JP2011174741A

JP2011174741A - 電流センサ

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Publication number: JP2011174741A
Application number: JP2010037457A
Authority: JP
Inventors: Masatoshi Nomura; 雅俊野村
Original assignee: Alps Green Devices Co Ltd
Current assignee: Alps Green Devices Co Ltd
Priority date: 2010-02-23
Filing date: 2010-02-23
Publication date: 2011-09-08
Anticipated expiration: 2030-02-23
Also published as: US8461835B2; CN102193021A; CN102193021B; US20110204889A1; JP5699301B2

Abstract

【課題】広い測定範囲にわたって高精度かつ低消費電力である電流センサを提供すること。
【解決手段】本発明の電流センサは、被測定電流からの誘導磁界の印加により特性が変化する磁気センサ素子を含み、誘導磁界に応じた電圧差を生じる２つの出力を備えるブリッジ回路２２、及び磁気センサ素子の近傍に配置され、誘導磁界を相殺するキャンセル磁界を発生するフィードバックコイル２１を含む磁気平衡式電流センサ２Ａ，２Ｂと、被測定電流を通流する電流線に対して磁気平衡式電流センサ２Ａ，２Ｂと直列に接続されたシャント抵抗１と、シャント抵抗１の電圧差をセンサ出力とするシャント抵抗式検出、及び、誘導磁界に応じた電圧差によりフィードバックコイル２１に通電して誘導磁界とキャンセル磁界とが相殺される平衡状態となったときのフィードバックコイル２１に流れる電流をセンサ出力する磁気平衡式検出を切り替えるスイッチ回路３７と、を具備することを特徴とする。
【選択図】図１

Description

本発明は、広い測定範囲にわたって高精度かつ低消費電力である電流センサに関する。

広い測定範囲で電流測定を行う電流測定装置として、例えば、特許文献１に開示されたものがある。この電流測定装置は、大小２つのシャント抵抗を直列に接続し、小電流測定用の抵抗の大きなシャントＲ_Ｌに並列にダイオードを接続してなる装置である。このような電流測定装置においては、電位差がＶ_ｆ以上（大電流レンジ）の状態ではシャントＲ_Ｌをバイパスして電力消費を抑えることができる。

特開２０００−１６２２４８号公報

シャント抵抗式では、被測定電流が大きくなった場合に、電流センサそのものにおける消費電力が大きくなり、そのために被測定電流の測定レンジが狭くなってしまう。特許文献１に開示した電流測定装置においては、シャント抵抗を複数用いることで測定レンジを広げてはいるものの、ダイオード導通以降の大電流域では、小さい抵抗のシャントでの定格電力が、１次電流の上限を決めてしまうので依然として問題である。

本発明はかかる点に鑑みてなされたものであり、広い測定範囲にわたって高精度かつ低消費電力である電流センサを提供することを目的とする。

本発明の電流センサは、被測定電流からの誘導磁界により特性が変化する磁気センサ素子と前記磁気センサ素子の近傍に配置され、前記誘導磁界を相殺するキャンセル磁界を発生するフィードバックコイルとを含む磁気平衡式センサと、前記被測定電流を通流する電流線に直列に接続されたシャント抵抗と、前記シャント抵抗の電圧差をセンサ出力とするシャント抵抗式検出、及び、前記誘導磁界に応じて前記フィードバックコイルに通電して前記誘導磁界と前記キャンセル磁界とが相殺される平衡状態となったときの前記フィードバックコイルに流れる電流をセンサ出力する磁気平衡式検出とを切り替える切り替え手段と、を具備することを特徴とする。

この構成によれば、被測定電流が小さい場合にシャント抵抗式検出による測定に切り替えて、磁気平衡式検出のフィードバック電流を止めることが可能である。これにより、被測定電流が小さい場合に消費電力を抑えることができる。

本発明の電流センサにおいては、前記被測定電流を通流する電流線を挟んで２つの磁気平衡式センサが配置されており、前記２つの磁気平衡式センサにおけるそれぞれの磁気センサ素子の感度軸方向が同じであることが好ましい。この構成によれば、２つの磁気平衡式センサの差動出力により地磁気などの外部磁場の影響をキャンセルし、より高精度に電流を測定することができる。

本発明の電流センサにおいては、前記磁気センサ素子が磁気抵抗効果素子であることが好ましい。この構成によれば、電流センサを設置する基板面と平行な方向に感度軸を配置し易く、平面コイルを使用することが可能となる。

本発明の電流センサにおいては、前記切り替え手段は、前記磁気平衡式検出の消費電力Ｐ_Ｍと前記シャント抵抗式検出の消費電力Ｐ_Ｓとが等しくなる被測定電流Ｉ_ｅｑで前記シャント抵抗式検出から前記磁気平衡式検出に切り替えることが好ましい。この構成によれば、磁気平衡式検出の消費電力Ｐ_Ｍとシャント抵抗式検出の消費電力Ｐ_Ｓとが等しくなる被測定電流Ｉ_ｅｑを閾値とするので、より消費電力の少ない検出モードによる測定に切り替えることができ、センサ部の消費電力を抑えつつ、使用しない検出モードを止めたり切り離したりすることが可能となる。

本発明の電流センサにおいては、前記被測定電流Ｉ_ｅｑにおいて、前記シャント抵抗式検出の消費電力Ｐ_Ｓがシャント抵抗の定格電力Ｐ_Ｓｍａｘよりも小さいことが好ましい。この構成によれば、シャント抵抗を定格オーバー前に使用しない状態とすることができ、切り離して保護することが可能となる。

本発明の電流センサにおいては、前記磁気抵抗効果素子がＧＭＲ素子であり、前記被測定電流Ｉ_ｅｑによる磁場が前記ＧＭＲ素子の飽和磁場よりも小さくなるように、前記被測定電流Ｉ_ｅｑが設定されていることが好ましい。この構成によれば、ＧＭＲ素子を磁気飽和しない状態で使用することができる。

本発明の電流センサにおいては、前記切り替え手段は、前記被測定電流Ｉ_ｅｑよりも少ない電流値を閾値として前記フィードバック電流のＯＮ／ＯＦＦを行うことが好ましい。この構成によれば、シャント抵抗のバイパス方法に自由度ができ、また、電流センサの切り替えが頻繁に発生しないようにヒステリシスを設けることが可能となる。

本発明のバッテリーは、電流線を備えたバッテリー本体と、前記電流線に取り付けられた上記電流センサと、を具備することを特徴とする。

本発明の電流センサによれば、被測定電流からの誘導磁界により特性が変化する磁気センサ素子と前記磁気センサ素子の近傍に配置され、前記誘導磁界を相殺するキャンセル磁界を発生するフィードバックコイルとを含む磁気平衡式センサと、前記被測定電流を通流する電流線に直列に接続されたシャント抵抗と、前記シャント抵抗の電圧差をセンサ出力とするシャント抵抗式検出、及び、前記誘導磁界に応じて前記フィードバックコイルに通電して前記誘導磁界と前記キャンセル磁界とが相殺される平衡状態となったときの前記フィードバックコイルに流れる電流をセンサ出力する磁気平衡式検出とを切り替える切り替え手段と、を具備するので、広い測定範囲にわたって高精度かつ低消費電力で電流測定を行うことができる。

本発明の実施の形態に係る電流センサを示す回路図である。本発明の実施の形態に係る電流センサを示すブロック図である。シャント抵抗電流センサと磁気平衡式電流センサの消費電力例を示す図である。本発明の実施の形態に係る電流センサの消費電力例を示す図である。本発明の実施の形態に係る電流センサの消費電力例を示す図である。本発明の実施の形態に係る電流センサをバッテリーに適用する場合のバッテリーの使用範囲を説明する図である。

磁気抵抗効果素子を用いた磁気平衡式電流センサは、磁気比例式電流センサよりも構成が複雑ではあるが、やはり高精度で、広い測定レンジで被測定電流を測定することができる。しかしながら、フィードバックコイルに電流を流し続ける必要があるため、被測定電流が小さい場合に、シャント抵抗などの他の方式に比べ消費電力が大きくなってしまう。

本発明者らは上記の点に着目し、消費電力をできるだけ少なくするように磁気平衡式検出とシャント抵抗式検出とを切り替えて利用することにより、広い測定範囲にわたって高精度かつ低消費電力で電流測定を行うことができることを見出し本発明をするに至った。特に、相対的に小さい電流を測定する際にシャント抵抗式検出を用いるように構成することにより、消費電力を小さくすることができる。

すなわち、本発明の骨子は、被測定電流からの誘導磁界により特性が変化する磁気センサ素子と前記磁気センサ素子の近傍に配置され、前記誘導磁界を相殺するキャンセル磁界を発生するフィードバックコイルとを含む磁気平衡式センサと、前記被測定電流を通流する電流線に直列に接続されたシャント抵抗と、前記シャント抵抗の電圧差をセンサ出力とするシャント抵抗式検出、及び、前記誘導磁界に応じて前記フィードバックコイルに通電して前記誘導磁界と前記キャンセル磁界とが相殺される平衡状態となったときの前記フィードバックコイルに流れる電流をセンサ出力する磁気平衡式検出とを切り替える切り替え手段と、を具備する電流センサにより、広い測定範囲にわたって高精度かつ低消費電力で電流測定を行うことである。

以下、本発明の実施の形態について、添付図面を参照して詳細に説明する。
図１は、本発明の実施の形態に係る電流センサを示す回路図である。本実施の形態においては、図１に示す電流センサは、被測定電流が流れる電流線の近傍に配設される。電流センサは、一対の磁気平衡式電流センサ２Ａ，２Ｂと、電流線に対して磁気平衡式電流センサ２Ａ，２Ｂと直列に接続されたシャント抵抗１とから主に構成されている。シャント抵抗１には、大電流時に電流をバイパスするためのダイオード１０，１１が並列に接続されている。ダイオード１０，１１は、互いに逆極性に接続され、シャント抵抗１にかかる電圧がいずれかのダイオードの順方向の閾値電圧を超えると電流をバイパスしてシャント抵抗１での電力消費を低減する。また、磁気平衡式電流センサ２Ａ，２Ｂは、それぞれのセンサ出力の差動出力を増幅する差動アンプ２０に接続されている。

図２は、本発明の実施の形態に係る電流センサを示すブロック図である。図２に示す電流センサは、シャント抵抗（シャント抵抗式電流センサ）１と、磁気平衡式電流センサ２Ａ，２Ｂと、制御部３とを含む。磁気平衡式電流センサ２Ａ，２Ｂは、被測定電流を通流する電流線を挟んで配置されており、２つの磁気平衡式電流センサ２Ａ，２Ｂにおけるそれぞれの磁気抵抗効果素子の感度軸方向は同じである。

磁気平衡式電流センサ２Ａ，２Ｂは、それぞれ被測定電流によって発生する磁界を打ち消す方向の磁界を発生可能となるよう配置されたフィードバックコイル２１と、磁気検出素子である２つの磁気抵抗効果素子及び２つの固定抵抗素子からなるブリッジ回路２２とから構成されている。制御部３は、シャント抵抗１の差動出力を増幅する差動アンプ３１と、磁気平衡式電流センサ２Ａのブリッジ回路２２の差動出力を増幅し、磁気平衡式電流センサ２Ａのフィードバックコイル２１のフィードバック電流を制御する差動・電流アンプ３２と、磁気平衡式電流センサ２Ａのフィードバック電流を電圧に変換するＩ／Ｖアンプ３３と、磁気平衡式電流センサ２Ｂのブリッジ回路２２の差動出力を増幅し、磁気平衡式電流センサ２Ｂのフィードバックコイル２１のフィードバック電流を制御する差動・電流アンプ３４と、磁気平衡式電流センサ２Ｂのフィードバック電流を電圧に変換するＩ／Ｖアンプ３５と、Ｉ／Ｖアンプ３３，３５の差動出力を増幅する差動アンプ３６と、シャント抵抗式検出及び磁気平衡式検出を切り替えるスイッチ回路３７とを含む。

フィードバックコイル２１は、ブリッジ回路２２の磁気抵抗効果素子の近傍に配置されており、被測定電流により発生する誘導磁界を相殺するキャンセル磁界を発生する。ブリッジ回路２２の磁気抵抗効果素子としては、ＧＭＲ（Giant Magneto Resistance）素子やＴＭＲ（Tunnel Magneto Resistance）素子などを挙げることができる。磁気抵抗効果素子は、被測定電流からの誘導磁界の印加により抵抗値が変化する。２つの磁気抵抗効果素子と２つの固定抵抗素子によりブリッジ回路２２を構成することにより、高感度の電流センサを実現することができる。また、磁気抵抗効果素子を用いることにより、電流センサを設置する基板面と平行な方向に感度軸を配置し易く、平面コイルを使用することが可能となる。

ブリッジ回路２２は、被測定電流により生じた誘導磁界に応じた電圧差を生じる２つの出力を備える。ブリッジ回路２２の２つの出力は差動・電流アンプ３２，３４で増幅される。磁気平衡式検出のモード（平衡式モード）の場合には、増幅された出力がフィードバックコイル２１に電流（フィードバック電流）として与えられる。このフィードバック電流は、誘導磁界に応じた電圧差に対応する。このとき、フィードバックコイル２１には、誘導磁界を相殺するキャンセル磁界が発生する。そして、誘導磁界とキャンセル磁界とが相殺される平衡状態となったときのフィードバックコイル２１に流れる電流がＩ／Ｖアンプ３３，３５で電圧に変換され、この電圧がセンサ出力となる。ここで、差動アンプ３６において、電流がＩ／Ｖアンプ３３，３５の出力の差動値をセンサ出力として処理する。これにより、２つの磁気平衡式電流センサ２Ａ，２Ｂにおけるそれぞれの磁気抵抗効果素子の感度軸方向は同じであるため地磁気などの外部磁場の影響はキャンセルされ、より高精度に電流を測定することができる。

なお、差動・電流アンプ３２，３４においては、電源電圧を、Ｉ／Ｖ変換の基準電圧＋（フィードバックコイル抵抗の定格内最大値×フルスケール時フィードバック電流）に近い値に設定することで、フィードバック電流が自動的に制限され、磁気抵抗効果素子やフィードバックコイルを保護する効果が得られる。また、ここではブリッジ回路２２の二つの出力の差動を増幅してフィードバック電流に用いたが、ブリッジ回路からは中点電位のみを出力とし、所定の基準電位との電位差をもとにフィードバック電流としてもよい。

スイッチ回路３７は、差動アンプ３１からの電圧差をセンサ出力とするシャント抵抗式検出、及び、差動アンプ３６からの電圧差をセンサ出力とする磁気平衡式検出を切り替える。このように、スイッチ回路３７は、平衡式モードの際に、電源を制御することにより、すなわち、差動・電流アンプ３２，３４に電源制御のための制御信号を出力することにより、電流線に流れる被測定電流による誘導磁界を打ち消す磁界（キャンセル磁界）を生じさせ、シャント抵抗式モードの際に、キャンセル磁界を生じさせないように回路制御を行う。すなわち、スイッチ回路３７は、磁気平衡式検出モードのフィードバック電流のＯＮ／ＯＦＦを切り替える。

上述したように、磁気抵抗効果素子を用いた磁気平衡式電流センサは、被測定電流が小さい場合に、シャント抵抗などの他の方式に比べ消費電力が大きくなる。したがって、測定レンジを広くし、しかも消費電力を少なくするためには、相対的に低い被測定電流の領域でシャント抵抗式検出を用い、相対的に高い被測定電流の領域で磁気平衡式検出を用いることが望ましい。

したがって、スイッチ回路３７は、被測定電流に対して閾値判定することにより、シャント抵抗式検出と磁気平衡式検出とを切り替える（モード切り替え）。具体的には、低い被測定電流側でシャント抵抗式検出とし、それより高い被測定電流側で磁気平衡式検出とする。

被測定電流がある程度大きくなりシャント抵抗１にかかる電圧がダイオード１０，１１の閾値電圧を超えると、被測定電流は主にダイオード１０，１１に流れ、シャント抵抗１には被測定電流の一部しか流れない状態となるため、シャント抵抗式検出は正確な測定ができない。このため、検出モード切り替えの閾値は、この閾値電圧を超える電流値よりも小さく設定される。また、磁気平衡式検出の消費電力Ｐ_Ｍとシャント抵抗式検出の消費電力Ｐ_Ｓとが等しくなる被測定電流Ｉ_ｅｑでシャント抵抗式検出から磁気平衡式検出に切り替えることが好ましい。これにより、磁気平衡式検出の消費電力Ｐ_Ｍとシャント抵抗式検出の消費電力Ｐ_Ｓとが等しくなる被測定電流Ｉ_ｅｑを閾値とするので、より消費電力の少ない検出モードによる測定に切り替えることができ、センサ部の消費電力を抑えつつ、使用しない検出モードを止めたり切り離したりすることが可能となる。

また、被測定電流Ｉ_ｅｑにおいて、シャント抵抗式検出の消費電力Ｐ_Ｓがシャント抵抗の定格電力Ｐ_Ｓｍａｘよりも小さいことが好ましい。これにより、シャント抵抗を定格オーバー前に使用しない状態とすることができ、切り離して保護することが可能となる。さらに、磁気抵抗効果素子がＧＭＲ素子であり、被測定電流Ｉ_ｅｑによる磁場がＧＭＲ素子の飽和磁場よりも小さくなるように、被測定電流Ｉ_ｅｑが設定されていることが好ましい。これにより、ＧＭＲ素子を磁気飽和しない状態で使用することができる。

また、スイッチ回路３７は、被測定電流Ｉ_ｅｑよりも少ない電流値を閾値としてフィードバック電流のＯＮ／ＯＦＦを行うことが好ましい。これにより、シャント抵抗１のバイパス方法に自由度ができ、また、電流センサの切り替えが頻繁に発生しないようにヒステリシスを設けることが可能となる。

ここで、本発明の電流センサを用いてシャント抵抗式検出と磁気平衡式検出とを切り替える例について説明する。ＧＭＲ素子を用いた磁気平衡式電流センサ（磁気平衡式）とシャント抵抗を用いた電流センサ（シャント抵抗式）の消費電力の例を図３に示す。例えば、シャント抵抗を４００μΩとすると、図３に示すように、シャント抵抗式の消費電力と磁気平衡式の消費電力とが同じになるのはおよそ１０Ａであり、このときのシャント電圧４ｍＶでダイオードによるシャントのバイパスができれば、それ以降の大電流域では、図４及び図５に示すように、もともとの磁気平衡式の電力＋ダイオードによる消費電力分をセンサ部として消費することとなる。シャント抵抗は、一般的には１Ｗ程度が定格であり、それ以上の電流域では大型化や十分な放熱をしなければ使用できないことから、本実施の形態の構成によって、より低消費電力（小型）で、かつ測定可能範囲の広い電流センサとすることができる。

本発明の電流センサを、動作時の大電流モードとそれ以外の小電流モードがはっきり分かれている例として考えられる、電気自動車やハイブリッドカーのバッテリー電流センサに適用する例を示す。例えば、ハイブリッドカーに搭載されるモータの定格が６０ｋＷであり、バッテリーが２８直列であり、電圧が２０１．６Ｖとする。この場合、モータの定格運転中には、バッテリー電流は３００Ａ程度流れることとなる。一方、停車時においては、電力消費は主に電装品によるものとなり、これらを全て足しても８７Ａ（１２Ｖ）であり、これは電流電圧変換してバッテリー電流にすれば５Ａ程度となる。

そこで、電流センサをシャント抵抗式検出から磁気平衡式検出へと切り替える閾値として、まず、磁気平衡式検出の消費電流がシャント式検出の消費電流より少なくなる１０Ａを選定する。これは、上記５Ａよりも十分に大きく、上記３００Ａより十分に小さい値である。逆に、磁気平衡式検出からシャント式検出に切り替える閾値は、頻繁な切り替えを避けるためにヒステリシスを設け、例えば１０Ａと５Ａから適度に離れた７Ａを選定するのが良い。

上記条件において、本発明の電流センサ（Hybrid）の消費電力を図４及び図５に示す。図５は、図４における切り替え部分を拡大した図である。図４及び図５から分かるように、被測定電流１０Ａを閾値として検出モードの切り替えを行うことにより、磁気平衡式検出の広い測定範囲でかつ高精度であるという利点を生かしつつ、自動車の停車時のような被測定電流が小さい場合には、消費電力を少なくすることができる。

ハイブリッドカーの場合にはバッテリーの電流は直流であるが、家庭用電源などの交流の電流を測定する場合においても、本発明の構成を適用することができる。この場合の検出モードの切り替えの閾値は、例えば図４及び図５のような特性の場合には、電流の最大値（ピーク）において磁気平衡式検出の消費電流がシャント抵抗式検出の消費電流より少なくなる１０Ａを超えた場合に磁気平衡式に切り替え、逆に電流の最大値が省電力モードの電流範囲、例えば７Ａを下回る状態となったときにシャント抵抗式に切り替える、といったように設定が可能である。直流の場合のモード切り替え制御の違いは、交流変動の最大値により判断をすることであり、磁気平衡式検出として動作させている間には、交流変動周期での７Ａ以下の電流値の時間もすべて磁気平衡式として動作させる、という点である。この場合を消費電力のグラフ（図５）上で説明をすると、（電流の最大値が１０Ａ以上の場合で）磁気平衡式として動作している間は、被測定電流の瞬時値が７Ａ以下の時間にも、磁気平衡式検出＋シャント抵抗式検出としての電力にて動作するということである。これにより、フィードバック電流の頻繁なＯＮ／ＯＦＦを防ぎ、より大電流への変化への追従を早くできるという効果が得られる。一方、シャント抵抗式に切り替える閾値、例えば７Ａを適切に設定できれば、磁気平衡式検出での動作の間に消費電流を抑える効果が薄れたとしても、省電力モードでは本来の狙い通り、消費電流を抑える効果が得られる。

このように、本発明の電流センサによれば、シャント抵抗式検出と磁気平衡式検出とを、それぞれの消費電流が低くなる被測定電流領域で利用するように切り替えを行うので、磁気平衡式による広い測定範囲と省電力化とを両立することができる。また、磁気抵抗効果素子は、その感度軸が面内方向であるため、電流センサの製造工程において、磁気抵抗効果素子の直近にコイルを成膜することができ、結果として比較的小さいフィードバック電流で、大電流による磁場を打ち消す磁場を発生できる構成がとれる、という利点がある。

（電流センサを用いたバッテリー）
本発明の電流センサを用いたバッテリーは、電流線を備えたバッテリー本体と、この電流線に取り付けられた電流センサとを具備する。このような構成を有するバッテリーにおいて充放電制御を行ってバッテリーのマネジメントを行う場合（バッテリーマネジメントシステム）について説明する。

本実施の形態で示した電流センサは、バッテリーに設けることにより、バッテリーの管理を行うことができる。具体的には、図６に示すように、Ｌｉイオン電池、ＮｉＭＨ電池、鉛蓄電池等の充放電を行うバッテリーの端子（プラス極又はマイナス極）に電流センサを設け、当該電流センサを用いてバッテリーの充放電の電流を計測し、積算することによりバッテリーの残量管理を行うことができる。

バッテリーの使用時の場合と未使用時の場合とで流れる電流値は大きく異なるが、本実施の形態で示した電流センサを用いることにより、すなわち、被測定電流が低い場合にシャント抵抗式検出とし、被測定電流が高い場合に磁気平衡式検出とすることにより、一つの電流センサで使用時と未使用時の電流量を高い精度で検出することができる。バッテリーの電流値を高精度で測定することにより、積算誤差が低下することが可能となるため、過充電、過放電のためにバッテリーに設けるマージンを小さくすることができる。その結果、バッテリーを効率的に使用することが可能となり、例えば、電気自動車などのバッテリーに本実施の形態で示す電流センサを適用することにより、走行距離を延ばすことができる。

本発明は上記実施の形態に限定されず、種々変更して実施することができる。例えば、上記実施の形態においては、シャント抵抗と２つの磁気平衡式電流センサを用いた場合について説明しているが、本発明はこれに限定されず、構成の簡略化や小型化を考慮して、シャント抵抗と１つの磁気平衡式電流センサを用いて電流センサを構成しても良く、差動のバランスなどを考慮して、シャント抵抗と３つ以上の磁気平衡式電流センサを用いて電流センサを構成しても良い。また、上記実施の形態における各素子の接続関係、大きさなどは適宜変更して実施することが可能である。また、上記実施の形態においては、磁気平衡式電流センサに磁気抵抗効果素子を用いた場合について説明しているが、磁気平衡式電流センサにホール素子やその他の磁気検出素子を用いて構成してもよい。その他、本発明は、本発明の範囲を逸脱しないで適宜変更して実施することができる。

本発明は、電気自動車やハイブリッドカーのモータ駆動用の電流の大きさを検出する電流センサに適用することが可能である。

１シャント抵抗
２Ａ，２Ｂ磁気平衡式電流センサ
３制御部
１０，１１ダイオード
２０，３１，３６差動アンプ
２１フィードバックコイル
２２ブリッジ回路
３２，３４差動・電流アンプ
３３，３５Ｉ／Ｖアンプ
３７スイッチ回路

Claims

被測定電流からの誘導磁界により特性が変化する磁気センサ素子と前記磁気センサ素子の近傍に配置され、前記誘導磁界を相殺するキャンセル磁界を発生するフィードバックコイルとを含む磁気平衡式センサと、
前記被測定電流を通流する電流線に直列に接続されたシャント抵抗と、
前記シャント抵抗の電圧差をセンサ出力とするシャント抵抗式検出、及び、前記誘導磁界に応じて前記フィードバックコイルに通電して前記誘導磁界と前記キャンセル磁界とが相殺される平衡状態となったときの前記フィードバックコイルに流れる電流をセンサ出力する磁気平衡式検出とを切り替える切り替え手段と、
を具備することを特徴とする電流センサ。
前記被測定電流を通流する電流線を挟んで２つの磁気平衡式センサが配置されており、前記２つの磁気平衡式センサにおけるそれぞれの磁気センサ素子の感度軸方向が同じであることを特徴とする請求項１記載の電流センサ。
前記磁気センサ素子が磁気抵抗効果素子であることを特徴とする請求項１又は請求項２記載の電流センサ。
前記切り替え手段は、前記磁気平衡式検出の消費電力Ｐ_Ｍと前記シャント抵抗式検出の消費電力Ｐ_Ｓとが等しくなる被測定電流Ｉ_ｅｑで前記シャント抵抗式検出から前記磁気平衡式検出に切り替えることを特徴とする請求項１から請求項３のいずれかに記載の電流センサ。
前記被測定電流Ｉ_ｅｑにおいて、前記シャント抵抗式検出の消費電力Ｐ_Ｓがシャント抵抗の定格電力Ｐ_Ｓｍａｘよりも小さいことを特徴とする請求項４記載の電流センサ。
前記磁気抵抗効果素子がＧＭＲ素子であり、前記被測定電流Ｉ_ｅｑによる磁場が前記ＧＭＲ素子の飽和磁場よりも小さくなるように、前記被測定電流Ｉ_ｅｑが設定されていることを特徴とする請求項４記載の電流センサ。
前記切り替え手段は、前記被測定電流Ｉ_ｅｑよりも少ない電流値を閾値として前記フィードバック電流のＯＮ／ＯＦＦを行うことを特徴とする請求項４記載の電流センサ。
電流線を備えたバッテリー本体と、前記電流線に取り付けられ、請求項１から請求項７のいずれかに記載の電流センサと、を具備することを特徴とするバッテリー。