KR20100092948A

KR20100092948A - 전압 승압 회로

Info

Publication number: KR20100092948A
Application number: KR1020107011998A
Authority: KR
Inventors: 수자 루이스 데; 장 밥티스트 루; 라비 벤다니
Original assignee: 발레오 시스템므 드 꽁트롤르 모뙤르
Priority date: 2007-11-20
Filing date: 2008-11-20
Publication date: 2010-08-23
Also published as: CN101953059A; FR2923962A1; WO2009101269A1; EP2220752A1; US20100315048A1; JP2011504088A; FR2923962B1; BRPI0820580A2

Abstract

본 발명은 전압 승압 회로(100)에 관한 것이다. 본 발명의 하나의 특히 이로운 적용은 자동차에 탑재된 전력 시스템에 의해 공급되는 12V/42V DC/DC 전력 변환기 분야에 있다. 본 발명에 따른 회로(100)는, 제1 단자(+BAT) 및 제2 단자를 포함하는 전압 소스(S)와, 적어도 하나의 인덕터(Lb) - 상기 인덕터의 제1 단자는 전압 소스(S)의 제1 단자(+BAT)에 연결됨 - 와, 적어도 하나의 다이오드(Db) - 상기 다이오드(Db)의 애노드는 인덕터(Lb)의 제2 단자에 연결됨 - 와, 적어도 하나의 커패시터(Cb) - 상기 커패시터(Cb)의 제1 단자는 다이오드(Db)의 캐소드에 연결됨 - 와, 인덕터(Lb)의 제2 단자와 전압 소스(S)의 제2 단자 사이에 연결된 적어도 하나의 전류 스위치(Mb)와, 커패시터(Cb)의 제2 단자와 전압 소스(S)의 제2 단자 사이에 연결된 제2 전류 스위치(M)를 포함한다. 본 발명에 따른 회로(100)는 전류가 커패시터(Cb)의 제2 단자로부터 전압 소스(S)의 제1 단자(+BAT)로 흐를 수 있게 하는 수단(D)을 더 포함한다.

Description

전압 승압 회로{VOLTAGE STEP-UP CIRCUIT}

본 발명은 전압 승압 회로에 관한 것이다. 본 발명의 하나의 특히 이로운 적용은 가변 인덕턱스로써 전기 기계의 전류를 제어하기 위하여 전력 브릿지에 대한 전력 공급원을 제공하고 자동차(12V 배터리 전압)의 탑재 네트워크에 의해 전력 제공받는(powered) 12V/42V DC/DC 전력 변환기 분야에 있다.

따라서, 12V/42V DC/DC 변환기가 단상 또는 다상 "4상한(four quadrant)" 브릿지라고도 불리는 H 전력 브릿지에 대한 전압 소스로서 종종 사용된다. 이들 브릿지는 특히 전자기 밸브 액추에이터 전류를 제어하는데 사용된다("캠리스(camless)" 시스템).

이러한 DC/DC 변환기는 전압 승압 회로를 사용하여 구현된다. "부스트(boost)"형 회로라고도 불리는 전압 승압 회로(1)의 하나의 예가 도 1에 예시되어 있다.

회로(1)는,

- 제1 및 제2 단자(이 경우에는 + 단자 및 접지임)를 포함하는 자동차의 배터리로부터의 전압과 같은 전압 소스(2)와,

- 인덕터(3) - 상기 인덕터(3)의 제1 단자는 전압 소스(2)의 + 단자에 연결됨 - 와,

- 다이오드(4) - 상기 다이오드(4)의 애노드는 인덕터(3)의 제2 단자에 연결됨 - 와,

- 커패시터(5) - 상기 커패시터(5)의 제1 단자는 다이오드(4)의 캐소드에 연결됨 - 와,

- 인덕터(3)의 제2 단자와 접지 사이에 연결된 MOSFET 전계 효과 트랜지스터와 같은 전류 스위치(6)와,

- 전압 소스(2)의 + 단자와 인덕터(3)의 제1 단자 사이에 연결된 제2 전류 스위치(7)(MOSFET 트랜지스터 또는 릴레이(relay)형 전기기계 컴포넌트일 수 있음)(이 제2 스위치는 커패시터(5)의 제2 단자와 접지 사이에 연결될 수도 있다는 것을 유의해야 할 것임)

를 포함한다.

"부스트" 회로(1)의 동작은 스위치(6)의 상태에 따라 2개의 구별되는 단계로 나뉠 수 있다:

- 에너지 축적(accumulation) 단계: 스위치(6)가 폐쇄되면(온(on) 상태), 이는 인덕터(3)에서 전류를 증가시키고, 그에 따라 자기 에너지 형태로 저장될 에너지의 양을 증가시킨다. 그러면 다이오드(4)는 차단되고 커패시터(5)는 전력 공급원으로부터 접속 해제된다.

- 스위치(6)가 개방되면, 인덕터(3)는 발전기(generator)와 직렬이 되고 그의 기전력(emf; electromotive force)이 발전기의 기전력에 추가된다(부스터 효과). 그러면 인덕터를 통과하는 전류는 다이오드(4)와 커패시터(5)를 통과한다. 그 결과로서 인덕터(3)에서 축적된 에너지가 커패시터(5)에 이동된다.

커패시터(5)의 단자에서의 전압 Vs가 전압 Ve(배터리 전압)보다 큰 경우에만 이러한 방전이 가능하다. 그러면 출력 전압 Vs는 사실상 연속적이고, 그의 값은 Ve 그리고 스위치(6)로부터의 펄스형 제어 신호의 듀티 사이클

에 따라 좌우되며,

는 일 주기(period)에서의 제어 신호의 하이(high) 상태 시간이고 T는 제어 신호의 주기이다. 이는 충전 전류가 PWM(pulse width modulation)에 의해 제어된다는 것을 의미한다. 이 경우에, Vs = Ve/(1-

)이고, 출력 전압은 입력 전압보다 항상 크며(듀티 사이클은 0과 1 사이에서 변함)

에 따라 증가한다.

커패시터(5)는 다이오드(4)의 캐소드에 연결된 자신의 양극(positive pole)을 갖는 화학 커패시터(chemical capacitor)에 의해 흔히 형성된다. 화학 커패시터의 사용은 종종 큰 예비 에너지를 필요로 하는 적용에서 불가피하다. 실제로, 상기 화학 커패시터는 최상의 에너지 밀도를 갖는다.

그러나, 이들 화학 커패시터의 사용은 다수의 문제를 제기한다.

따라서, 화학 커패시터는 특히 자동차의 배터리에 의해 전력 제공받는 적용에 있어서 방해요인(nuisance)이 될 수 있는 많은 누설 전류를 생성하는 문제점을 갖는다. 누설 전류는 어플라이언스가 충분히 긴 기간 동안 전력 다운된 상태로 유지되는 경우 배터리의 딥 방전(deep discharge)을 야기할 수 있다. 이러한 경우로서, 예를 들어 변환기가 주차 모드의 차량의 12V 배터리에 접속될 때가 있다. 그러면, 누설 전류를 감소시키기 위해 커패시터를 접속 해제할 필요가 있을 수 있다. 구체적으로, 전자기 밸브 시스템은, 탑재 네트워크로부터 밸브 액추에이터에 적합한 전력 공급원 네트워크, 본 경우에는 42V 네트워크를 생성하는 것은 물론, 무엇보다도 42V 보조 네트워크로부터 12V 탑재 네트워크를 분리시키도록 변환기를 필요로 한다. 사실상, 액추에이터의 제어는 매우 높은 저주파수 고조파 비율을 생성한다. 탑재 네트워크 상의 전류 리플을 제한하고 그에 따라 배터리를 보존하기 위하여, 42V 네트워크의 커패시턴스가 증가되어야 한다. 따라서 높은 값의 용량(capacitive) 뱅크가 필요하며, 이는 주차 모드 사양과 양립할 수 없는 누설 전류를 갖는다.

누설 전류와 관련된 이러한 문제점을 해결하기 위한 하나의 공지된 해결책은 이들 커패시터를 접속해제하도록 스위치(7)를 사용하는 것에 있다. 따라서, 주차 모드에서 스위치를 개방하면 어떠한 누설 전류도 막을 수 있고 따라서 배터리의 방전 우려도 막는다.

그러나, 이 해결책을 구현하는 것은 어느 정도의 어려움을 제기한다.

따라서, 상기 언급한 바와 같이, 회로(1)에서 전류를 제어하는 것은 커패시터(5)의 단자에서의 전압 Vs가 전압 Ve보다 더 큰 경우에만 가능하다. 출력 전압이 입력 전압보다 더 낮을 때에는 회로(1)는 전류를 제어할 수 없다. 이 경우는 출력 전압 Vs가 제로일 때 저장 커패시터(5)가 방전되기 때문에 각각의 전원 시동시(power up)(스위치(7)의 폐쇄) 겪게 된다. 커패시터(5)의 전하는 회로(1)에 의해 제어될 수 없는 전류를 발생시킨다. 전류 유입은 라인 저항(line resistor)에 의해서만 제한된다. 충전 시간은 이들 라인 저항과 커패시터의 크기에 의해 정의된다. 전원 시동되면, 출력 커패시터(5)는 출력 전압이 입력 전압에 가까운 밸런스 값에 도달할 때까지 갑자기 충전된다. 저항을 통하는 커패시터 전하의 경우, 이동되는 에너지의 양에 대하여 그만큼 소모되는 것으로 간주된다. 이 에너지는 짧은 지속기간에 걸쳐 소모된다. 수반된 전력은 파괴적일 수 있다. 실제로, 유입 전류는 이 전류가 통과하는 컴포넌트의 사양, 특히 전원 시동에 사용되는 스위치(7)의 사양을 초과하는 값에 도달할 수 있다. 기계적 또는 전기기계적 스위치의 경우, 전류 유입은 전기 아크의 영향 하에 있는 접촉부의 마모 또는 파괴를 일으킨다. 예를 들어 배터리와 같은 낮은 내부 저항을 갖는 전압 소스와 전력 공급원 케이블 사이의 직접 접촉의 경우, 아크는 접촉부의 금속을 용융시켜 스패터를 방출시킬 수 있다. MOSFET 트랜지스터 유형의 고체 상태 스위치의 경우, 전류 유입은, 특히 컴포넌트가 낮은 열 용량을 가질 때, 격렬한 국부 과열에 의해 그의 조기 에이징(premature ageing)이나 그의 파괴를 야기할 수 있다.

유입 전류는 또한 그의 내부 저항이 너무 크다면 전압 소스의 붕괴와 같은 다른 방해요인을 일으킬 수도 있다.

시동 스위치(7)가 없다 해도, 유입 전류에 의해 진행되는 루프에 위치되어 있는 임의의 다른 스위치에 대하여 동일한 문제점들이 옮겨질 수 있다는 것을 유의해야 할 것이다.

이 유입 전류를 제한하는데 사용될 수 있는 해결책들이 알려져 있으며, 이들 제한 회로의 원리는 열 방산에 의해 전류 유입을 제한하는 것이다. 제한 회로는 출력 커패시티가 높을 때 더욱 유용하게 된다.

제한 회로(10)의 제1 예가 도 2에 예시되어 있다. 회로(10)는, 커패시터(5)의 제2 단자와 접지 사이에 직렬로 장착된 트랜지스터(8)를 포함한다는 것을 제외하고는, 도 1의 회로(1)와 동등하다(공통 컴포넌트는 동일한 참조 번호를 가짐). 이 트랜지스터(8)는 MOSFET 또는 JFET 유형의 전계 효과 트랜지스터 또는 바이폴라 트랜지스터일 수 있다. 이 해결책은 트랜지스터(8)의 선형 모드 동작에 의해 커패시터(5)의 충전 전류를 제어하는 것을 수반한다. 이 트랜지스터는 또한 제한 기능이 활성화된 후에 커패시터(5)를 접지에 접속시키거나 분리시킬 스위치(포화 모드)로서도 작용할 수 있다. 높은 커패시턴스 값의 경우, 트랜지스터의 수는 높을 수 있으며, 특히 예비충전(precharging)에 허용된 시간이 짧은 경우 그러하다. 높은 수의 트랜지스터는 상당한 지나친 비용을 초래한다. 또한, 선형 모드의 트랜지스터의 병렬 접속은 전류의 밸런싱이 자연스럽지 않기 때문에 회로의 복잡도를 증가시킨다.

또 다른 해결책은 직렬 저항에 의해 유입 전류를 제한하는 것을 수반한다. 이 해결책은 도 3에 나타낸 회로(20)에 의해 예시되어 있다.

회로(20)는, 커패시터(5)의 제2 단자와 접지 사이에 직렬로 장착된 스위치(9), 및 스위치(9)와 병렬로 장착된 저항(11)을 포함한다는 것을 제외하고는, 도 1의 회로(1)와 동등하다(공통 컴포넌트는 동일한 참조 번호를 가짐). 그러면, 유입 전류는 저항(11)에 의해 제한된다. 스위치(9)는 접지에 대하여 커패시터를 접속시키거나 분리시키는데 사용될 수 있다.

그러나, 도 2 및 도 3에 예시된 해결책도 어느 정도의 어려움을 제기한다.

따라서, 특히 전자기 밸브의 제어의 경우에, 시작에 대한 지연(즉, 운전자가 점화 키를 돌리는 순간과 시스템이 준비되어야 할 순간 사이의 지연)은 총 300 ms 정도의 비교적 짧은 지연이다. 게다가, 이 지연 동안, 커패시터의 예비충전 외의 다른 다수의 기타 동작들이 수행되어야 하며(진단, 리셋, 전력 공급원 개시 등), 따라서 커패시터(5)의 예비충전을 위해 보유된 시간이 거의 없다. 도 2 또는 도 3의 해결책 중 어느 것이든 열 방산에 의해 전류를 제한한다는 결점을 갖는다. 급속 예비충전이 필요한 경우에, 소모될 전력이 크고 제품의 라이프사이클(lifecycle)에 걸친 기능의 사용 시간에 비하여 비교적 부피가 크며 고가인 회로를 초래한다. 일 방안을 들면, 4.7 ms(RC 값)의 예비충전을 원하는 경우, R = 0.1 Ω 저항(10) 및 커패시턴스 C=47 mF의 커패시터(5)가 취해질 수 있다. 10V의 입력 전압 값 Ve을 취함으로써(배터리 전압은 종종 12V보다 다소 작음) 그리고 Ve/R에서 유입 전류의 최대 값을 추정함으로써, 100 A 정도의 유입 전류 또는 1000 W의 소모 전력이 얻어진다. 따라서, 소모 전력이 매우 크다. 저항이 낮은 값을 갖는다 해도, 이러한 구성은 매우 큰 크기의 전력 저항을 필요로 한다. 쓰루홀 실장형 저항만 사용될 수 있으며, SMC(표면 실장형 컴포넌트)의 사용이 고려될 수 없고, 심지어는 병렬의 2개의 저항을 사용할 필요가 있을 수도 있다. 그러므로, 이들 해결책은 공간의 손실을 초래할 뿐만 아니라 상당히 지나친 비용을 초래한다는 것을 쉽게 알 수 있다.

이에 관련하여, 본 발명의 목적은 용량성 소자의 신속한 예비충전을 경제적으로 제공하면서 회로를 형성하는 컴포넌트들이 차지하는 공간을 감소시키는 전압 승압 회로를 제공하는 것이다.

이를 위해, 본 발명은 전압 승압 회로로서,

- 제1 및 제2 단자를 포함하는 전압 소스;

- 적어도 하나의 인덕터 - 상기 인덕터의 제1 단자는 상기 전압 소스의 상기 제1 단자에 연결됨 - ;

- 적어도 하나의 다이오드 - 상기 다이오드의 애노드는 상기 인덕터의 제2 단자에 연결됨 - ;

- 적어도 하나의 커패시터 - 상기 커패시터의 제1 단자는 상기 다이오드의 캐소드에 연결됨 - ;

- 상기 인덕터의 상기 제2 단자와 상기 전압 소스의 상기 제2 단자 사이에 연결된 적어도 하나의 전류 스위치;

- 상기 커패시터의 제2 단자와 상기 전압 소스의 상기 제2 단자 사이에 연결된 제2 전류 스위치

를 포함하고, 상기 회로는 전류가 상기 커패시터의 상기 제2 단자로부터 상기 전압 소스의 상기 제1 단자로 흐를 수 있게 하는 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 전압 승압 회로를 제안한다.

용어 "커패시터"는 임의의 유형의 용량성 전하를 의미하는 것으로 이해되어야 하며, 이는 단일 커패시터일 수 있지만, 직렬로 또는 병렬로 장착된 복수의 커패시터를 포함하는 용량 뱅크(capacitive bank)일 수도 있다. 마찬가지로, 용어 "인덕터"는 단일 인덕터 뿐만 아니라 직렬로 또는 병렬로 장착된 복수의 인덕터를 포함한다.

본 발명에 의해, 제안한 구성은 열 방산에 의해 전류를 제한하는 것이 아니라 전류를 제어하는 것을 가능하게 하는 구조를 사용하는 이점을 제공한다. 전류가 커패시터의 제2 단자(화학 커패시터의 경우에 그의 음극)로부터 전압 소스의 제1 단자(자동차 배터리 전원 공급원의 경우에 배터리의 양의 단자)로 흐를 수 있게 할 수단의 추가는 용량 뱅크의 충전 전류를 제어하는 것을 가능하게 한다. 이들 수단은 통상적으로 다이오드에 의해 형성된다. 커패시터의 캐소드를 이 다이오드를 통하여 접지가 아니라 배터리에 연결함으로써, 인덕터의 소자(demagnetization)로부터 생기는 충전 전류가 흐르는 것이 허용된다.

더욱이, 승압 회로에서 보통 발견되는 손실을 제외하고는, 이 해결책은 제한 저항 또는 선형 모드 트랜지스터 기반의 전류 제어와는 달리 추가의 열을 방산하지 않는다. 본 발명에 따른 회로는 상당한 지나친 비용을 초래하는 전력 컴포넌트의 사용을 없애는 것을 가능하게 한다.

또한, 이러한 구성은 전압 승압 회로의 동작을 변경하지 않고, 종래의 PWM에 의해 충전 전류를 제어하는 것을 가능하게 하고, 용량 뱅크의 충전 상태에 상관없이 그리 한다. 용량성 소자를 접지로부터(그리고 접지로) 접속 해제(그리고 재접속)하는데 제2 스위치가 사용된다.

본 발명에 따른 시스템은 또한 모든 기술적으로 실현가능한 조합에 따라 또는 개별적으로 고려하여 아래의 특성들 중 하나 이상을 가질 수 있다.

특히 유리하게는, 전류가 상기 커패시터의 상기 제2 단자로부터 상기 전압 소스의 상기 제1 단자에 흐를 수 있게 하는 상기 수단은 제2 다이오드에 의해 형성되며, 상기 제2 다이오드의 애노드는 상기 커패시터의 상기 제2 단자에 연결되고 상기 제2 다이오드의 캐소드는 상기 전압 소스의 상기 제1 단자에 연결된다.

본 발명은 상기 적어도 하나의 커패시터가 화학 커패시터인 경우에 특히 유리하게 적용가능하다.

유리한 실시예에 따르면, 본 발명에 따른 회로는 상기 적어도 하나의 다이오드의 애노드와 상기 전압 소스의 상기 제2 단자 사이에 연결된 제2 커패시터를 포함한다.

또 다른 유리한 실시예에 따르면, 본 발명에 따른 회로는,

- n 개의 인덕터 Lbi - i는 1 내지 n의 범위이고, n은 2 이상의 자연수이며, 인덕터 Lbi의 각각은 상기 전압 소스의 상기 제1 단자에 연결된 각자의 제1 단자를 가짐 - 와;

- n 개의 다이오드 Dbi - i는 1 내지 n의 범위이고, 다이오드 Dbi의 각각은 상기 인덕터 Lbi의 제2 단자에 연결된 각자의 애노드를 가짐 - 와;

- n 개의 전류 스위치 Mbi - i는 1 내지 n의 범위이고, 스위치 Mbi의 각각은 상기 인덕터 Lbi의 상기 제2 단자와 상기 전압 소스의 상기 제2 단자 사이에 연결되고, 스위치 Mbi의 각각은 다른 스위치들이 개방되어 있는 동안 폐쇄되도록 제어됨 -

를 포함하며, 상기 적어도 하나의 커패시터는 상기 다이오드 Dbi의 각각의 캐소드에 연결된 각자의 제1 단자를 갖는다.

유리하게는, 상기 전압 소스는 자동차의 배터리에 의해 형성된다.

유리하게는, 본 발명의 따른 회로는 12V DC 전압을 42V DC 전압으로 변환한다.

본 발명의 다른 목적은, 전기 제어 부재(electrical control member)에서 전류를 제어하기 위하여 H 브릿지에 전력 제공하는데 본 발명에 따른 회로를 사용하는 것이며, 상기 적어도 하나의 커패시터의 단자에서의 전압이 전력 공급원 전압을 형성한다.

유리하게는, 전기 부재는 작동 부분(actuated part)을 구비한 액추에이터에 포함되며, 상기 전기 부재는 상기 작동 부분의 이동을 제어한다.

우선적으로, 상기 액추에이터는 전자기 밸브를 위한 액추에이터이다.

본 발명의 기타 특징 및 이점은 첨부 도면을 참조하여 표시되어 있는 바로서 그리고 비한정적인 방식으로 아래에서 주어진 본 발명의 상세한 설명으로부터 분명히 명백하게 될 것이다.

본 발명에 따르면, 용량성 소자의 신속한 예비충전을 경제적으로 제공하면서 회로를 형성하는 컴포넌트들이 차지하는 공간을 감소시키는 전압 승압 회로를 제공할 수 있다.

도 1은 현 기술 수준을 예시하는 전압 승압 회로의 전자 구조의 개략도이다.
도 2 및 도 3은 각각 현 기술 수준에 따른 전류 제한기 회로를 포함한 전압 승압 회로를 예시한다.
도 4는 본 발명에 따른 전압 승압 회로를 나타낸다.
도 5 및 도 6은 도 4에 나타낸 바와 같이 본 발명에 따른 전압 승압 회로의 전류 제한기 모드 동작을 예시한다.
도 7은 커패시터 예비충전 단계 동안 시간의 함수로서 전위 Vs의 동향을 나타낸다.
도 8은 본 발명의 제2 실시예에 따른 전압 승압 회로를 나타낸다.
도 9는 본 발명의 제3 실시예에 따른 전압 승압 회로를 나타낸다.

모든 도면에 있어서 공통 구성요소에는 동일한 참조 번호가 주어져 있다.

도 1 내지 도 3은 배경기술에 관련하여 이미 기재하였다.

도 4는 본 발명에 따른 전압 승압 회로(100)를 나타낸다.

회로(100)는,

- 입력 전압 Ve를 전달하는 제1 및 제2 단자(이 경우, +BAT 단자 및 접지)를 포함하는 자동차의 배터리로부터의 전압과 같은 전압 소스 S와,

- 인덕터 Lb - 상기 인덕터의 제1 단자는 전압 소스 S의 +BAT 단자에 연결됨 - 와,

- 다이오드 Db - 상기 다이오드의 애노드는 인덕터(3)의 제2 단자에 연결됨 - 와,

- 화학 커패시터 유형의 커패시터 Cb - 상기 커패시터의 제1 단자(양극)는 다이오드 Db의 캐소드에 연결됨(이 커패시터 Cb는 보통 단수형이 아니며, 종종 용량 뱅크에 의해 형성된다는 것을 유의해야 할 것임) - 와,

- 인덕터 Lb의 제2 단자와 접지 사이에 연결된 MOSFET 전계 효과 트랜지스터와 같은 전류 스위치 Mb,

- 커패시터 Cb의 제2 단자(음극)와 접지 사이에 연결된 제2 전류 스위치 M(MOSFET 트랜지스터 또는 릴레이형 전자기계 컴포넌트일 수 있음)와,

- 제2 다이오드 D - 상기 제2 다이오드의 애노드는 커패시터 Cb의 음극에 연결되고, 상기 제2 다이오드의 캐소드는 +BAT 단자에 연결됨 -

를 포함한다.

스위치 Mb는 스위칭 주기 T로써 듀티 사이클

를 갖는 PWM형 제어에 의해 제어된다.

유입 전류의 제한과 함께 커패시터 Cb의 예비충전 동안, 커패시터 Cb의 제2 단자(음극)가 접지가 아니라 배터리에 연결되도록 스위치 M은 개방된다.

유입 전류 제한기 모드에서의 회로(100)의 동작은 도 5 및 도 6을 참조하여 예시된다. 이들 도면 각각에서, 굵은 화살표는 전류의 방향을 나타낸다.

도 5에 도시된 바와 같이, 스위치 Mb가 전도될 때(Mb의 제어 신호는 0에서

T로 변함), 인덕터 Lb는 자화되고, 그러므로 스위치 Mb가 개방될 때 방출할(release) 에너지를 저장한다.

스위치 Mb의 개방 후에(Mb의 제어 신호는

T에서 T로 변함), 도 6에 도시된 바와 같이, 다이오드 Db 및 D가 이어서 전도되고, 따라서 에너지는 인덕터 Lb로부터 커패시터 Cb로 이동된다.

스위치 Mb가 다시 한번 전도될 때, 다이오드는 차단되고 커패시터는 그의 에너지를 방출할 수 없다. 따라서 상기 에너지는 각각의 스위칭 주기 T에서 축적된다.

제2 다이오드 D를 추가하고 커패시터 Cb의 음극을 접지로부터 접속 해제함으로써, 용량 뱅크 Cb의 충전 전류를 제어하는 것을 가능하게 한다. 커패시터 Cb의 캐소드를 이 스위치를 통하여 접지가 아니라 배터리에 연결함으로써, 인덕터 Lb의 소자로부터 생기는 충전 전류가 흐르는 것이 허용된다. 이러한 구성은 전압 승압 모드의 회로(100)의 동작을 변경하지 않으며, 종래의 PWM에 의해 충전 전류를 제어하는 것을 가능하게 하고, 용량 뱅크 Cb의 충전 상태에 상관없이 그리 한다.

변환기에서 보통 발견되는 손실 외에는, 이 해결책은 제한 저항 또는 선형 모드 트랜지스터 기반의 전류 제어와는 달리 추가적인 열을 방산하지 않는다.

애초부터, 스위치 M은 커패시터 Cb의 유입 전류없이(즉, 제어된 전류로써) 예비충전을 얻도록 개방된다는 것을 유의해야 할 것이다. 커패시터 Cb의 단자에서의 전압 Vc이 Ve와 동일할 때(또는 임의의 유입 전류를 피할 정도로 아주 조금 더 클 때), M은 전압 승압 회로로서의 동작을 위해 폐쇄될 수 있다.

커패시터 Cb의 예비충전 단계 동안 전위 Vs(접지에 대한 커패시터 Cb의 양 극에 대응하는 포인트 S의 전위)는 연속적이지 않다는 것을 또한 유의해야 할 것이다. 도 7은 시간의 함수로서 전압 Vs를 나타냄으로써 이 현상을 도시한다.

전위 Vs는 (전자기 밸브에 관한 적용의 경우 70 kHz 정도의) PWM의 주파수에서 스위칭된다(쵸핑된다). 실제로, 스위치 Mb가 전도될 때, 다이오드 Db와 D는 차단되며, 이는 0과 Vc 사이의 변하는 전압에서 전위 Vs를 설정한다. 스위치 Mb가 개방될 때, 다이오드 Db와 D는 전도되며, 이는 Ve+Vfd+Vc에서 전위 Vs를 설정하고, 여기에서 Vfd는 다이오드 D의 단자에서의 전압 강하를 나타낸다.

전압 Vs가 커패시터의 예비충전 단계 동안 가능한 적은 불연속성을 나타내야 하는 적용에 있어서, 2개의 해결책이 도 8 및 도 9에 예시되어 있다.

따라서 도 8은 Vs 불연속성 문제를 없앤 본 발명의 제2 실시예에 따른 전압 승압 회로(200)를 나타낸다.

회로(200)는, 다이오드 Db의 애노드와 접지 사이에 연결된 추가적인 커패시터 C를 포함한다는 것을 제외하고는, 도 4의 회로(100)와 동등하다. 그러므로 이 커패시터의 단자에서의 전압의 값은 전위 Vs의 값과 동일하다.

이 커패시터 C는 낮은 누설 전류 및 낮은 값을 갖는 커패시터이다(낮은 커패시턴스 "필름" 또는 세라믹 유형의 커패시터가 사용될 수 있음). 커패시터 C는 스위치 Mb가 전도될 때 전위 Vs를 유지하도록 접지와 출력 S 사이에 접속된다. 이 커패시터 C는 영구적으로 접속되며, 그리하여 이는 처음에 배터리 전압에서 충전된다(전압 강하를 허용함). 스위치 Mb가 전도될 때, 전위 Vs는 커패시터 C의 충전 전압에서 유지된다. 커패시터 C는 출력에 접속된 가능한 부하에 대하여 전류를 공급한다. 스위치 Mb가 개방될 때, 다이오드 Db와 D는 전도되고 전류는 이 커패시터 C 뿐만 아니라 용량 뱅크 Cb를 충전시킨다. C의 단자에서의 전압은 용량 뱅크 Cb에 의해 부여된 전압을 따른다. 이들 등급은 명백하게 시작시 출력에 접속된 부하에 따라 좌우된다.

도 9는 Vs 불연속성 문제를 또한 없앤 본 발명의 제3 실시예에 따른 전압 승압 회로(300)를 나타낸다.

단일셀 회로인 도 4 및 도 8의 회로(100 및 200)와는 달리, 회로(300)는 다수셀 회로이고, 즉 이 회로(300)는 n 개의 셀을 포함하며, 각각은 인덕터-다이오드-스위치 3가지(Lbi, Dbi, Mbi)(i는 1 내지 n의 범위이며, n은 엄격히 1보다 큰 자연수임)로 구성된다. 도 9의 예에서, n은 2와 동일하다.

인덕터 Lbi의 각각은 +BAT 단자에 연결된 각자의 제1 단자를 갖는다.

다이오드 Dbi의 각각은 인덕터 Lbi의 제2 단자에 연결된 각자의 애노드를 갖는다.

스위치 Mbi의 각각은 인덕터 Lbi의 제2 단자와 접지 사이에 연결된다.

예비충전될 커패시터 Cb는 다이오드 Dbi의 각각의 캐소드에 연결된 각자의 제1 단자(양극)를 갖는다.

회로(100 및 200)와 같이, 회로(300)는,

- 커패시터 Cb의 음극과 접지 사이에 연결된 전류 스위치 M과,

- 다이오드 D - 상기 다이오드의 애노드는 커패시터 Cb의 음 극에 연결되고, 상기 다이오드의 캐소드는 +BAT 단자에 연결됨 -

를 포함한다.

그러므로, 이 경우에는 여러 승압 회로를 동시에 형성하는 여러 셀들이 있다. 이들 셀들은 다양한 스위치들 Mbi이 다같이 폐쇄되지 않도록 동기화되지 않는다(그들 각각이 차례차례 폐쇄됨). 이러한 유형의 다수셀 구성은 커패시터 Cb의 충전 전류에 대한 리플을 감소시킨다(명백하게, 커패시터 Cb에 대한 충전 연속성을 보장할 충분한 셀이 있어야 함; 즉, n은 종종 2보다 큼). 단일 셀 이상의 다수셀 구성의 이점은, 전류 리플을 현저하게 감소시키고(단일 셀 시스템과 동일한 리플을 얻기 위해, 매우 높은 값의 인덕터가 사용될 것임) 전력을 분배시킨다는 것이다.

셀들 사이의 단계 차이는 각각의 순간에 다이오드들 Dbi 중 적어도 하나가 전도하고 있음을 보장한다. 그러므로, 전위 Vs는 값 Ve+Vfd+Vc에서 유지되며, 여기에서 Vfd는 다이오드 D의 단자에서의 전압 강하를 나타낸다. 도 9에 도시된 예에서, 스위치 Mb1는 폐쇄되고(따라서 스위치 Mb2가 개방됨), 다이오드 Db2는 전도되고 있다. 빗금친 화살표와 굵은 화살표는 각각 현재 단계가 인덕터 Lbi의 자화 단계인지 아니면 커패시터 Cb의 예비충전 단계인지에 따른 전류의 2개의 가능한 경로를 나타낸다.

명백하게, 본 발명은 금방 기재한 실시예들에 한정되지 않는다.

특히, 본 발명이 +BAT 단자에 커패시터의 풋(foot)을 연결하는 것을 가능하게 하는 다이오드를 사용하는 경우에 있어서 보다 구체적으로 기재되었지만, 전류가 커패시터의 제2 단자로부터 +BAT 단자로 흐를 수 있게 하는 다른 수단도 또한 사용될 수 있고, 따라서 커패시터의 음극과 +BAT 단자 사이에 직렬로 스위치를 사용하는 것이 가능하며, 이 스위치는 스위치 Mb가 개방되는 순간에 폐쇄된다.

마찬가지로, 기재한 실시예들은 스위치로서 사용된 MOSFET 트랜지스터를 구현하지만, 다른 유형의 트랜지스터(예를 들어 IGBT)도 또한 본 발명의 틀에서 벗어나지 않고서 사용될 수 있다.

마지막으로, 임의의 수단이 동등한 수단으로 교체될 수 있다.

S: 전압 소스
Lb: 인덕터
Db: 다이오드
Cb: 커패시터
Mb: 전류 스위치

Claims

전압 승압 회로(100)에 있어서,
제1 단자(+BAT) 및 제2 단자를 포함하는 전압 소스(S)와,
적어도 하나의 인덕터(Lb) - 상기 인덕터의 제1 단자는 상기 전압 소스(S)의 상기 제1 단자(+BAT)에 연결됨 - 와,
적어도 하나의 다이오드(Db) - 상기 다이오드(Db)의 애노드는 상기 인덕터(Lb)의 제2 단자에 연결됨 - 와,
적어도 하나의 커패시터(Cb) - 상기 커패시터(Cb)의 제1 단자는 상기 다이오드(Db)의 캐소드에 연결됨 - 와,
상기 인덕터(Lb)의 상기 제2 단자와 상기 전압 소스(S)의 상기 제2 단자 사이에 연결된 적어도 하나의 전류 스위치(Mb)와,
상기 커패시터(Cb)의 제2 단자와 상기 전압 소스(S)의 상기 제2 단자 사이에 연결된 제2 전류 스위치(M)를 포함하고,
상기 회로(100)는 전류가 상기 커패시터(Cb)의 상기 제2 단자로부터 상기 전압 소스(S)의 상기 제1 단자(+BAT)로 흐를 수 있게 하는 수단(D)을 포함하는 것을 특징으로 하는 전압 승압 회로.
청구항 1에 있어서, 상기 전류가 상기 커패시터(Cb)의 상기 제2 단자로부터 상기 전압 소스(S)의 상기 제1 단자(+BAT)로 흐를 수 있게 하는 수단(D)은 제2 다이오드(D)에 의해 형성되며, 상기 제2 다이오드(D)의 애노드는 상기 커패시터(Cb)의 상기 제2 단자에 연결되고 상기 제2 다이오드(D)의 캐소드는 상기 전압 소스(S)의 상기 제1 단자(+BAT)에 연결되는 것을 특징으로 하는 전압 승압 회로.
청구항 1 또는 청구항 2에 있어서, 상기 적어도 하나의 커패시터(Cb)는 화학 커패시터(chemical capacitor)인 것을 특징으로 하는 전압 승압 회로.
청구항 1 내지 청구항 3 중 어느 한 항에 있어서, 상기 적어도 하나의 다이오드(Db)의 애노드와 상기 전압 소스(S)의 상기 제2 단자 사이에 연결된 제2 커패시터(C)를 포함하는 것을 특징으로 하는 전압 승압 회로.
청구항 1 내지 청구항 3 중 어느 한 항에 있어서,
n 개의 인덕터(Lbi) - i는 1 내지 n의 범위이며, n은 2 이상의 자연수이고, 상기 인덕터(Lbi)의 각각은 상기 전압 소스(S)의 상기 제1 단자(+BAT)에 연결된 각자의 제1 단자를 가짐 - 와,
n 개의 다이오드(Dbi) - i는 1 내지 n의 범위이며, 상기 다이오드(Dbi)의 각각은 상기 인덕터(Lbi)의 제2 단자에 연결된 각자의 애노드를 가짐 - 와,
n 개의 전류 스위치(Mbi) - i는 1 내지 n의 범위이며, 상기 스위치(Mbi)의 각각은 상기 인덕터(Lbi)의 상기 제2 단자와 상기 전압 소스(S)의 상기 제2 단자 사이에 연결되고, 상기 스위치(Mbi)의 각각은 다른 스위치들이 개방되는 동안에 폐쇄되도록 제어됨 - 를 포함하고,
상기 적어도 하나의 커패시터(Cb)는 상기 다이오드(Dbi) 각각의 캐소드에 연결된 각자의 제1 단자를 갖는 것을 특징으로 하는 전압 승압 회로.
청구항 1 내지 청구항 5 중 어느 한 항에 있어서, 상기 전압 소스는 자동차의 배터리에 의해 형성되는 것을 특징으로 하는 전압 승압 회로.
청구항 1 내지 청구항 6 중 어느 한 항에 있어서, 12V DC 전압을 42V DC 전압으로 변환하는 것을 특징으로 하는 전압 승압 회로.
청구항 1 내지 청구항 6 중 어느 한 항에 있어서, 전기 제어 부재에서 전류를 제어하기 위하여 H 브릿지에 전력 제공하고(power), 상기 적어도 하나의 커패시터의 단자에서의 전압이 전력 공급원 전압을 형성하는 것을 특징으로 하는 전압 승압 회로.
청구항 8에 있어서, 상기 전기 제어 부재는 작동된 부분을 구비한 액추에이터에 포함되고, 상기 전기 제어 부재는 상기 작동된 부분의 이동을 제어하는 것을 특징으로 하는 전압 승압 회로.
청구항 9에 있어서, 상기 액추에이터는 전자기 밸브를 위한 액추에이터인 것을 특징으로 하는 전압 승압 회로.