JP2012013433A - 電圧検出回路及び電力供給装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】検出電圧値の連続性を損なわずに検出誤差の影響を除去し、広い電圧域に渡って検出精度を向上する。
【解決手段】電圧検出回路１４の高電圧検出回路１４Ａは、被検出回路の出力電圧の検出電圧範囲のうち、高電圧域で電圧検出を行い、低電圧検出回路１４Ｂは、低電圧域で電圧検出を行う。これにより遮断器１４Ｃは、出力電圧に基づいて高電圧検出回路１４Ａあるいは低電圧検出回路１４Ｂを切り替える。
を備える。
【選択図】図１
【解決手段】電圧検出回路１４の高電圧検出回路１４Ａは、被検出回路の出力電圧の検出電圧範囲のうち、高電圧域で電圧検出を行い、低電圧検出回路１４Ｂは、低電圧域で電圧検出を行う。これにより遮断器１４Ｃは、出力電圧に基づいて高電圧検出回路１４Ａあるいは低電圧検出回路１４Ｂを切り替える。
を備える。
【選択図】図１
Description
本発明は、電圧検出回路及び電力供給装置に係り、特にマイクロコンピュータ等のＡ／Ｄ変換回路を用いた電圧検出回路及び電力供給装置に関する。
従来、マイクロコンピュータ等のＡ／Ｄ演算器や増幅器（以下、ＩＣという。）の耐圧より高い電圧を入力する際には、抵抗を用いてＩＣへの入力電圧を電圧検出回路により分圧してＩＣの耐圧以下にレベルシフトさせた電圧検出回路の出力電圧を印加するようにしていた。しかしながら、分圧抵抗が外れる等して正常に機能しないと、電圧検出回路を介してＩＣに元の電圧が入力され電圧破壊を引き起こす可能性がある。そこで、ＩＣに入力電圧を印加する入力ラインにダイオードを介挿しておくことで耐圧以上の入力電圧が印加された場合でも、入力ラインの電圧をＩＣ駆動用のＩＣ電源のＩＣ電源電圧にクランプするようにし、ＩＣの電圧保護を行う技術も知られている。
電圧検出回路において、２つの抵抗を直列に接続し、高電位側の抵抗の抵抗値をＲＨ、低電位側の抵抗の抵抗値をＲＬとして分圧回路を構成し、入力電圧を分圧回路で分圧した電圧を検出した場合に検出される電圧（以下、電圧検出回路出力という。）は、次式で表される。
電圧検出回路出力＝入力電圧／（ＲＨ＋ＲＬ）×ＲＬ
ここで、電圧検出回路出力≦ＩＣ電源電圧である。
また、電圧検出回路での検出精度を向上させるために、例えば、特許文献１では、複数の分圧抵抗をスイッチで切り替えながら、それぞれの分圧抵抗の両端の電位差をコンデンサで平滑し、その値をＡ／Ｄ変換回路（Ａ／Ｄ変換器）に入力する方式としている。
電圧検出回路出力＝入力電圧／（ＲＨ＋ＲＬ）×ＲＬ
ここで、電圧検出回路出力≦ＩＣ電源電圧である。
また、電圧検出回路での検出精度を向上させるために、例えば、特許文献１では、複数の分圧抵抗をスイッチで切り替えながら、それぞれの分圧抵抗の両端の電位差をコンデンサで平滑し、その値をＡ／Ｄ変換回路（Ａ／Ｄ変換器）に入力する方式としている。
しかしながら、特許文献１記載の方式では、スイッチの切り替えを行う度に回路が切断されるためスイッチングノイズが発生し電位差の測定に悪影響を与えてしまう。また個々の測定値の和を測定結果として用いるので測定結果の値に連続性はなく検出対象電圧、すなわちＩＣへの入力電圧を逐次変化させる機器においては不向きとなる。
さらに、Ａ／Ｄ変換回路は、変換する際に量子化誤差、Ａ／Ｄ基準電圧誤差が存在し、これらが誤差として電圧検出回路の出力値に計上される。
さらにまた、電圧検出回路等の電気回路にはインピーダンス誤差、分圧抵抗には温度特性、抵抗値誤差、保護ダイオードには漏れ電流に起因する誤差、バッファ（増幅器）にはオフセット電圧に起因する誤差が存在し、高精度化を行うためにはこれらの影響を除くことが重要である。
さらに、Ａ／Ｄ変換回路は、変換する際に量子化誤差、Ａ／Ｄ基準電圧誤差が存在し、これらが誤差として電圧検出回路の出力値に計上される。
さらにまた、電圧検出回路等の電気回路にはインピーダンス誤差、分圧抵抗には温度特性、抵抗値誤差、保護ダイオードには漏れ電流に起因する誤差、バッファ（増幅器）にはオフセット電圧に起因する誤差が存在し、高精度化を行うためにはこれらの影響を除くことが重要である。
次いで、従来の電圧検出回路をハイブリッド車両用の電力供給装置に用いた場合の問題点について説明する。
図７は、従来のハイブリッド車両用の電力供給装置の概要回路構成図である。
従来の電力供給装置１０Ｐは、大別すると、図示しないエンジンにより駆動される発電機（Ｇ）６１と、発電機６１の発電出力により充電される高圧系のバッテリ（ＢＡＴ）１６２と、バッテリ６２の放電出力と発電機６１の発電出力の少なくとも一方を用いて図示しない駆動輪を駆動するモータ（Ｍ）６３と、バッテリ６２からモータ６３への供給電圧あるいは発電機６１からバッテリ６２への供給電圧を検出する電圧検出回路５０と、電力供給装置１０Ｐ全体の制御を行う電力制御回路６５と、を備えている。
図７は、従来のハイブリッド車両用の電力供給装置の概要回路構成図である。
従来の電力供給装置１０Ｐは、大別すると、図示しないエンジンにより駆動される発電機（Ｇ）６１と、発電機６１の発電出力により充電される高圧系のバッテリ（ＢＡＴ）１６２と、バッテリ６２の放電出力と発電機６１の発電出力の少なくとも一方を用いて図示しない駆動輪を駆動するモータ（Ｍ）６３と、バッテリ６２からモータ６３への供給電圧あるいは発電機６１からバッテリ６２への供給電圧を検出する電圧検出回路５０と、電力供給装置１０Ｐ全体の制御を行う電力制御回路６５と、を備えている。
電力制御回路６５は、バッテリ６２から供給される電力により昇圧回路として機能する変換回路７１を介してモータ６３を駆動すると共にモータ６３を回生作動させた際の電力を降圧回路として機能する変換回路７１を介してバッテリ６２に供給する第１インバータ７２と、発電機６１により発生する電力を降圧回路として機能する変換回路７１を介してバッテリ６２に供給し、あるいは発電機６１により発生する電力でモータ６３を駆動する第２インバータ７３と、電力制御回路６５全体を中枢的に制御するマイクロコンピュータとして構成されたＥＣＵ７４と、ＥＣＵ７４の制御下で変換回路７１、第１インバータ７２及び第２インバータ７３の駆動制御を行うゲートドライバ７５と、を備えている。
電圧検出回路５０は、インバータの検出対象電圧（高電位側電圧）を分圧する抵抗Ｒ５１及び抵抗Ｒ５２を備えた分圧回路と、分圧回路により分圧された検出対象電圧をバッファリングして出力するバッファ回路ＢＦ５１と、バッファ回路ＢＦ５１の前段に接続され、分圧回路を介して過電圧が印加された場合に、バッファ回路ＢＦ５１の入力電圧を当該電圧検出回路５０の電源電圧にクランプするクランプダイオードＤ５１と、を備えている。
電圧検出回路５０は、インバータの検出対象電圧（高電位側電圧）を分圧する抵抗Ｒ５１及び抵抗Ｒ５２を備えた分圧回路と、分圧回路により分圧された検出対象電圧をバッファリングして出力するバッファ回路ＢＦ５１と、バッファ回路ＢＦ５１の前段に接続され、分圧回路を介して過電圧が印加された場合に、バッファ回路ＢＦ５１の入力電圧を当該電圧検出回路５０の電源電圧にクランプするクランプダイオードＤ５１と、を備えている。
ここで、検出対象回路であるインバータの基準電位と、電圧検出回路５０の基準電位が同電位であるとすると、インバータの高電位側電圧をＶｐｎとし、抵抗Ｒ５１から抵抗Ｒ５２に流れ込む電流をＩとした場合に、高電位側電圧Ｖｐｎを分圧して得られる電圧Ｖ５１は、
Ｖ５１＝Ｖｐｎ／（Ｒ５１＋Ｒ５２）×Ｒ５２
＝Ｉ×Ｒ５２
となる。
Ｖ５１＝Ｖｐｎ／（Ｒ５１＋Ｒ５２）×Ｒ５２
＝Ｉ×Ｒ５２
となる。
また、バッファ回路ＢＦ５１は、増幅率１の場合は電圧Ｖ５１をそのまま出力するので、バッファ回路ＢＦ５１の出力電圧Ｖ５２は、
Ｖ５２＝Ｖ５１
となる。
したがって、ＥＣＵ７４のＡ／Ｄ変換回路ＡＤ５１に入力される電圧は、電圧Ｖ５１、Ｖ５２と同値となるので電圧データＤＶも電圧Ｖ５１、Ｖ５２と同値となる。
したがって、ＥＣＵ７４で検出する検出対象の高電位側電圧Ｖｐｎは、
Ｖｐｎ＝Ｉ×Ｒ５２
となる。
Ｖ５２＝Ｖ５１
となる。
したがって、ＥＣＵ７４のＡ／Ｄ変換回路ＡＤ５１に入力される電圧は、電圧Ｖ５１、Ｖ５２と同値となるので電圧データＤＶも電圧Ｖ５１、Ｖ５２と同値となる。
したがって、ＥＣＵ７４で検出する検出対象の高電位側電圧Ｖｐｎは、
Ｖｐｎ＝Ｉ×Ｒ５２
となる。
ここで、Ａ／Ｄ変換回路ＡＤ１の１ＬＳＢ当たりの電圧は、基準電源電圧Ｖをｒｅｆとし、Ａ／Ｄ変換回路ＡＤ１の分解能をＢｉｔとした場合、
１ＬＳＢ＝Ｖｒｅｆ／Ｂｉｔ
となる。
ここで、１ＬＳＢを検出電圧値ＶＤＥＴに当てはめる演算式は、
ＶＤＥＴ＝１ＬＳＢ／（１／（Ｒ５１＋Ｒ５２）×Ｒ５２）
となる。
しかしながら、上記演算が成り立つのは理想的な状態であり、実際の回路においては、回路各部の誤差が積算されていくこととなる。
１ＬＳＢ＝Ｖｒｅｆ／Ｂｉｔ
となる。
ここで、１ＬＳＢを検出電圧値ＶＤＥＴに当てはめる演算式は、
ＶＤＥＴ＝１ＬＳＢ／（１／（Ｒ５１＋Ｒ５２）×Ｒ５２）
となる。
しかしながら、上記演算が成り立つのは理想的な状態であり、実際の回路においては、回路各部の誤差が積算されていくこととなる。
すなわち、検出対象回路であるインバータの基準電位と、電圧検出回路の基準電位が同電位である場合に、検出対象の高電位側電圧Ｖｐｎを分圧すると電圧Ｖ５１は、クランプダイオードＤ５１（過電圧保護ダイオード）から抵抗Ｒ５２に漏れ電流ＩＬ５１が流入するため、
Ｖ５１＝（Ｉａ＋ＩＬ５１）×Ｒ５２
となる。
バッファ回路ＢＦ５１は、増幅率１の場合は電圧Ｖ５１を同値で出力するが、バッファ回路ＢＦ５１の入力に生じる電位差から
Ｖ５２＝Ｖ５１＋Ｖｏｆｆｓｅｔ
となる。
Ｖ５１＝（Ｉａ＋ＩＬ５１）×Ｒ５２
となる。
バッファ回路ＢＦ５１は、増幅率１の場合は電圧Ｖ５１を同値で出力するが、バッファ回路ＢＦ５１の入力に生じる電位差から
Ｖ５２＝Ｖ５１＋Ｖｏｆｆｓｅｔ
となる。
さらにＡ／Ｄ変換回路ＡＤ１に入力される値は、電圧Ｖ５２と同値となるが、量子化誤差（ＡＤ誤差）が存在するため
電圧データＤＶに相当する電圧は、
Ｖ５２＋ＡＤ誤差
となる。
よって
Ｖｐｎ＝（Ｉａ＋漏れ電流）×Ｒ５２＋Ｖｏｆｆｓｅｔ＋ＡＤ誤差
となり、理想値であるＶｐｎ＝Ｉ×Ｒ２と異なることとなる。
電圧データＤＶに相当する電圧は、
Ｖ５２＋ＡＤ誤差
となる。
よって
Ｖｐｎ＝（Ｉａ＋漏れ電流）×Ｒ５２＋Ｖｏｆｆｓｅｔ＋ＡＤ誤差
となり、理想値であるＶｐｎ＝Ｉ×Ｒ２と異なることとなる。
図８は、上記従来の電力供給装置における各部で発生する誤差の説明図である。
図８に示すように、抵抗Ｒ５１，Ｒ５２で構成される分圧回路に起因する誤差ＥＲ及び基準電圧の変動に起因する誤差ＥＲＥＦは、入力電圧に変動無く全域で一定である。
一方、クランプダイオードＤ５１の漏れ電流に起因する誤差ＥＤ、バッファ回路ＢＦ５１のオフセット電圧に起因する誤差ＥＢ、出力インピーダンスに起因する誤差ＥＯ、ＡＤ変換回路ＡＤ１における量子化誤差ＥＡＤは、電圧検出回路の入力電圧が低い場合に大きくなると言う傾向を示しており、入力電圧が低い場合には高精度での電圧検出は望めないという問題点があることが分かる。
図８に示すように、抵抗Ｒ５１，Ｒ５２で構成される分圧回路に起因する誤差ＥＲ及び基準電圧の変動に起因する誤差ＥＲＥＦは、入力電圧に変動無く全域で一定である。
一方、クランプダイオードＤ５１の漏れ電流に起因する誤差ＥＤ、バッファ回路ＢＦ５１のオフセット電圧に起因する誤差ＥＢ、出力インピーダンスに起因する誤差ＥＯ、ＡＤ変換回路ＡＤ１における量子化誤差ＥＡＤは、電圧検出回路の入力電圧が低い場合に大きくなると言う傾向を示しており、入力電圧が低い場合には高精度での電圧検出は望めないという問題点があることが分かる。
特にＶＣＵ（Voltage Control Unit）制御や、モータ制御などにおいては、高電圧化が進んでいるため、電圧検出範囲を拡大しようとした場合には、実効的な分解能が粗くなるため、入力電圧の低い低電圧域では、電圧検出回路を構成している各部の誤差の影響を受けやすく高精度化を行うためには限界があるという問題点が生じる。
さらに高電圧を検出しようとする場合には、分圧抵抗を構成する抵抗の耐圧によっては、抵抗数を増やして各抵抗に印加される電圧を分散する必要があるため、誤差がさらに増大するという問題点も生じることとなる。
そこで、本発明の目的は、検出電圧値の連続性を損なうことなく、特に低電圧域において検出誤差の影響を除去して検出精度を向上することが可能な電圧検出回路及び電力供給装置を提供することにある。
さらに高電圧を検出しようとする場合には、分圧抵抗を構成する抵抗の耐圧によっては、抵抗数を増やして各抵抗に印加される電圧を分散する必要があるため、誤差がさらに増大するという問題点も生じることとなる。
そこで、本発明の目的は、検出電圧値の連続性を損なうことなく、特に低電圧域において検出誤差の影響を除去して検出精度を向上することが可能な電圧検出回路及び電力供給装置を提供することにある。
上記課題を解決するため、本発明の第１態様は、被検出回路の出力電圧を検出する電圧検出回路において、前記出力電圧の検出電圧範囲を低電圧域と高電圧域とに分け、前記高電圧域で電圧検出を行う高電圧検出回路と、前記低電圧域で電圧検出を行う低電圧検出回路と、前記出力電圧に基づいて前記高電圧域で前記低電圧検出回路の動作を停止させる動作制御手段と、を備えたことを特徴とする。
上記構成によれば、高電圧検出回路は、高電圧域で電圧検出を行い、低電圧検出回路は、低電圧域で電圧検出を行う。
一方、動作制御手段は、出力電圧に基づいて高電圧域で低電圧検出回路の動作を停止させる。
したがって、出力電圧の検出電圧範囲を低電圧域と高電圧域とに分けることで、全電圧域を一つの電圧検出回路で検出する場合と比較して、電圧検出回路のダイナミックレンジを狭くでき、出力電圧の検出電圧範囲の全域にわたって高精度で電圧検出が行える。
上記構成によれば、高電圧検出回路は、高電圧域で電圧検出を行い、低電圧検出回路は、低電圧域で電圧検出を行う。
一方、動作制御手段は、出力電圧に基づいて高電圧域で低電圧検出回路の動作を停止させる。
したがって、出力電圧の検出電圧範囲を低電圧域と高電圧域とに分けることで、全電圧域を一つの電圧検出回路で検出する場合と比較して、電圧検出回路のダイナミックレンジを狭くでき、出力電圧の検出電圧範囲の全域にわたって高精度で電圧検出が行える。
本発明の第２態様は、第１態様において、前記動作制御手段は、遮断器として構成され、前記高電圧検出回路を用いて前記出力電圧の検出を行い、前記出力電圧が高電圧域に至ったか否かを判別し、前記出力電圧が前記高電圧域となった場合に、前記低電圧検出回路を前記被検出回路から遮断することを特徴とする。
上記構成によれば、遮断器として構成された動作制御手段は、高電圧検出回路の検出電圧に基づいて出力電圧が高電圧域に至ったか否かを判別し、出力電圧が前記高電圧域となった場合に、前記低電圧検出回路を前記被検出回路から遮断するので、確実に高電圧検出回路と低電圧検出回路との切り替えを行いつつ、出力電圧が高電圧域となった場合に、低電圧検出回路を被検出回路から遮断するので、低電圧検出回路の出力電圧が後段の回路に出力されることがない。
上記構成によれば、遮断器として構成された動作制御手段は、高電圧検出回路の検出電圧に基づいて出力電圧が高電圧域に至ったか否かを判別し、出力電圧が前記高電圧域となった場合に、前記低電圧検出回路を前記被検出回路から遮断するので、確実に高電圧検出回路と低電圧検出回路との切り替えを行いつつ、出力電圧が高電圧域となった場合に、低電圧検出回路を被検出回路から遮断するので、低電圧検出回路の出力電圧が後段の回路に出力されることがない。
本発明の第３態様は、第１態様または第２態様において、前記低電圧検出回路は、前記出力電圧を分圧する分圧回路と、前記分圧回路で分圧された出力電圧を保持するバッファ回路と、を備え、前記動作制御手段は、前記出力電圧に基づいて、前記出力電圧が前記高電圧域となった場合に、前記分圧回路の出力をグランドレベルとすることを特徴とする。
上記構成によれば、動作制御手段は、高電圧域に至った場合には、分圧回路の出力をグランドレベルとして、バッファ回路から出力電圧が後段の回路に出力されることを確実に防止できる。
上記構成によれば、動作制御手段は、高電圧域に至った場合には、分圧回路の出力をグランドレベルとして、バッファ回路から出力電圧が後段の回路に出力されることを確実に防止できる。
本発明の第４態様は、第１の態様において、前記高電圧検出回路及び前記低電圧検出回路は、前記出力電圧を分圧する分圧回路を共用した共通電圧検出回路として構成され、前記動作制御手段は、前記被検出回路の出力電圧が前記低電圧域あるいは前記高電圧域のいずれに属するかを判別し、外部回路が前記共通電圧回路の出力がいずれの電圧検出回路の出力であるかを判別可能に電圧域判別信号を出力する電圧域判別回路を備えるとともに、前記出力電圧に基づいて、前記分圧回路の分圧比を前記低電圧域と前記高電圧域とで切り替えることにより、前記共通電圧検出回路を、前記高電圧検出回路あるいは前記低電圧検出回路として切り替える、ことを特徴とする。
上記構成によれば、前記被検出回路の出力電圧が前記低電圧域あるいは前記高電圧域のいずれに属するかを判別し、電圧域判別信号を出力する。
これと並行して動作制御手段は、出力電圧に基づいて、分圧回路の分圧比を低電圧域と高電圧域とで切り替えることにより、共通電圧検出回路を、高電圧検出回路あるいは低電圧検出回路として切り替える。
したがって、共通電圧検出回路の出力が入力される電圧検出回路の後段の回路は、電圧域判別信号の出力に基づいて、共通電圧検出回路の出力を処理することで、出力電圧の検出電圧範囲の全域にわたって高精度な検出電圧を利用することが可能となる。
これと並行して動作制御手段は、出力電圧に基づいて、分圧回路の分圧比を低電圧域と高電圧域とで切り替えることにより、共通電圧検出回路を、高電圧検出回路あるいは低電圧検出回路として切り替える。
したがって、共通電圧検出回路の出力が入力される電圧検出回路の後段の回路は、電圧域判別信号の出力に基づいて、共通電圧検出回路の出力を処理することで、出力電圧の検出電圧範囲の全域にわたって高精度な検出電圧を利用することが可能となる。
本発明の第５態様は、第１態様乃至第４態様のいずれかにおいて、前記被検出回路は、車両に搭載され、エンジンにより駆動される車載発電機あるいは車載バッテリからの供給電力の電力変換を行って車載電動機に駆動電力を供給するインバータであることを特徴とする。
上記構成によれば、インバータの出力電圧を広い電圧域に渡って、高精度で検出することができ、ひいては、インバータの制御を高精度で行える。
上記構成によれば、インバータの出力電圧を広い電圧域に渡って、高精度で検出することができ、ひいては、インバータの制御を高精度で行える。
本発明の第６態様は、第１態様乃至第４態様のいずれかに記載の電圧検出回路と、車両に搭載され、エンジンにより駆動される車載発電機あるいは車載バッテリからの供給電力の電力変換を行って車載電動機に駆動電力を供給するインバータと、前記電圧検出回路の出力に基づいて、前記インバータの前記電力変換を制御する制御回路と、を備えたことを特徴とする。
上記構成によれば、電圧検出回路は、インバータの出力電圧を検出し、制御回路は、検出された出力電圧に基づいて電力変換を制御する。
この場合において、電圧検出回路は、インバータの出力電圧を広い電圧域に渡って、高精度で検出することができ、電力供給装置は、インバータの制御を高精度で行える。
上記構成によれば、電圧検出回路は、インバータの出力電圧を検出し、制御回路は、検出された出力電圧に基づいて電力変換を制御する。
この場合において、電圧検出回路は、インバータの出力電圧を広い電圧域に渡って、高精度で検出することができ、電力供給装置は、インバータの制御を高精度で行える。
本発明の電圧検出回路によれば、検出電圧値の連続性を損なうことなく、広い電圧域に渡って検出誤差の影響を除去して検出精度を向上することが可能となるという効果を奏する。
また、本発明の電力供給装置によれば、インバータの出力電圧を広い電圧域に渡って、高精度で検出することができ、電力供給装置は、インバータの制御を高精度で行えるという効果を奏する。
また、本発明の電力供給装置によれば、インバータの出力電圧を広い電圧域に渡って、高精度で検出することができ、電力供給装置は、インバータの制御を高精度で行えるという効果を奏する。
以下、図面を参照して本発明の実施形態について説明する。
そこで、以下の各実施形態においては、クランプダイオードからの漏れ電流、バッファ回路のオフセット電圧Ｖoffset、あるいは、Ａ／Ｄ変換回路の量子化誤差（ＡＤ誤差）をキャンセルするために、これらの誤差とほぼ同一の値を生成する回路を付加して、それらの差分を求めるようにしている。
そこで、以下の各実施形態においては、クランプダイオードからの漏れ電流、バッファ回路のオフセット電圧Ｖoffset、あるいは、Ａ／Ｄ変換回路の量子化誤差（ＡＤ誤差）をキャンセルするために、これらの誤差とほぼ同一の値を生成する回路を付加して、それらの差分を求めるようにしている。
［１］第１実施形態
図１は、第１実施形態の電力供給装置としての、ハイブリッド車両用の電力供給装置の回路構成図である。
電力供給装置１０は、後述のバッテリ１２の放電出力により駆動輪を駆動し、あるいは、図示しないエンジンにより駆動され発電機として機能するモータ（Ｍ）１１と、モータ１１が発電機として機能した場合に、その発電出力により充電される高圧系のバッテリ（ＢＡＴ）１２と、バッテリ１２の放電出力あるいは発電機として機能しているモータ１１の発電出力の少なくとも一方を用いて図示しない駆動輪を駆動するモータ（Ｍ）１３と、バッテリ１２からモータ１３への供給電圧あるいはモータ１１からバッテリ１２への供給電圧を検出する電圧検出回路１４と、電力供給装置１０全体の制御を行う電力制御回路１５と、を備えている。
図１は、第１実施形態の電力供給装置としての、ハイブリッド車両用の電力供給装置の回路構成図である。
電力供給装置１０は、後述のバッテリ１２の放電出力により駆動輪を駆動し、あるいは、図示しないエンジンにより駆動され発電機として機能するモータ（Ｍ）１１と、モータ１１が発電機として機能した場合に、その発電出力により充電される高圧系のバッテリ（ＢＡＴ）１２と、バッテリ１２の放電出力あるいは発電機として機能しているモータ１１の発電出力の少なくとも一方を用いて図示しない駆動輪を駆動するモータ（Ｍ）１３と、バッテリ１２からモータ１３への供給電圧あるいはモータ１１からバッテリ１２への供給電圧を検出する電圧検出回路１４と、電力供給装置１０全体の制御を行う電力制御回路１５と、を備えている。
電力制御回路１５は、バッテリ１２から供給される電力により昇圧回路として機能する変換回路２１を介してモータ１３を駆動すると共にモータ１３を回生動作させた際の電力を降圧回路として機能する変換回路２１を介してバッテリ１２に供給する第１電力変換回路２２と、発電機として機能するモータ１１により発生する電力あるいはモータ１２を回生動作させた際の電力を降圧回路として機能する変換回路２１を介してバッテリ１２に供給し又は発電機として機能するモータ１１により発生する電力でモータ１３を駆動する第２電力変換回路２３と、電力制御回路１５全体を中枢的に制御するマイクロコンピュータとして構成されたＥＣＵ２４と、ＥＣＵ２４の制御下で変換回路２１、第１電力変換回路２２及び第２電力変換回路２３の駆動制御を行うゲートドライバ２５と、を備えている。
ここで、第１電力変換回路２２は、バッテリ１２の電力でモータ１３を駆動する場合には、インバータ回路（ＤＣ−ＡＣ変換回路）として機能し、モータ１３を発電機として回生動作を行う場合には、コンバータ回路（ＡＣ−ＤＣ変換回路）として機能している。
また、第２電力変換回路２３は、バッテリ１２の電力でモータ１１を駆動する場合には、インバータ回路（ＤＣ−ＡＣ変換回路）として機能し、モータ１１を発電機として回生動作を行う場合には、コンバータ回路（ＡＣ−ＤＣ変換回路）として機能している。
ここで、第１電力変換回路２２は、バッテリ１２の電力でモータ１３を駆動する場合には、インバータ回路（ＤＣ−ＡＣ変換回路）として機能し、モータ１３を発電機として回生動作を行う場合には、コンバータ回路（ＡＣ−ＤＣ変換回路）として機能している。
また、第２電力変換回路２３は、バッテリ１２の電力でモータ１１を駆動する場合には、インバータ回路（ＤＣ−ＡＣ変換回路）として機能し、モータ１１を発電機として回生動作を行う場合には、コンバータ回路（ＡＣ−ＤＣ変換回路）として機能している。
変換回路２１は、リアクトル２１ａと、２個のトランジスタ２９Ｈ、２９Ｌを有するチョッパ回路２１ｂとを備え、第１電力変換回路２２の入力側に設けた電圧変換装置である。さらに変換回路２１は、このチョッパ回路２１ｂの下流側に２次平滑コンデンサ２１ｃ、リアクトル２１ａの上流側に１次平滑コンデンサ２１ｄが各々並列接続されており、ＥＣＵ２４の制御下で動作するゲートドライバ２５により、バッテリ１２の電圧を昇圧し、あるいは発電機１１の電圧を降圧する。
より詳細には、チョッパ回路２１ｂは、対をなす高電位側トランジスタ２９Ｈ及び低電位側トランジスタ２９Ｌが直列に接続されている。
より詳細には、チョッパ回路２１ｂは、対をなす高電位側トランジスタ２９Ｈ及び低電位側トランジスタ２９Ｌが直列に接続されている。
さらに、高電位側トランジスタ２９Ｈのコレクタ−エミッタ間には、エミッタからコレクタに向けて順方向となるように、フリーホイールダイオードとしてダイオード３０Ｈが接続され、低電位側トランジスタ２９Ｌのコレクタ−エミッタ間には、エミッタからコレクタに向けて順方向となるように、フリーホイールダイオードとしてダイオード３０Ｌが接続されている。
そして、リアクトル２１ａの一端はバッテリ１２の正極側端子に接続され、リアクトル２１ａの他端は、高電位側トランジスタ２９Ｈのコレクタ及び低電位側トランジスタ２９のエミッタに接続されている。高電位側トランジスタ２９Ｈのエミッタはバッテリ１２の負極側端子及び変換回路２１の負極側端子Ｎｔに接続されている。また、低電位側トランジスタ２９Ｌのコレクタは変換回路２１の正極側端子Ｐｔに接続されている。
以上の説明では、チョッパ回路２１ｂにおいて、２個のＩＧＢＴ２９Ｈ、２９Ｌを対として用いていたが、さらに電流容量が必要とされる場合には、同様の高電位側トランジスタ及び低電位側トランジスタのＩＧＢＴの対を、２個のＩＧＢＴ２９Ｈ、２９Ｌと並列に一対あるいは複数対配置するように構成することも可能である。この場合には、上述した実施形態と同様に、直列に接続している高電位側トランジスタ及び低電位側トランジスタのそれぞれのコレクタ−エミッタ間に、エミッタからコレクタに向けて順方向となるように、フリーホイールダイオードとしてのダイオードを接続する。
なお、チョッパ回路２１ｂを構成するトランジスタとして、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、ＭＯＳＦＥＴ、バイポーラトランジスタなどのスイッチング素子を使用することが可能である。
以上の説明では、チョッパ回路２１ｂにおいて、２個のＩＧＢＴ２９Ｈ、２９Ｌを対として用いていたが、さらに電流容量が必要とされる場合には、同様の高電位側トランジスタ及び低電位側トランジスタのＩＧＢＴの対を、２個のＩＧＢＴ２９Ｈ、２９Ｌと並列に一対あるいは複数対配置するように構成することも可能である。この場合には、上述した実施形態と同様に、直列に接続している高電位側トランジスタ及び低電位側トランジスタのそれぞれのコレクタ−エミッタ間に、エミッタからコレクタに向けて順方向となるように、フリーホイールダイオードとしてのダイオードを接続する。
なお、チョッパ回路２１ｂを構成するトランジスタとして、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、ＭＯＳＦＥＴ、バイポーラトランジスタなどのスイッチング素子を使用することが可能である。
第１インバータ２２は、６個のＩＧＢＴをブリッジ接続したブリッジ回路２２ａと平滑コンデンサ２２ｂとを具備するパルス幅変調（ＰＷＭ）によるＰＷＭインバータであって、この第１インバータ２２にはモータ１３と変換回路２１が接続されている。
より詳細には、第１インバータ２２のブリッジ回路２２ａは、各相毎に対をなす高電位側Ｕ相トランジスタ３１ＵＨ、低電位側Ｕ相トランジスタ３１ＵＬ、高電位側Ｖ相トランジスタ３１ＶＨ、低電位側Ｖ相トランジスタ３１ＶＬ、高電位側Ｗ相トランジスタ３１ＷＨ、低電位側Ｗ相トランジスタ３１ＷＬをブリッジ接続している。
より詳細には、第１インバータ２２のブリッジ回路２２ａは、各相毎に対をなす高電位側Ｕ相トランジスタ３１ＵＨ、低電位側Ｕ相トランジスタ３１ＵＬ、高電位側Ｖ相トランジスタ３１ＶＨ、低電位側Ｖ相トランジスタ３１ＶＬ、高電位側Ｗ相トランジスタ３１ＷＨ、低電位側Ｗ相トランジスタ３１ＷＬをブリッジ接続している。
ここで、高電位側Ｕ相トランジスタ３１ＵＨ、高電位側Ｖ相トランジスタ３１ＶＨ及び高電位側Ｗ相トランジスタ３１ＷＨは、変換回路２１の正極側端子Ｐｔに接続されてハイサイドアームを構成し、低電位側Ｕ相トランジスタ３１ＵＬ、低電位側Ｖ相トランジスタ３１ＶＬ及び低電位側Ｗ相トランジスタ３１ＷＬは、変換回路２１の負極側端子Ｎｔに接続されローサイドアームを構成している。
さらに、高電位側Ｕ相トランジスタ３１ＵＨ、低電位側Ｕ相トランジスタ３１ＵＬ、高電位側Ｖ相トランジスタ３１ＶＨ、低電位側Ｖ相トランジスタ３１ＶＬ、高電位側Ｗ相トランジスタ３１ＷＨ、低電位側Ｗ相トランジスタ３１ＷＬのコレクタ−エミッタ間には、エミッタからコレクタに向けて順方向となるように、それぞれダイオード３２ＵＨ，３２ＵＬ，３２ＶＨ，３２ＶＬ，３２ＷＨ，３２ＷＬが接続されている。
さらに、高電位側Ｕ相トランジスタ３１ＵＨ、低電位側Ｕ相トランジスタ３１ＵＬ、高電位側Ｖ相トランジスタ３１ＶＨ、低電位側Ｖ相トランジスタ３１ＶＬ、高電位側Ｗ相トランジスタ３１ＷＨ、低電位側Ｗ相トランジスタ３１ＷＬのコレクタ−エミッタ間には、エミッタからコレクタに向けて順方向となるように、それぞれダイオード３２ＵＨ，３２ＵＬ，３２ＶＨ，３２ＶＬ，３２ＷＨ，３２ＷＬが接続されている。
変換回路２１と第１インバータ２２との間には第１インバータ２２と同様の構成を備えた第２インバータ２３が正極側端子Ｐｔと負極側端子Ｎｔに接続され、この第２インバータ２３に発電機１１が接続されている。
第２インバータ２３は、第１インバータ２２と同様に、トランジスタのスイッチング素子を複数用いブリッジ接続してなるブリッジ回路２３ａと平滑コンデンサ２３ｂとを具備するパルス幅変調（ＰＷＭ）によるＰＷＭインバータである。この第２インバータ２３は発電機１１の出力電圧を変換回路２１により降圧してバッテリ１２に充電を行ったり、第１インバータ２２を経由してモータ１３を駆動したりする。
第２インバータ２３は、第１インバータ２２と同様に、トランジスタのスイッチング素子を複数用いブリッジ接続してなるブリッジ回路２３ａと平滑コンデンサ２３ｂとを具備するパルス幅変調（ＰＷＭ）によるＰＷＭインバータである。この第２インバータ２３は発電機１１の出力電圧を変換回路２１により降圧してバッテリ１２に充電を行ったり、第１インバータ２２を経由してモータ１３を駆動したりする。
第２インバータ２３は、６個のＩＧＢＴをブリッジ接続したブリッジ回路２３ａと平滑コンデンサ２３ｂとを具備するパルス幅変調（ＰＷＭ）によるＰＷＭインバータである。
より詳細には、第２インバータ２３のブリッジ回路２３ａは、各相毎に対をなす高電位側Ｕ相トランジスタ３３ＵＨ、低電位側Ｕ相トランジスタ３３ＵＬ、高電位側Ｖ相トランジスタ３３ＶＨ、低電位側Ｖ相トランジスタ３３ＶＬ、高電位側Ｗ相トランジスタ３３ＷＨ、低電位側Ｗ相トランジスタ３３ＷＬをブリッジ接続している。
より詳細には、第２インバータ２３のブリッジ回路２３ａは、各相毎に対をなす高電位側Ｕ相トランジスタ３３ＵＨ、低電位側Ｕ相トランジスタ３３ＵＬ、高電位側Ｖ相トランジスタ３３ＶＨ、低電位側Ｖ相トランジスタ３３ＶＬ、高電位側Ｗ相トランジスタ３３ＷＨ、低電位側Ｗ相トランジスタ３３ＷＬをブリッジ接続している。
ここで、高電位側Ｕ相トランジスタ３３ＵＨ、高電位側Ｖ相トランジスタ３３ＶＨ及び高電位側Ｗ相トランジスタ３３ＷＨは、変換回路２１の正極側端子Ｐｔに接続されてハイサイドアームを構成し、低電位側Ｕ相トランジスタ３３ＵＬ、低電位側Ｖ相トランジスタ３３ＶＬ及び低電位側Ｗ相トランジスタ３３ＷＬは、変換回路２１の負極側端子Ｎｔに接続されローサイドアームを構成している。
さらに、高電位側Ｕ相トランジスタ３３ＵＨ、低電位側Ｕ相トランジスタ３３ＵＬ、高電位側Ｖ相トランジスタ３３ＶＨ、低電位側Ｖ相トランジスタ３３ＶＬ、高電位側Ｗ相トランジスタ３３ＷＨ、低電位側Ｗ相トランジスタ３１ＷＬのコレクタ−エミッタ間には、エミッタからコレクタに向けて順方向となるように、それぞれダイオード３４ＵＨ，３４ＵＬ，３４ＶＨ，３４ＶＬ，３４ＷＨ，３４ＷＬが接続されている。
さらに、高電位側Ｕ相トランジスタ３３ＵＨ、低電位側Ｕ相トランジスタ３３ＵＬ、高電位側Ｖ相トランジスタ３３ＶＨ、低電位側Ｖ相トランジスタ３３ＶＬ、高電位側Ｗ相トランジスタ３３ＷＨ、低電位側Ｗ相トランジスタ３１ＷＬのコレクタ−エミッタ間には、エミッタからコレクタに向けて順方向となるように、それぞれダイオード３４ＵＨ，３４ＵＬ，３４ＶＨ，３４ＶＬ，３４ＷＨ，３４ＷＬが接続されている。
また、第１インバータ２２からモータ１３のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各コイルには、３本のバスＬＵ１、ＬＶ１、ＬＷ１が接続され、第２インバータ２３から発電機１１のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各コイルには、３本のバスＬＵ２、ＬＶ２、ＬＷ２が接続されいる。
さらに、変換回路２１、第１インバータ２２、第２インバータ２３を構成している各トランジスタのゲートには、ゲートドライバ２５からの信号線がそれぞれ接続されている。
さらに、変換回路２１、第１インバータ２２、第２インバータ２３を構成している各トランジスタのゲートには、ゲートドライバ２５からの信号線がそれぞれ接続されている。
次に電圧検出回路の構成について説明する。
電圧検出回路１４は、抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ２、セラミックコンデンサＣ１及び第１バッファ回路ＢＦ１で構成される高電圧検出回路１４Ａと、抵抗Ｒ１１、抵抗Ｒ１２、セラミックコンデンサＣ１１及び第２バッファ回路ＢＦ２で構成される低電圧検出回路１４Ｂと、抵抗Ｒ２１、抵抗Ｒ２２及びコンパレータＣＭで構成される遮断器１４Ｃと、を備えている。
電圧検出回路１４は、抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ２、セラミックコンデンサＣ１及び第１バッファ回路ＢＦ１で構成される高電圧検出回路１４Ａと、抵抗Ｒ１１、抵抗Ｒ１２、セラミックコンデンサＣ１１及び第２バッファ回路ＢＦ２で構成される低電圧検出回路１４Ｂと、抵抗Ｒ２１、抵抗Ｒ２２及びコンパレータＣＭで構成される遮断器１４Ｃと、を備えている。
高電圧検出回路１４Ａにおいて、抵抗Ｒ１の一端は、変換回路２１の正極側端子Ｐｔに接続され、抵抗Ｒ１の他端には、抵抗Ｒ２が直列接続され、抵抗Ｒ１及び抵抗Ｒ２は、分圧回路を構成している。
抵抗Ｒ１及び抵抗Ｒ２の分圧点とグランドとの間には、ノイズ除去用のセラミックコンデンサＣ１が接続されている。また、抵抗Ｒ１及び抵抗Ｒ２の分圧点には、第１バッファ回路ＢＦ１が接続されている。
抵抗Ｒ１及び抵抗Ｒ２の分圧点とグランドとの間には、ノイズ除去用のセラミックコンデンサＣ１が接続されている。また、抵抗Ｒ１及び抵抗Ｒ２の分圧点には、第１バッファ回路ＢＦ１が接続されている。
低電圧検出回路１４Ｂにおいて、抵抗Ｒ１１の一端は、変換回路２１の正極側端子Ｐｔに接続され、抵抗Ｒ１１の他端には、抵抗Ｒ１２が直列接続され、抵抗Ｒ１１及び抵抗Ｒ１２は、分圧回路を構成している。
抵抗Ｒ１１及び抵抗Ｒ１２の分圧点とグランドとの間には、ノイズ除去用のセラミックコンデンサＣ１１が接続されている。また、抵抗Ｒ１１及び抵抗Ｒ１２の分圧点には、第２バッファ回路ＢＦ１１が接続されている。
抵抗Ｒ１１及び抵抗Ｒ１２の分圧点とグランドとの間には、ノイズ除去用のセラミックコンデンサＣ１１が接続されている。また、抵抗Ｒ１１及び抵抗Ｒ１２の分圧点には、第２バッファ回路ＢＦ１１が接続されている。
遮断器１４Ｃにおいて、抵抗Ｒ２１の一端には、インバータの出力電圧が低電圧域あるいは高電圧域のいずれに属するかを判別するための基準電圧Ｖｒｅｆが印加され、抵抗Ｒ２１の他端には、抵抗Ｒ２２が直列接続され、抵抗Ｒ２１及び抵抗Ｒ２２は、基準電圧Ｖｒｅｆを分圧する分圧回路を構成している。また、コンパレータＣＭの一方の端子には、第１バッファ回路ＢＦ１の出力端子が接続され、他方の端子には、抵抗Ｒ２１及び抵抗Ｒ２２の分圧点が接続されている。
この構成において、遮断器１４ＣのコンパレータＣＭの出力端子は、オープンコレクタ出力構成を採っており、第１バッファ回路ＢＦ１の出力端子の電圧Ｖ４が、基準電圧Ｖｒｅｆを分圧した電圧を超えた場合、すなわち、インバータの出力電圧が高電圧域に属する場合には、低電圧検出回路１４Ｂへの電圧入力を遮断するために、出力端子をグランドレベルとする。一方、第１バッファ回路ＢＦ１の出力端子の電圧Ｖ４が、基準電圧Ｖｒｅｆを分圧した電圧以下の場合、すなわち、インバータの出力電圧が低電圧域に属する場合には、低電圧検出回路１４Ｂを動作させて電圧検出を行わせるように、出力端子をハイインピーダンス状態とする。
さらに第１バッファ回路ＢＦ１の出力端子は、ＥＣＵ２４のＡ／Ｄ変換ポートを介してＡ／Ｄ変換回路ＡＤ１１に接続され、第２バッファ回路ＢＦ１１の出力端子は、ＥＣＵ２４のＡ／Ｄ変換ポートを介してＡ／Ｄ変換回路ＡＤ１２に接続されている。
図２は、高電圧検出回路および低電圧検出回路の出力特性電圧の説明図である。
上記構成において、ＥＣＵ２４のＡ／Ｄ変換回路ＡＤ１１およびＡ／Ｄ変換回路ＡＤ１２の入力上限電圧をＶＩＮｍａｘとした場合、電圧検出回路１の入力電圧がＶｔｈを越えると、低電圧検出回路１４Ｂの第２バッファ回路ＢＦ１１の出力電圧Ｖ２は、ＥＣＵ２４のＡ／Ｄ変換回路ＡＤ１２の入力上限電圧ＶＩＮｍａｘを越えることとなってしまう。
したがって、電圧変動も考慮して電圧検出回路１の入力電圧がＶｔｈを越えない電圧に至った場合には、遮断器１４ＣのコンパレータＣＭの出力端子をグランドレベルとして、低電圧検出回路１４Ｂの第２バッファ回路ＢＦ１１への入力を遮断するようにしている。
図２は、高電圧検出回路および低電圧検出回路の出力特性電圧の説明図である。
上記構成において、ＥＣＵ２４のＡ／Ｄ変換回路ＡＤ１１およびＡ／Ｄ変換回路ＡＤ１２の入力上限電圧をＶＩＮｍａｘとした場合、電圧検出回路１の入力電圧がＶｔｈを越えると、低電圧検出回路１４Ｂの第２バッファ回路ＢＦ１１の出力電圧Ｖ２は、ＥＣＵ２４のＡ／Ｄ変換回路ＡＤ１２の入力上限電圧ＶＩＮｍａｘを越えることとなってしまう。
したがって、電圧変動も考慮して電圧検出回路１の入力電圧がＶｔｈを越えない電圧に至った場合には、遮断器１４ＣのコンパレータＣＭの出力端子をグランドレベルとして、低電圧検出回路１４Ｂの第２バッファ回路ＢＦ１１への入力を遮断するようにしている。
図３は、遮断時の動作説明図である。
図３に示すように、低電圧検出回路１４Ｂの第２バッファ回路ＢＦ１１の出力電圧Ｖ２に相当する検出回路出力電圧曲線ＳＬは、出力電圧Ｖ２がＡ／Ｄ変換回路ＡＤ１２の入力上限電圧ＶＩＮｍａｘに至る直前の電圧で遮断器１４Ｃの出力端子がグランドレベルとなることにより、ドロップダウンさせられることとなる。
そこで、ＥＣＵ２４Ａは、Ａ／Ｄ変換回路ＡＤ１２の電圧検出データＤＶ２に基づいて、低電圧検出回路１４Ｂの出力電圧Ｖ２がＡ／Ｄ変換回路ＡＤ１２の入力上限電圧ＶＩＮｍａｘに至る前に、電圧検出回路１４の入力電圧Ｖｐｎがしきい値電圧Ｖｔｈ１に至った時点で、電圧検出データとして、高精度（高分解能）である電圧検出データＤＶ２に代えて、比較的低精度（低分解能）であるＡ／Ｄ変換回路ＡＤ１１の電圧検出データＤＶ１に基づいて制御を行うように動作する。
図３に示すように、低電圧検出回路１４Ｂの第２バッファ回路ＢＦ１１の出力電圧Ｖ２に相当する検出回路出力電圧曲線ＳＬは、出力電圧Ｖ２がＡ／Ｄ変換回路ＡＤ１２の入力上限電圧ＶＩＮｍａｘに至る直前の電圧で遮断器１４Ｃの出力端子がグランドレベルとなることにより、ドロップダウンさせられることとなる。
そこで、ＥＣＵ２４Ａは、Ａ／Ｄ変換回路ＡＤ１２の電圧検出データＤＶ２に基づいて、低電圧検出回路１４Ｂの出力電圧Ｖ２がＡ／Ｄ変換回路ＡＤ１２の入力上限電圧ＶＩＮｍａｘに至る前に、電圧検出回路１４の入力電圧Ｖｐｎがしきい値電圧Ｖｔｈ１に至った時点で、電圧検出データとして、高精度（高分解能）である電圧検出データＤＶ２に代えて、比較的低精度（低分解能）であるＡ／Ｄ変換回路ＡＤ１１の電圧検出データＤＶ１に基づいて制御を行うように動作する。
図４は、電圧検出回路の入力電圧と検出誤差との関係を示す図である。
したがって、ＥＣＵ２４Ａは、図４に示すように、全検出範囲のうち、電圧検出回路１４の入力電圧がしきい値電圧Ｖｔｈ１未満の場合には、低電圧検出回路１４Ｂの出力電圧Ｖ２に相当する電圧検出データＤＶ２を電圧検出に用い、電圧検出回路１４の入力電圧がしきい値電圧Ｖｔｈ１以上の場合には、高電圧検出回路１４Ａの出力電圧Ｖ４に相当する電圧検出データＤＶ１を電圧検出に用いることとなる。
したがって、電圧検出回路１４の入力電圧がしきい値電圧Ｖｔｈ１以上の場合の誤差曲線は、図４中、誤差曲線ＳＨＥとなり、従来においては精度が低かったが、本実施形態によれば電圧検出回路１４の入力電圧がしきい値電圧Ｖｔｈ１未満の低電圧域においては、誤差曲線ＳＬＥとなり、従来と比較して３５％以上誤差を減少させ、高精度、高分解能で電圧検出を行って、インバータ２２，２３を制御することが可能となることがわかる。
したがって、ＥＣＵ２４Ａは、図４に示すように、全検出範囲のうち、電圧検出回路１４の入力電圧がしきい値電圧Ｖｔｈ１未満の場合には、低電圧検出回路１４Ｂの出力電圧Ｖ２に相当する電圧検出データＤＶ２を電圧検出に用い、電圧検出回路１４の入力電圧がしきい値電圧Ｖｔｈ１以上の場合には、高電圧検出回路１４Ａの出力電圧Ｖ４に相当する電圧検出データＤＶ１を電圧検出に用いることとなる。
したがって、電圧検出回路１４の入力電圧がしきい値電圧Ｖｔｈ１以上の場合の誤差曲線は、図４中、誤差曲線ＳＨＥとなり、従来においては精度が低かったが、本実施形態によれば電圧検出回路１４の入力電圧がしきい値電圧Ｖｔｈ１未満の低電圧域においては、誤差曲線ＳＬＥとなり、従来と比較して３５％以上誤差を減少させ、高精度、高分解能で電圧検出を行って、インバータ２２，２３を制御することが可能となることがわかる。
次に電圧検出回路１４の動作について説明する。
まず、電圧Ｖ４が基準電圧Ｖｒｅｆを抵抗Ｒ２１および抵抗Ｒ２２で分圧した電圧未満の場合の動作について説明する。
すなわち、
Ｖ４＜Ｖｒｅｆ／｛Ｒ５／（Ｒ５＋Ｒ６）｝
の場合には、検出対象回路であるインバータ２２，２３の出力電圧が低電圧領域に属し、低電圧検出回路１４Ｂを動作させて、インバータ２２，２３の出力電圧の検出を行わせることとなる。
まず、電圧Ｖ４が基準電圧Ｖｒｅｆを抵抗Ｒ２１および抵抗Ｒ２２で分圧した電圧未満の場合の動作について説明する。
すなわち、
Ｖ４＜Ｖｒｅｆ／｛Ｒ５／（Ｒ５＋Ｒ６）｝
の場合には、検出対象回路であるインバータ２２，２３の出力電圧が低電圧領域に属し、低電圧検出回路１４Ｂを動作させて、インバータ２２，２３の出力電圧の検出を行わせることとなる。
以下の説明においては、抵抗Ｒ１を流れる電流をＩ１、抵抗Ｒ１１を流れる電流をＩ２とするものとする。また、正極側端子Ｐｔにおける基準グランドに対する電圧をＶｐｎとする。
まず、抵抗Ｒ１１および抵抗Ｒ１２の分圧電圧Ｖ１を求めると、以下の通りとなる。
Ｖ１＝Ｖｐｎ／（Ｒ１１＋Ｒ１２）×Ｒ１１
＝Ｉ２×Ｒ１２
となる。
まず、抵抗Ｒ１１および抵抗Ｒ１２の分圧電圧Ｖ１を求めると、以下の通りとなる。
Ｖ１＝Ｖｐｎ／（Ｒ１１＋Ｒ１２）×Ｒ１１
＝Ｉ２×Ｒ１２
となる。
また、第２バッファ回路ＢＦ１１の出力電圧Ｖ２は、第２バッファ回路ＢＦ１１の出力に含まれる誤差としてのオフセット電圧をＶｏｆｆｓｅｔとすると、
Ｖ２＝Ｖ１＋Ｖｏｆｆｓｅｔ
となる。
これにより、ＥＣＵ２４ＡのＡ／Ｄ変換回路ＡＤ１２により出力される電圧検出データＤＶ２に相当するＶＤＶ２は、Ａ／Ｄ変換回路ＡＤ１２による変換誤差をＶＡＤとすると、
ＶＤＶ２＝Ｖ２＋ＶＡＤ
となる。
Ｖ２＝Ｖ１＋Ｖｏｆｆｓｅｔ
となる。
これにより、ＥＣＵ２４ＡのＡ／Ｄ変換回路ＡＤ１２により出力される電圧検出データＤＶ２に相当するＶＤＶ２は、Ａ／Ｄ変換回路ＡＤ１２による変換誤差をＶＡＤとすると、
ＶＤＶ２＝Ｖ２＋ＶＡＤ
となる。
ここで、Ａ／Ｄ変換回路ＡＤ１２の１ビット（１ＬＳＢ）を検出電圧値に当てはめる演算式は、
１ＬＳＢ／｛１／（Ｒ１１＋Ｒ１２）×Ｒ１２｝
となり、電圧Ｖｐｎは、
Ｖｐｎ＝ＶＤＶ２
＝Ｉ２×Ｒ１２＋Ｖｏｆｆｓｅｔ＋ＶＡＤ
となる。
１ＬＳＢ／｛１／（Ｒ１１＋Ｒ１２）×Ｒ１２｝
となり、電圧Ｖｐｎは、
Ｖｐｎ＝ＶＤＶ２
＝Ｉ２×Ｒ１２＋Ｖｏｆｆｓｅｔ＋ＶＡＤ
となる。
次に電圧Ｖ４が、基準電圧Ｖｒｅｆを抵抗Ｒ２１および抵抗Ｒ２２で分圧した電圧以上の場合の動作について説明する。
すなわち、
Ｖ４≧Ｖｒｅｆ／｛Ｒ２２／（Ｒ２１＋Ｒ２２）｝
の場合には、検出対象回路であるインバータの出力電圧が高電圧領域に属し、低電圧検出回路１４Ｂへの入力電圧を遮断器により遮断させて、インバータの出力電圧の検出は、高電圧検出回路１４Ａに行わせることとなる。
以下の説明においては、抵抗Ｒ１を流れる電流をＩ１、抵抗Ｒ１１を流れる電流をＩ２とするものとする。また、正極側端子Ｐｔにおける基準グランドに対する電圧をＶｐｎとする。
すなわち、
Ｖ４≧Ｖｒｅｆ／｛Ｒ２２／（Ｒ２１＋Ｒ２２）｝
の場合には、検出対象回路であるインバータの出力電圧が高電圧領域に属し、低電圧検出回路１４Ｂへの入力電圧を遮断器により遮断させて、インバータの出力電圧の検出は、高電圧検出回路１４Ａに行わせることとなる。
以下の説明においては、抵抗Ｒ１を流れる電流をＩ１、抵抗Ｒ１１を流れる電流をＩ２とするものとする。また、正極側端子Ｐｔにおける基準グランドに対する電圧をＶｐｎとする。
まず、抵抗Ｒ１および抵抗Ｒ２の分圧電圧Ｖ３を求めると、以下の通りとなる。
Ｖ３＝Ｖｐｎ／（Ｒ１＋Ｒ２）×Ｒ２
＝Ｉ１×Ｒ２
となる。
また、第１バッファ回路ＢＦ１の出力電圧Ｖ４は、第１バッファ回路ＢＦ１の出力に含まれる誤差としてのオフセット電圧をＶｏｆｆｓｅｔとすると、
Ｖ４＝Ｖ３＋Ｖｏｆｆｓｅｔ
となる。
Ｖ３＝Ｖｐｎ／（Ｒ１＋Ｒ２）×Ｒ２
＝Ｉ１×Ｒ２
となる。
また、第１バッファ回路ＢＦ１の出力電圧Ｖ４は、第１バッファ回路ＢＦ１の出力に含まれる誤差としてのオフセット電圧をＶｏｆｆｓｅｔとすると、
Ｖ４＝Ｖ３＋Ｖｏｆｆｓｅｔ
となる。
これにより、ＥＣＵ２４ＡのＡ／Ｄ変換回路ＡＤ１１により出力される電圧検出データＤＶ１に相当するＶＤＶ１は、Ａ／Ｄ変換回路ＡＤ１１による変換誤差をＶＡＤとすると、
ＶＤＶ１＝Ｖ４＋ＶＡＤ
となる。
ここで、Ａ／Ｄ変換回路ＡＤ１１の１ビット（１ＬＳＢ）を検出電圧値に当てはめる演算式は、
１ＬＳＢ／｛１／（Ｒ１＋Ｒ２）×Ｒ２｝
となり、電圧Ｖｐｎは、
Ｖｐｎ＝ＶＤＶ１
＝Ｉ１×Ｒ２＋Ｖｏｆｆｓｅｔ＋ＶＡＤ
となる。
ＶＤＶ１＝Ｖ４＋ＶＡＤ
となる。
ここで、Ａ／Ｄ変換回路ＡＤ１１の１ビット（１ＬＳＢ）を検出電圧値に当てはめる演算式は、
１ＬＳＢ／｛１／（Ｒ１＋Ｒ２）×Ｒ２｝
となり、電圧Ｖｐｎは、
Ｖｐｎ＝ＶＤＶ１
＝Ｉ１×Ｒ２＋Ｖｏｆｆｓｅｔ＋ＶＡＤ
となる。
そして、このときの電圧Ｖ１は、グランドレベル（＝０Ｖ）となっているため、低電圧検出回路１４Ｂは遮断されており、低電圧検出回路１４Ｂを構成する第２バッファ回路ＢＦ１１には、電圧が印加されず、第２バッファ回路ＢＦ１１が保護されることとなる。
以上の説明のように、本第１実施形態によれば、電圧検出回路には、誤差の原因となる漏れ電流が発生するクランプダイオードを設ける必要が無いので、漏れ電流による誤差を考慮する必要が無く、高精度の電圧検出が行える。
また、低電圧域と、高電圧域とで用いる電圧検出回路を異ならせ、各電圧検出回路のダイナミックレンジを一つの電圧検出回路で電圧を検出する場合と比較して狭くすることにより、ＡＤ変換器における量子化誤差の影響を小さくすることができる。
以上の説明のように、本第１実施形態によれば、電圧検出回路には、誤差の原因となる漏れ電流が発生するクランプダイオードを設ける必要が無いので、漏れ電流による誤差を考慮する必要が無く、高精度の電圧検出が行える。
また、低電圧域と、高電圧域とで用いる電圧検出回路を異ならせ、各電圧検出回路のダイナミックレンジを一つの電圧検出回路で電圧を検出する場合と比較して狭くすることにより、ＡＤ変換器における量子化誤差の影響を小さくすることができる。
さらに、高電圧域と比較して低電圧域のダイナミックレンジ（電圧検出範囲）をさらに狭く設定しているので、誤差が大きくなりやすい低電圧域で、高精度（高分解能）で電圧検出を行うことが可能となる。
特に高電圧検出回路１４Ａに対応する第１Ａ／Ｄ変換回路ＡＤ１１および低電圧検出回路１４Ｂに対応する第２Ａ／Ｄ変換回路ＡＤ１２として同一の回路を用いたとしても、第２Ａ／Ｄ変換回路ＡＤ１２のダイナミックレンジを第１Ａ／Ｄ変換回路ＡＤ１１のダイナミックレンジよりも狭くすることで、実効的な分解能を向上でき、検出精度を向上させることが可能となる。
特に高電圧検出回路１４Ａに対応する第１Ａ／Ｄ変換回路ＡＤ１１および低電圧検出回路１４Ｂに対応する第２Ａ／Ｄ変換回路ＡＤ１２として同一の回路を用いたとしても、第２Ａ／Ｄ変換回路ＡＤ１２のダイナミックレンジを第１Ａ／Ｄ変換回路ＡＤ１１のダイナミックレンジよりも狭くすることで、実効的な分解能を向上でき、検出精度を向上させることが可能となる。
また、本第１実施形態の構成によれば、高電圧検出回路１４Ａは、検出電圧範囲の全域で電圧を検出しているので、万が一、低電圧検出回路１４Ｂにより電圧検出が行えなくなった場合でも、精度は下がるもののＥＣＵ２４は、第１インバータ２２あるいは第２インバータ２３の制御を継続することが可能となる。
また、本第１実施形態によれば、入力電圧が高くなった場合には、遮断器１４Ｃにより入力が遮断されるため、低電圧検出回路１４Ｂの入力電圧範囲を制限するために、従来のようにクランプダイオードを設ける必要がなく、クランプダイオードを設けることによる漏れ電流に起因する誤差が発生することもない。
また、本第１実施形態によれば、入力電圧が高くなった場合には、遮断器１４Ｃにより入力が遮断されるため、低電圧検出回路１４Ｂの入力電圧範囲を制限するために、従来のようにクランプダイオードを設ける必要がなく、クランプダイオードを設けることによる漏れ電流に起因する誤差が発生することもない。
［２］第２実施形態
図５は、第２実施形態の電力供給装置の概要回路構成図である。
まず、電圧検出回路の構成について説明する。
第２実施形態の電圧検出回路１４ＸＡは、入力電圧を低電圧測定レンジと、高電圧測定レンジとの二つの測定レンジに分け、各測定レンジで入力電圧の分圧比を代えて共通の電圧検出回路で電圧検出を行うことにより、広ダイナミックレンジかつ高精度の電圧検出を行うものである。
図５は、第２実施形態の電力供給装置の概要回路構成図である。
まず、電圧検出回路の構成について説明する。
第２実施形態の電圧検出回路１４ＸＡは、入力電圧を低電圧測定レンジと、高電圧測定レンジとの二つの測定レンジに分け、各測定レンジで入力電圧の分圧比を代えて共通の電圧検出回路で電圧検出を行うことにより、広ダイナミックレンジかつ高精度の電圧検出を行うものである。
電力供給装置１０Ａの電圧検出回路１４ＸＡは、大別すると、低電圧測定レンジ及び高電圧測定レンジで共通して電圧検出を行う共通電圧検出回路１４ＸＣと、入力電圧が低電圧測定レンジあるいは高電圧測定レンジのいずれに属するかを判別して検出電圧測定レンジを切り替える測定レンジ切替回路１４ＸＢと、測定レンジ切替回路１４ＸＢの制御下で測定レンジが切り替えられるとともに、低電圧測定レンジ及び高電圧測定レンジで共通して電圧検出を行う共通電圧検出回路１４ＸＣと、を備えている。
図６は、電圧検出回路の要部詳細構成図である。
測定レンジ切替回路１４ＸＢは、変換回路２１の正極側端子Ｐｔに一端が接続された抵抗Ｒ４１と、この抵抗Ｒ４１に直列接続された抵抗Ｒ４２、抵抗Ｒ４３と、を備えており、抵抗Ｒ４１、Ｒ４２及び抵抗４３は、抵抗Ｒ４２及び抵抗Ｒ４３の接続点を分圧点とし、所定の基準電圧Ｖｒｅｆを分圧する第１の分圧回路を構成している。
測定レンジ切替回路１４ＸＢは、変換回路２１の正極側端子Ｐｔに一端が接続された抵抗Ｒ４１と、この抵抗Ｒ４１に直列接続された抵抗Ｒ４２、抵抗Ｒ４３と、を備えており、抵抗Ｒ４１、Ｒ４２及び抵抗４３は、抵抗Ｒ４２及び抵抗Ｒ４３の接続点を分圧点とし、所定の基準電圧Ｖｒｅｆを分圧する第１の分圧回路を構成している。
また、測定レンジ切替回路１４ＸＢは、抵抗Ｒ４２及び抵抗Ｒ４３の接続点（分圧点）に反転入力端子（−端子）が接続され、非反転入力端子（＋端子）に抵抗Ｒ４７及び抵抗Ｒ４８で構成された第２の分圧回路から所定の基準電圧Ｖｒｅｆを分圧した比較基準電圧が入力され、出力端子が共通電圧検出回路１４ＸＣを構成する抵抗Ｒ４９の他端に接続されたコンパレータＣＭ４１を備えている。ここで、抵抗Ｒ４７、抵抗Ｒ４８及びコンパレータＣＭ４１は、第１の遮断器１４ＸＢ１として機能している。また、コンパレータＣＭ４１は、オープンコレクタ接続とされているため、反転入力端子の印加電圧が非反転入力端子の電圧を上回る場合、すなわち、高電圧測定レンジで電圧測定を行うべき場合には、オン状態となり、出力端子がグランド接地状態となる。
このため、抵抗Ｒ４９は、グランド接地状態となり、実効的に抵抗Ｒ４９が抵抗４６に並列接続された状態となる。したがって、並列接続された抵抗Ｒ４６と抵抗Ｒ４９の剛性抵抗をＲ４６・４９で表すとすると、低電圧測定レンジの場合の第２の分圧回路の分圧比＝Ｒ４６／（Ｒ４４＋Ｒ４５＋Ｒ４６）よりも、高電圧測定レンジである場合の第２の分圧回路の分圧比＝Ｒ４６・４９／（Ｒ４４＋Ｒ４５＋Ｒ４６・４９）が小さくなるため、抵抗Ｒ４９の抵抗値を適宜設定すれば、高電圧測定レンジにおけるバッファ回路ＢＦ５１の出力電圧範囲を低電圧測定レンジにおける出力電圧範囲と同様にすることが可能となる。
さらに測定レンジ切替回路１４ＸＢは、コンパレータＣＭ４１の出力端子が反転入力端子に接続され、非反転入力端子に抵抗Ｒ５０及び抵抗Ｒ５１で構成された第３の分圧回路から所定の基準電圧Ｖｒｅｆを分圧した比較基準電圧が入力され、出力端子がＥＣＵ２４Ａのディジタル入力ポートに接続されたコンパレータＣＭ４２と、一端に基準電圧Ｖｒｅｆが印加され、他端がコンパレータＣＭ４２の出力端子に接続された電流制限用抵抗Ｒ５２と、を備えている。ここで、抵抗Ｒ５０、抵抗Ｒ５１及びコンパレータＣＭ４２は、第２の遮断器１４ＸＢ２として機能している。また、コンパレータＣＭ４２は、オープンコレクタ接続とされているため、反転入力端子の印加電圧が非反転入力端子の電圧を上回ると、コンパレータＣＭ４２はオン状態となり、出力端子がグランド接地状態となり、電流制限用抵抗Ｒ５１を介して出力端子を介してグランドに流れ込むこととなり、ＥＣＵ２４Ａのディジタル入力ポートの信号レベルは“Ｌ”レベルとなる。さらに反転入力端子の印加電圧が非反転入力端子の電圧を以下である場合には、コンパレータＣＭ４２はオフ状態となり、電流制限用抵抗Ｒ５１を介してＥＣＵ２４Ａのディジタル入力ポートに電圧が印加され、ＥＣＵ２４Ａのディジタル入力ポートの信号レベルは“Ｈ”レベルとなる。
一方、共通電圧検出回路１４ＸＣは、変換回路２１の正極側端子Ｐｔに一端が接続された抵抗Ｒ４４と、この抵抗Ｒ４４に直列接続された抵抗Ｒ４５、抵抗Ｒ４６と、抵抗Ｒ４５及び抵抗Ｒ４６の接続点に一端が接続された抵抗Ｒ４９と、を備えており、抵抗Ｒ４４、Ｒ４５、Ｒ４６及び抵抗４９は、抵抗Ｒ４５及び抵抗Ｒ４６の接続点を分圧点とする分圧回路を構成している。
また、共通電圧検出回路１４ＸＣは、抵抗Ｒ４５及び抵抗Ｒ４６の接続点（分圧点）に入力端子が接続され、出力端子がＥＣＵ２４のＡ／Ｄ変換ポートを介してＡ／Ｄ変換回路ＡＤ１１に接続されたバッファ回路ＢＦ５１と、抵抗Ｒ４５及び抵抗Ｒ４６の分圧点とグランドとの間に介挿されたノイズ除去用のセラミックコンデンサＣ２２と、を備えている。
次に動作を説明する。
測定電圧（正極端子Ｐｔ−負極端子Ｎｔ間の電圧）が低電圧測定レンジに属する電圧である場合には、コンパレータＣＭ４１の非反転入力端子に入力される抵抗Ｒ４７及び抵抗Ｒ４８で構成された第２の分圧回路の出力電圧が反転入力端子に入力される電圧よりも高くなる。このとき、コンパレータＣＭ４１の出力端子はハイインピーダンス状態となっているため、実効的には、共通電圧検出回路１４ＸＣは、抵抗Ｒ４９が設けられていない場合の回路と等価となる。
このため、バッファ回路ＢＦ５１に入力される電圧ＶＢｉｎは、次式で表される。
ＶＢｉｎ＝Ｖｐｎ・Ｒ４６／（Ｒ４４＋Ｒ４５＋Ｒ４６）
測定電圧（正極端子Ｐｔ−負極端子Ｎｔ間の電圧）が低電圧測定レンジに属する電圧である場合には、コンパレータＣＭ４１の非反転入力端子に入力される抵抗Ｒ４７及び抵抗Ｒ４８で構成された第２の分圧回路の出力電圧が反転入力端子に入力される電圧よりも高くなる。このとき、コンパレータＣＭ４１の出力端子はハイインピーダンス状態となっているため、実効的には、共通電圧検出回路１４ＸＣは、抵抗Ｒ４９が設けられていない場合の回路と等価となる。
このため、バッファ回路ＢＦ５１に入力される電圧ＶＢｉｎは、次式で表される。
ＶＢｉｎ＝Ｖｐｎ・Ｒ４６／（Ｒ４４＋Ｒ４５＋Ｒ４６）
同様に、コンパレータＣＭ４２の非反転入力端子に入力される抵抗Ｒ５０及び抵抗Ｒ５１で構成された第３の分圧回路の出力電圧が反転入力端子に入力される電圧よりも高くなる。このとき、コンパレータＣＭ４１の出力端子はハイインピーダンス状態となっているため、抵抗Ｒ５２を介して、ＥＣＵ２４のディジタル入力ポートに印加される電圧は“Ｈ”レベルとなり、ＥＣＵ２４は、測定レンジが低電圧測定レンジであることを認識することができる。
したがって、ＥＣＵ２４は、アナログ入力ポート及びＡ／Ｄ変換器ＡＤ１１を介して入力される測定データＤＶ２を、低電圧測定レンジのデータとして取り扱い、低電圧測定レンジ用の電圧演算テーブルに切り替えて、電圧測定結果として取得することとなる。
したがって、ＥＣＵ２４は、アナログ入力ポート及びＡ／Ｄ変換器ＡＤ１１を介して入力される測定データＤＶ２を、低電圧測定レンジのデータとして取り扱い、低電圧測定レンジ用の電圧演算テーブルに切り替えて、電圧測定結果として取得することとなる。
一方、測定電圧が高電圧測定レンジに属する電圧である場合には、すなわち、コンパレータＣＭ４１の非反転入力端子に入力される抵抗Ｒ４７及び抵抗Ｒ４８で構成された第２の分圧回路の出力電圧が反転入力端子に入力される電圧以下である場合には、コンパレータＣＭ４１の出力端子はグランド接地されることとなり、実効的に、共通電圧検出回路１４ＸＣは、抵抗Ｒ４９が抵抗Ｒ４６に並列接続された回路と等価となる。
このため、並列接続された抵抗Ｒ４６と抵抗Ｒ４９の合成抵抗Ｒ６９を次式で表すとすると、
Ｒ６９＝Ｒ４６・Ｒ４９／（Ｒ４６＋Ｒ４９）
バッファ回路ＢＦ５１に入力される電圧ＶＢｉｎは、以下の通りとなる。
ＶＢｉｎ＝Ｖｐｎ・Ｒ６９／（Ｒ４４＋Ｒ４５＋Ｒ６９）
このため、並列接続された抵抗Ｒ４６と抵抗Ｒ４９の合成抵抗Ｒ６９を次式で表すとすると、
Ｒ６９＝Ｒ４６・Ｒ４９／（Ｒ４６＋Ｒ４９）
バッファ回路ＢＦ５１に入力される電圧ＶＢｉｎは、以下の通りとなる。
ＶＢｉｎ＝Ｖｐｎ・Ｒ６９／（Ｒ４４＋Ｒ４５＋Ｒ６９）
このとき、
Ｒ４６＞Ｒ６９
であるので、抵抗Ｒ４６に抵抗Ｒ４９が並列接続された場合（高電圧測定レンジ）に第２の分圧回路に入力される電圧と、抵抗Ｒ４６に抵抗Ｒ４９が並列接続されていない場合（低電圧測定レンジ）に第２の分圧回路に入力される電圧と、が等しい場合を想定すると、第２の分圧回路の分圧点から出力される電圧は、抵抗Ｒ４６に抵抗Ｒ４９が並列接続された場合（高電圧測定レンジ）の方が低くなる。
Ｒ４６＞Ｒ６９
であるので、抵抗Ｒ４６に抵抗Ｒ４９が並列接続された場合（高電圧測定レンジ）に第２の分圧回路に入力される電圧と、抵抗Ｒ４６に抵抗Ｒ４９が並列接続されていない場合（低電圧測定レンジ）に第２の分圧回路に入力される電圧と、が等しい場合を想定すると、第２の分圧回路の分圧点から出力される電圧は、抵抗Ｒ４６に抵抗Ｒ４９が並列接続された場合（高電圧測定レンジ）の方が低くなる。
これにより、抵抗Ｒ４９の抵抗値を適宜設定することにより、バッファ回路ＢＦ５１に入力される電圧範囲を、ほぼ共通化することが可能となり、一の共通電圧検出回路１４ＸＣで電圧測定が可能となるのである。
同様に、コンパレータＣＭ４２の非反転入力端子に入力される抵抗Ｒ５０及び抵抗Ｒ５１で構成された第３の分圧回路の出力電圧が反転入力端子に入力される電圧以下となる。このとき、コンパレータＣＭ４１の出力端子はグランド接地となっているため、抵抗Ｒ５２を介して、ＥＣＵ２４のディジタル入力ポートに印加される電圧は“Ｌ”レベルとなり、ＥＣＵ２４は、測定レンジが高電圧測定レンジであることを認識することができる。
したがって、ＥＣＵ２４は、アナログ入力ポート及びＡ／Ｄ変換器ＡＤ１１を介して入力される測定データＤＶ２を、高電圧測定レンジのデータとして取り扱い、高電圧測定レンジ用の電圧演算テーブルに切り替えて、電圧測定結果を取得することとなる。
同様に、コンパレータＣＭ４２の非反転入力端子に入力される抵抗Ｒ５０及び抵抗Ｒ５１で構成された第３の分圧回路の出力電圧が反転入力端子に入力される電圧以下となる。このとき、コンパレータＣＭ４１の出力端子はグランド接地となっているため、抵抗Ｒ５２を介して、ＥＣＵ２４のディジタル入力ポートに印加される電圧は“Ｌ”レベルとなり、ＥＣＵ２４は、測定レンジが高電圧測定レンジであることを認識することができる。
したがって、ＥＣＵ２４は、アナログ入力ポート及びＡ／Ｄ変換器ＡＤ１１を介して入力される測定データＤＶ２を、高電圧測定レンジのデータとして取り扱い、高電圧測定レンジ用の電圧演算テーブルに切り替えて、電圧測定結果を取得することとなる。
以上の説明のように本第２実施形態によれば、高電圧測定レンジと、低電圧測定レンジとで、実際の電圧測定を行う電圧検出回路を一つの共通電圧検出回路１４ＸＣで行い、分圧比を切り替えるだけであるので、電圧測定レンジ毎に別回路で電圧検出を行う場合と比較して、測定レンジの違いによる電圧測定のばらつきが小さく、信頼性が向上する。また、電圧測定時は、共通電圧検出回路１４ＸＣは、常時稼動しているので、電気的にも安定しており、より信頼性が向上する。
他の動作および効果については、第１実施形態と同様である。
他の動作および効果については、第１実施形態と同様である。
［３］変形例
以上の説明においては、コンパレータＣＭあるいはコンパレータＣＭ１の出力端子は、オープンコレクタ出力構成を採っていたが、オープンドレイン出力構成を採るように構成することも可能である。
また、以上の説明は、被検出回路であるインバータの検出電圧範囲を高電圧域と低電圧域との二つの電圧域に分割する場合のものであったが、ｎ（ｎは、３以上）の電圧域に分割し、下のｎ−１個の電圧域に対応する遮断器を設けるように構成することも可能である。
以上の説明においては、高電圧検出回路１４Ａは、検出電圧範囲の全域において、電圧検出を行う構成を採っていたが、低電圧検出回路１４Ｂの上限検出電圧よりも低い電圧であって、安全係数を見込んだ下限検出電圧を設定し、当該下限検出電圧未満の電圧では動作しないように構成することも可能である。
以上の説明においては、コンパレータＣＭあるいはコンパレータＣＭ１の出力端子は、オープンコレクタ出力構成を採っていたが、オープンドレイン出力構成を採るように構成することも可能である。
また、以上の説明は、被検出回路であるインバータの検出電圧範囲を高電圧域と低電圧域との二つの電圧域に分割する場合のものであったが、ｎ（ｎは、３以上）の電圧域に分割し、下のｎ−１個の電圧域に対応する遮断器を設けるように構成することも可能である。
以上の説明においては、高電圧検出回路１４Ａは、検出電圧範囲の全域において、電圧検出を行う構成を採っていたが、低電圧検出回路１４Ｂの上限検出電圧よりも低い電圧であって、安全係数を見込んだ下限検出電圧を設定し、当該下限検出電圧未満の電圧では動作しないように構成することも可能である。
１０、１０Ａ、 電力供給装置
１１ モータ
１２ バッテリ
１３ モータ
１４、１４ＸＡ 電圧検出回路
１４Ａ 高電圧検出回路
１４Ｂ 低電圧検出回路
１４Ｃ 遮断器（動作制御手段）
１４ＸＢ 測定レンジ切替回路
１４ＸＣ 共通電圧検出回路
２２ 第１インバータ
２３ 第２インバータ
２４、２４Ａ ＥＣＵ
ＡＤ１１ 第１Ａ／Ｄ変換回路
ＡＤ１２ 第２Ａ／Ｄ変換回路
ＢＦ１ 第１バッファ回路
ＢＦ１１ 第２バッファ回路
ＢＦ５１ バッファ回路
ＣＭ、ＣＭ１、ＣＭ４１、ＣＭ４２ コンパレータ（動作制御手段、遮断器）
Ｎｔ 負極側端子
Ｐｔ 正極側端子
Ｒ１、Ｒ２、Ｒ１１、Ｒ１２、Ｒ２１、Ｒ２２、Ｒ３１、Ｒ３２、 抵抗（分圧回路）
１１ モータ
１２ バッテリ
１３ モータ
１４、１４ＸＡ 電圧検出回路
１４Ａ 高電圧検出回路
１４Ｂ 低電圧検出回路
１４Ｃ 遮断器（動作制御手段）
１４ＸＢ 測定レンジ切替回路
１４ＸＣ 共通電圧検出回路
２２ 第１インバータ
２３ 第２インバータ
２４、２４Ａ ＥＣＵ
ＡＤ１１ 第１Ａ／Ｄ変換回路
ＡＤ１２ 第２Ａ／Ｄ変換回路
ＢＦ１ 第１バッファ回路
ＢＦ１１ 第２バッファ回路
ＢＦ５１ バッファ回路
ＣＭ、ＣＭ１、ＣＭ４１、ＣＭ４２ コンパレータ（動作制御手段、遮断器）
Ｎｔ 負極側端子
Ｐｔ 正極側端子
Ｒ１、Ｒ２、Ｒ１１、Ｒ１２、Ｒ２１、Ｒ２２、Ｒ３１、Ｒ３２、 抵抗（分圧回路）
Claims (6)
- 被検出回路の出力電圧を検出する電圧検出回路において、
前記出力電圧の検出電圧範囲を低電圧域と高電圧域とに分け、
前記高電圧域で電圧検出を行う高電圧検出回路と、
前記低電圧域で電圧検出を行う低電圧検出回路と、
前記出力電圧に基づいて前記高電圧域で前記低電圧検出回路の動作を停止させる動作制御手段と、
を備えたことを特徴とする電圧検出回路。 - 請求項１記載の電圧検出回路において、
前記動作制御手段は、遮断器として構成され、前記高電圧検出回路を用いて前記出力電圧の検出を行い、前記出力電圧が高電圧域に至ったか否かを判別し、前記出力電圧が前記高電圧域となった場合に、前記低電圧検出回路を前記被検出回路から遮断することを特徴とする電圧検出回路。 - 請求項１または請求項２記載の電圧検出回路において、
前記低電圧検出回路は、前記出力電圧を分圧する分圧回路と、前記分圧回路で分圧された出力電圧を保持するバッファ回路と、を備え、前記遮断器は、前記出力電圧に基づいて、前記出力電圧が前記高電圧域となった場合に、前記分圧回路の出力をグランドレベルとすることを特徴とする電圧検出回路。 - 請求項１記載の電圧検出回路において、
前記高電圧検出回路及び前記低電圧検出回路は、前記出力電圧を分圧する分圧回路を共用した共通電圧検出回路として構成され、
前記動作制御手段は、前記被検出回路の出力電圧が前記低電圧域あるいは前記高電圧域のいずれに属するかを判別し、外部回路が前記共通電圧回路の出力がいずれの電圧検出回路の出力であるかを判別可能に電圧域判別信号を出力する電圧域判別回路を備えるとともに、前記出力電圧に基づいて、前記分圧回路の分圧比を前記低電圧域と前記高電圧域とで切り替えることにより、前記共通電圧検出回路を、前記高電圧検出回路あるいは前記低電圧検出回路として切り替える、
ことを特徴とする電圧検出回路。 - 請求項１乃至請求項４のいずれかに記載の電圧検出回路において、
前記被検出回路は、車両に搭載され、エンジンにより駆動される車載発電機あるいは車載バッテリからの供給電力の電力変換を行って車載電動機に駆動電力を供給するインバータであることを特徴とする電圧検出回路。 - 請求項１乃至請求項４のいずれかに記載の電圧検出回路と、
車両に搭載され、エンジンにより駆動される車載発電機あるいは車載バッテリからの供給電力の電力変換を行って車載電動機に駆動電力を供給するインバータと、
前記電圧検出回路の出力に基づいて、前記インバータの前記電力変換を制御する制御回路と、
を備えたことを特徴とする電力供給装置。
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20121128 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20130809 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20130903 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20131028 |
|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20131119 |