JP2011259167A - 三角波発生回路 - Google Patents

Abstract

【課題】 互いに同期し電圧範囲が異なる複数の三角波を高周波かつ高精度で発生する。
【解決手段】 第１充放電回路は、第１コンデンサに、所定の電流値で充電させるための第１電流または所定の電流値で放電させるための第２電流を供給する第１電流供給回路と、第１コンデンサの両端電圧が第１または第２基準電圧に達した場合に、第１電流供給回路から第１コンデンサに供給される第１，２電流を切り替える第１充放電制御回路と、を有し、第２充放電回路は、第２コンデンサに、所定の電流値で充電させるための第３電流または所定の電流値で放電させるための第４電流を供給する第２電流供給回路と、第１コンデンサの両端電圧が第１または第２基準電圧の何れか一方に達した場合、および第２コンデンサの両端電圧が第３基準電圧に達した場合に、第２電流供給回路から第２コンデンサに供給される第３，４電流を切り替える第２充放電制御回路と、を有する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、三角波発生回路に関する。

携帯電話機などの電子機器で使用される直流電圧を生成する電源として、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation：パルス幅変調）制御によって所望の直流電圧を生成するスイッチング電源が一般に知られている。
例えば、特許文献１では、２つの三角波Ｓ１およびＳ２を用いて、電池電圧より高い電圧を得る昇圧動作時および低い電圧を得る降圧動作時のいずれにおいても、安定した電圧を効率よく供給することができる昇降圧型スイッチング電源装置が開示されている。また、当該スイッチング電源装置においては、オペアンプ（演算増幅器４１）を含む反転増幅回路（第２の三角波発生回路９）を用いて、三角波Ｓ１とは電圧範囲が異なる三角波Ｓ２を生成している。
このようにして、互いに電圧範囲が異なる２つの三角波を用いてＰＷＭ信号を生成し、電池電圧より高いまたは低い直流電圧を生成することができる。

特開平１０−２４３６４２号公報

しかしながら、特許文献１のスイッチング電源装置では、オペアンプのスルーレートなどによって、三角波Ｓ２に遅延が発生する。そして、三角波Ｓ１の周波数が高い（周期が短い）ほど、２つの三角波の位相差は大きくなる。
そのため、当該スイッチング電源装置のスイッチング周波数は、オペアンプの応答特性によって制限され、高くすることができない。

前述した課題を解決する主たる本発明は、第１のコンデンサを充放電して、前記第１のコンデンサの両端電圧を第１の三角波として出力する第１の充放電回路と、第２のコンデンサを充放電して、前記第２のコンデンサの両端電圧を前記第１の三角波に同期する第２の三角波として出力する第２の充放電回路と、を備え、前記第１の充放電回路は、前記第１のコンデンサに、所定の電流値で充電させるための第１の電流または所定の電流値で放電させるための第２の電流を供給する第１の電流供給回路と、前記第１のコンデンサの両端電圧が第１の基準電圧または前記第１の基準電圧より高い第２の基準電圧に達した場合に、前記第１の電流供給回路から前記第１のコンデンサに供給される前記第１の電流と前記第２の電流とを切り替える第１の充放電制御回路と、を有し、前記第２の充放電回路は、前記第２のコンデンサに、所定の電流値で充電させるための第３の電流または所定の電流値で放電させるための第４の電流を供給する第２の電流供給回路と、前記第１のコンデンサの両端電圧が前記第１または第２の基準電圧の何れか一方に達した場合、および前記第２のコンデンサの両端電圧が第３の基準電圧に達した場合に、前記第２の電流供給回路から前記第２のコンデンサに供給される前記第３の電流と前記第４の電流とを切り替える第２の充放電制御回路と、を有することを特徴とする三角波発生回路である。

本発明の他の特徴については、添付図面及び本明細書の記載により明らかとなる。

本発明によれば、互いに同期し電圧範囲が異なる複数の三角波を高周波かつ高精度で発生することができる。

本発明の第１実施形態における三角波発生回路の構成を示す回路ブロック図である。 本発明の第１実施形態における三角波発生回路の動作を説明する図である。 本発明の第２実施形態における三角波発生回路の構成を示す回路ブロック図である。 本発明の第２実施形態における三角波発生回路の動作を説明する図である。 本発明の第３実施形態における三角波発生回路の構成を示す回路ブロック図である。 本発明の第３実施形態における三角波発生回路の動作を説明する図である。 三角波発生回路の他の構成例を示す回路ブロック図である。 図７に示した三角波発生回路の動作を説明する図である。 三角波発生回路のさらに他の構成例を示す回路ブロック図である。 充放電回路の他の構成例を示す回路ブロック図である。

本明細書および添付図面の記載により、少なくとも以下の事項が明らかとなる。
以下の説明において、三角波は、上昇および下降の傾きの絶対値が等しい対称三角波のほか、上昇および下降の傾きの絶対値が異なる非対称三角波やのこぎり波（鋸歯状波）を含むものとする。

＜第１実施形態＞
＝＝＝三角波発生回路の構成＝＝＝
以下、図１を参照して、本発明の第１の実施形態における三角波発生回路の構成について説明する。
図１に示されている三角波発生回路は、充放電回路１ａおよび２ａを含んで構成されている。

充放電回路１ａ（第１の充放電回路）は、ＲＳＦＦ（ＲＳ型フリップフロップ）１１、電流源１２、１３、ＮＭＯＳ（N-channel Metal-Oxide Semiconductor：Ｎチャネル金属酸化膜半導体）トランジスタ１４、コンデンサ１５、およびコンパレータ（比較器）１６、１７を含んで構成されている。なお、充放電回路１ａのうち、電流源１２および１３が第１の電流供給回路に相当し、ＲＳＦＦ１１、ＮＭＯＳトランジスタ１４、およびコンパレータ１６、１７が第１の充放電制御回路に相当する。また、第１の充放電制御回路のうち、ＮＭＯＳトランジスタ１４が第１のスイッチ回路に相当し、ＲＳＦＦ１１、およびコンパレータ１６、１７が第１のスイッチ制御回路に相当する。

ＲＳＦＦ１１のＳ入力（セット入力）には、コンパレータ１６から出力される充放電切り替え信号ＵＤ１が入力され、Ｒ入力（リセット入力）には、コンパレータ１７から出力される充放電切り替え信号ＤＵ１が入力されている。また、ＲＳＦＦ１１から出力される放電制御信号Ｓｄ１は、ＮＭＯＳトランジスタ１４のゲートに入力されている。

電源電位ＶＤＤに接続された電流源１２（第１の電流源）、ＮＭＯＳトランジスタ１４、およびグランド電位に接続された電流源１３（第２の電流源）は、当該順序で直列に接続されている。また、コンデンサ１５（第１のコンデンサ）の一端は、電流源１２とＮＭＯＳトランジスタ１４との接続点に接続され、他端は、グランド電位に接続されている。そして、コンデンサ１５の両端電圧は、三角波Ｖｔ１（第１の三角波）として充放電回路１ａから出力されている。

コンパレータ１６の反転入力には、基準電圧ＶＨ１（第２の基準電圧）が印加され、非反転入力には、三角波Ｖｔ１が入力されている。また、コンパレータ１７の非反転入力には、基準電圧ＶＬ１（第１の基準電圧）が印加され、反転入力には、三角波Ｖｔ１が入力されている。そして、前述したように、コンパレータ１６および１７からそれぞれ出力される充放電切り替え信号ＵＤ１およびＤＵ１は、ＲＳＦＦ１１に入力されている。

充放電回路２ａ（第２の充放電回路）は、ＲＳＦＦ２１、電流源２２、２３、ＮＭＯＳトランジスタ２４、コンデンサ２５、およびコンパレータ２６を含んで構成されている。なお、充放電回路２ａのうち、電流源２２および２３が第２の電流供給回路に相当し、ＲＳＦＦ２１、ＮＭＯＳトランジスタ２４、およびコンパレータ２６が第２の充放電制御回路に相当する。また、第２の充放電制御回路のうち、ＮＭＯＳトランジスタ２４が第２のスイッチ回路に相当し、ＲＳＦＦ２１およびコンパレータ２６が第２のスイッチ制御回路に相当する。

ＲＳＦＦ２１のＳ入力には、コンパレータ２６から出力される充放電切り替え信号ＵＤ２が入力され、Ｒ入力には、コンパレータ１６から出力される充放電切り替え信号ＵＤ１が入力されている。また、ＲＳＦＦ２１から出力される放電制御信号Ｓｄ２は、ＮＭＯＳトランジスタ２４のゲートに入力されている。

電源電位ＶＤＤに接続された電流源２２（第３の電流源）、ＮＭＯＳトランジスタ２４、およびグランド電位に接続された電流源２３（第４の電流源）は、当該順序で直列に接続されている。また、コンデンサ２５（第２のコンデンサ）の一端は、電流源２２とＮＭＯＳトランジスタ２４との接続点に接続され、他端は、グランド電位に接続されている。そして、コンデンサ２５の両端電圧は、三角波Ｖｔ２（第２の三角波）として充放電回路２ａから出力されている。

コンパレータ２６の反転入力には、基準電圧ＶＨ２（第３の基準電圧）が印加され、非反転入力には、三角波Ｖｔ２が入力されている。そして、前述したように、コンパレータ２６から出力される充放電切り替え信号ＵＤ２は、ＲＳＦＦ２１に入力されている。

＝＝＝三角波発生回路の動作＝＝＝
以下、図１および図２を参照して、本実施形態における三角波発生回路の動作について説明する。

まず、充放電回路１ａの動作について説明する。
放電制御信号Ｓｄ１がロー・レベルの間、ＮＭＯＳトランジスタ１４はオフとなるため、コンデンサ１５には、電流源１２からのソース電流（吐き出し電流）Ｉ１２のみが供給される。
ここで、コンデンサ１５の容量をＣ１５とし、コンデンサ１５の両端電圧Ｖｔ１を時間ｔで微分すると、
ｄＶｔ１／ｄｔ＝Ｉ１２／Ｃ１５
となる。したがって、コンデンサ１５は、電流Ｉ１２（第１の電流）によって充電され、電流Ｉ１２の電流値を一定とすることによって、電圧Ｖｔ１は一定の傾きで上昇する。

また、電圧Ｖｔ１が基準電圧ＶＨ１まで上昇すると、充放電切り替え信号ＵＤ１がハイ・レベルとなるため、放電制御信号Ｓｄ１がロー・レベルからハイ・レベルへと切り替わる。そして、放電制御信号Ｓｄ１がハイ・レベルの間、ＮＭＯＳトランジスタ１４はオンとなるため、コンデンサ１５には、電流源１２からのソース電流Ｉ１２および電流源１３からのシンク電流（吸い込み電流）Ｉ１３（＞Ｉ１２）の両方が供給される。

ここで、コンデンサ１５の両端電圧Ｖｔ１を時間ｔで微分すると、
ｄＶｔ１／ｄｔ＝−（Ｉ１３−Ｉ１２）／Ｃ１５
となる。したがって、コンデンサ１５は、電流Ｉ１３およびＩ１２の差電流Ｉ１３−Ｉ１２（第２の電流）によって放電され、電流Ｉ１２およびＩ１３の電流値を一定とすることによって、電圧Ｖｔ１は一定の傾きで下降する。

さらに、電圧Ｖｔ１が基準電圧ＶＬ１（＜ＶＨ１）まで下降すると、充放電切り替え信号ＤＵ１がハイ・レベルとなるため、放電制御信号Ｓｄ１がハイ・レベルから再びロー・レベルへと切り替わる。

このようにして、充放電回路１ａは、コンデンサ１５の両端電圧Ｖｔ１が基準電圧ＶＬ１まで下降した場合には、ＮＭＯＳトランジスタ１４をオフし、電流Ｉ１２を供給することによって、コンデンサ１５を一定の電流値で充電する。一方、コンデンサ１５の両端電圧Ｖｔ１が基準電圧ＶＨ１まで上昇した場合には、ＮＭＯＳトランジスタ１４をオンし、電流Ｉ１３およびＩ１２の差電流Ｉ１３−Ｉ１２を供給することによって、コンデンサ１５を一定の電流値で放電する。そして、当該動作を繰り返すことによって、コンデンサ１５の両端電圧Ｖｔ１は、基準電圧ＶＬ１まで下降すると上昇へと切り替わり、基準電圧ＶＨ１まで上昇すると下降へと切り替わる三角波となる。

次に、充放電回路２ａの動作について説明する。
前述したように、ＲＳＦＦ２１のＲ入力には、充放電切り替え信号ＵＤ１が入力されているため、充放電回路１ａにおいて、コンデンサ１５の両端電圧Ｖｔ１が基準電圧ＶＨ１まで上昇すると、放電制御信号Ｓｄ２がハイ・レベルからロー・レベルへと切り替わる。そして、放電制御信号Ｓｄ２がロー・レベルの間、ＮＭＯＳトランジスタ２４はオフとなるため、コンデンサ２５には、電流源２２からのソース電流Ｉ２２のみが供給される。

ここで、コンデンサ２５の容量をＣ２５とし、コンデンサ２５の両端電圧Ｖｔ２を時間ｔで微分すると、
ｄＶｔ２／ｄｔ＝Ｉ２２／Ｃ２５
となる。したがって、コンデンサ２５は、電流Ｉ２２（第３の電流）によって充電され、電流Ｉ２２の電流値を一定とすることによって、電圧Ｖｔ２は一定の傾きで上昇する。

また、電圧Ｖｔ２が基準電圧ＶＨ２まで上昇すると、充放電切り替え信号ＵＤ２がハイ・レベルとなるため、放電制御信号Ｓｄ２がロー・レベルからハイ・レベルへと切り替わる。そして、放電制御信号Ｓｄ２がハイ・レベルの間、ＮＭＯＳトランジスタ２４はオンとなるため、コンデンサ２５には、電流源２２からのソース電流Ｉ２２および電流源２３からのシンク電流Ｉ２３（＞Ｉ２２）の両方が供給される。

ここで、コンデンサ２５の両端電圧Ｖｔ２を時間ｔで微分すると、
ｄＶｔ２／ｄｔ＝−（Ｉ２３−Ｉ２２）／Ｃ２５
となる。したがって、コンデンサ２５は、電流Ｉ２３およびＩ２２の差電流Ｉ２３−Ｉ２２（第４の電流）によって放電され、電流Ｉ２２およびＩ２３の電流値を一定とすることによって、電圧Ｖｔ２は一定の傾きで下降する。

このようにして、充放電回路２ａは、コンデンサ１５の両端電圧Ｖｔ１が基準電圧ＶＨ１まで上昇した場合には、ＮＭＯＳトランジスタ２４をオフし、電流Ｉ２２を供給することによって、コンデンサ２５を一定の電流値で充電する。一方、コンデンサ２５の両端電圧Ｖｔ２が基準電圧ＶＨ２まで上昇した場合には、ＮＭＯＳトランジスタ２４をオンし、電流Ｉ２３およびＩ２２の差電流Ｉ２３−Ｉ２２を供給することによって、コンデンサ２５を一定の電流値で放電する。そして、当該動作を繰り返すことによって、コンデンサ２５の両端電圧Ｖｔ２は、三角波Ｖｔ１が上昇から下降へと切り替わるタイミングで上昇へと切り替わり、基準電圧ＶＨ２まで上昇すると下降へと切り替わる三角波となる。

以上のように、本実施形態の三角波発生回路は、オペアンプを用いないため、互いに同期し、電圧範囲が異なる２つの三角波Ｖｔ１およびＶｔ２を高周波かつ高精度で発生することができる。なお、本実施形態では、三角波Ｖｔ１が上昇から下降へと切り替わるタイミングと、三角波Ｖｔ２が下降から上昇へと切り替わるタイミングとが一致している。

＜第２実施形態＞
＝＝＝三角波発生回路の構成＝＝＝
以下、図３を参照して、本発明の第２の実施形態における三角波発生回路の構成について説明する。
図３に示されている三角波発生回路は、充放電回路１ｂおよび２ｂを含んで構成されている。

充放電回路１ｂ（第１の充放電回路）は、第１実施形態の充放電回路１ａと同様の構成となっており、充放電回路１ｂから充放電回路２ｂには、充放電切り替え信号ＤＵ１が入力されている。

充放電回路２ｂ（第２の充放電回路）は、ＲＳＦＦ２１、電流源２２、２３、ＮＭＯＳトランジスタ２４、コンデンサ２５、およびコンパレータ２７を含んで構成されている。なお、充放電回路２ｂのうち、電流源２２および２３が第２の電流供給回路に相当し、ＲＳＦＦ２１、ＮＭＯＳトランジスタ２４、およびコンパレータ２７が第２の充放電制御回路に相当する。また、第２の充放電制御回路のうち、ＮＭＯＳトランジスタ２４が第２のスイッチ回路に相当し、ＲＳＦＦ２１およびコンパレータ２７が第２のスイッチ制御回路に相当する。

ＲＳＦＦ２１のＲ入力には、コンパレータ２７から出力される充放電切り替え信号ＤＵ２が入力され、Ｓ入力には、コンパレータ１７から出力される充放電切り替え信号ＤＵ１が入力されている。また、ＲＳＦＦ２１から出力される放電制御信号Ｓｄ２は、ＮＭＯＳトランジスタ２４のゲートに入力されている。

電源電位ＶＤＤに接続された電流源２２（第３の電流源）、ＮＭＯＳトランジスタ２４、およびグランド電位に接続された電流源２３（第４の電流源）は、当該順序で直列に接続されている。また、コンデンサ２５（第２のコンデンサ）の一端は、電流源２２とＮＭＯＳトランジスタ２４との接続点に接続され、他端は、グランド電位に接続されている。そして、コンデンサ２５の両端電圧は、三角波Ｖｔ２（第２の三角波）として充放電回路２ｂから出力されている。

コンパレータ２７の非反転入力には、基準電圧ＶＬ２（第３の基準電圧）が印加され、反転入力には、三角波Ｖｔ２が入力されている。そして、前述したように、コンパレータ２７から出力される充放電切り替え信号ＤＵ２は、ＲＳＦＦ２１に入力されている。

＝＝＝三角波発生回路の動作＝＝＝
以下、図３および図４を参照して、本実施形態における三角波発生回路の動作について説明する。

まず、充放電回路１ｂの動作は、第１実施形態の充放電回路１ａの動作と同様である。したがって、コンデンサ１５の両端電圧Ｖｔ１は、基準電圧ＶＬ１まで下降すると上昇へと切り替わり、基準電圧ＶＨ１まで上昇すると下降へと切り替わる三角波となる。

次に、充放電回路２ｂの動作について説明する。
前述したように、ＲＳＦＦ２１のＳ入力には、充放電切り替え信号ＤＵ１が入力されているため、充放電回路１ｂにおいて、コンデンサ１５の両端電圧Ｖｔ１が基準電圧ＶＬ１まで下降すると、放電制御信号Ｓｄ２がロー・レベルからハイ・レベルへと切り替わる。そして、放電制御信号Ｓｄ２がハイ・レベルの間、ＮＭＯＳトランジスタ２４はオンとなるため、コンデンサ２５には、電流源２２からのソース電流Ｉ２２および電流源２３からのシンク電流Ｉ２３（＞Ｉ２２）の両方が供給される。
したがって、コンデンサ２５は、電流Ｉ２３およびＩ２２の差電流Ｉ２３−Ｉ２２（第４の電流）によって放電され、電流Ｉ２２およびＩ２３の電流値を一定とすることによって、電圧Ｖｔ２は一定の傾きで下降する。

また、電圧Ｖｔ２が基準電圧ＶＬ２まで下降すると、充放電切り替え信号ＤＵ２がハイ・レベルとなるため、放電制御信号Ｓｄ２がハイ・レベルからロー・レベルへと切り替わる。そして、放電制御信号Ｓｄ２がロー・レベルの間、ＮＭＯＳトランジスタ２４はオフとなるため、コンデンサ２５には、電流源２２からのソース電流Ｉ２２のみが供給される。
したがって、コンデンサ２５は、電流Ｉ２２（第３の電流）によって充電され、電流Ｉ２２の電流値を一定とすることによって、電圧Ｖｔ２は一定の傾きで上昇する。

このようにして、充放電回路２ｂは、コンデンサ１５の両端電圧Ｖｔ１が基準電圧ＶＬ１まで下降した場合には、ＮＭＯＳトランジスタ２４をオンし、電流Ｉ２３およびＩ２２の差電流Ｉ２３−Ｉ２２を供給することによって、コンデンサ２５を一定の電流値で放電する。一方、コンデンサ２５の両端電圧Ｖｔ２が基準電圧ＶＬ２まで下降した場合には、ＮＭＯＳトランジスタ２４をオフし、電流Ｉ２２を供給することによって、コンデンサ２５を一定の電流値で充電する。そして、当該動作を繰り返すことによって、コンデンサ２５の両端電圧Ｖｔ２は、三角波Ｖｔ１が下降から上昇へと切り替わるタイミングで下降へと切り替わり、基準電圧ＶＬ２まで下降すると上昇へと切り替わる三角波となる。

以上のように、本実施形態の三角波発生回路は、オペアンプを用いないため、互いに同期し、電圧範囲が異なる２つの三角波Ｖｔ１およびＶｔ２を高周波かつ高精度で発生することができる。なお、本実施形態では、三角波Ｖｔ１が下降から上昇へと切り替わるタイミングと、三角波Ｖｔ２が上昇から下降へと切り替わるタイミングとが一致している。

＜第３実施形態＞
＝＝＝三角波発生回路の構成＝＝＝
以下、図５を参照して、本発明の第３の実施形態における三角波発生回路の構成について説明する。
図５に示されている三角波発生回路は、充放電回路１ｃおよび２ａを含んで構成されている。

充放電回路１ｃ（第１の充放電回路）は、ＲＳＦＦ１１、電流源１２、１３、ＮＭＯＳトランジスタ１４、コンデンサ１５、コンパレータ１６、１７、エッジ検出回路１８、およびＯＲ回路（論理和回路）を含んで構成されている。なお、充放電回路１ｃのうち、電流源１２および１３が第１の電流供給回路に相当し、ＲＳＦＦ１１、ＮＭＯＳトランジスタ１４、およびコンパレータ１６、１７が第１の充放電制御回路に相当する。また、第１の充放電制御回路のうち、ＮＭＯＳトランジスタ１４が第１のスイッチ回路に相当し、ＲＳＦＦ１１、およびコンパレータ１６、１７が第１のスイッチ制御回路に相当する。

エッジ検出回路１８には、クロック信号ＣＬＫが入力され、エッジ検出回路１８からは、エッジ検出信号ＥＧが出力されている。また、ＯＲ回路１９には、エッジ検出信号ＥＧおよびコンパレータ１６の出力信号が入力されている。

ＲＳＦＦ１１のＳ入力には、ＯＲ回路１９から出力される充放電切り替え信号ＵＤ１が入力され、Ｒ入力には、コンパレータ１７から出力される充放電切り替え信号ＤＵ１が入力されている。また、ＲＳＦＦ１１から出力される放電制御信号Ｓｄ１は、ＮＭＯＳトランジスタ１４のゲートに入力されている。

電源電位ＶＤＤに接続された電流源１２（第１の電流源）、ＮＭＯＳトランジスタ１４、およびグランド電位に接続された電流源１３（第２の電流源）は、当該順序で直列に接続されている。また、コンデンサ１５（第１のコンデンサ）の一端は、電流源１２とＮＭＯＳトランジスタ１４との接続点に接続され、他端は、グランド電位に接続されている。そして、コンデンサ１５の両端電圧は、三角波Ｖｔ１（第１の三角波）として充放電回路１ｃから出力されている。

コンパレータ１６の反転入力には、基準電圧ＶＨ１（第２の基準電圧）が印加され、非反転入力には、三角波Ｖｔ１が入力されている。また、コンパレータ１７の非反転入力には、基準電圧ＶＬ１（第１の基準電圧）が印加され、反転入力には、三角波Ｖｔ１が入力されている。そして、前述したように、コンパレータ１６から出力される充放電切り替え信号ＵＤ１は、ＯＲ回路１９に入力され、コンパレータ１７から出力される充放電切り替え信号ＤＵ１は、ＲＳＦＦ１１に入力されている。

充放電回路２ａ（第２の充放電回路）は、第１実施形態の充放電回路２ａと同様の構成となっており、充放電回路１ｃから充放電回路２ａには、充放電切り替え信号ＵＤ１が入力されている。

＝＝＝三角波発生回路の動作＝＝＝
以下、図５および図６を参照して、本実施形態における三角波発生回路の動作について説明する。

まず、充放電回路１ｃの動作について説明する。
エッジ検出回路１８は、クロック信号ＣＬＫの立ち上がりエッジを検出し、パルス状のエッジ検出信号ＥＧを出力する。したがって、クロック信号ＣＬＫがエッジ検出回路１８に入力されない場合の充放電回路１ｃの動作は、第１実施形態の充放電回路１ａの動作と同様である。なお、この場合の三角波Ｖｔ１の周波数をｆｔとすると、本実施形態では、三角波Ｖｔ１をクロック信号ＣＬＫに同期させるためには、周波数ｆｔより高い周波数ｆｃのクロック信号ＣＬＫをエッジ検出回路１８に入力する必要がある。

周波数ｆｃ（＞ｆｔ）のクロック信号ＣＬＫがエッジ検出回路１８に入力されている場合、クロック信号ＣＬＫの立ち上がりエッジで充放電切り替え信号ＵＤ１がハイ・レベルとなるため、放電制御信号Ｓｄ１がロー・レベルからハイ・レベルへと切り替わる。そして、放電制御信号Ｓｄ１がハイ・レベルの間、ＮＭＯＳトランジスタ１４はオンとなるため、コンデンサ１５には、電流源１２からのソース電流Ｉ１２および電流源１３からのシンク電流Ｉ１３（＞Ｉ１２）の両方が供給される。
したがって、コンデンサ１５は、電流Ｉ１３およびＩ１２の差電流Ｉ１３−Ｉ１２（第２の電流）によって放電され、電流Ｉ１２およびＩ１３の電流値を一定とすることによって、電圧Ｖｔ１は一定の傾きで下降する。

また、電圧Ｖｔ１が基準電圧ＶＬ１まで下降すると、充放電切り替え信号ＤＵ１がハイ・レベルとなるため、放電制御信号Ｓｄ１がハイ・レベルからロー・レベルへと切り替わる。そして、放電制御信号Ｓｄ１がロー・レベルの間、ＮＭＯＳトランジスタ１４はオフとなるため、コンデンサ１５には、電流源１２からのソース電流Ｉ１２のみが供給される。
したがって、コンデンサ１５は、電流Ｉ１２（第１の電流）によって充電され、電流Ｉ１２の電流値を一定とすることによって、電圧Ｖｔ１は一定の傾きで上昇する。

このようにして、充放電回路１ｃは、クロック信号ＣＬＫの立ち上がりエッジでＮＭＯＳトランジスタ１４をオンし、電流Ｉ１３およびＩ１２の差電流Ｉ１３−Ｉ１２を供給することによって、コンデンサ１５を一定の電流値で放電する。一方、コンデンサ１５の両端電圧Ｖｔ１が基準電圧ＶＬ１まで下降した場合には、ＮＭＯＳトランジスタ１４をオフし、電流Ｉ１２を供給することによって、コンデンサ１５を一定の電流値で充電する。そして、当該動作を繰り返すことによって、コンデンサ１５の両端電圧Ｖｔ１は、クロック信号ＣＬＫの立ち上がりエッジで下降へと切り替わり、基準電圧ＶＬ１まで下降すると上昇へと切り替わる三角波となる。

次に、充放電回路２ａの動作は、第１実施形態の充放電回路２ａの動作と同様である。したがって、コンデンサ２５の両端電圧Ｖｔ２は、三角波Ｖｔ１が上昇から下降へと切り替わるタイミング、すなわち、クロック信号ＣＬＫの立ち上がりエッジで上昇へと切り替わり、基準電圧ＶＨ２まで上昇すると下降へと切り替わる三角波となる。

以上のように、本実施形態の三角波発生回路は、オペアンプを用いないため、いずれもクロック信号ＣＬＫに同期し、電圧範囲が異なる２つの三角波Ｖｔ１およびＶｔ２を高周波かつ高精度で発生することができる。なお、本実施形態では、三角波Ｖｔ１が上昇から下降へと切り替わるタイミング、および三角波Ｖｔ２が下降から上昇へと切り替わるタイミングが、クロック信号ＣＬＫの立ち上がりエッジと一致している。

前述したように、図１、図３、および図５に示した三角波発生回路において、充放電回路１ａ（１ｂ、１ｃ）は、コンデンサ１５の両端電圧Ｖｔ１が基準電圧ＶＬ１またはＶＨ１に達した場合に充電動作と放電動作とを切り替え、充放電回路２ａ（２ｂ）は、コンデンサ１５の両端電圧Ｖｔ１が基準電圧ＶＨ１（ＶＬ１）に達した場合、およびコンデンサ２５の両端電圧Ｖｔ２が基準電圧ＶＨ２（ＶＬ２）に達した場合に充電動作と放電動作とを切り替えることによって、オペアンプを用いることなく、互いに同期し、電圧範囲が異なる２つの三角波Ｖｔ１およびＶｔ２を高周波かつ高精度で発生することができる。

また、第１および第２の充放電制御回路は、それぞれＮＭＯＳトランジスタ１４および２４をオンまたはオフして充電電流と放電電流とを切り替えることによって、各充放電回路の充電動作と放電動作とを切り替えることができる。

また、コンデンサ１５には、ソース電流Ｉ１２を供給するとともにＮＭＯＳトランジスタ１４がオンの間のみシンク電流Ｉ１３（＞Ｉ１２）を供給し、コンデンサ２５には、ソース電流Ｉ２２を供給するとともにＮＭＯＳトランジスタ２４がオンの間のみシンク電流Ｉ２３（＞Ｉ２２）を供給することによって、コンデンサ１５を電流Ｉ１２によって充電するとともに差電流Ｉ１３−Ｉ１２によって放電し、コンデンサ２５を電流Ｉ２２によって充電するとともに差電流Ｉ２３−Ｉ２２によって放電することができる。

また、図５に示した三角波発生回路において、充放電回路１ｃは、クロック信号ＣＬＫに同期する三角波Ｖｔ１を出力することによって、オペアンプを用いることなく、いずれもクロック信号ＣＬＫに同期し、電圧範囲が異なる２つの三角波Ｖｔ１およびＶｔ２を高周波かつ高精度で発生することができる。

また、充放電回路１ｃは、クロック信号ＣＬＫの立ち上がりエッジのタイミングを示すエッジ検出信号ＥＧが入力された場合に充電動作と放電動作とを切り替えることによって、三角波Ｖｔ１が上昇から下降へと切り替わるタイミング、および三角波Ｖｔ２が下降から上昇へと切り替わるタイミングを、クロック信号ＣＬＫの立ち上がりエッジと一致させることができる。

なお、上記実施形態は、本発明の理解を容易にするためのものであり、本発明を限定して解釈するためのものではない。本発明は、その趣旨を逸脱することなく、変更、改良され得るとともに、本発明にはその等価物も含まれる。

上記第１ないし第３実施形態の各第１の充放電回路（１ａないし１ｃ）と各第２の充放電回路（２ａおよび２ｂ）とは、任意に組み合わせて用いることができる。例えば図７および図８に示すように、第１実施形態の充放電回路１ａと第２実施形態の充放電回路２ｂとを組み合わせて用いた場合、三角波Ｖｔ１が上昇から下降へと切り替わるタイミングと、三角波Ｖｔ２が上昇から下降へと切り替わるタイミングとが一致する。また、例えば図９に示すように、第１実施形態の充放電回路２ａと同様の構成となっている充放電回路３ａをさらに組み合わせて用いることによって、互いに同期し、電圧範囲が異なる３つの三角波Ｖｔ１ないしＶｔ３を高周波かつ高精度で発生することもできる。

上記実施形態では、各充放電回路は、シンク電流の供給および停止を切り替えることによって、コンデンサの充電および放電を切り替えているが、これに限定されるものではない。例えば図１０に示すように、コンデンサ１５を電流源１３（第１の電流源）とＮＭＯＳトランジスタ１４との接続点に接続し、ＲＳＦＦ１１の反転出力信号（充電制御信号Ｓｃ１）に応じて、電流源１２（第２の電流源）からのソース電流Ｉ１２の供給および停止を切り替える構成としてもよい。この場合、コンデンサ１５は、電流源１３からのシンク電流Ｉ１３（第１の電流）によって放電され、電流Ｉ１２およびＩ１３の差電流Ｉ１２−Ｉ１３（第２の電流）によって充電される。

１ａ〜１ｄ、２ａ、２ｂ、３ａ 充放電回路
１１ ＲＳＦＦ（ＲＳ型フリップフロップ）
１２、１３ 電流源
１４ ＮＭＯＳ（Ｎチャネル金属酸化膜半導体）トランジスタ
１５ コンデンサ
１６、１７ コンパレータ（比較器）
１８ エッジ検出回路
１９ ＯＲ回路（論理和回路）
２１ ＲＳＦＦ（ＲＳ型フリップフロップ）
２２、２３ 電流源
２４ ＮＭＯＳ（Ｎチャネル金属酸化膜半導体）トランジスタ
２５ コンデンサ
２６、２７ コンパレータ（比較器）
３１ ＲＳＦＦ（ＲＳ型フリップフロップ）
３２、３３ 電流源
３４ ＮＭＯＳ（Ｎチャネル金属酸化膜半導体）トランジスタ
３５ コンデンサ
３６ コンパレータ（比較器）

Claims (5)

1. 第１のコンデンサを充放電して、前記第１のコンデンサの両端電圧を第１の三角波として出力する第１の充放電回路と、
   第２のコンデンサを充放電して、前記第２のコンデンサの両端電圧を前記第１の三角波に同期する第２の三角波として出力する第２の充放電回路と、
   を備え、
   前記第１の充放電回路は、
   前記第１のコンデンサに、所定の電流値で充電させるための第１の電流または所定の電流値で放電させるための第２の電流を供給する第１の電流供給回路と、
   前記第１のコンデンサの両端電圧が第１の基準電圧または前記第１の基準電圧より高い第２の基準電圧に達した場合に、前記第１の電流供給回路から前記第１のコンデンサに供給される前記第１の電流と前記第２の電流とを切り替える第１の充放電制御回路と、
   を有し、
   前記第２の充放電回路は、
   前記第２のコンデンサに、所定の電流値で充電させるための第３の電流または所定の電流値で放電させるための第４の電流を供給する第２の電流供給回路と、
   前記第１のコンデンサの両端電圧が前記第１または第２の基準電圧の何れか一方に達した場合、および前記第２のコンデンサの両端電圧が第３の基準電圧に達した場合に、前記第２の電流供給回路から前記第２のコンデンサに供給される前記第３の電流と前記第４の電流とを切り替える第２の充放電制御回路と、
   を有することを特徴とする三角波発生回路。
2. 前記第１の充放電制御回路は、
   前記第１の電流供給回路から前記第１のコンデンサに供給される前記第１の電流と前記第２の電流とを切り替える第１のスイッチ回路と、
   前記第１のコンデンサの両端電圧が前記第１の基準電圧に達した場合には、前記第１の電流が前記第１のコンデンサに供給され、前記第１のコンデンサの両端電圧が前記第２の基準電圧に達した場合には、前記第２の電流が前記第１のコンデンサに供給されるように前記第１のスイッチ回路を制御する第１のスイッチ制御回路と、
   を含み、
   前記第２の充放電制御回路は、
   前記第２の電流供給回路から前記第２のコンデンサに供給される前記第３の電流と前記第４の電流とを切り替える第２のスイッチ回路と、
   前記第１のコンデンサの両端電圧が前記第１または第２の基準電圧の何れか一方に達した場合には、前記第３または第４の電流の一方が前記第２のコンデンサに供給され、前記第２のコンデンサの両端電圧が前記第３の基準電圧に達した場合には、前記第３または第４の電流の他方が前記第２のコンデンサに供給されるように前記第２のスイッチ回路を制御する第２のスイッチ制御回路と、
   を含むことを特徴とする請求項１に記載の三角波発生回路。
3. 前記第１の電流供給回路は、
   前記第１または第２の電流の何れか一方を供給する第１の電流源と、
   前記第１および第２の電流の和電流を供給する第２の電流源と、
   を含み、
   前記第２の電流供給回路は、
   前記第３または第４の電流の何れか一方を供給する第３の電流源と、
   前記第３および第４の電流の和電流を供給する第４の電流源と、
   を含み、
   前記第１のコンデンサには、前記第１のスイッチ回路がオフの間、前記第１の電流源からの電流が供給され、前記第１のスイッチ回路がオンの間、前記第２の電流源からの電流と前記第１の電流源からの電流との差電流が供給され、
   前記第２のコンデンサには、前記第２のスイッチ回路がオフの間、前記第３の電流源からの電流が供給され、前記第２のスイッチ回路がオンの間、前記第４の電流源からの電流と前記第３の電流源からの電流との差電流が供給されることを特徴とする請求項２に記載の三角波発生回路。
4. 前記第１の充放電回路は、前記第１のコンデンサの両端電圧をクロック信号に同期する前記第１の三角波として出力することを特徴とする請求項１ないし請求項３の何れかに記載の三角波発生回路。
5. 前記第１の充放電回路は、前記クロック信号の立ち上がりエッジまたは立ち下がりエッジのタイミングを示すエッジ検出信号を出力するエッジ検出回路をさらに有し、
   前記第１の充放電制御回路は、前記第１のコンデンサの両端電圧が前記第１または第２の基準電圧に達した場合、および前記エッジ検出信号が入力された場合に、前記第１の電流供給回路から前記第１のコンデンサに供給される前記第１の電流と前記第２の電流とを切り替え、
   前記第２の充放電制御回路は、前記第１のコンデンサの両端電圧が前記第１または第２の基準電圧の何れか一方に達した場合、前記第１の充放電制御回路に前記エッジ検出信号が入力された場合、および前記第２のコンデンサの両端電圧が前記第３の基準電圧に達した場合に、前記第２の電流供給回路から前記第２のコンデンサに供給される前記第３の電流と前記第４の電流とを切り替えることを特徴とする請求項４に記載の三角波発生回路。

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