JP2011504088A - 昇圧回路 - Google Patents

Abstract

【課題】 安価にキャパシタの急速な予備充電を実現でき、かつ専有空間の小さな電圧ステップアップ回路を提供する。
【解決手段】 この電圧ステップアップ回路（１００）は、第１の端子（＋ＢＡＴ）および第２の端子を有する電圧源（Ｓ）と、第１の端子が電圧源の第１の端子に接続されている少なくとも１つのインダクタ（Ｌｂ）と、アノードがインダクタの第２の端子に接続されている少なくとも１つのダイオード（Ｄｂ）と、第１の端子がダイオードのカソードに接続されている少なくとも１つのキャパシタ（Ｃｂ）と、インダクタの第２の端子と電圧源の第２の端子との間に接続されている少なくとも１つの電流スイッチ（Ｍｂ）と、キャパシタの第２の端子と、電圧源の第２の端子との間に接続されている第２の電流スイッチ（Ｍ）と、キャパシタの第２の端子から、電圧源の第１の端子に電流を流すことを可能にする手段（Ｄ）を備えている。
【選択図】図４

Description

本発明は、上昇回路、すなわち昇圧回路に関する。本発明の特に有利な１つの適用分野は、自動車の車内ネットワーク（１２Ｖのバッテリ電圧）から電力を供給されて、可変インダクタンスを有する電気装置の電流を制御するためのパワーブリッジに電力を供給するための、１２Ｖ／４２Ｖ直流／直流パワーコンバータである。

１２Ｖ／４２Ｖ直流／直流パワーコンバータは、例えば単相または多相の「４象限」ブリッジとも呼ばれているパワーＨブリッジのための電圧源として、しばしば用いられている。このようなパワーＨブリッジは、例えば電磁弁アクチュエータの電流を制御するために特に用いられている（「カムレス」システム）。

このような直流／直流パワーコンバータは、昇圧回路を用いて実現される。「ブースト」タイプ回路とも呼ばれる昇圧回路１の一例が、図１に示されている。

この昇圧回路１は、次のものを備えている。
− 自動車のバッテリからの電圧などから成る、第１および第２の端子（図１の場合には、＋端子および接地端子）を有する電圧源２、
− 第１の端子が電圧源２の＋端子に、後述する第２の電流スイッチ７を介して、または直接に接続されているインダクタ３、
− アノードがインダクタ３の第２の端子に接続されているダイオード４、
− 第１の端子がダイオード４のカソードに接続されているキャパシタ５、
− インダクタ３の第２の端子と接地端子との間に接続されている、ＭＯＳＦＥＴ（ＭＯＳ電界効果トランジスタ）などから成る電流スイッチ６、
− 電圧源２の＋端子とインダクタ３の第１の端子との間に接続されている、ＭＯＳＦＥＴであっても、リレータイプの電気機械部品であってもよい第２の電流スイッチ７（この第２の電流スイッチ７を、キャパシタ５の第２の端子と接地端子との間に接続してもよいことは理解し得ると思う）。

「ブースト」タイプ回路である電圧ステップアップ回路１の動作は、電流スイッチ６の状態に応じて、次の２つの異なる段階に分けることができる。
− エネルギー蓄積段階：電流スイッチ６が閉じられている（オン状態）ときには、インダクタ３内の電流が増加し、したがって、ある一定のエネルギー量が、磁気エネルギーとしてインダクタ３に蓄えられる。このとき、ダイオード４は遮断状態にあり、したがって、キャパシタ５は電力を供給されない。
− 予備充電段階：電流スイッチ６が開かれているときには、インダクタ３が電圧源２に直列に接続されているために、インダクタ３のＥＭＦ（起電力）が、電圧源２のＥＭＦに加算される（ブースター効果）。このとき、インダクタ３を通る電流は、ダイオード４およびキャパシタ５を通る。その結果、インダクタ３に蓄積されていたエネルギーが、キャパシタ５に伝達される。

この放電は、キャパシタ５の端子間電圧である出力電圧Ｖｓが、入力電圧Ｖｅ（バッテリ電圧）より高いときしか可能ではない。そのようなときには、出力電圧Ｖｓは、ほぼ連続であり、その値は、入力電圧Ｖｅ、および電流スイッチ６の開閉によるパルス制御信号のデューティサイクルα＝τ／Ｔに依存する。ここで、τは、パルス制御信号の１周期におけるハイ状態の時間であり、Ｔは、パルス制御信号の周期である。これは、充電電流が、ＰＷＭ（パルス幅変調）によって制御されるということを意味している。この場合には、出力電圧Ｖｓは、Ｖｓ＝Ｖｅ／（１−α）であって、常に入力電圧より大きく（デューティサイクルは０〜１の範囲で可変である）、αの増加とともに増加する。

キャパシタ５は、ほとんどケミカルコンデンサからなり、その正極は、ダイオード４のカソードに接続されている。大きなエネルギーの蓄積が必要になる応用においては、ケミカルコンデンサの使用が、しばしば不可避になる。実際、ケミカルコンデンサの蓄積することができる電気エネルギー密度は最大である。

しかしながら、このようなケミカルコンデンサの使用によって、いくつかの問題が生じる。

例えばケミカルコンデンサには、大きな漏洩電流が生じるという欠点が存在する。それは、特に、自動車のバッテリによって電力が供給される利用においては有害になる。十分に長い間、装置に対して過度の電圧が供給され続けると、漏洩電流によって、バッテリの極度の放電が発生し得る。例えば駐車モードにおいて、コンバータが、自動車の１２Ｖバッテリに接続されているときに、そのようなことが生じる。したがって、漏洩電流を減らすために、キャパシタを切り離すことが必要になる場合がある。特に、電磁弁システムにおいては、車内ネットワークから、電磁弁アクチュエータに対する好適な電源ネットワーク、この場合には４２Ｖのネットワークを発生させるだけではなく、とりわけ、４２Ｖのネットワークから、１２Ｖの車内ネットワークを減結合させるコンバータが必要になる。このとき、電磁弁アクチュエータの制御動作によって、非常に高い比率の低周波高調波が生じる。車内ネットワークに誘起される電流リップルを制限するためには、したがって、バッテリを保護するためには、４２Ｖのネットワークの容量を大きくしなければならない。したがって、高い容量値のキャパシタバンクが必要になる。しかしながら、それによって、駐車モード仕様に適合しない漏洩電流が発生する。

漏洩電流に関するこの問題を解決するための１つの解決方法として、これらのキャパシタを切り離すために、第２の電流スイッチ７を用いることが知られている。例えば駐車モードにおいて、第２の電流スイッチ７を開くことによって、いかなる電流漏洩も、したがってバッテリの放電のいかなる危険も防止される。

しかしながら、この解決方法の実行には、いくつかの困難が伴う。

例えば上述のように、電圧ステップアップ回路１内の電流の抑制は、キャパシタ５の端子間電圧である出力電圧Ｖｓが入力電圧Ｖｅより大きいときしか可能ではない。出力電圧Ｖｓが入力電圧Ｖｅより低いときには、電圧ステップアップ回路１は、電流を抑制することができない。キャパシタ５が放電しているために、出力電圧Ｖｓが０であるときに、電力供給が行われる（第２の電流スイッチ７が閉じられる）たびに、このような事態が発生する。キャパシタ５を充電させると、電圧ステップアップ回路１で抑制することができない電流が発生する。電流突入は、ライン抵抗でしか制限することができない。充電時間は、キャパシタおよびこれらのライン抵抗の規模によって定められる。電力供給に伴って、出力電圧が入力電圧に近い平衡値に達するまで、キャパシタ５は急激に充電させられる。抵抗を介してのキャパシタ充電の場合には、伝達されたエネルギー量のうちの相当の部分が消費されると考えられる。このエネルギーは、短時間で消費される。したがって、それに伴う消費電力は、破壊的な大きさになり得る。実際、突入電流は、この突入電流が流れる部品、特に電力供給のために用いられる第２の電流スイッチ７の部品の仕様を超過する値にまで達し得る。機械的または電気機械的な電流スイッチの場合には、電流突入に伴う電気的アークの効果によって、コンタクト部の破壊または摩耗が生じる。電源ケーブルと、例えばバッテリのような低内部抵抗の電圧源との間の直接的なコンタクトの場合には、電気的アークによって、コンタクトしている金属が溶けて、金属粒子が飛散する場合がある。ＭＯＳＦＥＴタイプの固体スイッチの場合には、特にその部品の熱容量が小さいときに、電流突入に伴う激しい局所過熱によって、その固体スイッチの破壊または早期劣化が生じる場合がある。

電圧源の内部抵抗が大きすぎる場合には、突入電流によって、さらに、電圧源の破壊などの他の問題が発生する場合がある。

電力供給のための第２の電流スイッチ７が存在しなかったとしても、突入電流が伝わるループ内に配置された任意の他のスイッチに、同じ障害が置き換えられることは理解しうると思う。

この突入電流を制限するために利用することができる解決方法が知られている。その突入電流を制限する回路の原理は、熱放出によって電流突入を制限することである。出力能力が高いほど、この突入電流を制限する回路は、より有効になる。

電流制限手段を組み込んだ電圧ステップアップ回路１０の第１の例が、図２に示されている。この電圧ステップアップ回路１０は、キャパシタ５の第２の端子と接地端子との間に直列に取り付けられたトランジスタ８を備えているということを除けば、図１の電圧ステップアップ回路１と同じである（同等の部分には、同一の符号が付されている）。このトランジスタ８は、バイポーラトランジスタであっても、ＭＯＳＦＥＴタイプまたはＪＦＥＴ（接合型電界効果トランジスタ）タイプの電界効果トランジスタであってもよい。この解決方法は、トランジスタ８の線形モード動作によって、キャパシタ５の充電電流を抑制する手法を含んでいる。このトランジスタ８は、さらに、電流制限機能の作動の後に、接地端子に対するキャパシタ５の分離／接続を行うためのスイッチとして働くことができる（飽和モード）。キャパシタ５の容量値が大きい場合には、特に予備充電のために許される時間が短ければ、トランジスタの数を多くする手法が存在する。しかしながら、トランジスタの数を多くすれば、相当に余分な費用が必要になる。さらに、線形モードのトランジスタの並列接続においては、電流が自然には釣り合わないから、回路の複雑性が増す。

別の解決方法は、直列抵抗によって突入電流を制限する手法を含んでいる。この解決方法は、図３の電圧ステップアップ回路２０によって示されている。

電圧ステップアップ回路２０は、キャパシタ５の第２の端子と接地端子との間に直列に取り付けられたスイッチ９、およびスイッチ９に並列に取り付けられた抵抗１１を備えているということを除けば、図１の電圧ステップアップ回路１と同じである（同等の部分には、同一の参照番号が付されている）。したがって、突入電流は、抵抗１１によって制限される。接地端子に対するキャパシタ５の分離／接続を行うために、スイッチ９を用いることができる。

しかしながら、図２および図３に示されている解決方法の実行にも、いくつかの困難が伴う。

例えば特に電磁弁の制御の場合には、始動の遅延（すなわち、運転者がイグニッションキーを回す瞬間と、システムの準備ができていなければならない瞬間との間の遅延）は、総計で約３００ミリ秒程度の比較的短い遅延である。さらに、この遅延中に、キャパシタの予備充電以外に、多くの他の動作を行なわなければならない（診断、リセット、電力供給の開始など)。したがって、キャパシタ５の予備充電のために割り当てられる時間は極めて短い。図２と図３とのどちらの解決方法も、熱放出によって電流が制限されるという欠点を有している。急速な予備充電が必要な場合には、消費される電力が大きくなり、したがって、比較的規模が大きく、かつ製品の寿命期間に比して、上述の機能（熱放出による電流の制限）が用いられる時間が短いことを考慮すると、高コストである回路が必要になる。およそのイメージを得るために、４．７ミリ秒（ＲＣ値）の予備充電が要求される場合には、抵抗値Ｒ＝０．１Ωを有する抵抗１１、および容量値Ｃ＝４７ｍＦを有するキャパシタ５を用いることができる。入力電圧Ｖｅの値を１０Ｖとし（バッテリ電圧は、１２Ｖをわずかに下回ることが多い）、かつ突入電流の最大値をＶｅ／Ｒと見積もると、１００Ａ程度の突入電流、すなわち１０００Ｗ程度の消費電力が得られる。したがって、消費電力は非常に大きい。抵抗値を低くしたとしても、このような設定では、非常に大きなサイズのパワー抵抗が必要になる。スルーホール抵抗しか用いることができない。また、ＳＭＣ（表面実装部品）の使用は考えられない。さらに、並列接続された２つの抵抗を用いることが必要になるかもしれない。したがって、上述の解決方法は、空間の浪費だけではなく、相当な過剰費用を必要とすることが容易に理解される。

上述に鑑みて、本発明は、キャパシタの急速な予備充電を安価に行いうるとともに、構成部品によって占められる空間が小さい電圧ステップアップ回路を提供することを目的とするものである。

この目的を達成するために、本発明は、次のものを備えている電圧ステップアップ回路を提供する。
− 第１の端子および第２の端子を有する電圧源と、
− 第１の端子が電圧源の第１の端子に接続されている、少なくとも１つのインダクタと、
− アノードがインダクタの第２の端子に接続されている、少なくとも１つのダイオードと、
− 第１の端子がダイオードのカソードに接続されている、少なくとも１つのキャパシタと、
− インダクタの第２の端子と電圧源の第２の端子との間に接続されている、少なくとも１つの電流スイッチと、
− キャパシタの第２の端子と、電圧源の第２の端子との間に接続されている第２の電流スイッチ。
この電圧ステップアップ回路は、さらに、キャパシタの第２の端子から、電圧源の第１の端子に電流を流すことを可能にする手段を備えている。

用語「キャパシタ」は、任意のタイプの容量性の回路部品を意味している。それは、単一のキャパシタであってもよいし、直列または並列に接続された複数のキャパシタを有するキャパシタバンクであってもよい。用語「インダクタ」には、単一のインダクタだけではなく、直列または並列に接続された複数のインダクタも含まれる。

本発明によって提供される構成は、熱放出によってではなく、電流を抑制することができる構造を用いることによって、電流を制限するという長所を有する。キャパシタの第２の端子（ケミカルコンデンサの場合にはその負極）から、電圧源の第１の端子（自動車のバッテリの場合には、バッテリの正極端子）に電流を流すことを可能にする手段を加えることによって、キャパシタバンクの充電電流を抑制することができる。この手段は、通常、ダイオードによって形成される。キャパシタの負極を、この第２のダイオードを介して、接地端子にではなく、電圧源に接続することによって、インダクタの消磁によって生じる充電電流を、このダイオードを介して流すことができる。

さらに、電圧ステップアップ回路において通常見出される損失を除けば、この解決方法は、制限抵抗または線形モードのトランジスタに基づく電流抑制とは異なり、さらに熱を消費することはない。本発明による電圧ステップアップ回路を用いることによって、相当な過剰費用の原因となるパワー部品の使用を不要にすることができる。

さらに、この構成によると、電圧ステップアップ回路の機能に変更を加えることはなく、従来のＰＷＭによって充電電流を抑制することができ、しかも、キャパシタバンクの充電状態にかかわらず、抑制することができる。第２の電流スイッチは、接地端子からの／へのキャパシタの切り離し／接続を行うために用いられる。

本発明による回路システムは、さらに、次の特性のうちの１つ以上を、個別に、または技術的に実現可能な組み合わせとして備えることができる。

キャパシタの第２の端子から、電圧源の第１の端子に電流を流すことを可能にする手段は、アノードがキャパシタの第２の端子に接続されており、かつカソードが電圧源の第１の端子に接続されている第２のダイオードによって形成されていると特に有利である。

本発明は、上記の少なくとも１つのキャパシタがケミカルコンデンサである場合に、特に有利に適用可能である。

有利な一実施形態によれば、本発明による電圧ステップアップ回路は、上記の少なくとも１つのダイオードのアノードと、電圧源の第２の端子との間に接続されている第２のキャパシタを備えている。

別の有利な一実施形態によれば、ｉが１〜ｎの範囲の整数であり、ｎが２以上の自然数であるとしたとき、本発明による電圧ステップアップ回路は、次のものを備えている。
− 電圧源の第１の端子に接続されている第１の端子をそれぞれに有するｎ個のインダクタＬｂｉと、
− ｎ個のダイオードＤｂｉであって、各ダイオードＤｂｉのアノードが各インダクタＬｂｉの第２の端子に接続されているｎ個のダイオードＤｂｉと、
− ｎ個の電流スイッチＭｂｉであって、各電流スイッチＭｂｉが、各インダクタＬｂｉの第２の端子と電圧源の第２の端子との間に接続されており、かつ他の電流スイッチが開かれている間、閉じられているように制御されるｎ個の電流スイッチＭｂｉ。
また、上述の少なくとも１つのキャパシタの第１の端子は、ｎ個のダイオードＤｂｉのそれぞれのカソードに接続されている。

電圧源は、自動車のバッテリであるのが有利である。

本発明による電圧ステップアップ回路は、１２Ｖの直流電圧を、４２Ｖの直流電圧に変換するときに有利である。

本発明は、さらに、電気的制御装置の電流を制御するためのＨブリッジに電力を供給するために、少なくとも１つのキャパシタの端子間電圧が電力供給電圧を形成するように、本発明による電圧ステップアップ回路を使用する使用方法を提供するものである。

この電気的制御装置は、作動部を備えたアクチュエータに含まれており、この作動部の運動を制御すると有利である。

このアクチュエータは、電磁弁のためのアクチュエータであることが好ましい。

従来技術の電圧ステップアップ回路の回路図である。 従来技術による、電流制限手段を組み込んだ電圧ステップアップ回路の回路図である。 従来技術による、電流制限手段を組み込んだ別の電圧ステップアップ回路の回路図である。 本発明の第１の実施形態による電圧ステップアップ回路の回路図である。 図４の電圧ステップアップ回路の電流制限動作を説明する図である。 図４の電圧ステップアップ回路の電流制限動作を説明する別の図である。 図４の電圧ステップアップ回路のキャパシタの予備充電段階における出力電圧の推移を、時間の関数として示すグラフである。 本発明の第２の実施形態による電圧ステップアップ回路の回路図である。 本発明の第３の実施形態による電圧ステップアップ回路の回路図である。

添付図面を参照して、例示的かつ非限定的な、以下の説明を読むことによって、本発明の他の特徴および利点が明らかになると思う。

全ての図において、同等の部分には、同一の符号が付してある。

図１〜図３については、従来技術に関連付けて既に説明している。

図４は、本発明の第１の実施形態による電圧ステップアップ回路１００を示している。

電圧ステップアップ回路１００は、次のものを備えている。
− 自動車のバッテリからの電圧などから成る、入力電圧Ｖｅを供給する第１および第２の端子（図４の場合には、＋ＢＡＴ端子および接地端子）を有する電圧源Ｓと、
− 第１の端子が電圧源Ｓの＋ＢＡＴ端子に接続されているインダクタＬｂと、
− アノードがインダクタＬｂの第２の端子に接続されているダイオードＤｂと、
− 第１の端子（正極）がダイオードＤｂのカソードに接続されている、ケミカルコンデンサタイプのキャパシタＣｂ（このキャパシタＣｂは、通常、単一のキャパシタではなく、キャパシタバンクによって形成されることが多いことは理解しうると思う）と、
− インダクタＬｂの第２の端子と接地端子との間に接続されている、ＭＯＳＦＥＴなどから成る電流スイッチＭｂと、
− キャパシタＣｂの第２の端子（負極）と接地端子との間に接続されている第２の電流スイッチＭ（ＭＯＳＦＥＴであっても、リレータイプの電気機械部品であってもよい）と、
− アノードがキャパシタＣｂの負極に接続されており、かつカソードが電圧源Ｓの＋ＢＡＴ端子に接続されている第２のダイオードＤ。

電流スイッチＭｂは、スイッチング周期Ｔ、デューティサイクルαのＰＷＭタイプの制御法によって制御される。

突入電流を制限しながらのキャパシタＣｂの予備充電中、キャパシタＣｂの第２の端子（負極）が接地端子に接続されずに、電圧源に接続されるように、第２の電流スイッチＭは開かれている。

エネルギー蓄積段階、および予備充電段階における電圧ステップアップ回路１００の動作を、それぞれ図５および図６を参照して説明する。図５および図６において、太い矢印は、電流の流れる方向を示している。

図５に示すように、電流スイッチＭｂが導通状態のとき（電流スイッチＭｂの制御信号の一周期中の０〜αＴの期間）、インダクタＬｂは磁化され、したがって、エネルギー（電流スイッチＭｂが開かれたときに開放される）を蓄える。

図６に示すように、電流スイッチＭｂが開かれているとき（電流スイッチＭｂの制御信号の一周期中のαＴ〜Ｔの期間）、ダイオードＤｂおよび第２のダイオードＤは順次に導通状態になり、したがって、インダクタＬｂからキャパシタＣｂに、エネルギーが伝達される。

再度、電流スイッチＭｂが導通状態になると、ダイオードＤｂおよび第２のダイオードＤは遮断状態になる。したがって、キャパシタＣｂは、そのエネルギーを開放することができない。したがって、このエネルギーは、スイッチング周期Ｔ毎に蓄積されていく。

第２のダイオードＤを加えたこと、およびキャパシタＣｂの負極を接地端子から切り離したことによって、キャパシタＣｂ（キャパシタバンク）の充電電流を抑制することができる。キャパシタＣｂの負極を、スイッチを介して接地端子に接続するのではなく、第２のダイオードＤを介して電圧源に接続することにより、インダクタＬｂの消磁によって発生する充電電流を、第２のダイオードＤを介して流すことができる。このような構成においては、電圧ステップアップモードにおける電圧ステップアップ回路１００の機能に変更はなく、従来のＰＷＭによって充電電流を抑制することができ、しかも、キャパシタＣｂの充電状態にかかわらず、そうである。

コンバータにおいて通常見出される損失を除けば、この解決方法は、制限抵抗または線形モードのトランジスタに基づく電流抑制とは異なり、さらに熱を消費することはない。

キャパシタＣｂに電流が突入することなく（すなわち、電流を抑制して）、予備充電を行うために、最初に、第２の電流スイッチＭを開くことは理解しうると思う。キャパシタＣｂの端子間電圧Ｖｃが、入力電圧Ｖｅと等しくなったとき（または、わずかに高くさえなって、いかなる突入電流も避けられるようになったとき）には、電圧ステップアップ回路として動作するように、第２の電流スイッチＭを閉じることができる。

さらに、出力電圧Ｖｓ（接地端子に対する、キャパシタＣｂの正極と等電位の出力点Ｓの電圧）が、キャパシタＣｂの予備充電段階中に連続的でないことは理解しうると思う。図７は、時間ｔの関数として出力電圧Ｖｓを表わすことによって、この現象を示している。

出力電圧Ｖｓは、ＰＷＭの周波数（電磁弁に対する適用の場合には約７０ｋＨｚ）で切り換わる（チョップされる）。実際には、電流スイッチＭｂが導通状態にあるときには、ダイオードＤｂおよび第２のダイオードＤは遮断状態にある。それによって、出力電圧Ｖｓは、０〜Ｖｃの範囲で変化する電圧にセットされている。電流スイッチＭｂが開かれているときには、ダイオードＤｂおよび第２のダイオードＤは導通状態にある。それによって、出力電圧Ｖｓは、（Ｖｅ＋Ｖｆｄ＋Ｖｃ）にセットされている。Ｖｆｄは、第２のダイオードＤの端子間の電圧降下である。

キャパシタの予備充電段階中、出力電圧Ｖｓが、できるだけわずかの不連続しか示してはならない応用においては、２つの解決方法が、図８および図９に示されている。

図８は、本発明の第２の実施形態による、出力電圧Ｖｓの不連続問題の発生を未然に防ぐ電圧ステップアップ回路２００を示している。

電圧ステップアップ回路２００は、ダイオードＤｂのアノードと接地端子との間に接続された、さらなるキャパシタＣを備えているということを除けば、図４の電圧ステップアップ回路１００と同じである。したがって、このキャパシタＣの端子間電圧の値は、出力電圧Ｖｓの値に等しい。

このキャパシタＣは、低漏洩電流かつ低容量値のキャパシタである（低容量の「フィルム」コンデンサまたはセラミックタイプコンデンサを用いることができる）。キャパシタＣは、接地端子と出力点Ｓとの間に接続されており、電流スイッチＭｂが導通状態にあるときに、出力電圧Ｖｓを一定に保つ。このキャパシタＣは、不変に接続されており、したがって、最初に、その端子間電圧がバッテリ電圧になるまで充電される（電圧降下を無視すれば）。電流スイッチＭｂが導通状態にあるときには、出力電圧Ｖｓは、キャパシタＣの充電電圧に維持される。キャパシタＣは、出力点に接続されている任意の負荷に対する電流を供給する。電流スイッチＭｂが開かれているときには、ダイオードＤｂおよび第２のダイオードＤは導通状態にあり、電流は、このキャパシタＣだけではなく、キャパシタバンクであるキャパシタＣｂも充電する。キャパシタＣの端子間電圧は、キャパシタＣｂによって課される電圧にしたがう。その電圧の大きさは、明らかに、開始時に出力点に接続された負荷に依存する。

図９は、本発明の第３の実施形態による、出力電圧Ｖｓの不連続問題の発生を未然に防ぐ電圧ステップアップ回路３００を示している。

シングルセル回路である、図４および図８の電圧ステップアップ回路１００および２００と異なり、電圧ステップアップ回路３００はマルチセル回路である。言い換えると、この電圧ステップアップ回路３００は、各々がインダクタ−ダイオード−電流スイッチ３連体（Ｌｂｉ、Ｄｂｉ、Ｍｂｉ）を有するｎ個のセルを備えている（ｉは、１〜ｎの範囲の整数であり、ｎは、最小でも２以上の自然数である）。図９の例においては、ｎは２である。

インダクタＬｂｉの各々は、その第１の端子を、＋ＢＡＴ端子に接続されている。

ダイオードＤｂｉの各々は、そのアノードを、インダクタＬｂｉの第２の端子に接続されている。

電流スイッチＭｂｉの各々は、インダクタＬｂｉの第２の端子と接地端子との間に接続されている。

予備充電されるキャパシタＣｂは、その第１の端子（正極）を、ダイオードＤｂｉの各々のカソードに接続されている。

電圧ステップアップ回路１００および２００と同様に、電圧ステップアップ回路３００は、次のものを備えている。
− キャパシタＣｂの負極と接地端子との間に接続されている第２の電流スイッチＭと、
− アノードがキャパシタＣｂの負極に接続されており、かつカソードが＋ＢＡＴ端子に接続されている第２のダイオードＤ。

したがって、この場合には、いくつかの電圧ステップアップ回路を形成する、並列接続された、いくつかのセルが存在する。全ての電流スイッチＭｂｉが一緒に閉じられることがない（電流スイッチＭｂｉは順番に閉じられる）ように、これらのセルの同期はとられない。このようなマルチセル構成によって、キャパシタＣｂの充電電流中のリップルが小さくなる(キャパシタＣｂに対する充電の連続性を確実にするためには、十分な数のセルがなければならないことは明らかである。すなわち、ｎは３以上であることが多い)。シングルセル構成に優るマルチセル構成の利点は、マルチセル構成においては、電流リップルが非常に小さくなり（シングルセル構成において同一の電流リップルを達成するためには、インダクタンス値の非常に高いインダクタが必要である）、かつ出力が分配されるということである。

セル間に段階差を置くことによって、ダイオードＤｂｉの少なくとも１つが、各時刻において確実に導通状態にある。したがって、出力電圧Ｖｓは、値（Ｖｅ＋Ｖｆｄ＋Ｖｃ）に維持される。Ｖｆｄは、第２のダイオードＤの端子間の電圧降下である。図９に示す例においては、電流スイッチＭｂ１は閉じられており（したがって、電流スイッチＭｂ２は開かれており）、ダイオードＤｂ２は導通状態にある。ハッチングを施した矢印と太い矢印とは、それぞれ、インダクタＬｂ１の磁化段階（エネルギー蓄積段階）における電流の流れる方向と、キャパシタＣｂの予備充電段階における電流の流れる方向とを示している。

本発明は、上述の実施形態に限定されないことは明白である。

特に、キャパシタの第２の端子を＋ＢＡＴ端子に接続することを可能にするために、ダイオードを用いる場合について、本発明を詳細に説明したが、キャパシタの第２の端子から＋ＢＡＴ端子に電流を流すことを可能にする別の手段を用いることもできる。例えばキャパシタの負極と＋ＢＡＴ端子との間に直列に接続されたスイッチを用いることができる。このスイッチは、電流スイッチＭｂが開かれるときに閉じられる。

同様に、上述の実施形態においては、電流スイッチとしてＭＯＳＦＥＴを用いているが、本発明の範囲を逸脱することなく、他のタイプのトランジスタ〔例えばＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）〕を用いることもできる。

最後に、前記した手段も、それに等価な手段と置き換えることができる。

１、１０、２０、１００、２００、３００ 電圧ステップアップ回路
２ 電圧源
３ インダクタ
４ ダイオード
５ キャパシタ
６ 電流スイッチ
７ 第２の電流スイッチ
８ トランジスタ
９ スイッチ
１１ 抵抗
Ｃ、Ｃｂ キャパシタ
Ｄ 第２のダイオード
Ｄｂ、Ｄｂ１、Ｄｂ２ ダイオード
Ｌｂ、Ｌｂ１、Ｌｂ２ インダクタ
Ｍ 第２の電流スイッチ
Ｍｂ、Ｍｂ１、Ｍｂ２ 電流スイッチ
Ｓ 電圧源、出力点
ｔ 時間
Ｖｃ 端子間電圧
Ｖｅ 入力電圧
Ｖｆｄ 電圧降下
Ｖｓ 出力電圧

Claims (10)

1. − 第１の端子（＋ＢＡＴ）および第２の端子を有する電圧源（Ｓ）と、
   − 第１の端子が前記電圧源（Ｓ）の第１の端子（＋ＢＡＴ）に接続されている、少なくとも１つのインダクタ（Ｌｂ）と、
   − アノードが前記インダクタ（Ｌｂ）の第２の端子に接続されている、少なくとも１つのダイオード（Ｄｂ）と、
   − 第１の端子が前記ダイオード（Ｄｂ）のカソードに接続されている、少なくとも１つのキャパシタ（Ｃｂ）と、
   − 前記インダクタ（Ｌｂ）の第２の端子と、前記電圧源（Ｓ）の第２の端子との間に接続されている、少なくとも１つの電流スイッチ（Ｍｂ）と、
   − 前記キャパシタ（Ｃｂ）の第２の端子と、前記電圧源（Ｓ）の第２の端子との間に接続されている第２の電流スイッチ（Ｍ）
   とを備えている電圧ステップアップ回路（１００、２００、３００）であって、
   前記キャパシタ（Ｃｂ）の第２の端子から、前記電圧源（Ｓ）の第１の端子（＋ＢＡＴ）に電流を流すことを可能にする手段（Ｄ）を備えていることを特徴とする電圧ステップアップ回路（１００、２００、３００）。
2. 前記キャパシタ（Ｃｂ）の第２の端子から、前記電圧源（Ｓ）の第１の端子（＋ＢＡＴ）に電流を流すことを可能にする前記手段（Ｄ）は、アノードが前記キャパシタ（Ｃｂ）の第２の端子に接続されており、かつカソードが前記電圧源（Ｓ）の第１の端子（＋ＢＡＴ）に接続されている第２のダイオード（Ｄ）によって形成されていることを特徴とする、請求項１に記載の電圧ステップアップ回路（１００、２００、３００）。
3. 前記少なくとも１つのキャパシタ（Ｃｂ）は、ケミカルコンデンサであることを特徴とする、請求項１または２に記載の電圧ステップアップ回路（１００、２００、３００）。
4. 前記少なくとも１つのダイオード（Ｄｂ）のアノードと、前記電圧源（Ｓ）の第２の端子との間に接続されている第２のキャパシタ（Ｃ）を備えていることを特徴とする、請求項１〜３のいずれか１つに記載の電圧ステップアップ回路（２００）。
5. ｉが１〜ｎの範囲の整数であり、ｎが２以上の自然数であるとしたとき、前記電圧ステップアップ回路（３００）は、
   − 前記電圧源（Ｓ）の第１の端子（＋ＢＡＴ）に接続されている第１の端子をそれぞれに有するｎ個のインダクタＬｂｉと、
   − ｎ個のダイオードＤｂｉであって、各ダイオードＤｂｉのアノードが各インダクタＬｂｉの第２の端子に接続されているｎ個のダイオードＤｂｉと、
   − ｎ個の電流スイッチＭｂｉであって、各電流スイッチＭｂｉが、各インダクタＬｂｉの第２の端子と前記電圧源（Ｓ）の第２の端子との間に接続されており、かつ他の電流スイッチが開かれている間、閉じられているように制御されるｎ個の電流スイッチＭｂｉ
   とを備えており、前記少なくとも１つのキャパシタ（Ｃｂ）の第１の端子は、前記ｎ個のダイオードＤｂｉのそれぞれのカソードに接続されていることを特徴とする、請求項１〜３のいずれか１つに記載の電圧ステップアップ回路（３００）。
6. 前記電圧源は、自動車のバッテリによって形成されていることを特徴とする、請求項１〜５のいずれか１つに記載の電圧ステップアップ回路（１００、２００、３００）。
7. １２Ｖの直流電圧を、４２Ｖの直流電圧に変換する、請求項１〜６のいずれか１つに記載の電圧ステップアップ回路（１００、２００、３００）。
8. 電気的制御装置の電流を制御するためのＨブリッジに電力を供給するために、少なくとも１つのキャパシタの端子間電圧が電力供給電圧を形成するように、請求項１〜６のいずれか１つに記載の電圧ステップアップ回路を使用する使用方法。
9. 前記電気的制御装置は、作動部を備えたアクチュエータに含まれており、該作動部の運動を制御することを特徴とする、請求項８に記載の使用方法。
10. 前記アクチュエータは、電磁弁のためのアクチュエータであることを特徴とする、請求項９に記載の使用方法。

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