CN112448580B - 飞跨电容转换器 - Google Patents

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Abstract

一种飞跨电容转换器包含电感、第一开关与第二开关、第一二极管与第二二极管、第一电容与第二电容、飞跨电容、一第三二极管与一第三电容、一第四二极管以及一第五二极管。电感耦接第一接点。第一开关与第二开关共接于第二接点。第一二极管与第二二极管共接于第三接点。第一电容与第二电容共接于第四接点。飞跨电容耦接第二接点与第三接点。该第三二极管与该第三电容共接于一第五接点。该第五二极管耦接该第三接点与该第四接点。

Description

飞跨电容转换器
技术领域
本发明涉及一种飞跨电容转换器，特别涉及一种飞跨电容转换器的充电和电路保护机制。
背景技术
请参见图1所示，其为传统飞跨电容转换器(flying capacitor converter,FCC)的电路图。飞跨电容转换器本质上是一种直流对直流升压转换器，用以将一直流输入电压升压为一直流输出电压。该飞跨电容转换器包含一电感L、一第一开关S1、一第二开关S2、一第一二极管D1、一第二二极管D2、一飞跨电容CF1以及一输出电容C。该第一开关S1与该第二开关S2串接，且共接于一接点PS；该第一二极管D1与该第二二极管D2串接，且共接于一接点PD。该飞跨电容CF1耦接于该接点PS与该接点PD之间。其中，通过该第一开关S1与该第二开关S2的导通与关断控制该直流输出电压。
该电感L的第一端耦接一直流输入电压Vdc的正极，该电感L的第二端耦接该第一二极管D1的阳极。该第一开关S1串联耦接该第二开关S2，其中该第一开关S1的第二端与该第二开关S2的第一端共接于该接点PS。该第一开关S1的第一端与该电感L的第二端、该第一二极管D1的阳极共接于一接点PL，且该第二开关S2的第二端耦接该直流输入电压Vdc的负极。
该第一二极管D1串联耦接该第二二极管D2，其中该第一二极管D1的阴极与该第二二极管D2的阳极共接于一接点PD。该飞跨电容CF1耦接于该接点PD与该接点PS之间。该输出电容C的第一端耦接该第二二极管D2的阴极，该输出电容C的第二端耦接该直流输入电压Vdc的负极。该飞跨电容转换器的输出，即该输出电容C耦接一负载，该输出电容C仅为示意，实际上可能由多个电容串并联组成。
然而，传统的飞跨电容转换器具有以下的缺点或问题：(1)、该第二开关S2耐压的问题；以及(2)、该第二二极管D2耐压的问题。
为此，如何设计出一种飞跨电容转换器，来解决前述的技术问题，乃为本公开发明人所研究的重要课题。
发明内容
本发明的一目的在于提供一种飞跨电容转换器，解决现有技术的问题。
为实现前揭目的，本发明所提出的飞跨电容转换器，其接收一直流输入电压以转换为一直流输出电压。该飞跨电容转换器包含一电感、一第一开关与一第二开关、一第一二极管与一第二二极管、一第一电容与一第二电容、一飞跨电容、一第三二极管与一第三电容、一第四二极管以及一第五二极管。该电感耦接于该直流输入电压的一正极与一第一接点之间。该第一开关与该第二开关共接于一第二接点，且该第一开关耦接该第一接点，该第二开关耦接该直流输入电压的一负极。该第一二极管与该第二二极管共接于一第三接点，且该第一二极管耦接该第一接点。该第一电容与该第二电容共接于一第四接点，且该第一电容耦接该第二二极管，该第二电容耦接该第二开关与该直流输入电压的该负极，其中该第一电容与该第二电容提供该直流输出电压，且该第四接点为该直流输出电压中点。该飞跨电容耦接该第二接点与该第三接点。该第三二极管与该第三电容共接于一第五接点，且该第三二极管耦接该第二接点，该第三电容耦接该第二开关与该直流输入电压的该负极。该第四二极管耦接该第二二极管与该第五接点。该第五二极管耦接该第三接点与该第四接点。
在一实施例中，该飞跨电容转换器还包含一电压抑制器。该电压抑制器与该第五二极管串联连接，且该电压抑制器与该第五二极管耦接于该第三接点与第四接点之间。
在一实施例中，该电压抑制器与该第五二极管共接于一第六接点，且该电压抑制器耦接该第三接点，该第五二极管耦接于该第四接点。
在一实施例中，该飞跨电容转换器还包含一第一电阻。该第一电阻耦接于该第六接点与一第七接点之间，其中该第七接点为该第二二极管与该第四二极管的共接点。
在一实施例中，当该直流输入电压供电初始，该第一开关与该第二开关关断，该直流输入电压对该第一电容与该第二电容充电，且对该飞跨电容与该第三电容充电，使该第一开关与该第二开关的电压比与该飞跨电容与该第三电容的电压比实质相等。
在一实施例中，该飞跨电容转换器的输出与一第二飞跨电容转换器的输出耦接，且该第二飞跨电容转换器转换一第二直流输入电压为一第二直流输出电压。
在一实施例中，该电压抑制器的一崩溃电压大于该第二电容的一涟波最大电压与该飞跨电容的一涟波最小电压的差值。
在一实施例中，在该飞跨电容转换器启动前的一预定时间，该飞跨电容转换器对该第二开关提供极小责任周期的一控制信号，使得对该飞跨电容慢慢地充电。
在一实施例中，该电压抑制器为一暂时电压抑制器或一齐纳二极管。
通过所提出的飞跨电容转换器，可提供充电和电路保护机制的技术效果。
为了能更进一步了解本发明为实现预定目的所采取的技术、手段及技术效果，请参阅以下有关本发明的详细说明与附图，相信本发明的目的、特征与特点，当可由此得一深入且具体的了解，然而说明书附图仅提供参考与说明用，并非用来对本发明加以限制者。
附图说明
图1：为传统飞跨电容转换器(flying capacitor converter,FCC)的电路图。
图2：为改良式飞跨电容转换器第一实施例的电路图。
图3：为改良式飞跨电容转换器第一实施例并联使用的电路图。
图4：为改良式飞跨电容转换器第二实施例的电路图。
图5A～图5D：分别为飞跨电容转换器操作于责任周期小于0.5的电路示意图。
图6A～图6D：分别为飞跨电容转换器操作于责任周期大于0.5的电路示意图。
图7：为飞跨电容转换器操作于电容电压不平衡下的电流示意图。
图8：为本发明飞跨电容转换器第一优选实施例的电路图。
图9：为本发明飞跨电容转换器第一优选实施例的保护电流示意图。
图10：为本发明飞跨电容转换器第二优选实施例的电路方框图。
图11：为本发明总线电容的涟波波形。
附图标记说明：
Vdc：直流输入电压
L：电感
S1：第一开关
S2：第二开关
D1：第一二极管
D2：第二二极管
DC1：第三二极管
DC2：第四二极管
DC3：第五二极管
CB1：第一电容
CB2：二电容
CC：第三电容
CF1：飞跨电容
PL：接点
PS：接点
PD：接点
PC：接点
PE：接点
PA：接点
PB：接点
TVS：暂态电压抑制器
R1：第一电阻
具体实施方式
兹有关本发明的技术内容及详细说明，配合附图说明如下。
承前所述，本发明用以解决传统飞跨电容转换器所具有(1)、该第二开关S2耐压的问题；以及(2)、该第二二极管D2耐压的问题。
(1)、该第二开关S2耐压的问题：当一直流输入电压Vdc开始供电，经由该电感L、该第一二极管D1以及该第二二极管D2对输出电容充电。由于该飞跨电容CF1尚未有充电路径，因此该飞跨电容CF1的跨压接近于零，因此该第二开关S2的跨压接近于该直流输入电压Vdc的大小，故此将造成该第二开关S2的耐压问题。
为解决上述问题，请参见图2所示，其为改良式飞跨电容转换器第一实施例的电路图。为解决直流输入电压Vdc刚开始供电所造成该第二开关S2的耐压问题，因此，通过新增一第三电容CC、一第三二极管DC1以及一第四二极管DC2。此处输出电容以一第一电容CB1与一第二电容CB2串联表示。具体地，该第三二极管DC1的阴极耦接该第四二极管DC2的阳极与该第三电容CC的一端，且共接于一接点PE。该第三二极管DC1的阳极耦接该接点PS，该第四二极管DC2的阴极耦接该第二二极管D2与该第一电容CB1，该第三电容CC的另一端耦接该第二开关S2与该第二电容CB2。因此，当该直流输入电压Vdc开始供电，除了经由该电感L、该第一二极管D1以及该第二二极管D2对该第一电容CB1与该第二电容CB2充电之外，亦经由该电感L、该第一二极管D1、该飞跨电容CF1以及该第三二极管DC1对该第三电容CC充电，如此提供分压的效果，使得该第一开关S1与该第二开关S2的电压比等于该飞跨电容CF1与该第三电容CC的电压比，借此，可解决该第二开关S2的耐压问题。此外，该第四二极管DC2提供当该第三电容CC放电时的放电路径。
(2)、该第二二极管D2耐压的问题：如图3所示，其为改良式飞跨电容转换器第一实施例并联使用的电路图。在两组飞跨电容转换器并联使用的条件下，当该直流输入电压Vdc没有供电时，且并联操作的一直流输入电压Vdc’(即一第二直流输入电压)提供一直流高压(例如，但不限定为1500伏特)，此时该第一电容CB1与该第二电容CB2的电压总和相当于该直流高压的大小。因此，对该第二二极管D2而言，其相当于承受了该直流高压大小的逆偏电压，故此，如此将造成该第二二极管D2耐压的问题。实际应用上，要具有如此高耐压的该第二二极管D2不容易取得，再者，即使可取得如此高耐压的二极管使用，或者通过串接多个二极管使用，然而将造成效率不佳的问题。
为解决上述问题，请参见图4所示，其为改良式飞跨电容转换器第二实施例的电路图。为解决并联应用时，直流输入电压Vdc没有供电，而直流输入电压Vdc’提供直流高压所造成该第二二极管D2的耐压问题，因此，通过新增一第五二极管DC3与一暂态电压抑制器TVS；同样地，并联使用的电路也新增一第五二极管DC3’与一暂态电压抑制器TVS’。具体地，该暂态电压抑制器TVS与该第五二极管DC3串接，且共接于一接点PA。该暂态电压抑制器TVS的另一端耦接该接点PD，并且该第五二极管DC3的阳极耦接该第一电容CB1与该第二电容CB2共接的一接点PC。
在该直流输入电压Vdc尚未供电，且并联操作的该直流输入电压Vdc’提供直流高压时，会对该第一电容CB1与该第二电容CB2充电，因此该第二电容CB2的跨压大约为该直流高压的一半。此时，该第一电容CB1与该第二电容CB2的电压中点，即接点PC上的电压会产生一充电路径，其中该充电路径经由该第五二极管DC3、该暂态电压抑制器TVS、该飞跨电容CF1、该第三二极管DC1、该第三电容CC以及该第二电容CB2。如此，使得该第二二极管D2阳极端的电位大约为该直流高压一半的大小减去该暂态电压抑制器TVS的电压，故此，该第二二极管D2所承受的电压为该直流高压一半的大小加上该暂态电压抑制器TVS的电压，因此可使得该第二二极管D2受承受的电压不用到达该直流高压大小，如此可解决该第二二极管D2耐压的问题。值得一提，该第一电容CB1与该第二电容CB2并非限制仅是两个独立电容，亦可能分别由多个电容组成，而接点PC表示电压中点，此接点约等于输出电压的一半，该接点的选择可通过选择第一电容CB1与该第二电容CB2具有相同电容值来实现，或当与输出连接的负载为如逆变器等电源转换装置，亦可能通过电源转换装置来控制该接点电压为输出电压的一半。
请参见图5A～图5D所示，其分别为飞跨电容转换器操作于责任周期小于0.5的电路示意图。通过控制该第一开关S1与该第二开关S2的导通与关断以控制飞跨电容转换器的直流输出电压，其操作的状态为该第一开关S1导通、该第二开关S2关断(如图5A所示)、该第一开关S1关断、该第二开关S2关断(如图5B所示)、该第一开关S1关断、该第二开关S2导通(如图5C所示)以及该第一开关S1关断、该第二开关S2关断(如图5D所示)。
第一种状态，即该第一开关S1导通、该第二开关S2关断(如图5A所示)。当该第一开关S1导通时，该直流输入电压Vdc对该电感L充电，其充电路径为该直流输入电压Vdc、该电感L、该第一开关S1、该飞跨电容CF1、该第二二极管D2、该第一电容CB1以及该第二电容CB2。其中该飞跨电容CF1为放电的状态。
第二种状态，即该第一开关S1关断、该第二开关S2关断(如图5B所示)。由于流经该电感L的电流续流，因此该续流路径为该电感L、该第一二极管D1、该第二二极管D2、该第一电容CB1、该第二电容CB2以及该直流输入电压Vdc。其中该续流路径即为该电感L的释能路径。
第三种状态，即该第一开关S1关断、该第二开关S2导通(如图5C所示)。该直流输入电压Vdc对该电感L充电，其充电路径为该直流输入电压Vdc、该电感L、该第一二极管D1、该飞跨电容CF1以及该第二开关S2。此时，该电感L与该飞跨电容CF1皆处于储能状态。
第四种状态，即该第一开关S1关断、该第二开关S2关断(如图5D所示)。此时该电感L为释能状态，并且其释能路径为该电感L、该第一二极管D1、该第二二极管D2、该第一电容CB1、该第二电容CB2以及该直流输入电压Vd。
请参见图6A～图6D所示，其分别为传统飞跨电容转换器操作于责任周期大于0.5的电路示意图。其操作的状态为该第一开关S1导通、该第二开关S2导通(如图6A所示)、该第一开关S1关断、该第二开关S2导通(如图6B所示)、该第一开关S1导通、该第二开关S2导通(如图6C所示)以及该第一开关S1导通、第二开关S2关断(如图6D所示)。
第一种状态，即该第一开关S1导通、该第二开关S2导通(如图6A所示)。此时该直流输入电压Vdc对该电感L储能，其储能路径为该直流输入电压Vdc、该电感L、该第一开关S1以及该第二开关S2。
第二种状态，即该第一开关S1关断、该第二开关S2导通(如图6B所示)。由于流经该电感L的电流续流，因此该续流路径为该电感L、该第一二极管D1、该飞跨电容CF1以及该第二开关S2。
第三种状态，即该第一开关S1导通、该第二开关S2导通(如图6C所示)。此时该直流输入电压Vdc对该电感L储能，其储能路径为该直流输入电压Vdc、该电感L、该第一开关S1以及该第二开关S2。
第四种状态，即该第一开关S1导通、第二开关S2关断(如图6D所示)。由于流经该电感L的电流续流，因此该续流路径为该电感L、该第一开关S1、该飞跨电容CF1、该第二二极管D2、该第一电容CB1以及该第二电容CB2。
请参见图7所示，其为飞跨电容转换器操作在电容电压不平衡下的电路示意图。基本上该飞跨电容CF1的电压控制在该第一电容CB1与该第二电容CB2的电压总和的一半，如果该第一电容CB1的电压等于该第二电容CB2的电压时，将不会产生大的充电电流。然而，在飞跨电容转换器操作时，因上述不同状态间的交替切换，第一电容CB1与该第二电容CB2上的电压会有涟波存在，当该第二电容CB2的电压大于该飞跨电容CF1的电压时，将产生一充电路径如图7所示。通过于路径上增加该暂态电压抑制器TVS，一旦该飞跨电容CF1的电压与该暂态电压抑制器TVS的电压总和大于该第二电容CB2的电压时，将避免电流流经此充电路径，因此可根据此原则决定该暂态电压抑制器TVS选用的电压，而避免因涟波造成图7所示的路径，达到保护该第五二极管DC3的目的，避免在飞跨电容转换器操作时，因为涟波的关系而导致该第五二极管DC3频繁流过大电流。而暂态电压抑制器TVS与该第五二极管DC3的连接位置不限于图7所示，仅需串联耦接于接点PC与接点PD之间即可。
请参见图8所示，其为本发明飞跨电容转换器第一优选实施例的电路图。当直流输入电压Vdc开始供电，在该飞跨电容转换器启动前的一预定时间，意即开始进行如图5A～图5D或图6A～图6D的开关操作前的一预定时间，先通过对该第二开关S2提供极小责任周期的控制信号，使得先对该飞跨电容CF1慢慢地充电，直到该飞跨电容CF1的电压与该暂态电压抑制器TVS的电压总和等于该第二电容CB2的电压。
复参见图8所示，该飞跨电容转换器包含一电感L、一第一开关S1、一第二开关S2、一第一二极管D1、一第二二极管D2、一第三二极管DC1、一第四二极管DC2、一第五二极管DC3、一飞跨电容CF1、一第一电容CB1、一第二电容CB2、一第三电容CC以及一暂态电压抑制器TVS。其中，该暂态电压抑制器TVS可以用齐纳二极管(Zener diode)代替。
该电感L的第一端耦接一直流输入电压Vdc的正极，该电感L的第二端耦接该第一二极管D1的阳极。该第一开关S1串联耦接该第二开关S2，其中该第一开关S1的第二端与该第二开关S2的第一端共接于一接点PS。该第一开关S1的第一端与该电感L的第二端、该第一二极管D1的阳极共接于一接点PL，且该第二开关S2的第二端耦接该直流输入电压Vdc的负极。
该第一二极管D1串联耦接该第二二极管D2，其中该第一二极管D1的阴极与该第二二极管D2的阳极共接于一接点PD。该飞跨电容CF1耦接于该接点PD与该接点PS之间。该第一电容CB1串联耦接该第二电容CB2，其中该第一电容CB1的第二端与该第二电容CB2的第一端共接于一接点PC，且该第一电容CB1的第一端耦接该第二二极管D2的阴极，该第二电容CB2的第二端耦接该直流输入电压Vdc的负极。该飞跨电容转换器的输出，即该第一电容CB1与该第二电容CB2耦接一负载。其中，该第一电容CB1的电压与该第二电容CB2的电压实质相等。在理想情况下，即不考虑涟波电压的情况下，该第一电容CB1的电压与该第二电容CB2的电压相等。
该第三二极管DC1的阳极耦接该接点PS，且该第三二极管DC1的阴极耦接该第三电容CC的第一端，即共接于一接点PE。该第三电容CC的第二端耦接该直流输入电压Vdc的负极。该第四二极管DC2的阳极耦接该接点PE，且该第四二极管DC2的阴极耦接该第二二极管D2的阴极与该第一电容CB1的第一端。该第五二极管DC3的阳极耦接该接点PC，且该第五二极管DC3的阴极耦接该暂态电压抑制器TVS的第一端，即该第五二极管DC3与该暂态电压抑制器TVS共接于一接点PA。该暂态电压抑制器TVS的第二端耦接该接点PD。
假设该第一电容CB1的电压与该第二电容CB2的电压分别为750伏特，而该暂态电压抑制器TVS的崩溃电压选择100伏特。由于该飞跨电容CF1会被控制在总线电压的一半(即该第一电容CB1的电压与该第二电容CB2的电压总和的一半)，因此，该暂态电压抑制器TVS的功用在于使得该接点PA的电压至少要大于850伏特才会导通暂态电压抑制器TVS。其中，该暂态电压抑制器TVS的选用需要考虑到该第一电容CB1的涟波电压与该第二电容CB2的涟波电压。通过设置暂态电压抑制器TVS，实现在两组飞跨电容转换器并联使用的条件下，当该直流输入电压Vdc没有供电时，可以提供一个充电路径经由该第五二极管DC3、该暂态电压抑制器TVS、该飞跨电容CF1、该第三二极管DC1、该第三电容CC以及该第二电容CB2，可解决该第二二极管D2耐压的问题；而在飞跨电容转换器开始正常操作时，能避免因涟波造成的充电路径，可保护该第五二极管DC3频繁流过大电流。
配合参见图11，其为本发明总线电容的涟波波形。可以根据以下关系式考虑(满足)该暂态电压抑制器TVS的崩溃电压，并参考图4：
VTVS>(0.5×ΔVCB2+0.5×ΔVCF1)×Coe
其中，VTVS表示该暂态电压抑制器TVS的崩溃电压、ΔVCB2表示该第二电容CB2两端电压的涟波大小、ΔVCF1表示该飞跨电容CF1两端电压的涟波大小、Coe表示一系数值，换言之，即该暂态电压抑制器TVS的崩溃电压至少要大于该第二电容CB2涟波最大电压(波峰)与该飞跨电容CF1涟波最小电压(波谷)的差值。
在该第一开关S1与该第二开关S2切换时，正常(理论)上而言，该飞跨电容CF1上的电压会接近该第一电容CB1与该第二电容CB2上的电压。但由于电容上有涟波(ripple)的缘故，因此，实际上该第二电容CB2上的电压有可能会大于该飞跨电容CF1上的电压，此时，如图7所示的电流路径，该电流路径经由该第二电容CB2、该第五二极管DC3、该飞跨电容CF1、该第二开关S2以及该第二电容CB2，因此，此电流容易造成该第五二极管DC3的损毁，故利用暂态电压抑制器TVS并设置适当的崩溃电压可以保护该第五二极管DC3。
请参见图10，其为本发明飞跨电容转换器的第二优选实施例的电路方框图。该飞跨电容转换器还包含一第一电阻R1。该第一电阻R1耦接于该接点PA与一接点PB之间。其中，该接点PB为该第二二极管D2与该第四二极管DC2的共接点。该第一电阻R1的效果是当该第一电容CB1与该第二电容CB2有电，而该直流输入电压Vdc没电时，可通过如图10所示的电流路径，对该飞跨电容CF1与该第三电容CC充电，且由于电流路径不经过该第二电容CB2、该第五二极管DC3以及该暂态电压抑制器TVS，因此可避免该第五二极管DC3的损毁。
以上所述，仅为本发明优选具体实施例的详细说明与附图，而本发明的特征并不局限于此，并非用以限制本发明，本发明的所有范围应以下述的权利要求为准，凡合于本发明权利要求的精神与其类似变化的实施例，皆应包含于本发明的范围中，任何本领域技术人员在本发明的领域内，可轻易思及的变化或修饰皆可涵盖在以下本公开的权利要求。

Claims (6)

1.一种飞跨电容转换器，接收一直流输入电压以转换为一直流输出电压，该飞跨电容转换器包含：
一电感，耦接于该直流输入电压的一正极与一第一接点之间；
一第一开关与一第二开关，该第一开关与该第二开关共接于一第二接点，且该第一开关耦接该第一接点，该第二开关耦接该直流输入电压的一负极；
一第一二极管与一第二二极管，该第一二极管与该第二二极管共接于一第三接点，且该第一二极管耦接该第一接点；
一第一电容与一第二电容，该第一电容与该第二电容共接于一第四接点，且该第一电容耦接该第二二极管，该第二电容耦接该第二开关与该直流输入电压的该负极，其中该第一电容与该第二电容提供该直流输出电压，且该第四接点为该直流输出电压的中点；
一飞跨电容，耦接该第二接点与该第三接点；
一第三二极管与一第三电容，该第三二极管与该第三电容共接于一第五接点，且该第三二极管耦接该第二接点，该第三电容耦接该第二开关与该直流输入电压的该负极；
一第四二极管，耦接该第二二极管与该第五接点；及
一第五二极管，耦接该第三接点与该第四接点，
还包含：
一电压抑制器，与该第五二极管串联连接，且该电压抑制器与该第五二极管耦接于该第三接点与该第四接点之间，
其中该电压抑制器与该第五二极管共接于一第六接点，且该电压抑制器耦接该第三接点，该第五二极管耦接于该第四接点，
还包含：
一第一电阻，耦接于该第六接点与一第七接点之间，其中该第七接点为该第二二极管与该第四二极管的共接点。
2.如权利要求1所述的飞跨电容转换器，其中当该直流输入电压供电初始，该第一开关与该第二开关关断，该直流输入电压对该第一电容与该第二电容充电，且对该飞跨电容与该第三电容充电，使该第一开关与该第二开关的电压比与该飞跨电容与该第三电容的电压比实质相等。
3.如权利要求1所述的飞跨电容转换器，其中该飞跨电容转换器的输出与一第二飞跨电容转换器的输出耦接，且该第二飞跨电容转换器转换一第二直流输入电压为一第二直流输出电压。
4.如权利要求1所述的飞跨电容转换器，其中该电压抑制器的一崩溃电压大于该第二电容的一涟波最大电压与该飞跨电容的一涟波最小电压的差值。
5.如权利要求1所述的飞跨电容转换器，其中在该飞跨电容转换器启动前的一预定时间，该飞跨电容转换器对该第二开关提供极小责任周期的一控制信号，使得对该飞跨电容慢慢地充电。
6.如权利要求1所述的飞跨电容转换器，其中该电压抑制器为一暂态电压抑制器或一齐纳二极管。
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