えた第２電力変換回路２３が正極側端子Ｐｔと負極側端子Ｎｔに接続され、この第２電力変換回路２３にモータ１１が接続されている。
第２電力変換回路２３は、第１電力変換回路２２と同様に、トランジスタのスイッチング素子を複数用いブリッジ接続してなるブリッジ回路２３ａと平滑コンデンサ２３ｂとを具備するパルス幅変調（ＰＷＭ）によるＰＷＭインバータである。この第２電力変換回路２３はモータ１１の出力電圧を変換回路２１により降圧してバッテリ１２に充電を行ったり、第１電力変換回路２２を経由してモータ１３を駆動したりする。

第２電力変換回路２３は、６個のＩＧＢＴをブリッジ接続したブリッジ回路２３ａと平滑コンデンサ２３ｂとを具備するパルス幅変調（ＰＷＭ）によるＰＷＭインバータである。
より詳細には、第２電力変換回路２３のブリッジ回路２３ａは、各相毎に対をなす高電位側Ｕ相トランジスタ３３ＵＨ、低電位側Ｕ相トランジスタ３３ＵＬ、高電位側Ｖ相トランジスタ３３ＶＨ、低電位側Ｖ相トランジスタ３３ＶＬ、高電位側Ｗ相トランジスタ３３ＷＨ、低電位側Ｗ相トランジスタ３３ＷＬをブリッジ接続している。

ここで、高電位側Ｕ相トランジスタ３３ＵＨ、高電位側Ｖ相トランジスタ３３ＶＨ及び高電位側Ｗ相トランジスタ３３ＷＨは、変換回路２１の正極側端子Ｐｔに接続されてハイサイドアームを構成し、低電位側Ｕ相トランジスタ３３ＵＬ、低電位側Ｖ相トランジスタ３３ＶＬ及び低電位側Ｗ相トランジスタ３３ＷＬは、変換回路２１の負極側端子Ｎｔに接続されローサイドアームを構成している。
さらに、高電位側Ｕ相トランジスタ３３ＵＨ、低電位側Ｕ相トランジスタ３３ＵＬ、高電位側Ｖ相トランジスタ３３ＶＨ、低電位側Ｖ相トランジスタ３３ＶＬ、高電位側Ｗ相トランジスタ３３ＷＨ、低電位側Ｗ相トランジスタ３１ＷＬのコレクタ−エミッタ間には、エミッタからコレクタに向けて順方向となるように、それぞれダイオード３４ＵＨ，３４ＵＬ，３４ＶＨ，３４ＶＬ，３４ＷＨ，３４ＷＬが接続されている。

また、第１電力変換回路２２からモータ１３のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各コイルには、３本のバスＬＵ１、ＬＶ１、ＬＷ１が接続され、第２電力変換回路２３からモータ１１のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各コイルには、３本のバスＬＵ２、ＬＶ２、ＬＷ２が接続されいる。
さらに、変換回路２１、第１電力変換回路２２、第２電力変換回路２３を構成している各トランジスタのゲートには、ゲートドライバ２５からの信号線がそれぞれ接続されている。

次に電圧検出回路の構成について説明する。
電圧検出回路１４は、変換回路２１の正極側端子Ｐｔに一端が接続された抵抗Ｒ１１と、抵抗Ｒ１１の他端に直列接続された抵抗Ｒ１２を備えており、抵抗Ｒ１１及び抵抗Ｒ１２は、第１分圧回路を構成している。
抵抗Ｒ１１及び抵抗Ｒ１２の分圧点には、カソード端子が電圧検出回路１４の電源ＶＣＣに接続された第１クランプダイオードＤ１のアノード端子が接続されており、第１クランプダイオードＤ１のアノード端子とグランドとの間には、ノイズ除去用のセラミックコンデンサＣ１が接続されている。また、第１クランプダイオードＤ１の後段には、第１バッファ回路ＢＦ１が接続されている。

また、電圧検出回路１４は、変換回路２１の負極側端子Ｎｔに一端が接続された抵抗Ｒ２１と、抵抗Ｒ２１の他端に直列接続された抵抗Ｒ２２を備えており、抵抗Ｒ２１及び抵抗Ｒ２２は、第２分圧回路を構成している。
抵抗Ｒ２１及び抵抗Ｒ２２の分圧点には、カソード端子が電圧検出回路１４の電源ＶＣＣに接続された第２クランプダイオードＤ２のアノード端子が接続されており、第２クランプダイオードＤ２のアノード端子とグランドとの間には、ノイズ除去用のセラミックコンデンサＣ２が接続されている。また、第２クランプダイオードＤ２の後段には、第２バッファ回路ＢＦ２が接続されている。
さらに第１バッファ回路ＢＦ１の出力端子は、差動増幅器ＤＡの非反転入力端子に接続され、第２バッファ回路ＢＦ２の出力端子は、差動増幅器ＤＡの反転入力端子に接続されている。差動増幅器ＤＡの出力端子は、ＥＣＵ２４のＡ／Ｄ変換ポートを介してＡ／Ｄ変換回路ＡＤ１に接続されている。

上記構成において、第１クランプダイオードＤ１と第２クランプダイオードＤ２は、同一プロセスで作製されており、ほぼ同一の特性と見なせる特性を有している。
同様に第１バッファ回路ＢＦ１と第２バッファ回路ＢＦ２も、同一プロセスで作製されており、ほぼ同一の特性と見なせる特性を有している。

次に電圧検出回路１４の動作について説明する。
ここで、抵抗Ｒ１１を流れ出る電流をＩａ、抵抗Ｒ１２に流れ込む電流をＩｂとし、第１クランプダイオードＤ１の漏れ電流をＩＬ１とすると、
Ｉｂ＝Ｉａ＋ＩＬ１
となり、電圧Ｖ１は、
Ｖ１＝Ｉｂ×Ｒ１２
＝（Ｉａ＋ＩＬ１）×Ｒ１２
となる。

また、第１バッファ回路ＢＦ１の出力電圧Ｖ２は、第１バッファ回路ＢＦ１のオフセット電圧をＶｏｆｆｓｅｔとすると、
Ｖ２＝Ｖ１＋Ｖｏｆｆｓｅｔ
となる。
また、抵抗Ｒ２１を流れ出る電流をＩｃ、抵抗Ｒ２２に流れ込む電流をＩｄとし、第２クランプダイオードＤ２の漏れ電流をＩＬ２とすると、
Ｉｄ＝Ｉｃ＋ＩＬ２
となり、電圧Ｖ３は、
Ｖ３＝Ｉｄ×Ｒ２２
＝（Ｉｃ＋ＩＬ２）×Ｒ２２
となる。

また、第２バッファ回路ＢＦ２の出力電圧Ｖ４は、第１バッファ回路ＢＦ１および第２バッファ回路ＢＦ２が同一プロセスで作製されているので、第２バッファ回路ＢＦ２のオフセット電圧を第１バッファ回路ＢＦ１のオフセット電圧と等しいＶｏｆｆｓｅｔとすると、
Ｖ４＝Ｖ３＋Ｖｏｆｆｓｅｔ
となる。

この結果、差動増幅器ＤＡの出力電圧Ｖ５は、抵抗Ｒ１１＝抵抗Ｒ２１、抵抗Ｒ１２＝抵抗Ｒ２２とし、差動増幅器ＤＡのオフセット電圧を第１バッファ回路ＢＦ１のオフセット電圧と等しいＶｏｆｆｓｅｔとすると、
Ｖ５＝Ｖ２−Ｖ４
＝（Ｉａ−Ｉｃ）×抵抗Ｒ１２＋Ｖｏｆｆｓｅｔ
ここで、ＥＣＵ２４のＡ／Ｄ変換回路ＡＤ１により出力される電圧検出データＤＶに相当するＶＤＶは、Ａ／Ｄ変換回路ＡＤ１による変換誤差をＶＡＤとすると、
ＶＤＶ＝（Ｉａ−Ｉｃ）×抵抗Ｒ１２＋Ｖｏｆｆｓｅｔ＋ＶＡＤ
となる。

図２は、第１実施形態の効果の説明図である。
図２において、ＬＰは、図７に示した電圧検出回路の誤差特性である。
本第１実施形態によれば、図２に示すように、検出値の連続性を損なうことなく、第１クランプダイオード及び第２クランプダイオードの漏れ電流値の影響と、第１バッファ回路ＢＦ１及び第２バッファ回路ＢＦ２のオフセット電圧の影響と、を除去してより正確な検出値を得ることが可能となる。

［２］第２実施形態
図３は、第２実施形態の電力供給装置の概要回路構成図である。
図３において、図１の第１実施形態と同様の部分には、同一の符号を付し、その詳細な説明を省略する。
まず、電圧検出回路の構成について説明する。
第２実施形態の電力供給装置１０Ａの電圧検出回路１４Ａは、変換回路２１の正極側端子Ｐｔに一端が接続された抵抗Ｒ２１と、抵抗Ｒ２１の他端に順次直列接続された抵抗Ｒ２２、Ｒ２３、Ｒ２４を備えており、抵抗Ｒ２１〜抵抗Ｒ２４は、分圧回路を構成している。

抵抗Ｒ２２及び抵抗Ｒ２３の分圧点には、カソード端子が電圧検出回路１４Ａの電源ＶＣＣに接続された第１クランプダイオードＤ１１１のアノード端子が接続されており、第１クランプダイオードＤ１１のアノード端子とグランドとの間には、ノイズ除去用のセラミックコンデンサＣ１１が接続されている。また、第１クランプダイオードＤ１１の後段には、第１バッファ回路ＢＦ１１１が接続されている。

また、抵抗Ｒ２３及び抵抗Ｒ２４の分圧点には、カソード端子が電圧検出回路１４Ａの電源ＶＣＣに接続された第２クランプダイオードＤ１２のアノード端子が接続されており、第２クランプダイオードＤ１２のアノード端子とグランドとの間には、ノイズ除去用のセラミックコンデンサＣ１２が接続されている。また、第２クランプダイオードＤ１２の後段には、第２バッファ回路ＢＦ１２が接続されている。
さらに第１バッファ回路ＢＦ１１の出力端子は、ＥＣＵ２４ＡのＡ／Ｄ変換ポートを介して第１Ａ／Ｄ変換回路ＡＤ１１に接続され、第２バッファ回路ＢＦ１２の出力端子は、ＥＣＵ２４ＡのＡ／Ｄ変換ポートを介して第２Ａ／Ｄ変換回路ＡＤ１２に接続されている。

上記構成において、第１クランプダイオードＤ１１と第２クランプダイオードＤ１２は、同一プロセスで作製されており、ほぼ同一の特性と見なせる特性を有している。
同様に第１バッファ回路ＢＦ１１と第２バッファ回路ＢＦ１２も、同一プロセスで作製されており、ほぼ同一の特性と見なせる特性を有している。
さらに、ＥＣＵ２４Ａの第１Ａ／Ｄ変換回路ＡＤ１１と第２Ａ／Ｄ変換回路ＡＤ１２も、同一プロセスで作製されており、ほぼ同一の特性と見なせる特性を有している。

次に電圧検出回路１４Ａの動作について説明する。
ここで、抵抗Ｒ２２を流れ出る電流をＩａ、抵抗Ｒ２３に流れ込む電流をＩｂとし、第１クランプダイオードＤ１１の漏れ電流をＩＬ１１とすると、
Ｉｂ＝Ｉａ＋ＩＬ１１
となり、電圧Ｖ１１は、
Ｖ１１＝Ｉｂ×Ｒ２４
＝（Ｉａ＋ＩＬ１１）×（Ｒ２３＋Ｒ２４）
となる。

また、第１バッファ回路ＢＦ１の出力電圧Ｖ２は、第１バッファ回路ＢＦ１のオフセット電圧をＶｏｆｆｓｅｔとすると、
Ｖ２＝Ｖ１＋Ｖｏｆｆｓｅｔ
となる。
ここで、ＥＣＵ２４のＡ／Ｄ変換回路ＡＤ１１により出力される電圧検出データＤＶ１に相当するＶＤＶ１は、Ａ／Ｄ変換回路ＡＤ１による変換誤差をＶＡＤ１とすると、
ＶＤＶ１＝Ｖ１１＋ＶＡＤ１
＝（Ｉａ＋ＩＬ１１）×（Ｒ２３＋Ｒ２４）＋Ｖｏｆｆｓｅｔ＋ＶＡＤ１
となる。

同様に、抵抗Ｒ２３を流れ出る電流をＩｃ、抵抗Ｒ２４に流れ込む電流をＩｄとし、第２クランプダイオードＤ１２の漏れ電流をＩＬ１１とすると、
Ｉｃ＝Ｉｂ
＝Ｉａ＋ＩＬ１１
となり、電圧Ｖ１３は、第２クランプダイオードＤ１２の漏れ電流をＩＬ１１とすると、
Ｖ１３＝（Ｉｃ＋ＩＬ１１）×Ｒ２４
となる。
また、第２バッファ回路ＢＦ２の出力電圧Ｖ１４は、第２バッファ回路ＢＦ２のオフセット電圧をＶｏｆｆｓｅｔとすると、
Ｖ１４＝Ｖ１３＋Ｖｏｆｆｓｅｔ
となる。

ここで、ＥＣＵ２４のＡ／Ｄ変換回路ＡＤ１１により出力される電圧検出データＤＶ２に相当するＶＤＶ２は、Ａ／Ｄ変換回路ＡＤ２による変換誤差をＶＡＤ２とすると、
ＶＤＶ２＝Ｖ１１＋ＶＡＤ１
＝（Ｉａ＋ＩＬ１１×２）×Ｒ２４＋Ｖｏｆｆｓｅｔ＋ＶＡＤ２
となる。
したがって、ＥＣＵ２４において、演算される電圧Ｖ１２と電圧Ｖ１４との差電圧、すなわち、抵抗Ｒ２３の両端の電圧差ＶＲ２３は、
ＶＲ２３＝ＶＤＶ１−ＶＤＶ２
となる。

したがって、
ＶＰＮ＝ＶＲ２３／｛［Ｒ２３＋Ｒ２４］−Ｒ２４｝
／（Ｒ２１＋Ｒ２２＋Ｒ２３＋Ｒ２４）
＝（Ｉａ＋Ｉｃ＋ＩＬ１１）／Ｒ２４
となる。ここで、Ｉｃ＜＜Ｉａであるので、
ＶＰＮ≒（Ｉａ＋ＩＬ１１）／Ｒ２４
となる。

図４は、第２実施形態の効果の説明図である。
図４において、ＬＰは、図７に示した電圧検出回路の誤差特性である。
本第２実施形態によれば、図４に示すように、検出値の連続性を損なうことなく、第１クランプダイオード及び第２クランプダイオードの漏れ電流値の影響と、第１バッファ回路ＢＦ１及び第２バッファ回路ＢＦ２のオフセット電圧の影響と、第１Ａ／Ｄ変換回路ＡＤ１１及び第２Ａ／Ｄ変換回路ＡＤ１２の量子化誤差の影響を除去して、より広い電圧検出回路入力電圧範囲で、より正確かつ誤差の少ない検出値を得ることが可能となる。

［３］第３実施形態
図５は、第３実施形態の電力供給装置の概要回路構成図である。
図５において、図１の第１実施形態と同様の部分には、同一の符号を付し、その詳細な説明を省略する。
まず、電圧検出回路の構成について説明する。
第３実施形態の電力供給装置１０Ｂの電圧検出回路１４Ｂは、変換回路２１の正極側端子Ｐｔに一端が接続された抵抗Ｒ３１と、抵抗Ｒ３１の他端に直列接続された抵抗Ｒ３２を備えており、抵抗Ｒ３１及び抵抗Ｒ３２は、第１分圧回路を構成している。

抵抗Ｒ３１及び抵抗Ｒ３２の分圧点には、カソード端子が電圧検出回路１４の電源ＶＣＣに接続された第１クランプダイオードＤ２１のアノード端子が接続されており、第１クランプダイオードＤ２１のアノード端子とグランドとの間には、ノイズ除去用のセラミックコンデンサＣ２１が接続されている。また、第１クランプダイオードＤ２１の後段には、第１バッファ回路ＢＦ２１が接続されている。

また、電圧検出回路１４Ｂは、変換回路２１の負極側端子Ｎｔに一端が接続された抵抗Ｒ４１と、抵抗Ｒ４１の他端に直列接続された抵抗Ｒ４２を備えており、抵抗Ｒ４１及び抵抗Ｒ４２は、第２分圧回路を構成している。
抵抗Ｒ４１及び抵抗Ｒ４２の分圧点には、カソード端子が電圧検出回路１４Ｂの電源ＶＣＣに接続された第２クランプダイオードＤ２２のアノード端子が接続されており、第２クランプダイオードＤ２２のアノード端子とグランドとの間には、ノイズ除去用のセラミックコンデンサＣ２２が接続されている。また、第２クランプダイオードＤ２２の後段には、第２バッファ回路ＢＦ２が接続されている。
さらに第１バッファ回路ＢＦ２１の出力端子は、ＥＣＵ２４ＢのＡ／Ｄ変換ポートを介して第１Ａ／Ｄ変換回路ＡＤ２１に接続され、第２バッファ回路ＢＦ２２の出力端子は、ＥＣＵ２４ＡのＡ／Ｄ変換ポートを介して第２Ａ／Ｄ変換回路Ａ２２に接続されている。

上記構成において、第１クランプダイオードＤ２１と第２クランプダイオードＤ２２は、同一プロセスで作製されており、ほぼ同一の特性と見なせる特性を有している。
同様に第１バッファ回路ＢＦ２１と第２バッファ回路ＢＦ２２も、同一プロセスで作製されており、ほぼ同一の特性と見なせる特性を有している。
さらに、ＥＣＵ２４Ｂの第１Ａ／Ｄ変換回路ＡＤ２１と第２Ａ／Ｄ変換回路ＡＤ２２も、同一プロセスで作製されており、ほぼ同一の特性と見なせる特性を有している。

次に電圧検出回路１４Ｂの動作について説明する。
ここで、抵抗Ｒ３１を流れ出る電流をＩａ、抵抗Ｒ３２に流れ込む電流をＩｂとし、第１クランプダイオードＤ２１の漏れ電流をＩＬ２１とすると、
Ｉｂ＝Ｉａ＋ＩＬ２１
となり、電圧Ｖ２１は、
Ｖ２１＝Ｉｂ×Ｒ３２
＝（Ｉａ＋ＩＬ２１）×Ｒ３２
となる。

また、第１バッファ回路ＢＦ２１の出力電圧Ｖ２２は、第１バッファ回路ＢＦ２１のオフセット電圧をＶｏｆｆｓｅｔとすると、
Ｖ２２＝Ｖ２１＋Ｖｏｆｆｓｅｔ
となる。
ここで、ＥＣＵ２４のＡ／Ｄ変換回路ＡＤ２１により出力される電圧検出データＤＶ１１に相当するＶＤＶ１１は、Ａ／Ｄ変換回路ＡＤ２１による変換誤差をＶＡＤ２１とすると、
ＶＤＶ１１＝Ｖ２１＋ＶＡＤ２１
＝（Ｉａ＋ＩＬ２１）×Ｒ３２＋Ｖｏｆｆｓｅｔ＋ＶＡＤ２１
となる。

同様に、抵抗Ｒ４１を流れ出る電流をＩｃ、抵抗Ｒ４２に流れ込む電流をＩｄとし、第２クランプダイオードＤ１２の漏れ電流をＩＬ２１とすると、
Ｉｃ＝Ｉｂ
＝Ｉａ＋ＩＬ２１
となり、電圧Ｖ２３は、第２クランプダイオードＤ１２の漏れ電流をＩＬ２１とすると、
Ｖ２３＝（Ｉｃ＋ＩＬ２１）×Ｒ４２
となる。

また、第２バッファ回路ＢＦ２の出力電圧Ｖ１４は、第２バッファ回路ＢＦ２のオフセット電圧をＶｏｆｆｓｅｔとすると、
Ｖ２４＝Ｖ２３＋Ｖｏｆｆｓｅｔ
となる。
ここで、ＥＣＵ２４のＡ／Ｄ変換回路ＡＤ２１により出力される電圧検出データＤＶ１２に相当するＶＤＶ１２は、Ａ／Ｄ変換回路ＡＤ２２による変換誤差をＶＡＤ２２とすると、
ＶＤＶ１２＝Ｖ１１＋ＶＡＤ１
＝（Ｉｃ＋ＩＬ２１）×Ｒ４２＋Ｖｏｆｆｓｅｔ＋ＶＡＤ２２
となる。

したがって、Ｒ３２＝Ｒ４２とすると、
ＶＰＮ＝ＶＤＶ１１−ＶＤＶ１２
＝（Ｉａ＋Ｉｃ）／Ｒ３２
となる。ここで、Ｉｃ＜＜Ｉａであるので、
ＶＰＮ≒Ｉａ／Ｒ３２
となる。

図６は、第３実施形態の効果の説明図である。
図６において、ＬＰは、図７に示した電圧検出回路の誤差特性である。
本第３実施形態によれば、図６に示すように、検出値の連続性を損なうことなく、第１クランプダイオードＤ２１及び第２クランプダイオードＤ２２の漏れ電流値の影響と、第１バッファ回路ＢＦ２１及び第２バッファ回路ＢＦ２２のオフセット電圧の影響と、第１Ａ／Ｄ変換回路ＡＤ２１及び第２Ａ／Ｄ変換回路ＡＤ２２の量子化誤差の影響を除去して、より広い電圧検出回路入力電圧範囲で、より正確かつ誤差の少ない検出値を得ることが可能となる。

以上の図１、図３、図５の説明においては、コンデンサ２１ｃ、コンデンサ２２ｂ、コンデンサ２３ｂをそれぞれ別個に設けていたが、コンパクトなレイアウトが可能で、配線インダクタンス成分などが少なければ、一つのコンデンサで置き換えることも可能である。

１０、１０Ａ、１０Ｂ 電力供給装置
１１ モータ
１２ バッテリ
１３ モータ
１４、１４Ａ、１４Ｂ 電圧検出回路
２２ 第１電力変換回路（インバータ回路、コンバータ回路）
２３ 第２電力変換回路（コンバータ回路）
２４、２４Ａ、２４Ｂ ＥＣＵ
ＡＤ１ Ａ／Ｄ変換回路
ＡＤ１１、ＡＤ２１ 第１Ａ／Ｄ変換回路
ＡＤ１２、ＡＤ２２ 第１Ａ／Ｄ変換回路
ＢＦ１、ＢＦ１１，ＢＦ２１ 第１バッファ回路
ＢＦ２、ＢＦ１２、ＢＦ２２ 第２バッファ回路
Ｄ１、Ｄ１１、Ｄ２１ 第１クランプダイオード
Ｄ２、Ｄ１２、Ｄ２２ 第２クランプダイオード
Ｎｔ 負極側端子
Ｐｔ 正極側端子
Ｒ１１、Ｒ１２、Ｒ２１〜Ｒ２４ 抵抗（分圧回路）
Ｒ３１、Ｒ３２、Ｒ４１、Ｒ４２ 抵抗（分圧回路）

Claims (6)

1. 電力変換回路の基準グランド電位を設定し、前記基準グランド電位に対する検出対象電圧及び基準電圧を検出する電圧検出回路において、
   前記検出対象電圧を分圧する第１分圧回路と、前記基準電圧を分圧する第２分圧回路とを備え、分圧された前記検出対象電圧及び分圧された前記基準電圧をそれぞれをクランプダイオードを介して、バッファ回路に入力し、バッファ回路の出力電圧に基づいて前記検出対象電圧と前記基準電圧との差電圧を求める、
   ことを特徴とする電圧検出回路。
2. 請求項１記載の電圧検出回路において、
   前記バッファ回路から出力された前記検出対象電圧と、前記基準電圧と、が入力され、差電圧を出力する差電圧検出回路を備えたことを特徴とする電圧検出回路。
3. インバータの基準グランド電位を設定し、前記基準グランド電位に対する検出対象電圧及び基準電圧を検出する電圧検出回路において、
   前記検出対象電圧を分圧して、分圧された前記検出対象電圧及び前記基準電圧を生成し、それぞれをクランプダイオードを介して、バッファ回路に入力し、バッファ回路の出力電圧に基づいて前記検出対象電圧と前記基準電圧との差電圧を求める、
   ことを特徴とする電圧検出回路。
4. 請求項１または請求項３記載の電圧検出回路において、
   前記バッファ回路の出力電圧が入力され、アナログ／ディジタル変換を行ってディジタルデータとして出力するＡ／Ｄ変換回路を備え、
   前記Ａ／Ｄ変換回路の出力データに基づいて前記検出対象電圧と前記基準電圧との差電圧に相当する差電圧データを求める、
   ことを特徴とする電圧検出回路。
5. 請求項１乃至請求項４のいずれかに記載の電圧検出回路において、
   前記電力変換回路は、車両に搭載され、エンジンにより駆動される車載発電機あるいは車載バッテリからの供給電力の電力変換を行って車載電動機に駆動電力を供給する、
   ことを特徴とする電圧検出回路。
6. 請求項１乃至請求項４のいずれかに記載の電圧検出回路と、
   車両に搭載され、エンジンにより駆動される車載発電機あるいは車載バッテリからの供給電力の電力変換を行って車載電動機に駆動電力を供給する電力変換回路と、
   前記電圧検出回路の出力に基づいて、前記電力変換回路の前記電力変換を制御する制御回路と、
   を備えたことを特徴とする電力供給装置。

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