JP2011155459A - 通信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】受信側におけるサブ変調信号の合成時にサブ変調信号間の位相を直線化し、無歪み条件を満足する位相補償を実現する通信装置を提供する。
【解決手段】通信装置は、入力信号を複数のサブ変調信号に帯域分割し、所望の周波数位置に分散配置した該複数のサブ変調信号を送信する手段と、受信信号から分割されたサブ変調信号を抽出し、合成する手段と、受信したサブ変調信号間の位相特性が直線となるように補償する位相補償手段とを備える。
【選択図】図１ｂ

Description

本発明は、無線通信、有線通信に用いる通信装置に関し、特に異なる複数のユーザが限られた周波数帯域を有効利用できる通信装置に関する。

図７は、変調信号を複数の帯域に分割、送信する送信側、および前記送信側から送信された信号を受信し、分割前の変調信号を復元する受信側から構成される通信装置である（非特許文献１参照）。

図７によると、送信側は変調回路１０１と、送信フィルタバンク１０２を備え、受信側は受信フィルタバンク１１０と、復調回路１１１を備える。

送信フィルタバンク１０２は、直並列変換回路１０３、ＦＦＴ（高速フーリエ変換）回路１０４、分割回路１０５、周波数シフタ１０６_１〜１０６_Ｎ、加算回路１０７、ＩＦＦＴ（高速逆フーリエ変換）回路１０８、並直列変換回路１０９を備える。

受信フィルタバンク１１０は、直並列変換回路１１２、ＦＦＴ回路１１３、抽出回路１１４、周波数シフタ１１５_１〜１１５_Ｎ、加算回路１１６、ＩＦＦＴ回路１１７、並直列変換回路１１８を備える。

続いて、上記通信装置における信号の流れについて説明する。図８は送信側において帯域をＮ分割（Ｎ＝２）する場合の分割、および帯域を分散配置する場合のイメージ、図９は受信側において前記送信側により分割された帯域を合成する場合のイメージである。

送信側では、変調回路１０１において送信するデータ信号をＱＰＳＫなどの変調方式で変調し、図８（ａ）に示す波形整形された変調信号を送信フィルタバンク１０２へ入力し、送信フィルタバンク１０２の出力信号を送信する。

送信フィルタバンク１０２では、入力信号を直並列変換回路１０３で直並列変換し、ＦＦＴ回路１０４で高速フーリエ変換を行い、時間領域の信号から周波数領域の信号へ変換する。次に、周波数領域に変換された前記変調信号に対し、分割回路１０５で図８（ａ）の破線で示す、信号帯域をＮ分割する係数を乗算し、Ｎ個のサブ変調信号（サブ変調信号１〜Ｎ）を生成する（図８（ｂ））。その後、Ｎ個のサブ変調信号を周波数シフタ１０６_１〜１０６_Ｎで周波数軸上の所望の帯域に分散配置し、加算回路１０７で周波数シフタ１０６_１〜１０６_Ｎの出力を足し合わせる（図８（ｃ））。最後に、ＩＦＦＴ回路１０８で高速逆フーリエ変換を行い、周波数領域の信号から時間領域の信号へ変換し、並直列変換回路１０９で並直列変換する。

受信側では、受信信号を受信フィルタバンク１１０へ入力し、復調回路１１１は受信フィルタバンク１１０から出力された変調信号を復調し、送信されたデータ信号を復元する。

受信フィルタバンク１１０では、入力信号を直並列変換回路１１２で直並列変換し、ＦＦＴ回路１１３で高速フーリエ変換を行い、時間領域の信号から周波数領域の信号へ変換する。次に、周波数領域に変換された前記受信信号に対し、抽出回路１１４で図９（ａ）の破線で示す係数を乗算し、Ｎ個のサブ変調信号を抽出する。その後、周波数シフタ１１５_１〜１１５_Ｎで、抽出された各サブ変調信号を送信側の周波数シフタ１０６_１〜１０６_Ｎでシフトする前の帯域に戻し（図９（ｂ））、加算回路１１６で全てのサブ変調信号を足し合わせ、合成された変調信号を得る（図９（ｃ））。最後に、ＩＦＦＴ回路１１７で高速逆フーリエ変換を行い、周波数領域の信号から時間領域の信号へ変換し、並直列変換回路１１８で並直列変換する。

上記通信装置は、送信信号の占有帯域を分割し、生成された各サブ変調信号を周波数軸上の任意の場所に分散配置できるため、不連続な空き周波数帯域等を有効利用できる。

阿部，山下，小林，"スペクトラム編集技術を用いた帯域分散伝送の提案"，電子情報通信学会ソサイエティ大会 B-3-11 2009年9月

一般に伝送路においては、送信信号の占有帯域内において位相傾斜が生じる。図１０は、シングルキャリヤ信号を伝送する場合に生じる、占有帯域内の位相傾斜を示している。

伝送遅延Δｔがある場合、図１０に示すように、受信信号には周波数軸上で傾き−２πΔｔの位相傾斜が生じる。図１０の場合、受信信号のタイミング再生でシンボルタイミングをΔｔずらせば、ナイキストタイミングを抽出できるので、占有帯域内の位相特性が直線の場合は問題なく復調可能である。

一方、図１１に示すように、送信側で変調信号の占有帯域を複数に分割し、サブ変調信号を送信する場合、各受信サブ変調信号には図１１（ｃ）に示す位相傾斜が生じる。この結果、送信側において、サブ変調信号ｋ（ｋ＝１，…，Ｎ）をΔｆ_ｋ周波数シフトする場合、周波数シフトしない場合と比べ
−２πΔｔ×Δｆ_ｋ
の位相回転が生じる。この結果、図１１（ｄ）に示すように、受信側において全てのサブ変調信号を合成すると、合成後の変調信号の占有帯域内において位相特性が直線にならない。一般に信号を無歪みで伝送するには、振幅が一定、かつ位相特性が直線となる無歪み条件を満足する必要がある。前記サブ変調信号の伝送では、無歪み条件を満足しないため、信号伝送特性が劣化する課題がある。

従って本発明は、受信側におけるサブ変調信号の合成時にサブ変調信号間の位相を直線化し、無歪み条件を満足する位相補償を実現する通信装置を提供することを目的とする。

上記目的を実現するため本発明による通信装置は、入力信号を複数のサブ変調信号に帯域分割し、所望の周波数位置に分散配置した該複数のサブ変調信号を送信する送信フィルタバンク手段と、受信信号から分割されたサブ変調信号を抽出し、合成する受信フィルタバンク手段と、前記受信したサブ変調信号間の位相特性が直線となるように補償する位相補償手段とを備える。

また、前記位相補償手段は、送信側で、前記複数のサブ変調信号およびパイロット信号を合成して、受信側で、受信信号からパイロット信号を抽出し、該パイロット信号から伝送路の位相特性を検出し、該位相特性に基づき、前記サブ変調信号の位相を補償する手段であることも好ましい。

また、前記位相補償手段は、送信側で、所定のタイミングに基づき、前記複数のサブ変調信号またはパイロット信号を、送信する信号として選択し、受信側で、前記所定のタイミングに基づき、パイロット信号を抽出し、該パイロット信号から伝送路の位相特性を検出し、該位相特性に基づき、前記サブ変調信号の位相を補償する手段であることも好ましい。

また、前記所定のタイミングは、前記サブ変調信号の送信の前に前記パイロット信号を送信することであり、前記位相補償手段は、前記分割されたサブ変調信号の受信の前に前記パイロット信号を受信し、前記位相特性を検出することも好ましい。

また、前記パイロット信号は、異なる周波数の複数のパイロット信号であり、前記位相補償手段は、前記複数のパイロット信号から位相傾斜を推定し、前記サブ変調信号の分散配置前後の周波数差と前記位相傾斜を乗じた値により、各サブ変調信号の位相を補償することも好ましい。

また、前記送信フィルタバンク手段は、入力信号を周波数領域に変換して処理を行い、前記パイロット信号を周波数領域で付加することも好ましい。

また、前記受信フィルタバンク手段は、受信信号を周波数領域に変換して処理を行い、周波数領域で前記サブ変調信号の位相を補償することも好ましい。

本発明によれば、送信側において変調信号の帯域を複数のサブ変調信号に分割し伝送、受信側においてサブ変調信号を合成し復調する通信装置において、サブ変調信号の合成時にサブ変調信号間の位相を直線化する位相補償を行うことで、信号伝送特性を改善できる。

本発明の通信装置の一実施形態における送信側の構成を概略的に示すブロック図である。 本発明の通信装置の一実施形態における受信側の構成を概略的に示すブロック図である。 図１の実施形態における、信号伝送と信号帯域内の位相傾斜を示す図である。 図１の実施形態における、パイロット信号の配置の一例を示す図である。 図１の実施形態における、パイロット信号の配置の一例を示す図である。 本発明の通信装置の図１とは異なる一実施形態における送信側の構成を概略的に示すブロック図である。 本発明の通信装置の図１とは異なる一実施形態における受信側の構成を概略的に示すブロック図である。 図５の実施形態における、信号伝送のイメージを示す図である。 従来の変調信号の帯域を分割し、伝送する通信装置の構成を示す図である。 図７に示す従来の通信装置の送信側における帯域分割を示す図である。 図７に示す従来の通信装置の受信側における帯域合成を示す図である。 従来のシングルキャリヤ信号伝送における、信号帯域内の位相傾斜を示す図である。 図７に示す従来の通信装置の信号伝送と信号帯域内の位相傾斜を示す図である。

本発明を実施するための最良の実施形態について、以下では図面を用いて詳細に説明する。図１は本発明の通信装置の一実施形態における送信側と受信側の構成を概略的に示すブロック図である。

図１によると、送信側は変調回路１、パイロット信号生成回路２、送信フィルタバンク３を備え、受信側は受信フィルタバンク１１と、復調回路１２を備える。

送信フィルタバンク３は、直並列変換回路４、ＦＦＴ回路５、分割回路６、周波数シフタ７_１〜７_Ｎ、加算回路８、ＩＦＦＴ回路９、並直列変換回路１０を備える。

受信フィルタバンク１１は、直並列変換回路１３、ＦＦＴ回路１４、抽出回路１５、周波数シフタ１６_１〜１６_Ｎ、位相傾斜推定回路１７、位相補償回路１８、加算回路１９、ＩＦＦＴ回路２０、並直列変換回路２１を備える。位相補償回路１８は、乗算回路２２_１〜２２_Ｎを備える。

続いて、上記通信装置における信号の流れについて説明する。図２は帯域を２分割（Ｎ＝２）して伝送する場合の信号のイメージである。

送信側では、変調回路１において送信するデータ信号をＱＰＳＫなどの変調方式で変調し、図２（ａ）に示す波形整形された変調信号と、パイロット信号生成回路２で生成したパイロット信号を送信フィルタバンク３へ入力し、送信フィルタバンク３の出力信号を送信する。

送信フィルタバンク３では、変調回路１から入力された変調信号を直並列変換回路４で直並列変換し、ＦＦＴ回路５で高速フーリエ変換を行い、時間領域の信号から周波数領域の信号へ変換する。次に、周波数領域に変換された変調信号に対し、分割回路６で図２（ａ）の破線で示す信号帯域をＮ分割する係数を乗算し、Ｎ個のサブ変調信号（サブ変調信号１〜Ｎ）を生成する。その後、Ｎ個のサブ変調信号を周波数シフタ７_１〜７_Ｎで周波数軸上の所望の帯域に分散配置する。ここで、周波数シフタ７_１〜７_Ｎでシフトした周波数シフト量を、送信周波数シフト量１〜Ｎとする。さらにパイロット信号生成回路２は、複数の無変調信号を発生させ、これらをサブ変調信号以外の帯域に配置する。そして加算回路８で周波数シフタ７_１〜７_Ｎおよびパイロット信号生成回路の出力を足し合わせる（図２（ｂ））。最後に、ＩＦＦＴ回路９で高速逆フーリエ変換を行い、周波数領域の信号から時間領域の信号へ変換し、並直列変換回路１０で並直列変換する。

受信側では、受信信号を受信フィルタバンク１１へ入力し、復調回路１２は受信フィルタバンク１１から出力された変調信号を復調し、送信されたデータ信号を復元する。

受信フィルタバンク１１では、入力信号を直並列変換回路１３で直並列変換し、ＦＦＴ回路１４で高速フーリエ変換を行い、時間領域の信号から周波数領域の信号へ変換する。次に、周波数領域に変換された前記受信信号に対し、抽出回路１５で図２（ｃ）の破線で示す係数を乗算し、Ｎ個のサブ変調信号とパイロット信号を抽出する。その後、周波数シフタ１６_１〜１６_Ｎで、抽出された各サブ変調信号を送信側の周波数シフタ７_１〜７_Ｎでシフトする前の帯域に戻す。

位相傾斜推定回路１７では、抽出回路１５で抽出したパイロット信号を用い、伝送遅延により各サブ変調信号に生じた位相傾斜を推定する。例えば、パイロット信号を２本、周波数軸上のパイロット信号の間隔をΔｆとする。位相傾斜推定回路１７は、２本のパイロット信号の位相差Δθから、単位周波数あたりの位相傾斜推定値Δθ／Δｆを算出し、出力する。Δθ／Δｆは、伝送遅延Δｔにより生じた位相傾斜−２πΔｔと等しい。

位相補償回路１８では、受信サブ変調信号ｋ（ｋ＝１，…，Ｎ）に位相傾斜推定回路１７で算出した位相傾斜推定値Δθ／Δｆの符号反転値と、送信周波数シフト量ｋを乗算回路２２_１〜２２_Ｎで乗算する。この結果、合成後の変調信号の占有帯域内において位相特性が直線になる。

加算回路１９は、位相補償回路１８で補償された全てのサブ変調信号を足し合わせ、合成された変調信号を出力する（図２（ｄ））。最後に、ＩＦＦＴ回路２０で高速逆フーリエ変換を行い、周波数領域の信号から時間領域の信号へ変換し、並直列変換回路２１で並直列変換する。

図２は、パイロット信号の周波数配置の一例であるが、これに限定されるものではない。例えば、図３に示すように、サブ変調信号の両端に配置する方法は、パイロット信号用に特別の帯域が不要なので、周波数有効利用の観点で好ましい。さらに、図４のように、各サブ変調信号の両端にパイロット信号を配置し、位相傾斜推定回路１７において、これらのパイロット信号から得られる位相傾斜を平滑化する等の方法も、推定精度向上の観点で好ましい。

図５は、本発明を実現する他の実施例である。

図５によると、送信側は変調回路３１、パイロット信号生成回路３２と、送信フィルタバンク３３を備え、受信側は受信フィルタバンク４２と、復調回路４３を備える。

送信フィルタバンク３３は、直並列変換回路３４、ＦＦＴ回路３５、分割回路３６、セレクタ３７、周波数シフタ３８_１〜３８_Ｎ、加算回路３９、ＩＦＦＴ回路４０、並直列変換回路４１を備える。

受信フィルタバンク４２は、直並列変換回路４４、ＦＦＴ回路４５、抽出回路４６、セレクタ４７、周波数シフタ４８_１〜４８_Ｎ、位相傾斜推定回路４９、位相補償回路５０、加算回路５１、ＩＦＦＴ回路５２、並直列変換回路５３を備える。位相補償回路５０は、乗算回路５４_１〜５４_Ｎを備える。

続いて、上記通信装置における信号の流れについて説明する。図６は帯域をＮ分割（Ｎ＝２）して伝送する場合の信号のイメージである。

送信側では、変調回路３１において、送信するデータ信号をＱＰＳＫなどの変調方式で変調し、図６（ａ）に示す波形整形された変調信号、パイロット信号生成回路３２で生成したパイロット信号、および前記変調信号とパイロット信号のいずれかを選択する選択信号を送信フィルタバンク３３へ入力し、該送信フィルタバンク３３の出力信号を送信する。

送信フィルタバンク３３は、入力された変調信号を分割したサブ変調信号、またはパイロット信号のいずれかを出力する。該送信フィルタバンク３３では、変調回路３１から入力された変調信号を直並列変換回路３４で直並列変換し、ＦＦＴ回路３５で高速フーリエ変換を行い、時間領域の信号から周波数領域の信号へ変換する。次に、周波数領域に変換された変調信号に対し、分割回路３６で図６（ａ）の破線で示す、信号帯域をＮ分割する係数を乗算し、Ｎ個のサブ変調信号（サブ変調信号１〜Ｎ）を生成する。セレクタ３７は、選択信号に基づき、分割回路３６で生成されたサブ変調信号１〜Ｎ、またはパイロット信号生成回路３２から入力されたパイロット信号のいずれかを選択し、出力する。なお、パイロット信号生成回路３２は、サブ変調信号１〜Ｎのいずれかの帯域内に複数の無変調信号を生成する。周波数シフタ３８_１〜３８_Ｎは、サブ変調信号１〜Ｎを周波数軸上の所望の帯域に分散配置する。ここで、周波数シフタ３８_１〜３８_Ｎでシフトした周波数シフト量を、送信周波数シフト量１〜Ｎとする。そして加算回路３９で周波数シフタ３８_１〜３８_Ｎの出力を足し合わせる（図６（ｂ））。最後に、ＩＦＦＴ回路４０で高速逆フーリエ変換を行い、周波数領域の信号から時間領域の信号へ変換し、並直列変換回路４１で並直列変換する。

受信側では、受信信号、および選択信号を受信フィルタバンク４２へ入力し、復調回路４３は受信フィルタバンク４２から出力された変調信号を復調し、送信されたデータ信号を復元する。

受信フィルタバンク４２では、入力信号を直並列変換回路４４で直並列変換し、ＦＦＴ回路４５で高速フーリエ変換を行い、時間領域の信号から周波数領域の信号へ変換する。次に、周波数領域に変換された前記受信信号に対し、抽出回路４６で図６（ｃ）の破線で示す係数を乗算し、Ｎ個のサブ変調信号、またはパイロット信号を抽出する。セレクタ４７は、選択信号に基づき、抽出回路４６の出力を周波数シフタ４８_１〜４８_Ｎ、または位相傾斜推定回路４９に入力する。なお、セレクタ４７の後段において、セレクタ４７が入力信号を周波数シフタ４８_１〜４８_Ｎに出力した場合は位相傾斜推定回路４９を、位相傾斜推定回路４９に出力した場合は位相補償回路５０、加算回路５１、ＩＦＦＴ回路５２、並直列変換回路５３、復調回路４３の回路を停止する。

周波数シフタ４８_１〜４８_Ｎは、抽出された各サブ変調信号を送信側の周波数シフタ３８_１〜３８_Ｎでシフトする前の帯域に戻す。位相傾斜推定回路４９は、抽出回路４６で抽出されたパイロット信号から伝送遅延により生じた単位周波数あたりの位相傾斜Δθ／Δｆを推定し出力する。

位相補償回路５０では、受信サブ変調信号ｋ（ｋ＝１，…，Ｎ）に位相傾斜推定回路４９で算出した位相傾斜推定値Δθ／Δｆの符号反転値と、送信周波数シフト量Δｆ_ｋを乗算回路５４_１〜５４_Ｎで乗算する。この結果、合成後の変調信号の占有帯域内において位相特性が直線になる（図６（ｄ）の位相特性）。

加算回路５１では、位相補償回路５０で補償された全てのサブ変調信号を足し合わせ、合成された変調信号を得る（図６（ｄ））。最後に、ＩＦＦＴ回路５２で高速逆フーリエ変換を行い、周波数領域の信号から時間領域の信号へ変換し、並直列変換回路５３で並直列変換する。

なお、図５の装置は、選択信号により通信に先立ち位相傾斜Δθ／Δｆを推定し、その後サブ変調信号の位相を補償する。また、通信中あらかじめ定められた同期で位相傾斜Δθ／Δｆを推定することも好ましい。前記選択信号の動作を実現するため、例えば通信に先立ち、制御信号などを用いて送信側、受信側間で同期を確立し、送信側、および受信側それぞれにおいて、変調信号、またはパイロット信号を選択する選択信号を生成することも好ましい。

以上の構成により、本発明によればサブ変調信号の合成時にサブ変調信号間の位相を直線化する位相補償を行うため、信号伝送特性を改善できる。

図１〜６に示した実施例では、パイロット信号として無変調信号を用いる場合を示したが、これに限定するものではない。すなわち、所定のパターンによって変調された信号を用いることも出来る。

また、図１、及び図５に示した装置構成において、連続信号を処理する送信フィルタバンク、および受信フィルタバンクのＦＦＴ回路４５からＩＦＦＴ回路５２の間にオーバーラップ加算、またはオーバーラップ保存を用いる構成を用いることも好ましい。

以上に述べた実施形態は、全て本発明を例示的に示すものであって、限定的に示すものではない、本発明は、他の種々の変形形態及び変更態様で実施できる。従って本発明の範囲は、特許請求の範囲及びその均等範囲によってのみ規定されるものである。

１、３１、１０１ 変調回路
２、３２ パイロット信号生成回路
３、３３、１０２ 送信フィルタバンク
４、３４、１０３ 直並列変換回路
５、３５、１０４ ＦＦＴ回路
６、３６、１０５ 分割回路
７、３８、１０６ 周波数シフタ
８、３９、１０７ 加算回路
９、４０、１０８ ＩＦＦＴ回路
１０、４１、１０９ 並直列変換回路
１１、４２、１１０ 受信フィルタバンク
１２、４３、１１１ 復調回路
１３、４４、１１２ 直並列変換回路
１４、４５、１１３ ＦＦＴ回路
１５、４６、１１４ 抽出回路
１６、４８、１１５ 周波数シフタ
１７、４９ 位相傾斜推定回路
１８、５０ 位相補償回路
１９、５１、１１６ 加算回路
２０、５２、１１７ ＩＦＦＴ回路
２１、５３、１１８ 並直列変換回路
２２、５４ 乗算回路
３７、４７ セレクタ

Claims (7)

1. 入力信号を複数のサブ変調信号に帯域分割し、所望の周波数位置に分散配置した該複数のサブ変調信号を送信する送信フィルタバンク手段と、
   受信信号から分割されたサブ変調信号を抽出し、合成する受信フィルタバンク手段と、
   前記受信したサブ変調信号間の位相特性が直線となるように補償する位相補償手段と、
   を備えることを特徴とする通信装置。
2. 前記位相補償手段は、
   送信側で、前記複数のサブ変調信号およびパイロット信号を合成して、
   受信側で、受信信号からパイロット信号を抽出し、該パイロット信号から伝送路の位相特性を検出し、該位相特性に基づき、前記サブ変調信号の位相を補償する手段であることを特徴とする請求項１に記載の通信装置。
3. 前記位相補償手段は、
   送信側で、所定のタイミングに基づき、前記複数のサブ変調信号またはパイロット信号を、送信する信号として選択し、
   受信側で、前記所定のタイミングに基づき、パイロット信号を抽出し、該パイロット信号から伝送路の位相特性を検出し、該位相特性に基づき、前記サブ変調信号の位相を補償する手段であることを特徴とする請求項１に記載の通信装置。
4. 前記所定のタイミングは、前記サブ変調信号の送信の前に前記パイロット信号を送信することであり、前記位相補償手段は、前記分割されたサブ変調信号の受信の前に前記パイロット信号を受信し、前記位相特性を検出することを特徴とする請求項３に記載の通信装置。
5. 前記パイロット信号は、異なる周波数の複数のパイロット信号であり、
   前記位相補償手段は、前記複数のパイロット信号から位相傾斜を推定し、前記サブ変調信号の分散配置前後の周波数差と前記位相傾斜を乗じた値により、各サブ変調信号の位相を補償することを特徴とする請求項２から４のいずれか１項に記載の通信装置。
6. 前記送信フィルタバンク手段は、入力信号を周波数領域に変換して処理を行い、前記パイロット信号を周波数領域で付加することを特徴とする請求項２から５のいずれか１項に記載の通信装置。
7. 前記受信フィルタバンク手段は、受信信号を周波数領域に変換して処理を行い、周波数領域で前記サブ変調信号の位相を補償することを特徴とする請求項１から５のいずれか１項に記載の通信装置。

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