KR20060108617A - 전압 컨버터, 이를 포함한 전력 관리 장치 및 모바일 장치 - Google Patents

전압 컨버터, 이를 포함한 전력 관리 장치 및 모바일 장치 Download PDF

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KR20060108617A
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헨리쿠스 피 엠 데르크스
패트릭 이 지 스미츠
헤르마누스 제이 에핑
리에르 빌헬무스 제이 알 반
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코닌클리즈케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이.
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Abstract

전압 컨버터는 유도성 자화 모드 동안 에너지를 저장하며 유도성 자화 해제 모드 동안 에너지를 전달하는 유도성 회로(L)를 포함한다. 또한 전압 컨버터는 적어도 두개의 비반전 출력 전압(Va, Vb, Vc)을 제공하기 위한 적어도 두 개의 비반전 브랜치(12, 13, 14)와, 반전된 출력 전압을 제공하기 위한 반전 브랜치(15)를 포함한다. 상기 반전(15) 및 비반전(12, 13, 14) 브랜치는 상기 유도성 회로(L)의 출력단(10)에 나란하게 접속된다. 상기 유도성 회로는 상기 반전 브랜치(15) 및 상기 적어도 두개의 비 반전 브랜치(12, 13, 14) 중의 하나에 에너지를 전달하도록 배열된다. 이를 통해, 상기 반전 전압(Vinv)과 상기 적어도 두개의 비반전 브랜치(12, 13, 14) 중의 하나의 대응 비반전 출력 전압(Va, Vb, Vc)은 대향 극성을 가지며 실질적으로 동일한 크기를 갖는다.

Description

전압 컨버터, 이를 포함한 전력 관리 장치 및 모바일 장치{VOLTAGE CONVERTER}
본 발명은 전압 컨버터, 전력 관리 장치 및 전압 컨버터를 포함한 모바일 장치에 관한 것이다.
본 발명은 가령, 전력 공급원 혹은 모바일 장치(가령, 모바일 폰, PDA 또는 랩톱)에서 사용될 수 있다. 전압 컨버터는 일반적으로 DC 입력 전압원으로부터 다수의 DC 출력 전압을 유도하기 위해 사용된다. 이러한 출력 전압은 DC 입력 전압보다 높은 전압 레벨을 가질 수 있다. 전압 컨버터는 통상적으로 DCDC 전압 컨버터 혹은 스위치형 모드 전력 공급원(SMPS)으로 지칭되기도 한다. DCDC 컨버터는 일반적으로 당해 기술분야에서 잘 알려져 있다. 전압 컨버터는 DC 입력 전압원으로부터 획득되는 에너지를 저장하는 인터터와 같은 에너지 저장 수단을 포함한다. 이러한 에너지는 나중에 다수의 출력 전압을 생성하고 유지하기 위해 사용된다. 에너지 저장 수단은 주기적으로 충전 및 방전되고 에너지 저장 수단으로부터 전압 컨버터의 출력단으로의 에너지 흐름은 프로그램가능한 스위치 장치에 의해 조절된 다. 또한 전압 컨버터의 출력단 중의 임의의 출력단에 접속된 인버팅 회로를 사용함으로써 네가티브 전압이 제공될 수도 있다는 것은 당해 기술분야에서 일반적으로 알려진 것이다.
본 발명의 목적은 개선된 전압 컨버터를 제공하는 것이다. 이러한 목적 달성을 위해 전압 컨버터는 유도성 자화 모드 동안 에너지를 저장하며 유도성 자화 해제 모드 동안 에너지를 전달하는 유도성 회로와, 적어도 두개의 비반전 출력 전압을 제공하기 위한 적어도 두개의 비반전 브랜치와, 반전된 출력 전압을 제공하기 위한 반전 브랜치를 포함하되, 상기 반전 및 비반전 브랜치는 상기 유도성 회로의 출력단에 평행하게 접속되며, 상기 유도성 회로는 에너지를 상기 반전 브랜치 및 적어도 두개의 비반전 브랜치 중의 하나로 전달하도록 배열되며, 상기 반전 전압 및 상기 적어도 두개의 비반전 브랜치 중의 하나의 해당 비반전 출력 전압이 대향되는 극성과 실질적으로 동일한 크기를 갖는다.
본 발명은 상기 반전 브랜치를 비반전 브랜치의 출력단보다는 유도성 회로의 출력단에 접속함으로써 보다 더 효율적이고 보다 더 비용 절감적인 전압 컨버터의 디자인을 가능하게 하는 요구된 스위치 장치에서 상당한 절감을 달성할 수 있다는 통찰력에 토대를 두고 있다. 본 발명은 또한 상기 비반전 및 반전 브랜치의 출력 전압이 상기 유도성 회로의 출력단에서 이용가능한 전압 클램프 레벨에 의해 결정되어 상기 반전 브랜치와 상기 비반전 브랜치의 출력단을 더 이상 접속할 필요가 없다는 통찰력에 토대를 두고 있다.
본 발명에 따른 전압 컨버터의 다른 실시예에서, 상기 반전 브랜치는 상기 유도성 자화 해제 모드 동안 상기 전달된 에너지를 저장하고 상기 유도성 자화 모드 동안 상기 전달된 에너지를 배출하기 위한 용량성 회로를 포함한다. 캐패시터는 바람직하게도 먼저 요구된 전압 레벨에 도달될 때까지 충전되며 이후에 요구시 충전 해제되는 배터리로서 기능할 수가 있다.
본 발명에 따른 전압 컨버터의 실시예에서, 용량성 회로는 용량성 회로의 출력단이 접지 전압에 접속되는 동안 상기 전달된 에너지를 용량성 회로의 입력단을 통해 수신하도록 배열되고, 그 입력단이 접지 전압에 접속되는 동안 그 출력단을 통해 에너지를 배출하도록 배열된다. 이러한 실시예는 캐패시터 양단의 전압의 극성을 반전시키는 편리한 방식을 제공한다는 효과를 갖는다.
본 발명에 따른 전압 컨버터의 다른 실시예에서, 전압 컨버터는 제각기의 유도성 자화 모드 및 자화 해제 모드 동안 용량성 회로의 입력단(In) 및 출력단(Out)을 제각기 접지 전압(GND)에 접속하는 제 1 및 제 2 스위치 장치를 포함한다. 상기 제 1 및 제 2 스위치 장치에 의해, 상기 용량성 회로는 제어 방식으로 용이하게 충전 및 충전 해제될 수 있다.
본 발명에 따른 전압 컨버터의 실시예에서, 전압 컨버터는 전압 다운 컨버터 회로를 포함하며, 이 전압 다운 컨버터 회로를 통해 입력 전압이 유도성 회로에 인가된다. 이와 함께, 유도성 회로 내에서 생성된 충전 양과 전압 컨버터의 출력 전압이 제어될 수 있다.
본 발명에 따른 전압 컨버터의 실시예에서, 전압 다운 컨버터 회로는 상기 유도성 회로에 입력 전압과 접지 전압을 교번적으로 인가하기 위한 제 3 스위치 장치 및 제 4 스위치 장치를 포함한다. 이 실시예는 전압 다운 컨버팅된 양이 제 3 스위치 장치 및 제 4 스위치 장치의 듀티 사이클에 의해 결정될 수 있다는 이점을 갖는다. 이를 통해, 프로그램가능한 전압 다운 컨버터 회로를 획득할 수 있다.
본 발명에 따른 전압 컨버터의 실시예에서, 상기 적어도 두개의 브랜치 중의 적어도 하나는 상기 브랜치를 활성화하기 위한 추가의 스위치 장치를 포함한다. 이 추가의 스위치 장치에 의해, 상기 유도성 회로로부터의 에너지 흐름이 제어될 수 있다. 이는 단지 추가의 스위치 장치만이 클로져된다면 에너지가 상기 브랜치로 전달될 것이라는 것을 의미한다. 또한, 이 추가의 스위치 장치가 클로져된다면, 반전 브랜치의 클램프 전압의 크기는 활성화된 비반전 브랜치의 클램프 전압의 크기와 실질적으로 동일하게 될 것이다.
본 발명에 따른 전압 컨버터의 다른 실시예에서, 전압 컨버터는 상기 스위치 장치들을 제어하기 위한 제어 수단을 더 포함한다. 스위치를 제어함으로써 전압 컨버터의 동작 및 응답을 제어할 수가 있다.
본 발명의 전술한 측면 및 기타 측면들은 후술되는 도면을 통해 설명될 것이다.
도 1은 종래 기술에 따른 전압 컨버터를 도시한 도면이다.
도 2는 종래 기술의 전압 컨버터 내의 인덕터 L을 통한 자화 전류 IL을 도시한 도면이다.
도 3은 종래 기술의 전압 컨버터 내의 인덕터 L의 양단의 전압 강하 UL을 도시한 도면이다.
도 4는 용량성 DCDC 인버터를 도시한 도면이다.
도 5는 종래 기술에 따른 용량성 DCDC 인버터를 포함한 전압 컨버터를 도시한 도면이다.
도 6은 본 발명에 따른 용량성 DCDC 인버터를 포함한 전압 컨버터를 도시한 도면이다.
도 7은 본 발명에 따른 용량성 DCDC 인버터를 포함한 전압 컨버터의 스위칭 시퀀스를 도시한 도면이다.
도 8은 입력 전압 감소 수단을 포함한 종래 기술에 따른 다른 전압 컨버터를 도시한 도면이다.
도 1은 입력 전압 Vi를 세개의 클램프 전압 Va, Vb, Vc로 변환시키는 종래의 전압 컨버터를 도시한 도면이다. 도 1에서, Va 〉Vb 〉Vc로 간주된다. 저항기 RL1, RL2, RL3은 전압 컨버터의 부하를 나타낸다. 클램프 전압 Va, Vb, Vc는 본 기술 분야에서 일반적으로 알려진 방법에 따라 생성된다. 가령, 클램프 전압 Va, Vb, Vc를 측정하거나 혹은 회로 부하 RL1, RL2, RL3를 통한 전류를 측정하는 것에 응답하여 유도성 자화 모드 및 자화 해제 모드의 듀티 사이클을 제어함으로써 생성된다.
유도성 자화 모드 동안, 스위치 SL은 클로즈(도전 상태)되고, 반면 D1, S5 및 S6은 비도전 상태로 된다. 분명하게도, 자화 전류 IL은 I1과 동일하다. 당업자라면 I1이 I1=(Vi/L)*t와 동일하다는 것을 쉽게 증명할 수 있으며, 여기서 L은 인덕터 L의 인덕턴스를 나타내며, t는 시간을 나타낸다. 따라서, 자화 전류 IL은 도 2의 곡선(20)으로 도시된 바와 같이 시간에 따라 Imax와 동일한 IL까지 지속적으로 증가할 것이다. 유도성 자화 모드 동안 전류 IL은 E=1/2 *L * Imax2와 동일한 에너지 E의 양을 유도성 회로 L로 전달한다는 것을 쉽게 증명할 수 있다.
유도성 자화 해제 모드 동안, 스위치 SL은 오픈되는 반면 동시에 스위칭 요소 D1, S5, S6 중의 하나는 도전 상태로 된다. 이러한 방식으로 저장된 에너지 E=1/2 *L * Imax2는 출력 브랜치(12, 13 또는 14) 위에 분포된다. 예를 통해, 도 1은 단지 S5만이 도전 상태로 되어 IL=I2가 된다고 가정된다. 본 기술분야에서 일반적으로 알려진 것은 인덕터 L이 급격한 전류 변화에 대해 저항성이 있다는 것이다. 따라서 I2는 Imax에서 출발하여 도 2의 곡선(22)에 도시된 바와 같이 선형 적으로 감소할 것이라는 것을 쉽게 증명할 수 있다. 도 2의 램프(22)의 각도α는 L*dIL/dt=(Vi-Vb+VD2)에 의해 결정되며, 이는 램프(22)의 각도가 주로 출력 전압 Vb에 의해 결정된다.
Vb는 Vb=Vi-L*dIL/dt+VD2로서 표현될 수 있다. 유도성 자화 해제 모드 동안, L*dIL/dt 볼트의 인덕터 L 양단의 전압은 네가티브 극성을 가질 것이며, 이는 가령 도 3의 곡선(32)에 도시된다. 그러나, -L*dIL/dt는 출력 전압 Vb에 대해 포지티브 분포를 가지는 것이 명백하다. VD2는 다이오드 D2 양단의 전압 강하를 나타내는데, 이 다이오드는 전형적으로 사용되는 기술에 따라 0.3과 0.7볼트 사이에 존재한다. 다이오드 D1, D2, D3는 전압 컨버터의 출력단으로부터 내부 노드(10)로 향하는 전류 누설을 방지하도록 제공된다. 다이오드 D1, D2, D3은 스위치 S5, S6이 염격하게도 단방향성, 즉 내부 노드(10)에서 출력으로만 도전하는 경우에 생략될 수 있다. 이러한 것은 가령, 스위치 S5, S6이 반 직렬로 접속되는 PMOS 트랜지스터의 쌍에 의해 구성될 경우이다. 이러한 경우 브랜치(12)는 스위치 장치를 포함해야만 한다. 만약 스위치 S5 및 S6이 개방된다면, 전류 I2는 브랜치(12)를 통해 흐르기 시작할 것이다. 만약 스위치 S5가 클로즈되고 S6이 개방된 채로 유지되면, Vb-VD2의 전압은 내부 노드(10) 상에 놓여질 것이다. 이러한 것이 Va보다 낮은 전압이기 때문에, 다이오드 D1는 턴오프될 것이고, I2는 제 2 브랜치(13)를 통해 흐르 기 시작할 것이다. 마찬가지로, 스위치 S6를 클로즈하면 내부 노드(10) 상에 Vc-VD3의 전압이 놓여지며, 이는 다이오드 D1 및 D2를 턴오프시킬 것이다. 스위치 SL, S5 및 S6을 제어 방식으로 동작시킴으로써 인덕터 L을 자화 및 자화 해제시킬 수 있으며 그리고 인덕터 L로부터 브랜치(12, 13, 14) 중의 각각으로 에너지를 전달할 수가 있다. 캐패시터 C1은 DC 입력 버퍼로서 기능하며, 이 버퍼는 전압 컨버터의 고주파 스위칭 입력 전류 및 스위칭 노이즈로부터 입력 라인을 보호한다. 캐패시터 C2, C3, C4는 DC 출력 버퍼로서 기능한다. 이러한 기능은 먼저 고주파 출력 전류를 평탄화하며 그리고 전압 컨버터의 브랜치에 전하가 제공되지 않을 때의 시간 주기 동안 연속적인 출력 전압을 보장하는 것이다. 이러한 결과로서, 캐패시터 C2, C3, C4 양단의 전압은 약간의 AC 리플을 보일 것이다. 그러나, 이는 거의 중요하지 않는데, 그 이유는 캐패시터 C2, C3, C4가 유도성 회로에 의해 매우 고속으로 재충전되기 때문이다.
도 2는 인덕터 L에 흐르는 자화 전류 IL을 도시한다. 상승 에지(20)는 인덕터의 충전 혹은 자화를 나타낸다(SL는 클로즈됨). 유도성 극대화 모드 동안 자화 전류 IL는 SL가 개방될 때까지 증가한다. IL가 Vi*t/L과 동일하며, t는 시간을 나타내며 L은 인덕터 L의 인덕턴스라는 것을 쉽게 증명할 수가 있다. 일단 SL가 개방되면, 전류 IL가 Imax와 동일하며 도 2에 도시된 바와 같이 하강 에지(22)를 나 타낼 것이다. 이 하강 에지는 dIL/dt=(Vi-Vout+VD)/L로서 표현될 수 있으며, Vi는 입력 전압을 나타낸다. Vout는 도 1의 출력 전압 Va, Vb, Vc 중의 임의의 것을 나타내며, VD는 다이오드들이 도전 상태에 있을 때 다이오드 D1, D2, D3 양단의 전압 강하를 나타낸다.
도 3은 UL=L*dIL/dt로서 표현될 수 있는 인덕터 L 양단의 전압 강하 UL을 도시한다. 이는 IL의 상승 에지(20) 동안 전압 UL의 포지티브 극성(30)을 생성하며, IL의 하승 에지(22) 동안 전압 UL의 네가티브 극성(32)을 생성한다.
도 4는 DCDC 용량성 전압 컨버터를 도시한다. 도시된 것은 입력 전압 소스 Vi를 통해 충전되는 캐패시터 Cpump이다. 충전 동안, 스위치 S4, S2는 클로즈되는 반면 스위치 SL, S7은 개방된다. 이를 통해, Cpump는 Cpump 양단의 전압 강하가 Vi가 되고 도 4에 도시된 바와 같은 극성을 가질 때까지 충전될 것이다. 일단 Cpump가 완전히 충전된다면, 스위치 S4, S2는 궁극적으로 개방되고 스위치 SL, S7은 클로즈된다. 이 때문에, Cpump는 출력 용량성 전압 인버터에 접속되어 Vi와 동일한 크기를 갖지만 대향되는 극성을 갖는 출력 전압 Vinv를 전달한다. 캐패시터 Co는 DC 출력 버퍼로서, 컨버터의 고주파 출력 전력을 평탄화하며 펌프 캐패시터 Cpump가 재충전될 때 출력 전압 Vinv를 용량성 DCDC 인버터의 부하에 제공한다.
도 5는 도 1에 도시된 종래 기술의 DCDC 전압 컨버터와 도 4에 논의된 용량 성 DCDC 전압 인버터의 조합체를 도시한 도면이다. 캐패시터 Cpump는 교번 방식으로 동작하는 스위치 S4, S'4, S"4에 의해 브랜치(12, 13, 14)의 출력단에 접속된다. 가령, 스위치 S4, S2를 클로징함으로써, 펌프 캐패시터 Cpump는 전압 Vc로 충전된다. 스위치 S7, S1을 클로징하고 스위치 S4, S'4, S"4, S2를 개방함으로써 출력 전압 Vinv는 -Vc와 동일하게 된다.
도 6은 본 발명에 따른 DCDC 전압 컨버터를 도시한 도면이다. 도시된 것은 내부 노드(10)에 접속된 용량성 DCDC 인버터이다. 이를 통해 Cpump는 유도성 자화 해제 모드 동안 노드(10)에서 이용가능한 전압으로 충전된다. 전술한 바와 같이, 이 전압은 입력 전압 Vi와 인덕터 L 양단의 전압 강하에 의해 결정된다. 분명하게도, 인덕터 양단의 전압 강하는 자화 해제 모드 동안 그로부터 유도되는 전류 I2 및 I'2에 의해 결정된다. 이를 통해 출력 전압 Vinv는 활성화되는 비반전 브랜치(12, 13, 14) 중의 임의의 것에 따라 클램프 전압 Va, Vb, Vc 중의 임의의 하나와 실질적으로 동일한 크기를 가질 수 있다. 제어 수단(82)을 제공함으로써, 스위치 S1, S2, S5, S6, S7의 듀티 사이클은 전압 컨버터의 동작에 영향을 미치도록 제어될 수 있다. 이러한 실시예는 여분의 제한된 양의 스위치가 요구되는 이점을 제공한다. 즉 스위치 S6, S7은 스위치의 제어를 위해 낮은 비용 및 적은 요건으로 집적하기에 더 용이한 회로를 만들게 하는 이점을 제공한다.
도 7은 예를 통해 도 6의 스위치 S1, S6, S7을 제어하기 위한 스위칭 사이클을 나타낸다. 에너지는 비반전 브랜치(14)(요구시에 전달)에 제공되는 것으로 가 정된다. 이는 스위치 S5 및 S2가 클로즈되고 S6 및 S7이 개방된 채로 유지되는 것을 의미한다. 당업자에게 분명한 것은 노드(10)의 전압 레벨이 실질적으로 클램프 전압 Vb에 대응한다는 것이다. 이는 Cpump 양단의 전압이 또한 Vb가 될 것이라는 것을 의미한다. 다음 유도성 자화 모드(72) 동안, 스위치 S1 및 S7는 클로즈되어 전류 I1는 반전 브랜치 Vinv의 출력 전압이 -Vb가 되는 동안 인덕터 L을 에너지로 충전하기 위해 흐르기 시작할 것이다. 일단 Cpump가 반전 브랜치의 출력단에 접속되면, 캐패시터 Cpump 양단의 전압이 다소 감소할 것이라는 것이 명백하다. 따라서, 다음의 유도성 자화 해제 모드 동안, 스위치 S1 및 S7은 다시 개방되고 S6은 클로즈된다. 이는 Cpump가 에너지로 다시 채워지도록 하여, Vb의 전압 강하가 다시 캐패시터 Cpump 양단에 나타날 것이다.
도 8은 DCDC 전압 컨버터를 도시한 것으로, 스위치 S3 및 S4에 의해, 접지 전압 GND 및 입력 전압 Vi가 교번적으로 인덕터 L에 접속되어 입력 전압 Vi의 평균값을 감소시킨다. 이러한 입력값의 감소는 DCDC 전압 컨버터의 출력 전압에 영향을 미치는데 효과적으로 사용된다는 것이 당업자에게는 명백하다.
주목할 것은 전술한 실시예가 본 발명을 제한하기보다는 예시하는 것이며, 당업자라면 첨부된 청구범위의 영역 내에서 여러 다른 실시예를 디자인할 수 있을 것이라는 것이다. 단어 "포함"이라는 것은 청구범위에 열거된 요소 혹은 단계의 존재를 배제하는 것이 아니다. 단수의 요소는 그러한 요소의 복수 개의 존재를 배제하는 것이 아니다. 소정의 수단들이 상호 상이한 종속 청구항에서 인용된다 는 것은 그러한 수단들의 조합체가 사용될 수 없다는 것을 나타내는 것이 아니다.

Claims (10)

  1. 전압 컨버터에 있어서,
    유도성 자화 모드 동안 에너지를 저장하며 유도성 자화 해제 모드 동안 에너지를 전달하는 유도성 회로(L)와,
    적어도 두개의 비반전 출력 전압(Va, Vb, Vc)을 제공하기 위한 적어도 두 개의 비반전 브랜치(12, 13, 14)와,
    반전된 출력 전압을 제공하기 위한 반전 브랜치(15)를 포함하며,
    상기 반전(15) 및 비반전(12, 13, 14) 브랜치는 상기 유도성 회로(L)의 출력단(10)에 나란하게 접속되며, 상기 유도성 회로는 상기 반전 브랜치(15) 및 상기 적어도 두개의 비 반전 브랜치(12, 13, 14) 중의 하나에 에너지를 전달하도록 배열되며, 상기 반전 전압(Vinv)과 상기 적어도 두개의 비반전 브랜치(12, 13, 14) 중의 하나의 대응 비반전 출력 전압(Va, Vb, Vc)은 대향 극성을 가지며 실질적으로 동일한 크기를 갖는
    전압 컨버터.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 반전 브랜치(15)는 유도성 자화 해제 모드 동안 전달되는 에너지를 저장하고 유도성 자화 모드 동안 상기 전달된 에너지를 배출하기 위한 용량성 회 로(Cpump)를 포함하는 전압 컨버터.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 용량성 회로(Cpump)는 상기 용량성 회로의 출력단(Out)이 접지 전압(GND)에 접속되는 동안 상기 용량성 회로(Cpump)의 입력단(In)을 통해 상기 전달된 에너지를 수신하도록 배열되고, 상기 용량성 회로(Cpump)는 또한 상기 입력단(In)이 상기 접지 전압(GND)에 접속되는 동안 상기 출력단(Out)을 통해 에너지를 배출하도록 배열되는 전압 컨버터.
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 유도성 자화 모드 동안 및 자화 해제 모드 동안 상기 용량성 회로의 입력단(In) 및 출력단(Out)을 접지 전압(GND)에 제각기 접속하기 위한 제 1 및 제 2 스위치 장치를 포함하는 전압 컨버터.
  5. 제 1 항에 있어서,
    상기 전압 컨버터는 전압 다운 컨버터 회로(80)를 포함하며, 이 전압 다운 컨버터 회로를 통해 입력 전압(Vi)이 상기 유도성 회로(L)에 인가되는 전압 컨버터.
  6. 제 5 항에 있어서,
    상기 전압 다운 컨버터 회로(80)는 상기 유도성 회로(L)에 입력 전압(Vi) 및 접지 전압(GND)을 교번적으로 인가하기 위한 제 3 및 제 4 스위치 장치(S3, S4)를 포함하는 전압 컨버터.
  7. 제 1 항에 있어서,
    상기 적어도 두개의 브랜치(12, 13, 14) 중의 적어도 하나는 상기 브랜치를 활성화하기 위한 추가의 스위치 장치(S5, S6)를 포함하는 전압 컨버터.
  8. 제 1 항 내지 제 7 항 중의 어느 한 항에 있어서,
    상기 전압 컨버터는 상기 스위치 장치를 제어하기 위한 제어 수단(82)을 포함하는 전압 컨버터.
  9. 제 1 항 내지 제 8 항 중의 어느 한 항에 따른 전압 컨버터를 포함한 전력 관리 장치.
  10. 제 7 항에 따른 전력 장치를 포함한 모바일 장치.
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