JP2011527842A - ｘＰＳＫトランスミッタの位相変調のタイミングを設定する方法及びシステム - Google Patents

ｘＰＳＫトランスミッタの位相変調のタイミングを設定する方法及びシステム Download PDF

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Abstract

２ｎ次（ｎは２以上の自然数）の位相シフトキーイングを行う光トランスミッタ内部の対象位相変調器による位相変調のタイミングを設定するための方法が提供される。当該方法は、特定パターンを前記光トランスミッタに供給し、前記ｘＰＳＫトランスミッタに前記特定パターンに従って光キャリアを出射させるステップと、遅延干渉計によって前記光キャリアを受け取るステップと、前記遅延干渉計の正相及び逆相出力から出射された一対の光信号を電気信号に変換するステップと、前記電気信号のピーク・トゥ・ピーク値を最小にするように前記対象位相変調器による位相変調のタイミングを設定するステップとを備えている。

Description

本発明は、概略的には、高次位相シフトキーイング（ｘＰＳＫ）で変調された光信号を出射する光トランスミッタに関しており、特に、ｘ次（ｘは４以上）のｘＰＳＫ光トランスミッタにおける位相変調のタイミング制御に関する。
光学サブモジュールは、光学通信システムに設けられて伝送媒体に光信号を出射するために用いられる。光学サブモジュールは、該サブモジュールの入力インターフェースに供給された電気的データパターンの情報を含む光信号を出射するものを、トランスミッタと呼ぶことがある。光学サブモジュールは、光学信号を受けてその上方を電気信号に変換する部分を持つものを、レシーバと呼ぶことがある。光学サブモジュールは、トランスミッタと呼ばれる部分とレシーバと呼ばれる部分を持つものを、トランスポンダと呼ぶことがある。
トランスミッタは、光信号に電気的データの情報を設定するための変調方式のうちのいくつかの選択肢を使うことがある。一つの変調方式は、位相シフトキーイングである。ｘＰＳＫを用いる場合、情報は、光キャリアの各シンボルの位相に設定される。情報がマッピングされる個々の位相レベルの数は、ＰＳＫ変調の次数と呼ばれることがある。一つの例は、バイナリＰＳＫであり、これは、２次のＰＳＫ変調又は２ＰＳＫとも呼ばれることがある。他の例は、直交位相シフトキーイング（ＱＰＳＫ）であり、これは、４次のＰＳＫ又は４ＰＳＫと呼ばれることもある。ＱＰＳＫでは、一つのシンボルは４つの位相値をとり得るので（２πを法として、０、π、π／２、３π／２ラジアン）、光信号の一つのシンボルに２ビットのバイナリデータをマッピングすることになる。
４次以上のｘＰＳＫ変調は、高次ｘＰＳＫ変調と呼ばれることがある。高次ｘＰＳＫ変調では、光信号の各シンボルは２よりも多い状態を有している。よって、光信号の各シンボルは、２値の電気的情報の１ビットよりも多い情報を保持している。従って、高次ｘＰＳＫトランスミッタの入力バイナリ電気的データのビットレートと、トランスミッタによって出射される光信号のシンボルレートとは、異なるであろう。この論旨は、ビット周期及びシンボル周期という観点において成り立つ。
ｘＰＳＫ変調の特定の形態が、ｘ次の差動位相シフトキーイング（ＤｘＰＳＫ）である。ここでは、データ情報は光信号の位相レベルに直接にマッピングされるのではなく、光信号の連続シンボルの位相の間の差にマッピングされる。同じ次数のｘＰＳＫトランスミッタとＤｘＰＳＫトランスミッタの違いは、情報のマッピングである。しかしながら、これらのトランスミッタの他の側面では、光信号の変調を含めて同じであり得る。したがって、データマッピング方法が特定されていない場合には、ＤｘＰＳＫトランスミッタは、ｘＰＳＫトランスミッタと呼んでもよい。
高次ｘＰＳＫトランスミッタでは、情報が２よりも多い位相値にマッピングされる。これらのトランスミッタには、３つの手法がある。第１の手法では、単一の変調装置が可能な全ての位相値を設定する。並列変調器は、通常、いくつかの並列アームを有しており、そこでは、入力光キャリアが結合され、各アームで独立して位相変調され、アームに依存した固定の位相量だけシフトされ、混合される。結果として得られる変調位相は、各アームの位相ベクトルのベクトル和である。この手法は、集積化の利点があるが、これらのデバイスは製造が難しく、大振幅が必要になるため電圧駆動が容易でない。第２の手法では、一連の位相変調器が連続光キャリアの位相を逐次に変調する。各変調器は、キャリアに２つの異なる位相を設定することができ、各変調器で変調された光が次の変調器に進む。最後に、各位相変調器で逐次に変調された光キャリアが、伝送媒体に出射される。結果として得られる変調位相は、各変調器の変調位相のスカラー和である。この方法は、変調器の数を増大させるが、容易な電圧駆動を行う簡素化されたデバイスを用いる利点がある。第３の手法は、第１の手法と第２の手法の複合手法である。第１の手法によって位相変調が行われるトランスミッタは、パラレルｘＰＳＫトランスミッタと呼ぶことがある。第２又は第３の手法によって位相変調が行われるトランスミッタは、シリアルｘＰＳＫトランスミッタと呼ぶことがある。パラレルｘＰＳＫ変調器では、変調器の各アームは、一組のバイナリデータに対応した電圧で駆動されなければならない。シリアルｘＰＳＫ変調では、各位相変調器に、一組のバイナリデータに対応した駆動電圧を導入する必要がある。もし、バイナリデータの符号化がトランスミッタの外部で行われ、トランスミッタが変調器駆動方式で要求されるバイナリデータの各組に応じた入力を持っている場合には、トランスミッタで追加の符号化は必要ない。そうでない場合、符号化器がトランスミッタに実装され、該符号化器が、各変調器又は変調器の各アームで変調されるべき位相を決定し、それに対応して電気的電圧を供給する。
シリアル高次ｘＰＳＫトランスミッタの場合、各変調器で逐次に設定される位相は、該変調器に進む光信号に同期していることが望ましい。したがって、一旦、第１の位相変調器によって光キャリアに位相信号が設定されると、次の変調器によって設定される位相に対応する電気的データと、該変調器に進む光の間の時間差が０になるように、次の位相変調器それぞれにおける位相変調のタイミングが設定される。もし、時間差が、絶対値で１シンボル周期より大きくなると、設定された位相は、もはや、データをマッピングするのに必要な位相に対応しなくなり、出射される光信号の情報が崩壊する。もし、絶対値での時間差が１シンボル周期よりも小さいがゼロでない場合、設定された位相情報は正しいが、位相が理想的な位相からずれて設定されることは、伝送後に復調された信号のビットエラーレート（ＢＥＲ）に直接的な影響を及ぼす。同様に、パラレルｘＰＳＫトランスミッタについては、光信号が混合されたときに、変調器の各アームで変調された光シンボルのタイミングが互いに整合することが望まれる。よって、各バイナリパターンが対応するアームに移動する間、及び、対応するアームで変調された各変調光シンボルが混合点に移動する間の時間が、互いに整合することが望ましい。もし、時間差が、絶対値で１シンボル周期より大きいと、設定された位相は、もはや、データをマッピングするのに必要な位相に対応しなくなり、出射された光信号の情報は崩壊される。もし、絶対値での時間差が１シンボル周期よりも小さいがゼロでない場合、設定された位相情報は正しいが、理想的な位相からずれて位相が設定されることは、伝送後に復調された信号のＢＥＲに直接的な影響を及ぼす。
時間差を変更する方法には、屈折率又は光学パスの長さを変更することで、シリアル変調では一連の位相変調器の間の、パラレル変調では変調器の各アームの光学パスの長さを変更する；例えば電気的位相シフタを用いて、シリアル変調では一連の位相変調器に、パラレル変調では変調器の各アームにデータを伝送する電気的パスの長さを変更する；各ビットデータストリームで異なる数のビットだけバイナリパターンを遅延させるバッファを用いる；及び、上記の方法の任意の組み合わせを用いる、がある。
シリアル高次トランスミッタを正確に設計し、製造すれば、タイミングをかなり整合できる。しかしながら、それは、高シンボルレートでは、１シンボル周期以内での整合を保証する方法を提供するものではない。しかも、タイミングを最適化する方法がない。加えて、更に高速の応用では、持続的に変調する方式ではシンボル周期が減少し、したがって、各変調器で実行される位相変調のタイミングを、一定の信号品質を保ちながら、より正確に設定する必要がある。更に、トランスミッタの設計制約により、シリアル変調では各位相変調器への電気的パス、即ち、シリアル変調器の各アームへの電気的パスの長さを相違させる設計が必要となるか、又は、設計制約が該設計により緩和される。したがって、変調のタイミングは、慎重に校正することが望ましい。
シリアル高次ｘＰＳＫトランスミッタの製造、校正、又はパラメータの設定時には、最初の位相変調器に続く各位相変調器における位相変調のタイミングは、出射される光キャリアに乗せられる情報が正しくなるように、該変調器の１シンボル周期以内に設定されることが望ましい。トランスミッタの伝送特性を最適化するためには、更なるタイミング設定が必要となる。
パラレル高次ｘＰＳＫトランスミッタの製造、校正、又はパラメータの設定時には、出射される光キャリアに乗せられる情報が正しくなるように、各アームでの位相変調のタイミングが、トランスミッタの１シンボル周期以内に設定されることが望ましい。トランスミッタの伝送特性を最適化するためは、更なるタイミング設定が必要となる。
トランスミッタの波長が調節可能である場合、出射された波長を変更すると、トランスミッタ内部での光信号の光学パスが変化する。したがって、タイミングは、波長の変化に応じて設定されることが望ましい。
ｘＰＳＫ（又はＤｘＰＳＫ）トランスミッタにおける位相変調のタイミングの設定のためには、様々な手法が提案されている。特開２００７−４３６３８号公報は、パラレルＲＺ−ＤＱＰＳＫ（return to zero QPSK）トランスミッタのための位相変調のタイミングの設定のための技術を開示している。このトランスミッタでは、周波数ｆ０の低周波信号が各変調器アームの駆動電圧に重畳され、出力光信号の２ｆ０周波数成分が、フォトディテクターと帯域通過フィルタ（又は低域通過フィルタ）で検出される。変調器アームのうちの一つが位相シフタを内蔵しており、該位相シフタの位相シフト量が出力光信号の２ｆ０周波数成分に応答して制御される。特開２００７−８２０９４号公報も、パラレルＲＺ−ＤＱＰＳＫ（return to zero QPSK）トランスミッタのための位相変調のタイミングの設定のための技術を開示している。このトランスミッタでは、出力光信号の、シンボル周波数及びその高調波周波数以外の所定の周波数範囲の周波数成分が、フォトディテクターと帯域通過フィルタ（又は低域通過フィルタ）で検出される。変調アームの位相シフタの位相シフト量が検出された周波数成分に応じて制御される。特開２００７−３２９８８６号公報は、類似した技術を開示している。この技術では、位相シフタで位相シフトを行う代わりに、各変調アームの位相変調のタイミングが、シンボル周波数及びその高調波周波数以外の所定の周波数範囲における出力光信号の周波数成分に応答して制御される。
更に、ウーらは、“Experimental Synchronization Monitoring of I/Q Misalignment and
Pulse Carving Misalignment in 20-Gbit/s RZ-DQPSK Data Generation”, ECOC
2007, paper 3.5.5において、パラレルＱＰＳＫトランスミッタのための変調タイミングの設定に使用可能な方法を提示している。しかしながら、この方法は、シリアルトランスミッタのための変調タイミングの設定には使用できない。更に、この方法には、タイミングに関して、一つのシンボルに制限された狭い調節範囲しかない。
加えて、ウーらは、“Experimental Synchronization Monitoring of I/Q Data and
Pulse-Carving Temporal Misalignment for a Serial-Type 80-Gbit/s RZ-DQPSK
Transmitter”, OFC 2008 paper OTuG2において、シリアル４ＰＳＫトランスミッタのための変調タイミングの設定に使用できる他の方法を提示している。しかしながら、この方法は、タイミングに関して一つのシンボルに制限された狭い調節範囲しかなく、大きく高価な測定装置である光学スペクトルアナライザーが必要である。
特開２００８−４８１５０号公報は、光レシーバにおける遅延干渉計の遅延と利得の不整合を検知し調節する技術を開示している。この技術では、遅延干渉計の差動出力光信号が差動フォトディテクター対によって検出され、該差動フォトディテクター対の出力がスペクトラムアナライザで分析される。
しかしながら、高次ｘＰＳＫトランスミッタにおける位相変調のタイミング設定の、構成の簡潔性、調節範囲、及び、速度には改良の余地がある。シリアル型及びパラレル型の高次ｘＰＳＫトランスミッタの両方に使用可能でありながら、位相変調のタイミングを、簡便に、高速に、そして広範囲で設定するニーズが存在する。
特開２００７−４３６３８号公報 特開２００７−８２０９４号公報 特開２００７−３２９８８６号公報 特開２００８−４８１５０号公報
本発明の目的は、１シンボル周期よりも調節範囲を広くしながら位相変調のタイミングの設定及び最適化を行う、シリアル型とパラレル型の両方の高次ｘＰＳＫトランスミッタに有効な、簡潔及び高速な方法、及び、小型で廉価なシステムを提供することにある。
本発明の一の観点では、方法が、４次以上の次数の位相シフトキーイングを行う光トランスミッタ内の対象の位相変調器による位相変調のタイミングを設定するステップを備えている。該設定ステップは、光トランスミッタに特定パターンを供給して、該ｘＰＳＫトランスミッタに該特定パターンに応じた光キャリアを出射させるステップと、遅延干渉計で該光キャリアを受け取るステップと、該遅延干渉計から出射された光信号を電気信号に変換するステップと、該電気信号のピーク・トゥ・ピーク値を検出するステップとを備えている。該対象の位相変調器による位相変調のタイミングは、該電気信号のピーク・トゥ・ピーク値を最小化するように設定される。
本発明の他の観点では、４次以上の次数の位相シフトキーイングを行う光トランスミッタが、ｘＰＳＫ変調器と、遅延干渉計と、フォトディテクターと、ピーク・トゥ・ピーク検出器と、フィードバック回路とを備えている。ｘＰＳＫ変調器は、光キャリアを変調する複数の位相変調器を含む。遅延干渉計は、該光キャリアの一部または全部を受け取るように構成されている。フォトディテクターは、遅延干渉計から出射された光信号を電気信号に変換する。ピーク・トゥ・ピーク検出器は、該電気信号のピーク・トゥ・ピーク値を検出する。フィードバック回路は、該ピーク・トゥ・ピーク値に応答して、該位相変調器のうちの対象の変調器によって行われる位相変調のタイミングを設定することに対応している。
本発明の更に他の観点では、光トランスポンダが、４次以上の次数のｘＰＳＫ変調器と、復調器と、ピーク・トゥ・ピーク検出器と、フィードバック回路を備えている。ｘＰＳＫ変調器は、複数の位相変調器を備えている。復調器は、ｘＰＳＫ変調器によって出射された光キャリアの一部又は全部を受け取るように構成された複数の遅延干渉計と、該遅延干渉計からそれぞれ受け取った光信号を電気信号に変換する複数のフォトディテクターと、該電気信号のうちの一のピーク・トゥ・ピーク値を検出するピーク・トゥ・ピーク検出器を備えている。フィードバック回路は、該ピーク・トゥ・ピーク値に応答して位相変調器のうちの対象の変調器によって行われる位相変調のタイミングを設定することに対応している。
本願発明の上記及び他の利点及び特徴は、添付図面と共になされた以下の記述から、更に明らかになるであろう。
本発明によるシリアルＤｘＰＳＫトランスミッタの例示的な構成の概略図である。 本発明によるパラレルＤｘＰＳＫトランスミッタの例示的な構成の概略図である。 Ｐ−シンボル遅延干渉計の例示的な構成の概略図である。 本発明によるシリアルＤｘＰＳＫトランスミッタの他の例示的な構成の概略図である。 本発明によるシリアルＤｘＰＳＫトランスミッタの更に他の例示的な構成の概略図である。 本発明によるシリアルＤｘＰＳＫトランスミッタの更に他の例示的な構成の概略図である。 本発明による、シリアルＤｘＰＳＫトランスミッタとＤｘＰＳＫレシーバとを備えるトランスポンダの例示的な構成の概略図である。 本発明による、パラレルＤｘＰＳＫトランスミッタとＤｘＰＳＫレシーバとを備えるトランスポンダの例示的な構成の概略図である。 本発明によるシリアルＤＱＰＳＫトランスミッタの例示的な構成の概略図である。 本発明による、シリアルＤＱＰＳＫトランスミッタとＤＱＰＳＫレシーバとを備えるトランスポンダの例示的な構成の概略図である。 ２対の平衡フォトディテクターに接続された２つの１シンボル遅延干渉計を用いたＤＱＰＳＫ復調器の例示的な構成を示す概略図である。 本発明によるパラレルＤＱＰＳＫトランスミッタの例示的な構成を示す概略図である。 本発明による、パラレルＤＱＰＳＫトランスミッタとＤＱＰＳＫレシーバとを備えたトランスポンダの例示的な構成を示す概略図である。 本発明を用いたタイミングの最適化に使用可能な例示的なアルゴリズムのフローチャートである。 シリアルＤＱＰＳＫトランスミッタとパラレルＤＱＰＳＫトランスミッタについて行われた、ピーク・トゥ・ピーク検出回路で検出されたピーク・トゥ・ピーク特性の変化の数値シミュレーションである。
図１は、本発明の一実施形態における、次数が４次、又は、４次より高い例示的なｘＰＳＫトランスミッタ１００の概略図である。システム１０は、光サブモジュールであり、システム３０は、制御システム３０であり、部品４１及び４２は、それぞれ、分波器及び結合器である。該サブモジュール及びシステム３０は、部品４１、４２と共に、シリアルｘＰＳＫトランスミッタ１００上に集積化されてもよい。
その代わりに、該サブモジュールを独立したシリアルｘＰＳＫトランスミッタと考え、部品４１、４２と共にシステム３０を、サブモジュール１０の変調のタイミングを設定するための外部手段と考えてもよい。
サブモジュール１０は、変調の次数ｘが２ｎである高次位相シフトキーイング（ｘＰＳＫ）で変調した光信号３７を出射する。ここでｎは、厳格に２より大きい。制御システム３０は、光信号３７を監視すると共に、光信号３７に応答してサブモジュール１０における位相変調のタイミング設定を行うように構成されている。本実施形態では、サブモジュール１０の位相変調のタイミングを設定する際、分波器４１と結合器４２が、光信号３７の一部を制御システム３０の入力ポートに供給する。他の実施形態では、分波器４１と結合器４２が、光学スイッチに置き換えられる。この場合、サブモジュール１０の位相変調のタイミングを設定する際、該光学スイッチが、光信号３７の全部を制御システム３０の入力ポートに供給する。
シリアルｘＰＳＫサブモジュール１０は、レーザ１１と、グループ２８を構成する直列接続された一セットの位相変調器１２、１３−１〜１３−ｍと、符号化器１４と、１セットのドライバー１５、１６−１〜１６−ｍと、１セットの可変位相シフタ１７−１〜１７−ｍを備えている。ここで、ｍはｎ−１であり、即ち、ｍは、１以上の自然数である。
レーザ１１は、光通信に用いられる波長で連続キャリア光を出射する光源である。位相変調器１２、１３−１〜１３−ｍのグループ２８は、レーザ１１から出射された光キャリアの位相を変調する。位相変調器１２は、位相基準とされ、よって、位相変調器１２は、基準位相変調器１２と記載することがある。位相変調器１３−１〜１３−ｍは、基準位相変調器１２に従って正しく位相変調のタイミングが設定されるべき、対象の変調器である。
符号化器１４は、バイナリデータパターン３１を受け取り、該バイナリデータパターン３１を、それぞれ、電気的パス３２、３３−１〜３３−ｍを介してドライバー１５、１６−１〜１６−ｍに送られる電気情報信号に変換する。ドライバー１５、１６−１〜１６−ｍは、駆動電圧を、それぞれ、電気的パス３４、３５−１〜３５−ｍを介して位相変調器１２、１３−１〜１３−ｍに供給し、これにより、それぞれ、位相変調器１２、１３−１〜１３−ｍを駆動する。位相変調器１２、１３−１〜１３−ｍは、該駆動電圧に従って、光信号３７にバイナリデータパターン３１の情報を設定する。
可変位相シフタ１７−１〜１７−ｍが、符号化器１４と、位相変調のタイミングが設定されるべき位相変調器１３−１〜１３−ｍの間の電気的信号の電気的パス３３−１〜３３−ｍに設けられる。該可変位相シフタ１７−１〜１７−ｍは、機械的な調節、電圧による調節、又は電気−機械的な調節のいずれに基づくものであってよい。
制御システムは、Ｐ−シンボル遅延干渉計（ＤＩ）５１と、平衡フォトディテクター５２と、ピーク・トゥ・ピーク検出回路５１とフィードバック回路６２とを備えている。Ｐ−シンボル遅延干渉計５１の入力ポートは、結合器４２の出力ポートに接続されており、入力光信号７１を受け取る。遅延干渉計５１の正相出力と逆相出力の両方が平衡フォトディテクター５２に接続され、遅延干渉計５１の出力ポートからの出力光信号７２、７３を電気信号７４に変換している。ピーク・トゥ・ピーク検出回路６１は、電気信号７４のピーク・トゥ・ピーク特性を検出する。この実施形態では、電気信号７４は電圧信号であり、ピーク・トゥ・ピーク検出回路６１は、電気信号７４のピーク・トゥ・ピーク電圧を検出する。フィードバック回路６２は、可変位相シフタ１７−１〜１７−ｍを調節する。
他の実装では、図２に示されているように、サブモジュール２０がサブモジュール１０の代わりに用いられる。位相変調器１２、１３−１〜１３−ｍが、対応する位相シフト要素１９−１〜１９−ｍと共に、パラレルｘＰＳＫ変調器２９の（ｍ＋１）本の並列アームに設けられていること以外、サブモジュール２０の構成は、サブモジュール１０の構成と類似している。位相シフト要素１９−１〜１９−ｍは、典型的には、より長い光学パス、又は、より高い屈折率を有する光学パスの部分である。基準位相変調器１２が設けられている並列アームを、基準アームと呼ぶことがある。詳細には、レーザ１１によって出射された光信号は、ビームスプリッタ１８によって各変調アームに分配される。各アームの光キャリアは、方向性結合器２１によって再結合され、サブモジュール２０の出力ポートを介して出射される。
同様に、サブモジュール２０、システム３０及び部品４１、４２は、ｘＰＳＫ変調器１００に集積化してもよい。その代わりに、サブモジュール２０を独立したパラレルｘＰＳＫトランスミッタとして考え、部品４１、４２と共にシステム３０を、２０内部での変調のタイミングを設定する外部手段と考えてもよい。
図３は、マッハツェンダー構成に基づいたＰ−シンボル遅延干渉計５１の例示的な構成を示す概念図である。受け取られた光信号７１は、ビームスプリッタ８１によって干渉計５１の２つの光学パスに分配される。該パスは、方向性結合器８５で再結合される。第１のパスは、長アームと記載することがあるが、Ｐ−シンボル遅延部８４を含む。第２のパスは、短アームと記載することがあるが、調節可能な遅延部、即ち、受け取った光信号７１の波長に応じて第２のパスの遅延を調節する調節部８２と、出力光信号７２又は７３の強度最大値をシフトするために用いられる位相調節部８３とを備えている。出力光信号７２、７３は、それぞれ、干渉計５１の正相及び逆相出力から出射され、平衡フォトディテクター５２に供給される。
この実施形態では、位相変調器１３−１〜１３−ｍの位相変調のタイミングを設定するための改良された方法が提供される。そして、該方法は、図１に示されたシリアルｘＰＳＫトランスミッタと図２に示されたパラレルｘＰＳＫトランスミッタの両方に適用可能である。
位相変調器１３−１〜１３−ｍのうちの対象の変調器（以後、対象位相変調器１３−ｚと記載することがある）の位相変調のタイミングの設定においては、サブモジュール１０におけるシリアルｘＰＳＫ変調、又は、サブモジュール２０におけるパラレルｘＰＳＫ変調のためのバイナリデータパターン３１として、特定パターンが使用される。サブモジュール１０又は２０によって出射された光キャリアは、遅延干渉計５１を通過し、シンボル間の位相差を振幅差に変換する。そして、光キャリアは、光信号を電気信号７４に変換するために平衡フォトディテクター５２で受け取られ、電気信号７４のピーク・トゥ・ピーク特性が、対象位相変調器１３−ｚの位相変調タイミングの設定に用いられる。
該特定パターンは、ピーク・トゥ・ピーク特性が、対象位相変調器１３−ｚのタイミングに依存し、且つ、ピーク・トゥ・ピーク値が、タイミングの完全な設定について最小になるように、正確に定義される。バイナリデータパターン３１に、ランダムパターンや特定パターンの定義に違反するパターンを使用すると、位相変調のタイミングの設定ができないピーク・トゥ・ピーク特性が現れる。この特性を可能にするために、該特定パターンは、以下に述べるように慎重に決定される。
特定パターンの特性：
特性１：
該特定パターンは、対象位相変調器１３−ｚによって行われる位相変調のタイミングの全調節範囲で、ピーク・トゥ・ピーク特性の最小値を唯一つだけ許すように決定される。
特性２：
特定パターンは、固定数のシンボルだけ離れたシンボルの間の位相の差が、遅延干渉計５１によって、振幅情報に正しく変換されるように決定される。したがって、遅延干渉計５１の遅延は、前記の固定数のシンボルである。その場合、電気信号７４のピーク・トゥ・ピーク特性（本実施形態では、電気信号７４のピーク・トゥ・ピーク電圧）が、該固定数のシンボルだけ離れた、サブモジュール１０又は２０によって出射された光キャリアのシンボル間の位相差を反映している。
特性３：
該特定パターンは、位相変調のタイミングが完全にマッチしている場合に、シンボル間の位相差が、１つの値、又は遅延干渉計５１を通過した後の振幅が同一になる２つの値に制限されるように選択される。実際、一致しない３つの位相値は、遅延干渉計５１を通過した後では少なくとも２つの振幅値になる。これは、シンボル間の位相差が一定であるか、タイミングが完全にマッチしている場合におけるシンボル間の位相差の設定について、遅延干渉計５１の強め合う干渉に対応するシンボル間の位相差と、遅延干渉計５１の弱め合う干渉に対応するシンボル間の位相差によって形成される軸が、対称的な軸であることを意味している。この場合、両方の位相差値が、軸上で、同じ投影点を有している。
特性４：
対象位相変調器１３−ｚによって行われる位相変調のタイミングが完全にマッチした場合に得られるシンボル間の位相差のみが、光キャリアが遅延干渉計５１を通過した後の単一の振幅値に対応している。これは、タイミングが完全にはマッチしていない場合にはシンボル間の位相差が一定ではなく（副特性４−Ａ）、シンボル間の位相差の設定について、上記軸が対称の軸でない（副特性４−Ｂ）を意味している。
もし、特定パターンが上記の特性を有しているならば、電気信号７４のピーク・トゥ・ピーク特性は、タイミングが完全にマッチした場合に、絶対値が極小となる。他のパターンは、ピーク・トゥ・ピーク特性によって対象位相変調器１３−ｚによって行われる位相変調のタイミングを設定することを可能にしない。
次に述べるのは、該特性に従った特定パターンの公式の定義である。
トランスミッタ１００の対象位相変調器１３−ｚ以外にｍ個の位相変調器がある。ここでｍは、１以上の自然数である。該ｍ個の位相変調器は、基準位相変調器１２を含む事に留意されたい。位相変調のタイミングが設定されるべき、対象位相変調器１３−ｚは、０又は２π／ｈラジアンだけ光キャリアの位相をシフトする。対象位相変調器１３−ｚがパラレル変調器２９の一のアームにある場合、ｈは、ｈ＝４又はｈ＝−４に取ることができる。対象位相変調器１３−ｚが直接接続変調器２８の内部の位相変調器である場合、ｈは対象位相変調器１３−ｚによって行われるべき位相変調によって決まり、ｈ＞２である。集合Φが、変調のタイミングが既に設定された基準変調器１３及び位相変調器１３−１〜１３−ｍによって光キャリアに書き込み可能な位相状態の集合と定義される。これは、変調のタイミングが現在設定されている変調器１３−ｚを排除している。位相変調器のいずれの変調タイミングも設定されていない場合には、Φは、基準変調器１２によって光キャリアに設定可能な位相状態の集合である。Φのいかなる位相状態も基準としてとることができるから、０ラジアンは、常に集合Φの要素である。集合Φにおける出力光信号の状態は、一定の振幅を有している。
Ｎ個のバイナリシンボルのパターンが該特定パターンとして使用され、その情報が光キャリアに設定される。これは、Ａ個のシンボルのパターンに対応する。ここで、ｎを変調次数の２を底とする対数としてＮ＝ｎ・Ａである。ψ（ｉ）は、対象位相変調器１３−ｚによって行われる変調のタイミングが完全にマッチしている場合のサブモジュール１０又は２０によって出射される光キャリアのｉ番目のシンボルの位相を表している。位相ψ（ｉ）は、ｉ番目のシンボルにマッピングされた２値ビットの組に従って書き込まれる。ψｍ（ｉ）は、（対象位相変調器１３−ｚ以外の）ｍ個の位相変調器によって光キャリアのｉ番目のシンボルに書き込まれる位相を表しており、ψ０（ｉ）は、位相変調のタイミングを設定すべき対象位相変調器１３−ｚによって光キャリアのｉ番目のシンボルに書き込まれる位相を表している。
ψ（ｉ）＝ψｍ（ｉ）＋ψ０（ｉ）
が成立する。
もし、自然数ｉ及びｌが法Ａのもとで合同であるならば、表記により、
ψ（ｉ）＝ψ（ｌ）
ψｍ（ｉ）＝ψｍ（ｌ）
ψ０（ｉ）＝ψ０（ｌ）
である。これは、同一シンボルであるが、特定パターンの異なる繰り返し上にある場合に対応する。
任意の自然数ｂについて、位相状態の集合を定義する：
Θ（ｂ）＝｛ψ（ｉ＋ｂ）−ψ（ｉ）｝∧（０≦ｉ＜Ａ）｝
これは、該特定パターンが伝送されたときに、サブモジュール１０又は２０によって出射されたｂ個のシンボルだけ離れたシンボル間の位相差に対応している。集合Θ（ｂ）における光信号の状態は、一定の振幅を有している。
特定パターンは、下記のように選ばれる：
１． 特定パターンの長さＡは、該特定パターンの持続時間が対象位相変調器１３−ｚによって行われる位相変調のタイミングの設定領域よりも長くなるように選ばれる。これは、特性１に対応している。
２． φ１＝φ２に縮退する場合も許容し、且つ、２つの別個の位相状態の集合ΘＭＡＸ＝｛（φ１）；（φ２＋２π／ｈ）｝を、Θ（Ｐ）⊆ΘＭＡＸ及び（φ２＋２π／ｈ）∈Θ（Ｐ）が成り立つように定義したとき、厳密にＡより少ない唯一の非零の自然数Ｐと、Φに属する２つの位相状態φ１及びφ２が存在する。これは、特性２及び３に対応しており、ここでは遅延干渉計５１の強め合う干渉に対する位相とその逆相によって形成される軸が、Θ（Ｐ）の対称軸である。
３． 加えて、Ｐシンボルだけ離れたシンボルの位相差を下記のように定義する。
Ψ（ｉ，ｊ）＝ψｍ（ｊ＋Ｐ）−ψｍ（ｊ）＋ψ０（ｉ＋ｊ＋Ｐ）−ψ０（ｉ＋ｊ）
ここで、Ｐは、前述の条件で定義され、
Ψ（０，ｊ）＝ψ（ｊ＋Ｐ）−ψ（ｊ）
である。
位相変調のタイミングがｉ個のシンボル周期だけ遅延されたとき、Ψ（ｉ，ｊ）は、ｊ番目のシンボルの位相差に等価である。
任意の非零のＡより厳密に小さい自然数ｉについて、
（∃ｊ∧∃ｋ）∧（０≦ｊ＜Ａ）∧（０≦ｋ＜Ａ）∧（ｋ≠ｊ）
∧（Ψ（ｉ，ｊ）≠Ψ（ｉ，ｋ））
が成立する。これは、副特性４−Ａに対応する。
加えて、
（∃ｊ’）∧（０≦ｊ’＜Ａ）∧（∀ｋ’）∧（０≦ｋ’＜Ａ）∧（ｋ’≠ｊ’）
∧（（Ψ（ｉ，ｊ’）＋Ψ（ｉ，ｋ’））≠（φ１＋φ２＋２π／ｈ）
が成立する。これは、副特性４−Ｂに対応する。
もし、集合Θ（Ｐ）が２つの位相値要素を有しているのなら、集合ΘＭＡＸと集合Θ（Ｐ）とは同一である。その場合、集合Θ（Ｐ）がその両方の値に対してただ一つの投影を有しているΘ（Ｐ）の対称軸は、位相（φ１＋φ２＋２π／ｈ）／２とその逆相とで形成される。この場合は、常に有効である。もし、集合Θ（Ｐ）が一つしか位相値要素、即ち、（φ２＋２π／ｈ）しか有していない場合、Θ（Ｐ）の対称軸は、該位相値とその逆相とで形成可能である。その場合、Ｐシンボル周期が対象位相変調器１３−ｚによって行われる位相変調のタイミングの調節域よりも広くなるようにＰが選択されなければならない。したがって、特定パターンは、Ｐシンボルよりも長くなければならない。
更に、特定パターンが符号化器１４に供給されるとき、タイミングが設定されておらず、現に設定されているのではない位相変調器１３−１〜１３−ｍの全ては一定の位相シフトしか行わない。パラレルｘＰＳＫ変調器２９の一つのアームが設定されている場合、もし、パラレルＰＳＫ変調器２９が２より多いアームを備えている場合には、現に設定されているアーム及び基準アーム以外の全てのアームは、これらのアーム上で光信号が遮断されるように設定されなければならない。その場合、もし、アームがマッハツェンダー変調器を備えている場合には、これは、マッハツェンダー変調器電圧をＶπ、即ち、マッハツェンダー内部での弱め会う干渉に対応する電圧に設定することで達成可能である。また、もし、アームが、それぞれ遮断デバイスを備えている場合、これは、該遮断デバイスを用いて達成可能である。
サブモジュール１０又は２０によって出射された光は、部分的に、又は、全てがＰ−シンボル遅延干渉計５１に向けられる。ここで、Ｐは上述のパターン条件で定義されている。遅延干渉計５１の短アームは、Θ（Ｐ）が唯一の投影を持つ、Θ（Ｐ）の対称軸で定義される位相分だけの追加的な位相シフト量を有している。集合Θ（Ｐ）が２つの別個の要素を有している場合、追加の位相シフト量は、πラジアンを法として（φ１＋φ２＋２π／ｈ）／２ラジアンである。ここで、φ１及びφ２は、上述のパターン条件で定義される。
変調器１０又は２０によって出射された光信号は、遅延干渉計５１を通過した後、平衡フォトディテクター５２によって電気信号７４に変換される。ピーク・トゥ・ピーク検出回路６１は、電気信号７４のピーク・トゥ・ピーク振幅を検出する。これは、パターン情報に対応している。該特定パターンの定義の第２条件により、確実に、位相変調のタイミングが完全に設定されたときにピーク・トゥ・ピーク振幅が最小になる。特定パターンの第３及び第４条件により、確実に、タイミングの設定範囲に他の最小値が存在しなくなる。タイミング調整は、例えばパスの長さやパスの屈折率を変化させることにより位相変調器１３−１〜１３−ｍの間の光学パスの長さを変化させることで行われてもよい。タイミング調整は、その代わりに、例えば電気的位相シフタを用いて位相変調器１３−１〜１３−ｍを駆動する電気的データをずらすことで行ってもよい。タイミング調整は、位相変調器１３−１〜１３−ｍを駆動するために用いられるバイナリデータに対してバッファを用いることで行われてもよい。
もし、設定されるべきタイミングが、直列接続変調器２８のグループのうちの一つの位相変調器のためのものであるなら、本願発明は、１つ又は２つの別個の要素で構成されているΘ（Ｐ）を用いて、述べたように用いられてもよい、
もし、設定すべきタイミングが、パラレル変調器２９の他のアームを参照したときにパラレル変調器２９の一つのアームに対して行われ、そして、もし両方のアームがπ／２の相対的な位相差を有している場合、両方のアームが光信号を変調する際に達成され得る位相の集合は、それぞれが隣接するものからπ／２ラジアンだけ分離された４つの別個の位相から形成されている。全ての状態は、光信号の同一振幅に対応している。本願発明は、述べられているように、一つ又は２つの別個の要素で構成されたΘ（Ｐ）と共に用いられる。
もし、設定すべきタイミングが、パラレル変調器２９の他の一のアームを参照して、同変調器の一のアームに対するものであり、また、両方のアームが、π／２ラジアンと相違する値の相対的な位相差を有している場合、両アームが光信号を変調しているときに達成可能な位相の集合は、隣接するものがπ／２ラジアンだけ離れた４つの別個の位相で構成される。しかしながら、これらの状態は、光信号の２つの異なる振幅に対応しており、隣接する状態は異なる振幅を有している。本願発明は、集合Θ（Ｐ）が一つの要素しかもたず、Θ（Ｐ）＝｛（φ２＋２π／ｈ）｝である場合について用いることができる。パラレル変調器２９の後の位相の２つの隣接する状態の振幅が異なっている場合には、軸上のΘ（Ｐ）の２つの別個の要素の投影は異なっており、よって、集合Θ（Ｐ）が２つの別個の要素を有している場合は特定パターンの定義の仮定を満たさないので使用することができない。
一実施形態では、特定パターンはＮバイナリビット周期長で周期的であってもよく、単一周期中のパターンは、上述のパターン条件で定義される。ピーク・トゥ・ピーク検出は、連続的に行われてもよい。
特定パターンは、タイミングの調節範囲、ビットレート、変調器の数、及びその特性を含むパラメータに従って、生成されてもよい。
一実施形態では、図４Ａに図示されているように、タイミングを設定する際に使用するために特定パターンが事前に生成されて媒体２３Ａに格納されていてもよい。対象位相変調器１３−ｚによって行われる位相変調のタイミングを設定する際、媒体２３Ａは、該特定パターンを符号化器１４に供給する。
その代わりに、図４Ｂに図示されているように、タイミングを設定する際に使用するために、該特定パターンを保存するパターンジェネレータ２３Ｂが制御システム３０に設けられていてもよい。対象位相変調器１３−ｚによって行われる位相変調のタイミングを設定する際に、パターンジェネレータ２３Ｂは、該特定パターンを符号化器１４に供給する。
一実施形態において、図５に図示されているように、出力光信号３７がＲＺフォーマットに従って生成されるように、サブモジュール１０又は２０が、追加的に、出力光信号３７にＲＺカービングを行うＲＺ（return to zero）カーバ２２を備えていてもよい。この場合、ピーク・トゥ・ピーク特性の測定の感度を増大させるために、サブモジュール１０（又は２０）のＲＺカーバ２２は、設定の間、オフにされることが好ましい。
他の実施形態においては、対象位相変調器１３−ｚが特定パターンに対応する位相を設定し、ｍ個の位相変調器のチャープの効果を低減して、ピーク・トゥ・ピーク特性の測定の感度を向上させる場合、ピーク・トゥ・ピーク特性の検出のためには、ピーク・トゥ・ピークの検出は、ｍ個の位相変調器のタイミングと同期してサンプリングしてもよい。
更に他の実施形態では、該特定パターンは、トランスミッタ１００の通常動作の間のデータの伝送に使用されるビットレートとは異なるビットレートで生成されてもよい。その場合、遅延干渉計５１は、特定パターンが使用される時に出射された光信号のボーレートにおいてＰ個のシンボル分の遅延を有する。
より具体的には、特定パターンは、ｆ’＝ｆ／ｑであるように、ボーレートｆ’で生成されてもよい。ここで、ｆは、トランスミッタ１００の公称のボーレートであり、ｑは、厳密に１より大きい実数である。遅延干渉計５１は、長アームの遅延がボーレートｆ’においてＰ個のシンボルであるように選択される。特定パターンの第１の条件によれば、これは、特定パターンのビットレートを低減することにより、与えられた調節範囲に対する特定パターンのビットの必要数を低減することができる。言い換えれば、特定パターンに制約がある場合、パターンのボーレートを低減することで、広範囲にタイミングを設定することが可能になる。
更に他の実施形態では、特定パターンの条件で規定された位相ΘＭＡＸの状態の集合が、その２つの要素のうちの一つとしてゼロラジアン位相を有するように選択される。その場合、該特定パターンは、ｆ’＝ｆ／Ｄのようなボーレートｆ’で生成されてもよい。ここで、ｆは、トランスミッタ１００の通常のボーレートであり、Ｄは、厳密に１より大きい自然数である。遅延干渉計５１は、長アームの遅延が、トランスミッタの通常のボーレートにおいてＰシンボル周期に選択されるように選択される。その結果、ボーレートｆ’におけるＡ’個のシンボルの特定パターンは、遅延干渉計を通った後のボーレートｆにおける、Ｄ個の同一シンボルで構成される一連のＡ’個のシーケンスと等価である。ビットレートｆ及びｆ’の等価な特定パターンの両方が、特定パターンの定義の全ての条件を満たしている。その結果、特定パターンの第１の条件に従い、特定パターンのビットレートを低減させることで、与えられた調節範囲に対して特定パターの必要なビット数を低減することができる。言い換えれば、特定パターンに制約がある場合に、特定パターンのボーレートを低減することで、広範囲のタイミングの設定を行うことができるようになる。
更に他の実施形態においては、ピーク・トゥ・ピーク特性の最小値の探索は、まず、１シンボル周期と同じか短いステップで、位相変調器によって行われる位相変調のタイミングの範囲を走査して行われ、次に、ピーク・トゥ・ピーク特性を低減させるようにタイミングを調節することで行ってもよい。
パラレルｘＰＳＫ変調器２９については、上記の設定手順は、基準位相変調器１２に引き続いて位相を変調するトランスミッタ１００の並列位相変調器１３−１〜１３−ｍのうちのＲ個の位相変調器によって行われる位相変調に対して再帰的におこなわれてもよい。最初のイタレーションでは、基準位相変調器１２のみが設定タイミングをもつｍ個の位相変調器の一部とみなされる。位相変調のタイミングを設定すべき対象位相変調器は、位相変調器１３−１である。引き続き行われるイタレーションには、変調のタイミングが設定されたｍ個の位相変調器は、それ以前のイタレーションの全ての位相変調器と、直前のイタレーションで変調タイミングが設定された位相変調器を含んでいる。現イタレーションで位相変調のタイミングが設定される対象位相変調器は、直前のイタレーションで変調タイミングが設定された位相変調器又はアームに引き続く位相変調器である。
一の実施形態では、高次ｘＰＳＫトランスミッタ１００は、波長が調節可能に構成されてもよい。本実施形態ではレーザ１１は可変レーザである。この場合、位相変調のタイミングは、トランスミッタ１００の波長切り替えシーケンスの間に設定される。
本発明の他の実施形態では、図６に図示されているように、本発明が、２ｎ次のシリアルＤｘＰＳＫトランスミッタ１０と復調器５０とを備えたトランスポンダ２００として実施されてもよい。ここで、自然数ｎは、厳密に２よりも大きい。復調器５０は、ｎ個のＰ−シンボル遅延干渉計５１−１〜５１−ｎに基づいている。復調器５０は、入力光信号７１をＰ−シンボル遅延干渉計５１−１〜５１−ｎに分配する分波器５３を内蔵している。遅延干渉計５１−１〜５１−ｎは、それぞれ、平衡フォトディテクター５２−１〜５２−ｎに接続されている。平衡フォトディテクター５２−１は、光信号７２−１、７３−１を電気信号７４−１に変換する。同様に、平衡フォトディテクター５２−ｉは、光信号７２−ｉ、７３−ｉを電気信号７４−ｉに変換する。ここで、ｉは、ｍ以下の自然数である。復調器５０の一つの遅延干渉計５１−１が変調器１０から出射された出力光信号３７の監視に用いられる。遅延干渉計５１−１から出射された光信号７２−１、７３−１に起因する電気信号７４−１のピーク・トゥ・ピーク電圧が、ピーク・トゥ・ピーク検出回路６１によって監視される。
通常動作では、復調器５０は、結合器４２から外部光信号４５を受け取り、外部光信号４５からデータを取り出す。シャッター４９は、トランスミッタ１０から出射された光が復調器５０によって受信されないようにオフ状態に設定される。
ｚ番目の位相変調器１３−ｚのタイミングの設定時には、光信号３７の一部が分波器４１及び結合器４２を介して復調器５０に供給される。シャッターはオン状態に設定される。
その代わりに、結合器４２が、通常動作時には媒体に光を向け、位相変調のタイミングの設定時には復調器５０に光を向けるスイッチで置換されてもよい。その場合、シャッター４９は除去されてもよい。
加えて、位相変調のタイミングの設定時には、上記の条件に従って定義された特定パターンが、トランスミッタ１０の符号化器１４に供給される。ここで、ｎは変調フォーマットによって固定され、そして、ｈは、ｚ番目の位相変調器１３−ｚによって固定される。加えて、Ｐ、φ１及びφ２は、遅延干渉計５１に従って選択される。一実施形態では、φ１及びφ２は、
φ１＝φ０＋π／ｈ
φ２＝φ０−π／ｈ
に選ばれる。ここで、φ０は、遅延干渉計５１−１の短アームに設けられた位相調節部８３の調節位相である。遅延干渉計５１−１によって出射された光信号７２−１及び７３−１は、平衡フォトディテクター５２−１によって電気信号７４−１に変換される。ピーク・トゥ・ピーク検出回路６１は、電気信号７４−１のピーク・トゥ・ピーク電圧を検出する。ｚ番目の位相変調器１３−ｚによって行われる位相変調のタイミングは、電気信号７４−１のピーク・トゥ・ピーク電圧を最小化するように設定される。
８次のＤｘＰＳＫ（Ｄ８ＰＳＫ）のための１シンボル遅延干渉計に基づく復調器の例が、
Y. Han et al., “Simplified receiver implementation for optical differential 8-level
phase-shift keying”, Electronics Letters, Vol. 14, No. 21 (October 2004), に開示されており、１６次のＤｘＰＳＫについてはR. Sambaraju et al., “16-level differential phase shift
keying (D16PSK) in direct detection optical communication systems”, Optics
Express, Vol. 14, No. 22, pp. 10239-10244 (October 2006) に開示されている。
本発明の他の実施形態では、図７に図示されているように、本発明が、シリアルＤｘＰＳＫトランスミッタ１０の代わりに、２ｎ次パラレルＤｘＰＳＫトランスミッタ２０を含むトランスポンダ３００として実施されてもよい。ここで、自然数ｎは、厳密に２より大きい。パラレルＤｘＰＳＫ変調器は、ｍ＋１個の並列アームを有しており、そのそれぞれは、バイナリデータパターン３１に従った電圧で駆動されると光キャリアの位相を０又はπラジアンだけシフトする単一の位相変調器を有している。基準アーム以外の並列アームは、それぞれ、追加の位相シフタ１９−１〜１９−ｍを備えている。追加の位相シフタ１９−ｉは、光キャリアの位相をπｉ／（ｍ＋１）ラジアンだけシフトする。ここで、ｉは、１以上ｍ以下の任意の自然数である。トランスポンダ２００の復調器５０は、図６のトランスポンダ２００の場合と同様に、ｎ個のＰ−シンボル遅延干渉計５１−１〜５１−ｎに基づいている。遅延干渉計５１−１〜５１−ｎは、フォトディテクター５２−１〜５１−ｎに接続されており、光信号７２−１〜７２−ｎ及び７３−１〜７３−ｎを電気信号７４−１〜７４−ｎに変換する。一つの干渉計５１−１は、光信号７２−１、７３−１に起因する電気信号７４−１のピーク・トゥ・ピーク電圧を監視する。該ピーク・トゥ・ピーク電圧は、ピーク・トゥ・ピーク検出回路６１によって監視される。
対象位相変調器１３−ｚのタイミングの設定時には、上記の条件で定義された特定パターンが符号化器３１に供給される。ここで、ｎは、変調方式で固定され、ｈはｈ＝４に選ばれる。加えて、Ｐ、φ１及びφ２は、遅延干渉計５１−１に従って選択される。一実施形態では、φ１及びφ２は、
φ１＝φ０＋π／ｈ
φ２＝φ０−π／ｈ
として選ばれる。ここで、φ０は、遅延干渉計５１−１の短アームに設けられた位相調節部８３の調節位相である。遅延干渉計５１−１から出射された光信号７２−１、７３−１は、平衡フォトディテクター５２−１によって電気信号７４−１に変換される。ピーク・トゥ・ピーク検出回路６１は、電気信号７４−１のピーク・トゥ・ピーク電圧を検出する。位相変調器１３−ｚによって行われる位相変調のタイミングは、電気信号７４−１のピーク・トゥ・ピーク電圧を最小にするように設定される。
その代わりに、もし結合器５１がスイッチによって置換されるのなら、シャッター４９は取り除かれてもよい。
他の実施形態では、シリアルＤＱＰＳＫトランスミッタの位相変調のタイミングが設定される。シリアルトランスミッタは、２つの位相変調器を備えている：一つの変調器は、光キャリアの位相を０又はπラジアンだけシフトする。もう一方の変調器は、キャリアの位相を０又はπ／２ラジアンだけシフトする。変調器の順序は、強制的なものではないが、第２の位相変調器によって行われる変調のタイミングが設定される。
より具体的には、図８に図示されているように、シリアルＤＱＰＳＫトランスミッタ４００は、サブモジュール１０Ａと制御システム３０とを含む。サブモジュール１０Ａは、レーザ１１と、２つの直列位相変調器１２、１３と、符号化器１４と、ドライバー１５、１６と、可変位相シフタ１７とを備えている。制御システムは、Ｐ−シンボル遅延干渉計５１と、平衡フォトディテクター５２と、ピーク・トゥ・ピーク検出回路６１とフィードバック回路６２とを備えている。
レーザ１１は、光通信に用いられる波長で連続光を出射する。符号化器１４に電気的に送られたバイナリデータパターン３１の情報が、２つの直列位相変調器１２及び１３によって、レーザ１１によって出射された光キャリアに位相情報として設定される。位相変調器１２は、ドライバー１５によって駆動されて０又はπラジアンだけ光キャリアの位相を変化させるマッハツェンダー変調器である。位相変調器１３は、ドライバー１６によって駆動されて０又はπ／２ラジアンだけ光キャリアの位相を変化させる。情報を含む光信号３７は、シリアルＤＱＰＳＫ変調器１０の出力ポートから出射される。光信号３７の各シンボルには、前のシンボルとの位相差としてデータが符号化される。位相差は、４つの値：０、π／２、π、又は３π／２ラジアンの値をとり得る。従って、シリアルＤＱＰＳＫ変調器１０に供給されるバイナリデータパターン３１の２つの連続ビットが、シリアルＤＱＰＳＫ変調器１０から出射される光信号３７の各シンボルにマッピングされる。符号化器１４は、バイナリデータパターン３１の２ビットを、各電気的パス３２、３３を介してドライバー１５、１６に送られる２つの電気情報信号に変換する。位相変調器１２及び１３は、前のシンボルとの位相差が２つの２値ビットの情報をマッピングするように、光キャリアにシンボルの位相を書き込む。ドライバー１５及び１６は、符号化器１４からの電気的電圧を各電気的パス３３、３５を通過する電圧に変換する。電圧値は、各位相変調器１２及び１３が該シンボルに正しい位相を書き込むように決定される。
可変位相シフタ１７は、符号化器１４と、位相変調のタイミングが設定される位相変調器１３の間の電気信号のパス３４に設けられている。可変位相シフタ１７は、機械的な調節、電圧による調節、及び電気−機械的な調節のいずれに基づいていてもよい。
サブモジュール１０Ａによって出射された光信号３７の一部は、分波器４１によって引き出され、又は分岐される。光信号３７の該一部は、Ｐ−シンボル遅延干渉計５１の入力ポートの結合器４２で結合される。遅延干渉計５１の正相及び逆相出力の両方が平衡フォトディテクター５２に接続されており、遅延干渉計５１の出力ポートからの光信号７２及び７３を、電気的信号７４に変換する。ピーク・トゥ・ピーク検出回路６１は、平衡フォトディテクター５２によって生成された電気信号７４のピーク・トゥ・ピーク電圧を検出する。特定パターンの周期的な繰り返しが符号化器１４に供給されると、フィードバック回路６２は、ピーク・トゥ・ピーク検出回路６１によって検出されたピーク・トゥ・ピーク電圧を最小化するために可変位相変調器１７を調節する。
光信号４３は、対応するバイナリデータパターン３１が符号化器１４に供給されたとき、信号を送信するために用いてもよい。サブモジュール１０Ａ、分波器４１、結合器４２及び制御システム３０は、トランスミッタ４００に集積化されてもよい。
その代わりに、サブモジュール１０Ａは、独立したシリアルＤＱＰＳＫトランスミッタであり、システム３０が１０Ａにおける位相変調のタイミングを設定する別の手段であってもよい。
シリアルＤＱＰＳＫトランスミッタ４００の位相変調のタイミングの設定では、上記の条件に従って定義された特定パターンが符号化器１４に供給される。シリアルＤＱＰＳＫ変調器１０によって出射される光信号３７は、部分的にＰ−シンボル遅延干渉計５１の入力ポートに分岐される。ここでＰは、パターン条件で定義される。遅延干渉計５１の短アームは、πを法として（φ１＋φ２＋２π／ｈ）／２の追加の位相シフトを有している。ここで、φ１及びφ２は、パターン条件で定義されている。
図８に示されている構成では、光キャリアの位相を０又はπ／２だけシフトする位相変調器１３が、位相変調のタイミングを設定する対象位相変調器として選択される。この場合、ｈは、定義により４に等しい。他の実施形態では、光キャリアの位相を０又はπだけシフトする位相変調器１２が、対象位相変調器として選択される。この場合、ｈは定義により２に等しい。加えて、可変位相シフタ１７が、パス３４の代わりに、符号化器１４とドライバー１５の間のパス３２に設けられる。
遅延干渉計５１によって出射された光信号７２、７３は、平衡フォトディテクター５２によって電気信号７４に変換される。ピーク・トゥ・ピーク検出回路６１は、電気信号７４のピーク・トゥ・ピーク電圧を検出する。位相変調器１３（又は位相変調器１２）によって行われる位相変調のタイミングは、ピーク・トゥ・ピーク信号を最小化するように設定される。
他の実施形態では、トランスポンダ内のシリアルＤＱＰＳＫトランスミッタの位相変調のタイミングが設定される。図９に図示されているように、トランスポンダ（符号５００で参照される）が、シリアルＤＱＰＳＫトランスミッタ１０Ａに加えて、２つの１シンボル遅延干渉計５１−１及び５１−２に基づく復調器５０Ａを備えている。遅延干渉計５１−１、５１−２は、平衡フォトディテクター５２−１、５２−２に接続されている。平衡フォトディテクター５２−１は、遅延干渉計５１−１によって出射された光信号７２−１、７３−１を電気信号７４−１に変換する。同様に、平衡フォトディテクター５２−２は、遅延干渉計５１−２によって出射された光信号７２−２、７３−２を電気信号７４−２に変換する。復調器５０Ａは、入力光信号７１を復調し、対応する電気信号７４−１は、受信した電気的データとして使用可能である。復調器５０Ａと平衡フォトディテクター５２−１、５２−２は、トランスミッタと同じトランスポンダの一部となってレシーバサブモジュールに集積化してもよい。トランスポンダ４００の通常動作時には、データが符号化器１４に供給され、分波器４１とフィードバック回路６２は無効にされる。
復調器５０Ａの一つの遅延干渉計５１−１が、シリアルトランスミッタ１０Ａによって出射される出力光信号３７を監視するために用いられる。遅延干渉計５１−１から出射される光信号７２−１、７３−１に起因する電気信号７４−１のピーク・トゥ・ピーク電圧が、ピーク・トゥ・ピーク検出回路６１によって監視される。
図９に図示されているトランスポンダ５００の構成では、位相変調器１３によって行われる位相変調のタイミングが設定される。特定パターンが上記の条件に従って選択される。ここでｎ＝２、ｈ＝４である。加えて、トランスポンダ５００の復調器５０Ａについて条件からＰはＰ＝１に固定される。更に、φ１及びφ２が、遅延干渉計５１−１のアームの遅延に応じて選択される。特定パターンの周期的繰り返しがシリアルトランスミッタ１０Ａに供給される。変調器１０Ａによって出射された光信号３７は、遅延干渉計５１−１に入力ポートに部分的に分岐される。遅延干渉計５１−１によって出射された光信号は、平衡フォトダイオード５２−１によって電気信号７４−１に変換される。ピーク・トゥ・ピーク検出回路６１は、電気信号７４−１のピーク・トゥ・ピーク電圧を検出する。
位相変調器１３によって行われる位相変調のタイミングは、電気信号７４−１のピーク・トゥ・ピーク電圧を最小化するように設定される。
図１０は、２つの１シンボル遅延干渉計５１−１、５１−２に基づくＤＱＰＳＫ復調器５０Ａの例示的な構成の概略図である。このようなデバイスは広く用いられている。復調器４０Ａは、２つのアーム、同位相（Ｉ）アーム及び直角位相（Ｑ）アームからなる。受信した光信号７１は、ビームスプリッタ５３によって各アームに分配される。各アームは、ビームスプリッタ（それぞれ、符号８１−１、８１−２で示す）と方向性結合器それぞれ、符号８５−１、８５−２で示す）の間の２つの光学的パスからなる。各アームの第１パスは、１シンボル遅延部（それぞれ、符号８４−１、７４−２で示す）を備えている。各アームの第２パスは、可変遅延部：受光信号７１の波長に対して各アームを独立して調節する調節部８２−１、８２−２、及び、位相調節部８３−１、８３−２を含む。ＤＱＰＳＫ変調器１０Ａについては、位相調節部８３−１、８３−２は、それぞれ、π／４及び−π／４に設定できる。光信号７２−１、７３−１は、それぞれＩアームの正相及び逆相出力から出射され、Ｉアームは、復調器４００によって復調される光信号７１のＩ支流を受け取るように平衡フォトディテクター５２−１に接続される。同様に、光信号７２−２、７３−２は、それぞれ、Ｑアームの正相及び逆相出力から出射される。復調器５０Ａによって復調される光信号７１のＱ支流は、また、平衡フォトディテクター５２−２で受信可能である。
他の実施形態では、パラレルＤＱＰＳＫトランスミッタの位相変調のタイミングが設定される。パラレル変調器は、２つのアームを備えており、それぞれは、バイナリパターンに従った電圧で駆動されたときに０又はπラジアンだけ光キャリアの位相をシフトする単一の変調器を備えている。アームの一方は、いずれも、追加的にπ／２ラジアンのシフトを有している。
より具体的には、図１１に図示されているように、パラレルＤＱＰＳＫトランスミッタ（符号６００で示す）が、制御システム３０に接続されたパラレルＤＱＰＳＫ変調器２９Ａを含む。サブモジュール２０Ａは、レーザ１１、２つのネスト化マッハツェンダー変調器１２及び１３、符号化器１４、ドライバー１５及び１６、及び、可変位相シフタ１７を備えている。
レーザ１１は、光通信のために使用される波長で連続光を出射する。電気的に符号化器１４に伝送されたバイナリデータパターン３１の情報は、パラレル変調器の２つの並列アームに設けられた２つのマッハツェンダー変調器１２及び１３によって、サブモジュール２０Ａによって出射される光キャリアに位相情報として設定される。レーザ１１によって出射された光信号は、ビームスプリッタ１８によって２つのアームに分配される。変調器１３を含むアームは、該アームにおける光信号の位相を他のアームに対してπ／２だけシフトするために、例えば追加の長さのような、追加の位相シフト部１９を有している。両方のアームの光キャリアは、方向性結合器２１によって再結合され、パラレル変調器２９Ａの出力ポートから出射される。変調器１２は、ドライバー１５によって駆動されて、光キャリアの位相を０又はπラジアンだけ変化させる。変調器１３は、ドライバー１６によって駆動されて、光キャリアの位相を０又はπラジアンだけ変化させる。情報を含む光信号３７は、パラレル変調器２９Ａから出射される。光信号３７の各シンボルに対しては、直前のシンボルとの位相差としてデータが符号化される。位相差は、４つの値：０、π／２、π、及び３π／２ラジアンをとり得る。よって、符号化器１４に供給されたバイナリデータパターン３１の２つの連続ビットが、光信号３７において各シンボルにマッピングされる。符号化器１４は、バイナリデータパターン３１のバイナリ情報の２ビットを、各電気的パス３２、３４を介してドライバー１５、１６に送られる２つの電気的情報信号に変換する。位相変調器１２、１３は、直前のシンボルとの位相差が２つのバイナリビットの情報にマッピングするように光キャリアにシンボルの位相を設定する。ドライバー１５、１６は、符号化器１４からの電気的電圧を各電気的パス３３、３５を通過する駆動電圧に変換する。駆動電圧のレベルは、各位相変調器１２及び１３がシンボルに正しい位相を設定するように決定される。
可変位相シフタ１７は、符号化器１４と変調タイミングが設定されるアームに設けられたマッハツェンダー変調器１３との間の電気的信号のパス３４に設けられている。可変位相シフタ１７は、機械的な調節、電圧による調節、又は電気−機械的な調節のいずれに基づいていてもよい。
パラレル変調器２９Ａから出射された光信号３７の一部は、分波器４１によって引き出され、又は、分枝される。光信号３７の該一部は、Ｐ−シンボル遅延干渉計５１の入力ポートにある結合器４２によって結合される。遅延干渉計５１の正相及び逆相出力の両方は、平衡フォトディテクター５２に接続され、遅延干渉計５１の出力ポートからの光信号７２、７２を電気的信号７４に変換する。ピーク・トゥ・ピーク検出回路６１は、電気信号６４のピーク・トゥ・ピーク電圧を検出する。フィードバック回路６２は、特定パターンの周期的繰り返しが符号化器１４に供給されると、ピーク・トゥ・ピーク検出回路６１によって検出されたピーク・トゥ・ピーク電圧を最小化するために可変位相シフタ１７を調節する。光信号４３は、対応するバイナリデータパターン３１が符号化器１４に供給されたときに、信号を伝送するために用いることができる。
サブモジュール２０Ａ、分波器４１、結合器４２及び制御システム３０は、トランスミッタ６００に集積化されてもよい。
その代わりに、サブモジュール２０Ａが独立したパラレルＤＱＰＳＫトランスミッタとし、分波器４１及び結合器４２と共にシステム３０が、パラレルＤＱＰＳＫトランスミッタ２０Ａの変調タイミングを設定する外部手段とすることもできる。
位相変調器１３の位相変調のタイミングを設定する際、上記の条件として定義された特定パターンの周期的繰り返しがサブモジュール２０Ａの符号化器１４に供給される。サブモジュール２０Ａによって出射された光信号３７は、Ｐ−シンボル遅延干渉計５１の入力ポートに部分的に分岐される。ここでＰは、パターン条件で定義されている。遅延干渉計５１の短アームは、πを法として（φ１＋φ２＋π／２）の追加的な位相シフトを持っている。ここで、φ１及びφ２は、パターン条件で定義されている。遅延干渉計５１の出力で出射された光信号７２、７３は、平衡フォトディテクター５２によって電気信号７４に変換される。ピーク・トゥ・ピーク検出回路６１は、電気信号７４のピーク・トゥ・ピーク電圧を検出する。位相変調器１３で行われる位相変調のタイミングは、ピーク・トゥ・ピーク電圧を最小化するように設定される。
図１１に図示されている構成では、位相変調器１３が、位相変調のタイミングが設定される対象位相変調器として選択される。他の実施形態では、その代わりに、位相変調器１２が対象位相変調器として選択されてもよい。この場合、可変位相シフタ１７が、パス３４の代わりに、符号化器１４とドライバー１５の間のパス３２に設けられる。
他の実施形態では、トランスポンダ内部のパラレルＤＱＰＳＫトランスミッタの位相変調のタイミングが設定される。図１２に図示されているように、トランスポンダ（符号７００で示す）は、図１１に図示されているパラレルＤＱＰＳＫトランスミッタ２０Ａと図９に図示されている復調器５０Ａとを備えている。
復調器５０Ａは、レシーバサブモジュールに集積化され、トランスミッタと同じトランスポンダの一部となってもよい。トランスポンダ７００の通常動作時には、データが符号化器１４に供給され、分波器４１とフィードバック回路６２が無効にされる。
復調器５０Ａの一つの遅延干渉計５１−１がパラレルトランスミッタ２０Ａから出射される出力光信号３７を監視するために用いられる。遅延干渉計５１−１の出力で出射された光信号７２−１、７３−１に起因する電気信号７４−１のピーク・トゥ・ピーク電圧は、ピーク・トゥ・ピーク検出回路６１によって監視される。
位相変調器１３の位相変調のタイミングを設定する場合、上記の条件として定義された特定パターンの周期的な繰り返しが変調器２０Ａの符号化器１４に供給される。ここで、ｎ＝２、ｈ＝４である。加えて、トランスポンダ７００の復調器５０Ａについての条件からＰはＰ＝１に固定される。更に、φ１及びφ２は、遅延干渉計のアーム遅延に応じて選択される。
トランスミッタ２０Ａによって出射された光信号は、遅延干渉計５１−１の入力ポートに部分的に分岐される。遅延干渉計５１−１から出射された光信号７２−１、７３−１は、フォトディテクター５２−１によって電気信号７４に変換される。ピーク・トゥ・ピーク検出回路６１は、電気信号７４のピーク・トゥ・ピーク電圧を検出する。位相変調器１３によって行われる位相変調のタイミングは、電気信号７４のピーク・トゥ・ピーク電圧を最小にするように設定される。
他の実施形態では、トランスミッタの波長が調節可能であり、光信号の波長が、トランスミッタの動作の間に切り替えられ得る。切り替えシーケンスは、光信号に何らの信号も書き込まれず、伝送媒体を伝送されない時間スパンがある。この時間スパンの間、該方法で動作するシステムは、新たに選択された波長に従って、トランスミッタのために位相変調のタイミングを設定することを許可する。
更に他の実施形態では、トランスミッタがＲＺフォーマットである場合、位相変調タイミング設定が行われているときにＲＺカービング動作が中止されてもよい。ＲＺカービングを中止することで、振幅変化がもはや観測されなくなるため、最適タイミングの周囲のピーク・トゥ・ピーク検出の感度が向上する。
更に他の実施形態では、ピーク・トゥ・ピーク検出が、トランスミッタの基準位相変調器に同期してサンプリングされ、光信号のシンボルの中心において各シンボルに１回の割合で行われる。理想的には、トランスミッタは低チャープである。しかしながら、シンボルにおける位相が、該シンボルがマッピングすべきものと異なる値にマッピングしている位相レベルに近づくようなチャープがトランスミッタにある場合には、典型的にはシンボルレートでシンボルの中央において低チャープを持つエリアにおいてピーク・トゥ・ピーク値をサンプリングすることで、チャープを排除し、ピーク・トゥ・ピーク特性の検出の感度を向上させることができる。その場合、ピーク・トゥ・ピーク値は、シンボルの中央近辺の一又は数点に対して検出される。ピーク・トゥ・ピーク特性は、チャープなし又は低チャープの位相差に対応する振幅に対して検出される。
まとめると、上記の実施形態のタイミング設定方法によれば、情報がトランスミッタによって正しくマッピングされるように、絶対値において１シンボルの範囲内で高次ｘＰＳＫトランスミッタの位相変調のタイミング差を調節することが可能になる。加えて、上記の実施形態のタイミング設定方法によれば、トランスミッタの最適タイミングが発見可能なように、微細な調節が可能になる。上述の実施形態のタイミング設定方法で微調節されたトランスミッタは、同じ構造の未調節のトランスミッタと比較すると、最適なＢＥＲ性能を有している。
上記の実施形態のトランスミッタのアーキテクチャによれば、トランスミッタによって出射された光キャリアに書き込まれた位相情報がトランスミッタに供給されたデータに一致するように、絶対値で１シンボル周期以内に位相変調タイミングの差を設定することができる。上記の実施形態のトランスミッタのアーキテクチャによれば、また、トランスミッタによって出射された信号が最小のＢＥＲで受信可能になるように、タイミングを正確に調節することができる。
加えて、上記の実施形態のタイミング設定方法によれば、パラレル、シリアル両方の高次ｘＰＳＫトランスミッタのタイミングが設定可能になる。
最後に、上記の実施形態のタイミング設定方法によれば、低コスト且つ小サイズの部品でタイミングを設定することができる。
上記の実施形態のタイミング設定方法は、完全自動化されて、トランスミッタの校正の間に使用されてもよい。
（タイミング設定例）
まず、図８のシリアルＤＱＰＳＫトランスミッタ４００の位相変調タイミングの設定について説明する。
Ｎバイナリビットの特定パターンの周期的な繰り返しが、符号化器１４０にバイナリデータパターン３１として供給される。位相変調器１２によって変調された光信号のｉ番目のシンボルは、位相変調器１２の出力ポートにおいて位相値ψｍ（ｉ）を有している。ψｍ（ｉ）の取り得る全ての値が、位相の集合Φを構成している。位相変調器１３は、光信号のｉ番目のシンボルをψ０（ｉ）だけ変調し、個のシンボルは、位相変調器１３の出力ポートにおいて、位相値ψ（ｉ）＝ψｍ（ｉ）＋ψ０（ｉ）を有している。遅延干渉計５１を通過した後では、１シンボル遅延干渉計５１によってＰ＝１に固定されているので、ｉ番目のシンボルは、位相差ψ（ｉ）−ψ（ｉ−１）に依存している。
位相変調器１３によって行われる位相変調のタイミングは、４シンボルに渡って調節可能である。変調器１０Ａは、次の２ビットの集合（１１、０１、００、１０）を、それぞれ次の位相差（０、π／２、π、３π／２）としてマッピングしている。即ち、特定パターンは、符号化器１４にバイナリデータパターン３１として供給され、次の６つのシンボル位相差０、３π／２、３π／２、３π／２、３π／２、０のシーケンスとして光キャリア３７上にマッピングされるように選択される。バイナリビットパターンは、１２ビット長であり、１１、１０、１０、１０、１０、１１である。
結果として得られる光キャリア３７の６つの一連の位相状態は、（０；３π／２；π；π／２；０，０）である。これは、第１の位相変調器１２及び第２の位相変調器１３について、それぞれ、位相変調シーケンス（０；π；π；０；０；０）及び（０；π／２；０；π／２；０；０）に対応している。
上述のパターンは、ｈ＝４、Ｐ＝１、φ１＝０、φ２＝πという上述の全てのパターン条件を満足している。遅延干渉計５１は、図３に図示されているように構成されており、追加の位相調節部８３は、−π／４に設定されている。
このように定義された特定パターンは、以下に述べる特定パターンの定義にしたがっている：
１． 特定パターンの長さは、１２ビットであり（Ｎ＝１２）、６シンボルに対応している（Ａ＝６）。これは、位相変調器１３の位相変調のタイミングの調節範囲よりも長い。
２． 位相差は、直接に連続しているシンボル間にとられている。これは、選択された遅延干渉計５１が１シンボル遅延干渉計（Ｐ＝１）であることに整合している。シンボル間の位相差は、０又は３π／２だけが許容される。これは、ｈ＝４、φ１＝０、φ２＝πに対応している。その場合、遅延干渉計５１は、このシンボル間の位相差が、−π／４に調節された位相について設定されており、且つ、０、３π／２の位相値が、位相−π／４の軸に関して対称であるため、シンボル間の位相差を１つの振幅値に変換する。
３． タイミングが第２の位相変調器１３の完全な整合からずれた場合には、如何なる場合でも、光キャリア３７が１シンボル遅延干渉計５１を通過した後で、１より多い数の振幅に対応するシンボル間の位相差を生じさせる。
このように定義された特定パターンの周期的繰り返しがバイナリデータパターン３１として符号化器１４に供給されると、フィードバック回路６２が、ピーク・トゥ・ピーク検出器６１によって検出されたピーク・トゥ・ピーク値について図１３上で説明されているように動作し、可変位相シフタ１７をピーク・トゥ・ピーク値を最小化するように調節する。図１４は、この場合の数値シミュレーションの結果を示している。
図１３は、フィードバック回路６２によって用いられて可変位相シフタ１７を調節する例示的なアルゴリズムである。Ｔｍｉｎは、位相変調器１３に設定可能な最短のタイミングとして定義されており、Ｔｍａｘは、位相変調器１３に設定可能な最長のタイミングとして定義されている。Ｔｓｔｅｐは、まず、１シンボル周期にとられる。１回目の走査は、ピーク・トゥ・ピーク検出回路６１によって監視されるピーク・トゥ・ピーク電圧（Ｖｐｐ）が最小になるタイミングを見出すために、１シンボル周期刻みで全タイミング設定範囲について行われる。タイミングは、その値に設定される。ここで、タイミングは、１シンボル周期以内に設定される。そのステップの後、最小の調節量（ｄＴ）毎にタイミングを増減することで、ピーク・トゥ・ピーク電圧の最小値を抽出することができる。
次に、図１１に図示されているパラレルＤＱＰＳＫトランスミッタ６００の伊藤変調タイミングの設定について説明する。Ｎバイナリビットの特定パターンの周期的繰り返しが、バイナリデータパターン３１として符号化器３１に供給される。位相変調器１２によって変調された光信号のｉ番目のシンボルは、方向性結合器２１の前では位相値ψｍ（ｉ）を有している。ψｍ（ｉ）が取り得る全ての値が、位相の集合Φを構成している。位相変調器１３は、光信号のｉ番目のシンボルをψ０（ｉ）だけ変調するので、このシンボルは、光信号３７において位相値ψ（ｉ）＝ψｍ（ｉ）＋ψ０（ｉ）を有している。遅延干渉計５１を通過した後では、１シンボル遅延干渉計５１によってＰ＝１に固定されているので、ｉ番目のシンボルに対する光信号の振幅は、位相差ψ（ｉ）−ψ（ｉ−１）に依存している。
位相変調器１３によって行われる位相変調のタイミングは、４シンボルに渡って調節可能である。パラレルＤＱＰＳＫ変調器２０Ａは、次の２ビットの集合（１１、１０、００、０１）を、それぞれ次の位相差（０、π／２、π、３π／２）にマッピングする。
このように定義された特定パターンは、バイナリデータパターン３１として符号化器１４に供給され、次の６シンボル位相差０、３π／２、３π／２、３π／２、３π／２、０のシーケンスとして光キャリア３７にマッピングするように選択される。バイナリビットパターンは、１２ビット長であり、１１、０１、０１、０１、０１、１１である。
結果として得られる光キャリア３７の６つの一連の位相状態は、（０；３π／２；π；π／２；０；０）である。これは、位相変調器１２及び位相変調器１３について、それぞれ、位相変調シーケンス（０；０；π；π；０；０）、（０；π；π；０；０；０）に対応している。
このように定義された特定パターンは、ｈ＝４、Ｐ＝１、φ１＝０、φ２＝πという全ての条件を満たしている。遅延干渉計５１は、図３に図示されているように構成されており、追加の位相調節部８３は、−π／４に設定されている。
このパターンは、以下の特定パターンの定義に従っている：
４． パターンの長さは１２ビットであり（Ｎ＝１２）、６シンボルに対応している（Ａ＝６）。これは、位相変調器１３の位相変調のタイミングの調節範囲よりも長い。
５．位相差は、直接的に連続するシンボル間に取られている。これは、選択された遅延干渉計５１が１シンボル遅延干渉計である（Ｐ＝１）ことと整合している。シンボル間の位相差は０又は３π／２だけであり、これは、ｈ＝４、φ１＝０、φ２＝πに対応している。その場合、遅延干渉計５１は、このシンボル間の位相差が、−π／４に調節された位相について設定されており、且つ、０、３π／２の位相値が、位相−π／４の軸に関して対称であるため、シンボル間の位相差を１つの振幅値に変換する。
６． タイミングが位相変調器１３の完全な整合からずれた場合には、如何なる場合でも、光キャリアが１シンボル遅延干渉計５１を通過した後で、１より多い数の振幅に対応するシンボル間の位相差を生じさせる。
特定パターンの周期的繰り返しがバイナリデータパターン３１として符号化器１４に供給されると、フィードバック回路６２は、ピーク・トゥ・ピーク検出回路６１によって検出されたピーク・トゥ・ピーク値について図１３で記載されたように動作し、ピーク・トゥ・ピーク電圧を最小化するように可変位相シフタ１７を調節する。パラレルＤＱＰＳＫトランスミッタ６００についてフィードバック回路６２によって使用されるアルゴリズムは、図８に図示されているシリアルＤＱＰＳＫトランスミッタ４００についてのそれと同じである。図１４は、この場合についての数値シミュレーションの結果を示している。
図１４は、「シリアル」「パラレル」と表記された２つのカーブを示している。Ｘ軸は、１シンボルの長さで正規化されたタイミング差を表わしており、Ｙ軸は、任意の単位でのピーク・トゥ・ピーク電圧を表わしている。「シリアル」のカーブは、位相変調器１３によって行われた位相変調の最適タイミングと、可変位相シフタ１７による調節によって得られたタイミングのタイミング差の関数として、シリアルＤＱＰＳＫトランスミッタ４００のピーク・トゥ・ピーク検出回路６１によって監視されたピーク・トゥ・ピーク電圧を示している。「パラレル」のカーブは、位相変調器１３を含むアームによって行われた位相変調の最適タイミングと、可変位相シフタ１７による調節によって得られたタイミングのタイミング差の関数として、パラレルＤＱＰＳＫトランスミッタ６００のピーク・トゥ・ピーク検出回路６１によって監視されたピーク・トゥ・ピーク電圧を示している。
本発明が上述の実施形態に限定されないことは明らかであり、本発明は、その技術的範囲から外れない限り、修正、変更されてもよい。

Claims (22)

  1. ４次以上の次数の位相シフトキーイングを行う光トランスミッタ内の対象位相変調器による位相変調のタイミングを設定するステップを備え、
    該設定するステップは、
    特定パターンを前記光トランスミッタに供給し、前記ｘＰＳＫトランスミッタに前記特定パターンに従って光キャリアを出射させるステップと、
    遅延干渉計によって前記光キャリアを受け取るステップと、
    前記遅延干渉計から出射された光信号を電気信号に変換するステップと、
    前記電気信号のピーク・トゥ・ピーク値を検出するステップ
    とを備え、
    前記対象位相変調器の前記位相変調の前記タイミングが、前記電気信号の前記ピーク・トゥ・ピーク値を最小にするように設定される
    方法。
  2. 請求項１の方法であって、
    前記光トランスミッタは、更に、少なくとも一つの他の位相変調器を備えており、
    前記特定パターンの長さＡは、前記特定パターンの持続時間が前記対象位相変調器によって行われる前記位相変調の前記タイミングの設定範囲より長くなるように選択され、
    前記遅延干渉計は、Ｐ−シンボル遅延干渉計であり、Ｐは、厳密にＡより小さく、
    前記対象位相変調器は、前記光キャリアの位相を０又は２π／ｈだけシフトさせ、ｈは整数であり、
    前記少なくとも一の他の位相変調器によって書き込まれることができる位相状態の集合である集合Φに２つの位相状態φ１及びφ２が存在し、φ１及びφ２は同一であってよく、
    Θ（Ｐ）⊆ΘＭＡＸ，
    （φ２＋２π／ｈ）∈Θ（Ｐ）
    であり、
    ΘＭＡＸは、
    ΘＭＡＸ＝｛（φ１）；（φ２＋２π／ｈ）｝
    として定義された集合であり、
    Θ（Ｐ）は、
    Θ（Ｐ）＝｛（ψ（ｉ＋Ｐ）−ψ（ｉ））∧（０≦ｉ＜Ａ）｝
    として定義された集合であり、
    ψ（ｉ）は、
    ψ（ｉ）＝ψｍ（ｉ）＋ψ０（ｉ）
    として定義され、
    ψｍ（ｉ）は、前記少なくとも一の他の位相変調器で書き込まれる位相であり、
    ψ０（ｉ）は、前記対象位相変調器で書き込まれる位相であり、
    Ａより厳密に小さい任意の非零の自然数ｉについて、
    （∃ｊ∧∃ｋ）∧（０≦ｊ＜Ａ）∧（０≦ｋ＜Ａ）∧（ｋ≠ｊ）
    ∧（Ψ（ｉ，ｊ）≠Ψ（ｉ，ｋ）），
    （∃ｊ’）∧（０≦ｊ’＜Ａ）∧（∀ｋ’）∧（０≦ｋ’＜Ａ）∧（ｋ’≠ｊ’）
    ∧（（Ψ（ｉ，ｊ’）＋Ψ（ｉ，ｋ’））≠（φ１＋φ２＋２π／ｈ）
    であり、
    Ψ（ｉ，ｊ）が、
    Ψ（ｉ，ｊ）＝ψｍ（ｊ＋Ｐ）−ψｍ（ｊ）＋ψ０（ｉ＋ｊ＋Ｐ）−ψ０（ｉ＋ｊ）
    と定義される
    方法。
  3. 請求項１又は２に記載の方法であって、
    前記光トランスミッタが、次数が４次以上である高次差動位相シフトキーイングトランスミッタである
    方法。
  4. 請求項１乃至３のいずれかの方法であって、
    前記光トランスミッタが、前記光キャリアにＲＺカービングを行うＲＺカーバを含み、
    前記ＲＺカーバが、前記電気信号の前記ピーク・トゥ・ピーク値が検出される時、オフにされる
    方法。
  5. 請求項１乃至４のいずれかに記載の方法であって、
    前記ピーク・トゥ・ピーク値は、前記特定パターンの変調に同期して、前記光キャリアのシンボルの中央付近の少なくとも一点についてサンプリングされる
    方法。
  6. 請求項１乃至５のいずれかに記載の方法であって、
    前記設定するステップは、基準位相変調器に続く全ての位相変調器について、再帰的に行われる
    方法。
  7. 請求項１乃至５のいずれかに記載の方法であって、
    前記光トランスミッタは、直列に接続された第１及び第２変調器を含むシリアルＤＱＰＳＫトランスミッタであり、
    前記第１位相変調器は、前記光キャリアを０又はπラジアンだけ変調し、
    前記第２位相変調器は、前記光キャリアを０又はπ／２ラジアンだけ変調し、
    前記対象位相変調器は、前記第１及び第２位相変調器から選択される
    方法。
  8. 請求項１乃至５のいずれかに記載の方法であって、
    前記光トランスミッタは、並列に接続された第１及び第２アームを含むパラレルＤＱＰＳＫトランスミッタであり、
    前記第１アームは、前記光キャリアをゼロ又はπラジアンで変調する第１位相変調器を含み、
    前記第２アームは、
    前記光キャリアをゼロ又はπラジアンで変調する第２位相変調器と、
    π／２ラジアンの位相シフトを与える追加の位相シフタ
    とを備える
    方法。
  9. クレーム１乃至８のいずれかの方法であって、
    前記光トランスミッタの波長は調節可能であり、
    前記設定するステップは、前記光トランスミッタの波長切り替えシーケンスの間に行われる。
  10. ２ｎ次（ｎは、２以上の自然数）の位相シフトキーイングを行う光トランスミッタ内の対象位相変調器による位相変調のタイミングを設定する制御システムであって、
    前記光トランスミッタによって出射された光キャリアの一部または全部を受け取るように構成された遅延干渉計と、
    前記遅延干渉計から出射された光信号を電気信号に変換するフォトディテクターと、
    電気信号のピーク・トゥ・ピーク値を検出するピーク・トゥ・ピーク検出器と、
    特定パターンが前記対象位相変調器に供給されたとき、前記ピーク・トゥ・ピーク値に応答して前記対象位相変調器によって行われる位相変調のタイミングを設定するように構成されたフィードバック回路
    とを備える
    制御システム。
  11. 請求項１０に記載の制御システムであって、
    前記フィードバック回路は、前記対象位相変調器によって行われる位相変調の前記タイミングを前記ピーク・トゥ・ピーク値を最小にするように設定するように構成された
    制御システム。
  12. 請求項１０又は１１に記載の制御システムであって、
    前記ピーク・トゥ・ピーク値は、前記特定パターンの変調に同期して、前記ピーク・トゥ・ピーク検出器により、前記光キャリアのシンボルの中央付近の少なくとも一点についてサンプリングされる
    制御システム。
  13. 請求項１０乃至１２のいずれかに記載の制御システムであって、更に、
    前記対象位相変調器によって行われる位相変調の前記タイミングを設定する際に、特定パターンを供給するパターン生成器を備える
    制御システム。
  14. 請求項１３に記載の制御システムであって、
    前記光トランスミッタは、更に、少なくとも一の他の光変調器を含み、
    前記特定パターンの長さＡは、前記特定パターンの持続時間が前記対象位相変調器によって行われる前記位相変調の前記タイミングの設定範囲より長くなるように選択され、
    前記遅延干渉計は、Ｐ−シンボル遅延干渉計であり、Ｐは、厳密にＡより小さく、
    前記対象位相変調器は、前記光キャリアの位相を０又は２π／ｈだけシフトさせ、ｈは整数であり、
    前記少なくとも一の他の位相変調器によって書き込まれることができる位相状態の集合である集合Φに２つの位相状態φ１及びφ２が存在し、φ１及びφ２は同一であってよく、
    Θ（Ｐ）⊆ΘＭＡＸ，
    （φ２＋２π／ｈ）∈Θ（Ｐ）
    であり、
    ΘＭＡＸは、
    ΘＭＡＸ＝｛（φ１）；（φ２＋２π／ｈ）｝
    として定義された集合であり、
    Θ（Ｐ）は、
    Θ（Ｐ）＝｛（ψ（ｉ＋Ｐ）−ψ（ｉ））∧（０≦ｉ＜Ａ）｝
    として定義された集合であり、
    ψ（ｉ）は、
    ψ（ｉ）＝ψｍ（ｉ）＋ψ０（ｉ）
    として定義され、
    ψｍ（ｉ）は、前記少なくとも一の他の位相変調器で書き込まれる位相であり、
    ψ０（ｉ）は、前記対象位相変調器で書き込まれる位相であり、
    Ａより厳密に小さい任意の非零の自然数ｉについて、
    （∃ｊ∧∃ｋ）∧（０≦ｊ＜Ａ）∧（０≦ｋ＜Ａ）∧（ｋ≠ｊ）
    ∧（Ψ（ｉ，ｊ）≠Ψ（ｉ，ｋ）），
    （∃ｊ’）∧（０≦ｊ’＜Ａ）∧（∀ｋ’）∧（０≦ｋ’＜Ａ）∧（ｋ’≠ｊ’）
    ∧（（Ψ（ｉ，ｊ’）＋Ψ（ｉ，ｋ’））≠（φ１＋φ２＋２π／ｈ）
    であり、
    Ψ（ｉ，ｊ）が、
    Ψ（ｉ，ｊ）＝ψｍ（ｊ＋Ｐ）−ψｍ（ｊ）＋ψ０（ｉ＋ｊ＋Ｐ）−ψ０（ｉ＋ｊ）
    と定義される
    制御システム。
  15. ４次以上の次数の位相シフトキーイングを行う光トランスミッタであって、
    光キャリアを変調する複数の位相変調器と、
    前記光キャリアの一部または全部を受けるように構成された遅延干渉計と、
    前記遅延干渉計から出射された光信号を電気信号に変換するフォトディテクターと、
    前記電気信号のピーク・トゥ・ピーク値を検出するピーク・トゥ・ピーク検出器と、
    特定パターンが前記複数の位相変調器のうちの対象の位相変調器に供給されたときに、前記ピーク・トゥ・ピーク値に応答して前記対象の位相変調器によって行われる位相変調のタイミングを設定することに対応したフィードバック回路
    とを備える
    光トランスミッタ。
  16. 請求項１５に記載の光トランスミッタであって、更に、
    特定パターンを保存する媒体を備え、
    前記複数の位相変調器のうちの前記対象の位相変調器によって行われる位相変調のタイミングが設定される際に、前記複数の位相変調器のうちの前記対象の位相変調器は、前記特定パターンに応答して前記光キャリアを変調し、
    前記特定パターンの長さＡは、前記特定パターンの持続時間が前記対象の位相変調器によって行われる前記位相変調の前記タイミングの設定範囲より長くなるように選択され、
    前記遅延干渉計は、Ｐ−シンボル遅延干渉計であり、Ｐは、厳密にＡより小さく、
    前記複数の位相変調器のうちの前記対象の位相変調器は、前記光キャリアの位相を０又は２π／ｈだけシフトさせ、ｈは整数であり、
    前記少なくとも一の他の位相変調器によって書き込まれることができる位相状態の集合である集合Φに２つの位相状態φ１及びφ２が存在し、φ１及びφ２は同一であってよく、
    Θ（Ｐ）⊆ΘＭＡＸ，
    （φ２＋２π／ｈ）∈Θ（Ｐ）
    であり、
    ΘＭＡＸは、
    ΘＭＡＸ＝｛（φ１）；（φ２＋２π／ｈ）｝
    として定義された集合であり、
    Θ（Ｐ）は、
    Θ（Ｐ）＝｛（ψ（ｉ＋Ｐ）−ψ（ｉ））∧（０≦ｉ＜Ａ）｝
    として定義された集合であり、
    ψ（ｉ）は、
    ψ（ｉ）＝ψｍ（ｉ）＋ψ０（ｉ）
    として定義され、
    ψｍ（ｉ）は、前記少なくとも一の他の位相変調器で書き込まれる位相であり、
    ψ０（ｉ）は、前記複数の位相変調器のうちの前記対象の位相変調器で書き込まれる位相であり、
    Ａより厳密に小さい任意の非零の自然数ｉについて、
    （∃ｊ∧∃ｋ）∧（０≦ｊ＜Ａ）∧（０≦ｋ＜Ａ）∧（ｋ≠ｊ）
    ∧（Ψ（ｉ，ｊ）≠Ψ（ｉ，ｋ）），
    （∃ｊ’）∧（０≦ｊ’＜Ａ）∧（∀ｋ’）∧（０≦ｋ’＜Ａ）∧（ｋ’≠ｊ’）
    ∧（（Ψ（ｉ，ｊ’）＋Ψ（ｉ，ｋ’））≠（φ１＋φ２＋２π／ｈ）
    であり、
    Ψ（ｉ，ｊ）が、
    Ψ（ｉ，ｊ）＝ψｍ（ｊ＋Ｐ）−ψｍ（ｊ）＋ψ０（ｉ＋ｊ＋Ｐ）−ψ０（ｉ＋ｊ）
    と定義される
    光トランスミッタ。
  17. 請求項１５又は１６に記載の光トランスミッタであって、
    前記フィードバック回路は、前記複数の位相変調器のうちの前記対象の位相変調器によって行われる位相変調の前記タイミングを前記ピーク・トゥ・ピーク値を最小にするように設定するように構成された
    光トランスミッタ。
  18. 請求項１５乃至１７のいずれかに記載の光トランスミッタであって、
    前記トランスミッタが、シリアルＤＱＰＳＫトランスミッタであり、
    前記複数の位相変調器は、直列に接続された第１及び第２位相変調器を含み、
    前記第１位相変調器は、前記光キャリアを０又はπラジアンだけ変調し、
    前記第２位相変調器は、前記光キャリアを０又はπ／２ラジアンだけ変調し、
    前記遅延干渉計は、１シンボル遅延干渉計である
    光トランスミッタ。
  19. 請求項１５乃至１７のいずれかに記載の光トランスミッタであって、
    前記光トランスミッタは、第１及び第２アームを含むパラレルＤＱＰＳＫトランスミッタであり、
    前記複数の位相変調器は、共に前記光キャリアをゼロ又はπラジアンで変調する第１及び第２位相変調器を含み、
    前記第１アームは前記第１位相変調器を含み、
    前記第２アームは、
    前記第２位相変調器と、
    π／２ラジアンの位相シフトを行う追加の位相シフタ
    とを備え、
    前記遅延干渉計は、１シンボル遅延干渉計である
    光トランスミッタ。
  20. 請求項１５乃至１９のいずれかに記載の光トランスミッタであって、
    更に、前記光キャリアに対してＲＺカービングを行うＲＺカーバを備え、
    前記ＲＺカーバが、前記電気信号のピーク・トゥ・ピーク値が検出されるときにオフにされる
    光トランスミッタ。
  21. 請求項１５乃至２０のいずれかに記載の光トランスミッタであって、
    前記ピーク・トゥ・ピーク値は、前記ピーク・トゥ・ピーク検出器により、前記光キャリアのシンボルの中央付近の少なくとも一点について、前記特定パターンの変調に同期してサンプリングされる
    光トランスミッタ。
  22. ４次以上の次数の位相シフトキーイングを行う、複数の位相変調器を含むｘＰＳＫ変調器と、
    前記ｘＰＳＫ変調器によって出射された光キャリアの一部又は全部を受け取ることに対応した複数の遅延干渉計と、前記遅延干渉計からそれぞれに受け取った光信号を電気信号に変換する複数のフォトディテクターとを含む復調器と、
    前記電気信号のうちの一のピーク・トゥ・ピーク値を検出するピーク・トゥ・ピーク検出器と、
    前記複数の位相変調器のうちの対象の位相変調器に特定パターンが供給されたとき、前記ピーク・トゥ・ピーク値に応答して前記対象の位相変調器によって行われる位相変調のタイミングを設定することに対応したフィードバック回路
    とを備える
    光トランスポンダ。
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