JP2011108331A - 増幅回路及び光ピックアップ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】光ディスクの多層化、高倍速化に対応する増幅回路及び光ピックアップ装置において、反射率の低いディスクにおいても高倍速動作時に安定な信号品質を提供する。
【解決手段】増幅回路は、フォトダイオード１１〜１５、演算増幅器２１〜２５、帰還抵抗３１〜３４、抵抗４１〜４５、出力端子５１〜５５、基準電圧電源端子５６、５７、逆バイアス電圧制御回路６１、寄生容量検出回路６５により構成される。逆バイアス電圧制御回路６１は、フォトダイオード１１〜１５のカソードに接続される。フォトダイオード１５の寄生容量を寄生容量検出回路６５で検出する。前記寄生容量検出回路６５の検出結果に基づいて、逆バイアス電圧制御回路６１で生成する逆バイアス電圧を変化させて、フォトダイオード１１〜１４を適切な受光感度に設定する。
【選択図】図２

Description

本発明は、フォトダイオードからの信号を増幅する増幅回路及び光ピックアップ装置に関する。

近年、ＢＤ（Blu ray Disc）は、ディジタル情報をＤＶＤ（Digital Versatile Disc）に対してＢＤシングルレイヤーディスク（single layer disc）で約５倍、ＢＤデュアルレイヤーディスク（dual layer disc）で約１０倍の記録密度で記録できることから、大容量の記録媒体として注目されている。しかしながら、情報の大容量化に伴い更なる高記録密度化として、ＢＤの多層化が要望されている。更に、情報の転送レートの向上に伴い、更なる高倍速記録、再生に対応した増幅回路が要望されている。

図１４は、従来のフォトダイオード増幅回路の構成を示す図である。同図に示すように、４チャンネルの信号を合成してＲＦ信号を生成する回路において、５０１〜５０５は演算増幅器、５１１〜５１４はフォトダイオード、５２１〜５２４は帰還抵抗、５３１〜５３５は抵抗、５４１〜５４５は出力端子、５４６、５４７は基準電源電圧端子である。

前記フォトダイオード増幅回路の詳細について説明すると、フォトダイオード５１１に光ディスクで反射したレーザー光が入射され、入射光量に応じてフォトダイオード５１１に電流が生成される。演算増幅器５０１と帰還抵抗５２１とで負帰還回路が構成されている。フォトダイオード５１１で生成された電流が帰還抵抗５２１を介して電圧に増幅され、出力端子５４１から信号が出力される。同様に、フォトダイオード５１２〜５１４で生成された電流は、各々の帰還抵抗５２２〜５２４で電圧に増幅され、各々の出力端子５４２〜５４４から信号が出力される。出力端子５４１〜５４４の信号は、抵抗５３１〜５３４を介して電流加算された後、抵抗５３５及び演算増幅器５０５で増幅されて、出力端子５４５にＲＦ信号として出力される。

しかし、近年のディスクの多層化、高倍速化になると、光ディスクの反射率は更に低下する。すると、フォトダイオード５１１〜５１４に入射するレーザー光の入射光量の低下により、信号品質が劣化し、ディスクに記録してある情報を読み出せないという問題が出てきた。この対策として、帰還抵抗５２１〜５２４の抵抗値を大きくして増幅回路の増幅率を上げる必要があるが、帰還抵抗５２１〜５２４の抵抗値を増加すると、帰還抵抗５２１〜５２４で発生するサーマルノイズが増加し、その結果、Ｓ／Ｎが低下してしまう。一方、フォトダイオード５１１〜５１４には、寄生容量が付随しており、この寄生容量の容量値はフォトダイオード５１１〜５１４の面積により決定される。フォトダイオード５１１〜５１４の面積は、光学系部品で決定され、自ずとフォトダイオード５１１〜５１４の容量値が決まってしまう。その結果、帰還抵抗５２１〜５２４とフォトダイオード５１１〜５１４の容量値とで決定されるポール周波数で周波数帯域が制限され、更なる高倍速化が困難となり、Ｓ／Ｎの向上と高倍速化との両立が困難であるという問題に直面した。

そこで、これらの課題を解決するため、例えば特許文献１では、フォトダイオードにアバランシェフォトダイオード（以下、ＡＰＤという）を用いたフォトダイオード増幅回路が提案され、特許文献２では、フォトダイオード端子の他端が共通ノードに接続され、ＲＦ信号を生成するフォトダイオード増幅回路が提案されている。図１５は、特許文献１に記載された従来のアバランシェフォトダイオードを用いたフォトダイオード増幅回路の構成図であり、図１６は特許文献２に記載された増幅回路であってフォトダイオードの他端が共通ノードに接続されＲＦ信号を生成するフォトダイオード増幅回路の構成図を示す。

図１５において、６０１は光源、６０２はコリメータレンズ、６０３は偏光ビームスプリッター、６０４は１／４波長板、６０５は対物レンズ、６０６は光ディスク、６０７はビームスプリッター、６０８、６０９及び６１２は光検出器、６１０は検出レンズ、６１１はシリンドリカルレンズ、６１３は比較器、６１４は逆バイアス電圧制御回路、６１５は固定電圧切り替え器である。

次に、前記図１５記載のフォトダイオード増幅回路について詳細に説明する。光源６０１から出射されたレーザー光は、コリメータレンズ６０２で発散光を平行光に変換する。平行光に変換されたレーザー光は、偏光ビームスプリッター６０３で光ディスク６０６に向かうレーザー光と、光検出器６０８に向かうレーザー光とに分割される。光ディスク６０６に向かうレーザー光は、１／４波長板６０４を通過し、対物レンズ６０５で集光されて、光ディスク６０６に照射される。光ディスク６０６に照射されたレーザー光は光ディスク６０６で反射され、対物レンズ６０５、１／４波長板６０４、偏光ビームスプリッター６０３を通り、光検器６１２に向かう。光検出器６１２に向かったレーザー光は、検出レンズ６１０、シリンドリカルレンズ６１１を通って光検出器６１２に入射される。光検出器６１２では、レーザー光の明暗により光ディスク６０６の信号情報を検出する。一方、光検出器６０８に向かったレーザー光は、ビームスプリッター６０７で光検出器６０８に向かうレーザー光と光検出器６０９に向かうレーザー光に分割される。光検出器６０８は、光源６０１の光量を検出し、その結果を光源６０１にフィードバックすることにより、光源６０１を一定の光量で発光させている。一方、光検出器６０９に向かったレーザー光は、光検出器６０９に入射され、光源６０１の光量に応じた電圧が検出される。比較器６１３は、光検出器６０９で検出された電圧値と、固定電圧切り替え器６１５で選択された電圧値とを比較する。比較器６１３の比較結果を用いて逆バイアス電圧制御回路６１４で逆バイアス電圧を生成する。逆バイアス電圧制御回路６１４で生成された逆バイアス電圧を光検出器６０９、６１２に印加し、光検出器６０９、６１２の逆バイアス電圧を制御している。前記のような構成により、温度変動などの変化に対して安定した高い感度の増幅器を実現できる。

次に、図１６のフォトダイオード増幅回路について説明する。同図において、７０１〜７０５は演算増幅器、７１１〜７１４はフォトダイオード、７２１〜７２４、７３５は帰還抵抗、７４１〜７４５は出力端子、７４６、７４７は基準電源電圧端子、７５１はインダクタ、７５２、７５３は容量である。

前記図１６記載のフォトダイオード増幅回路の動作を説明すると、フォトダイオード７１１にレーザー光が入射され、入射光量に応じてフォトダイオード７１１に電流が生成される。演算増幅器７０１と帰還抵抗７２１とで負帰還回路が構成され、フォトダイオード７１１で生成された電流が帰還抵抗７２１及び演算増幅器７０１で電圧に増幅され、出力端子７４１より信号が出力される。同様に、フォトダイオード７１２〜７１４で生成された電流は、各々の帰還抵抗７２２〜７２４で電圧に増幅され、各々の出力端子７４２〜７４４より信号が出力される。フォトダイオード７１１〜７１４で生成した電流は、フォトダイオード７１１〜７１４の他端にも同じ電流が流れ、フォトダイオード７１１〜７１４で発生した電流が加算される。加算された電流は、インダクタ７５１を介して演算増幅器７０５と帰還抵抗７３５とで構成される増幅器に入力される。加算された電流は、帰還抵抗７３５及び演算増幅器７０５によって電圧に増幅され、ＲＦ出力端子７４５からＲＦ信号として出力される。

以上のように特許文献１記載のフォトダイオード増幅回路は、光検出器のフォトダイオードにＡＰＤを使用するので、通常のＰＩＮフォトダイオードの受光感度と比べて数倍〜十数倍高くなる。つまり、受光感度が高くなり、信号振幅が大きくなる。よって、Ｓ／ＮのＳ（Ｓｉｇｎａｌ）が大きくなり、その結果としてＳ／Ｎが向上し、信号品質の向上につながる。

また、特許文献２のフォトダイオード増幅器は、４チャンネルのフォトダイオードのアノードが共通なため、フォトダイオードで生成される電流が４チャンネル分加算され、その加算された電流が帰還抵抗を介して増幅されて、ＲＦ信号をつくるので、サーマルノイズが１／４となり、ＲＦ端子７４５のノイズレベルを−６ｄＢ下げることが可能となる。よってＳ／ＮのＮ（Ｎｏｉｓｅ）が小さくなり、結果として、Ｓ／Ｎが向上し、信号品質の安定につながる。

特開２００２−９２８８２号公報 特開２００８−２３４８１１号公報

しかしながら、特許文献１に開示された従来の増幅回路は安定な動作が出来ないという課題がある。具体的には、図１５からも判るように、アバランシェフォトダイオード（ＡＰＤ）の安定動作を制御するための光検出器６０９と光源６０１との間の光路には、多数の光学部品が存在する。そのような構成では、例えば振動の強い車載機器や、モバイル機器に使用した場合、コリメータレンズ６０２と偏光ビームスプリッター６０３とビームスプリッター６０７との間に位置ずれを起こしてしまう。すると、光検出器６０９に入射されるレーザー光の光軸がずれて、正確なレーザー光の光量が光検出器６０９に入射されず、誤った検出結果を比較器６１３に送り、誤作動するという課題が発生してしまう。

更に、特許文献１は、発光したレーザー光を検出器で検出し、その結果をもって安定な逆バイアス電圧をＡＰＤに印加している。そのような構成では、光源のレーザー光がオフの動作をする場合は、逆バイアス電圧が不安定になる。光源のレーザー光が高速でオン、オフ動作を行う例えば記録時において、動作が不安定になる。具体的には、光ディスク６０６に情報を記録する場合、正確な記録マークを形成するために、光源６０１のレーザー光は、１つのマークを形成するのにレーザー光をオン、オフ動作するマルチパルス動作をする。つまり、光ディスクに１つのマークを記録する時、光検出器６０９には、レーザー光が入射したり、しなかったりする。そのため、光検出器に安定な逆バイアス電圧を印加できないという課題が発生してしまう。

一方、特許文献２に開示された従来の増幅回路では、基本性能を満たせないという課題がある。具体的には以下の内容である。図１６の増幅回路において、フォトダイオード７１１〜７１４に入射されたレーザー光は、電流に変換され、共通アノードで電流加算される。その加算された電流は、インダクタ７５１を介して帰還抵抗７３５及び演算増幅器７０５によって電圧に増幅され、ＲＦ出力端子７４５からＲＦ信号として出力される。この増幅回路は、図１４に記載の出力端子５４１〜５４４の信号を加算する回路と比べてサーマルノイズを１／４にでき、ＲＦ端子７４５のノイズを−６ｄＢ低下することが可能である。しかし、フォトダイオード７１１〜７１４の空乏層を十分に広げ、受光感度を従来の感度にするためには、少なくとも１Ｖ以上の逆バイアスが必要である。端子７４６の基準電圧Ｖｒｅｆ１は外部のシステム仕様で決定される。例えば電源電圧（Ｖｃｃ）が５Ｖの場合、端子７４６の基準電圧Ｖｒｅｆ１は１／２×Ｖｃｃの２．５Ｖのシステム仕様が多い。この場合、端子７４７の基準電圧Ｖｒｅｆ２の電圧値は、フォトダイオード７１１〜７１４の空乏層を広げるために、基準電圧電源端子７４６の基準電圧Ｖｒｅｆ１である２．５Ｖから１Ｖ下げた電圧の１．５Ｖ以下である必要がある。電流方向は、フォトダイオード７１１〜７１４のカソードからアノードに流れるため、フォトダイオード７１１〜７１４にレーザー光が照射された場合、ＲＦ出力端子７４５の電圧は、基準電圧Ｖｒｅｆ２よりも下がる方向になる。一方、演算増幅器７０５の電圧の下限を約０．５Ｖとすると、レーザー光が入射されていない時の１．５Ｖから演算増幅器７０５の下限０．５Ｖを差し引いた値が、信号振幅のダイナミックレンジで１Ｖと低い値となってしまう。光ピックアップ装置のシステム仕様であるＲＦ信号のダイナミックレンジは、最低でも１．２Ｖ以上必要である場合が多く、この仕様を満たすことが困難であるという課題がある。また、インダクタンス７５１のインピーダンスは、周波数が高くなると大きくなり、フォトダイオード７１１〜７１４のアノードから見たインピーダンスが高くなることによって、高周波領域で不安定な動作になるという課題もある。

前記課題に鑑み、本発明の目的は、反射率の低いディスクにおいても、高倍速動作時に安定な信号品質を持つ増幅回路及び光ピックアップ装置を提供することにある。

前記目的を達成するために、請求項１記載の発明は、フォトダイオードの受光電流を電圧に変換するための増幅回路であって、光を受光する第１のフォトダイオードと、前記第１のフォトダイオードからの電流を電圧に変換する増幅器と、前記第１のフォトダイオードとは別途に設けた第２のフォトダイオードと、前記第２のフォトダイオードの寄生容量を検出する寄生容量検出回路と、前記寄生容量検出回路の検出結果に基づいて前記第１のフォトダイオードと前記第２のフォトダイオードの逆バイアス電圧を制御する逆バイアス電圧制御回路とを有することを特徴とする。

この構成により、第２のフォトダイオードの寄生容量の変化によって第１のフォトダイオードの受光感度が適切になるように第１のフォトダイオードの逆バイアス電圧を変化させるので、常に安定したフォトダイオードの受光感度を得ることができる。

請求項２記載の発明は、前記請求項１記載の増幅回路において、前記第１のフォトダイオードと前記第２のフォトダイオードは、アバランシェフォトダイオードであることを特徴とする。

この構成により、アバランシェフォトダイオードの受光感度は、ＰＩＮフォトダイオードの受光感度と比べて数倍〜十数倍あるので、特に反射率の低いディスクに対して安定した信号品質が得られる。

請求項３記載の発明は、前記請求項１又は２記載の増幅回路において、前記第２のフォトダイオードと前記第１のフォトダイオードは、同じ寄生容量値であることを特徴とする。

この構成により、第２のフォトダイオードの寄生容量と第１のフォトダイオードの寄生容量とが同じ容量値であるので、更に精度の高い安定な受光感度の増幅回路を得ることができる。

請求項４記載の発明は、前記請求項１〜３の何れか１項に記載の増幅回路において、前記増幅器は、演算増幅器と、前記演算増幅器の入力端子と前記演算増幅器の出力端子との間に接続された第１の抵抗とを有し、前記第１のフォトダイオードからの光電流を前記第１の抵抗で帰還された電圧を前記演算増幅器で増幅することを特徴とする。

この構成により、ゲインの高い演算増幅器に帰還させるので、高帯域な周波数特性の増幅回路が得られる。

請求項５記載の発明は、前記請求項１〜４の何れか１項に記載の増幅回路において、前記寄生容量検出器は、前記基準信号が通過する第１のフィルタ回路と、前記基準信号が通過する第２のフィルタ回路と、前記第１のフィルタ回路の出力と前記第２のフィルタの出力を位相比較する位相比較器とを有することを特徴とする。

この構成により、第１の抵抗のバラツキも吸収することができ、更に安定した信号振幅が得られる。

請求項６記載の発明は、前記請求項５記載の増幅回路において、前記第２のフィルタ回路は、基準信号の位相を遅らせる位相遅延器であることを特徴とする。

この構成により、第２のフィルタの振幅が変化することなく基準信号が位相比較器に入力されるので、安定な比較ができる。

請求項７記載の発明は、前記請求項５又は６記載の増幅回路において、前記第１のフィルタ回路は、第２の抵抗と、前記第２のフォトダイオードの寄生容量とにより構成されるフィルタであることを特徴とする。

この構成により、温度変動に影響のない安定した出力振幅を得ることができる。

請求項８記載の発明は、前記請求項７記載の増幅回路において、前記第２の抵抗と前記第１の抵抗とは、同じ抵抗値、同じ温度係数で作られた抵抗であることを特徴とする。

この構成により、更に、温度変動に影響のない出力振幅を得ることができる。

請求項９記載の発明の光ピックアップ装置は、前記請求項１〜８の何れか１項に記載の増幅回路を備えることを特徴とする。

この構成では、上述の増幅回路を備えているので、多様なディスク対応、及び高倍速化が可能となる。

以上説明したように、請求項１〜９記載の発明の増幅回路によれば、別途の設けたフォトダイオードの寄生容量の変化に応じて、光を受光するフォトダイオードの逆バイアス電圧値を変化させるので、温度変化に影響のない安定した増幅回路を得ることができる。

本発明の第１の実施形態に係る増幅回路を用いた光ディスクドライブ装置の全体構成を示すブロック図である。 同光ディスクドライブ装置の光ピックアップに内蔵された本発明に係る増幅回路の一構成例をフォトダイオードと共に示す回路図である。 コンデンサの容量値とインピーダンスとの関係を示す特性図である。 同増幅回路の逆バイアス電圧制御回路の一構成例を示す回路図である。 本発明の第２の実施形態に係る増幅回路の一部を抜き出した内部回路図である。 同増幅回路のアバランシェフォトダイオードの受光感度と逆バイアス電圧に対する依存特性を示す特性図である。 同増幅回路における出力レベルの周波数特性の説明図である。 本発明の第３の実施形態に係る増幅回路に備える寄生容量検出回路の一構成例を示す回路図である。 （ａ）は同寄生容量検出回路の抵抗と寄生容量による１次のローパスフィルタの周波数に対する振幅特性を示す図、同図（ｂ）は同１次のローパスフィルタの周波数に対する位相特性を示す図である。 同寄生容量検出回路に備える位相比較器の一構成例を示す回路図である。 （ａ）は同寄生容量検出回路の位相比較器への入力端子Ａへの入力信号を示す図、同図（ｂ）は同位相比較器への入力端子Ｂへの入力信号であって入力端子Ａへの入力信号とは位相が異なる信号を示す図、同図（ｃ）は同位相比較器の出力端子からの出力信号を示す図である。 （ａ）は同寄生容量検出回路の位相比較器への入力端子Ａへの入力信号を示す図、同図（ｂ）は同位相比較器への入力端子Ｂへの入力信号であって入力端子Ａへの入力信号とは位相が同じ信号を示す図、同図（ｃ）は同位相比較器の出力端子からの出力信号を示す図である。 本発明の第４の実施形態に係る増幅回路を用いた光ピックアップ装置の一構成例を示す図である。 従来の増幅回路の一構成例を示す回路図である。 従来のＡＰＤを用いた増幅回路の一構成例を示す図である。 従来の増幅回路の他の一構成例を示す回路図である。

以下、本発明の実施形態における増幅回路及び光ピックアップ装置について、図面を参照しながら説明する。

（第１の実施形態）
図１は、本発明に係る増幅回路を用いた光ディスクドライブ装置の全体構成例を示している。ここで、ＢＤ（Blu ray Disc）、ＤＶＤ（Digital Versatile Disc）、ＣＤ（Compact Disc）の一般的なフロントエンドの動作はし得るものとする。

図１において、１は装着された光ディスク（ＢＤ、ＤＶＤ又はＣＤ）、２はスピンドルモータ、３は光ピックアップ、４はフロントエンドプロセッサ（ＦＥＰ）、５はサーボコントローラ、６はディジタル信号処理プロセッサ（ＤＳＰ）、７はシステムコントローラである。前記光ピックアップ３は、光ディスク１にレーザービームを照射し、その反射光を検出するものである。前記ＦＥＰ４は、光ピックアップ３の出力にアナログ演算、フィルタリング等の処理を施し、かつ光ディスクの種類、メディアのタイプに応じてしかるべき信号を光ピックアップ３へ供給するものである。サーボコントローラ５は、スピンドルモータ２の制御に加えて、光ピックアップ３のフォーカスサーボ、トラッキングサーボ、レーザーパワー制御をも司る。ＤＳＰ６は、誤り訂正処理、信号再生処理等のディジタル信号処理を司る。システムコントローラ７は、当該光ディスクドライブ装置の全体制御を司る。

図２は、図１中の光ピックアップ３に内蔵された本発明に係る増幅回路の構成例をフォトダイオード１１〜１４と共に示したものである。同図の増幅回路は、フォトダイオード１１〜１４に入射されたレーザー光の光強度に応じて生成した電流を電圧に変換する光電変換ＩＣ、いわゆるＰＤＩＣを構成している。

同図において、１１〜１４は第１のフォトダイオード、１５は前記第１のフォトダイオード１１〜１４の受光感度を適切にするために前記第１のフォトダイオード１１〜１４とは別途に設けられた第２のフォトダイオード、２１〜２５は演算増幅器、３１〜３４は帰還抵抗（第１の抵抗）、４１〜４５は抵抗、５１〜５５は出力端子、５６、５７は基準電圧電源端子、６１は前記第１及び第２のフォトダイオード１１〜１５に逆バイアスを印加する逆バイアス電圧制御回路、６５は第２のフォトダイオード１５の寄生容量を検知するフォトダイオード寄生容量検出回路である。

前記第１のフォトダイオード１１のアノードは、演算増幅器２１の反転入力（−）と帰還抵抗３１とに接続されている。演算増幅器２１の出力は、前記帰還抵抗３１の他端と出力端子５１と抵抗４１とに接続されている。第１のフォトダイオード１２のアノードは、演算増幅器２２の反転入力（−）と帰還抵抗３２とに接続されている。演算増幅器２２の出力は、前記帰還抵抗３２の他端と出力端子５２と抵抗４２とに接続されている。第１のフォトダイオード１３のアノードは演算増幅器２３の反転入力（−）と帰還抵抗３３とに接続されている。演算増幅器２３の出力は、前記帰還抵抗３３の他端と出力端子５３と抵抗４３とに接続されている。第１のフォトダイオード１４のアノードは演算増幅器２４の反転入力（−）と帰還抵抗３４とに接続されている。演算増幅器２４の出力は、前記帰還抵抗３４の他端と出力端子５４と抵抗４４とに接続されている。前記帰還抵抗３１と演算増幅器２１とにより増幅器Ａｍｐ１を構成し、帰還抵抗３２と演算増幅器２２、帰還抵抗３３と演算増幅器２３、帰還抵抗３４と演算増幅器２４とにより、各々増幅器Ａｍｐ２、Ａｍｐ３、Ａｍｐ４を構成している。

また、図２において、基準電圧電源１（Ｖｒｅｆ１）端子５６は、前記演算増幅器２１、２２、２３、２４の非反転入力（＋）に接続されている。抵抗４１〜４４の他端は、演算増幅器２５の反転入力（−）と抵抗４５とに接続されている。演算増幅器２５の出力端子は、抵抗４５の他端とＲＦ出力端子５５とに接続されている。一方、基準電圧電源２（Ｖｒｅｆ２）端子５７は、演算増幅器２５の非反転入力（＋）に接続されている。逆バイアス電圧制御回路６１は、第１及び第２のフォトダイオード１１〜１５のカソードに接続されている。第２のフォトダイオード１５のアノードは寄生容量検出回路６５に接続されている。寄生容量検出回路６５は、逆バイアス電圧制御回路６１に接続されている。

ここで、図１中の光ピックアップ３は、セット筐体のドライブ内部に配置されている。そのドライブ内部は、密閉状態に近く温度の放熱性が悪い。そのため、第１のフォトダイオード１１〜１４の受光感度は、温度変動などの変化に影響されて受光感度が変動する。第１のフォトダイオード１１〜１４の受光感度が温度変動を受けると、出力端子５１〜５４、ＲＦ端子５５から出力される信号振幅が温度変動し、安定した信号品質が得られない。そこで、本発明は、第２のフォトダイオード１５を設け、この第２のフォトダイオード１５の寄生容量を検出し、その結果を第１及び第２のフォトダイオード１１〜１５の逆バイアス電圧を制御する制御信号に用いることによって、第１のフォトダイオード１１〜１４が温度変動に影響を受けない受光感度を保って、安定な出力信号を得ることで信号品質を高めている。

以下、図２に示した増幅回路の動作について説明する。フォトダイオード１１に入射されたレーザー光は、電流に変換される。フォトダイオード１１で生成された電流は、帰還抵抗３１に流れる。帰還抵抗３１に流れた電流信号は、演算増幅器２１で電圧信号に増幅されて出力端子５１から出力される。同様にフォトダイオード１２〜１４に入射されたレーザー光は、電流に変換され、各々に接続されている帰還抵抗３２〜３４に流れる。各々の帰還抵抗３２〜３４に流れた電流信号は、演算増幅器２２〜２４で電圧信号に増幅されて各々の出力端子５２〜５４から出力される。出力端子５１〜５４に出力された信号は、サーボ信号として使用される。一方、出力端子５１〜５４の出力信号は、各々に接続された抵抗４１〜４４で電流信号に変換されて加算される。加算された電流信号は、抵抗４５及び演算増幅器２５で電圧信号に増幅されてＲＦ出力端子５５からＲＦ信号として出力される。

ここで、フォトダイオード１１〜１５のカソードには、逆バイアス電圧制御回路６１で生成された逆バイアス電圧が印加される。フォトダイオード１５のアノードは、寄生容量検出回路６５に接続され、フォトダイオード１５の寄生容量値を検出する。この寄生容量値を検知する手法としてインピーダンスを測定する。一般的には、周波数が１ｋＨｚの信号を用いて寄生容量のインピーダンスを測定する。容量のインピーダンスは、１／（ｊωＣ）で表され、ω＝２πｆある。例えば、寄生容量が１０ｐＦの場合、インピーダンスは約１６０００ｋΩとなる。図３に周波数が１ｋＨｚの信号を入力したときの寄生容量のインピーダンスを示す。容量値が大きくなればインピーダンスは下がり、容量値が小さくなればインピーダンスは上がる。このように、フォトダイオード１５の寄生容量値を検知し、その結果を用いて逆バイアス電圧制御回路６１の逆バイアス電圧を可変する。また、フォトダイオード１５の寄生容量は、フォトダイオード１５の空乏層幅と相関がある。空乏層幅は周囲温度によって変動するため、その結果として寄生容量も変化する。フォトダイオード１１〜１５は、同じ逆バイアス電圧が印加されているので、フォトダイオード１１〜１４の空乏層幅と同じである。更に、フォトダイオード１１〜１４の空乏層幅は、受光感度とも相関がある。つまり、第２のフォトダイオード１５の寄生容量値を制御することは、第１のフォトダイオード１１〜１４の受光感度を制御することと同じであり、逆バイアス電圧制御回路６１からの逆バイアス電圧を用いて第２のフォトダイオード１５の寄生容量値を一定にすることにより、第１のフォトダイオード１１〜１４の受光感度を安定に保つことが可能となる。

（逆バイアス電圧制御回路の具体例）
次に、図４に図２の逆バイアス電圧制御回路６１の一構成例を示す。

図４において、７０、７１はＮＰＮトランジスタ、７２、７３はＰＮＰトランジスタ、７６〜７８は抵抗、８１はバッファ、８２は定電流源、８３は基準電圧源、８６は入力端子、８７は出力端子、８８は電源電圧端子である。

ＮＰＮトランジスタ７０、７１は差動アンプを構成している。ＮＰＮトランジスタ７０、７１のエミッタは共通に定電流源８２に接続され、ＮＰＮトランジスタ７１のベースには基準電圧源８３が接続され、ＮＰＮトランジスタ７０のベースには入力端子８６が接続されている。ＰＮＰトランジスタ７２、７３と抵抗７６、７７とによりカレントミラー回路を構成している。ＮＰＮトランジスタ７０のコレクタはＰＮＰトランジスタ７２のコレクタ及びベースとＰＮＰトランジスタ７３のベースとに接続されている。ＰＮＰトランジスタ７３のコレクタは抵抗７８とバッファ８１に接続され、バッファ８１の出力は出力端子８７に接続されている。

次に、前記図４の逆バイアス電圧制御回路の動作について説明する。図２の寄生容量検出回路６５からの検出容量値に応じた電圧が、図４の入力端子８６に印加される。ＮＰＮトランジスタ７０、７１で構成された差動増幅器は、入力端子８６に印加された電圧と基準電圧源８３の基準電圧とを比較し、適切な電流がＮＰＮトランジスタ７０のコレクタから流れる。ＮＰＮトランジスタ７０のコレクタに流れた電流は、ＰＮＰトランジスタ７２、７３と抵抗７６、７７で構成されたカレントミラー回路によって、ＰＮＰトランジスタ７３のコレクタに流れる。ＰＮＰトランジスタ７３のコレクタに流れた電流は、抵抗７８で電圧に変換される。変換された電圧は、バッファ８１を介してインピーダンス変換されて出力される。バッファ８１は、出力端子８７の後段に接続される素子のインピーダンスによって逆バイアス電圧が変動するのを防いでいる。この回路構成によれば、入力端子８６の電圧変化に対して出力端子８７の電圧が変化することができる逆バイアス電圧制御回路となる。

図２に示した増幅回路では、第１のフォトダイオード１１〜１４にレーザー光が入射されると、出力端子５１〜５４の電圧は基準電圧電源１（Ｖｒｅｆ）端子５６の電圧値から下がる極性であるが、通常、レーザー光が入射されると出力端子の電圧値は上がる極性の仕様が多いため、出力端子５１〜５４の後段に反転増幅器を追加しても構わない。

以上説明したように、別途設けた第２のフォトダイオード１５の寄生容量値を寄生容量検出回路６５により検出し、この第２のフォトダイオード１５の寄生容量を一定に保つように逆バイアス電圧制御回路６１の逆バイアス電圧を制御することによって、第１のフォトダイオード１１〜１４の受光感度が一定になる。このような構成にすることにより、温度変動に影響を受けない信号が得られ、信号品質が向上する。

（第２の実施形態）
次に、図５を用いて本発明の第２の実施形態を説明する
図１中の光ピックアップ３が、反射率の低い光ディスク１を記録、再生する場合や、光ピックアップ３内部の光学系伝達効率が低い場合などの理由で、図２のフォトダイオード１１〜１４に入射するレーザー光の入射光量が少なくなると、出力端子５１〜５４及びＲＦ出力端子５５から出力される信号振幅が小さくなる。この状況では、後段のフロントエンドプロセッサ４で信号処理する際にＳ／Ｎが悪化し、ジッターやサーボ特性が悪くなる。そこで、本実施形態では、第１のフォトダイオード１１〜１４にアバランシェフォトダイオード（ＡＰＤ）を用いて、少ない光量のレーザー光が入射してもＳ／Ｎが低下せずに信号品質を保ち、更に、高倍速に対応した構成を述べる。

図５は、図２の増幅回路の１部を抜き出した詳細説明図である。図２と同一部分については同一符号を付して説明を省略する。同図では、１つの第１のフォトダイオード１１を代表して記載している。

図５において、９１は第１のフォトダイオード１１に付随する寄生容量である。図２では簡略化のため寄生容量の記載を省略していた。ここで、寄生容量９１の寄生容量値をＣｓ、帰還抵抗３１の抵抗値をＲｆと示す。

第１のフォトダイオード１１にレーザー光が入射され、このフォトダイオード１１で生成された電流信号は、帰還抵抗３１に流れて、電流信号が増幅回路２１で電圧信号に増幅されて出力端子５１から出力される。例えば、青紫レーザーを光源とするＢＤ（Blu ray Disc）を再生する場合について述べる。フォトダイオード１１は、通常、低電圧駆動で扱い易いＰＩＮフォトダイオードで構成している。ＰＩＮフォトダイオードの青紫レーザーの受光感度は、約０．３Ａ／Ｗ（理論値：０．３２８Ａ／Ｗ）である。ＢＤのシングルレイヤの反射率を約１０％として光学系伝達効率を考慮すると、所望の出力振幅を得るためには、帰還抵抗３１の抵抗値Ｒｆを約６０ｋΩにする必要がある。

次に、反射率の低いＢＤのデュアルレイアの場合について述べる。ＢＤのデュアルレイヤの反射率は、シングルレイヤの半分の約５％であり、帰還抵抗３１の抵抗値Ｒｆは、シングルレイヤの２倍の約１２０ｋΩが必要になる。つまり、ＢＤがシングルレイヤからデュアルレイヤになると、帰還抵抗３１の抵抗値Ｒｆを２倍にしなければ所望の信号振幅を得られない。しかし、帰還抵抗３１の抵抗値Ｒｆを２倍にすると、帰還抵抗３１で発生するサーマルノイズは√２倍になり、Ｓ／Ｎで換算すると約−３ｄＢ低下する。つまり、Ｓ／Ｎが低下すると信号がノイズに埋もれてしまい、ジッターやサーボ特性が悪化する。そこで、第１のフォトダイオード１１にアバランシェフォトダイオード（ＡＰＤ）を用いて、フォトダイオード１１の受光感度を数倍〜十数倍に上げて、その分、帰還抵抗３１の抵抗値Ｒｆを小さくし、帰還抵抗３１から発生するサーマルノイズを低減する。ノイズを低減することは、つまりＳ／Ｎの向上を意味し、信号品質の向上を実現できる。

ここで、ＡＰＤについて述べる。ＡＰＤは、ＰＮ接合に大きな逆バイアス電圧が印加され、空乏層に大きな電界を形成したものである。これにより、光キャリアが大きなエネルギーを持つことになる。また、このキャリアは結晶格子と衝突すると新たな電子−正孔対を発生させ（イオン化）、この電子−正孔対が新たな電子−正孔を発生させるという連鎖反応が起こり、ＡＰＤは増幅機能を有することになる。この増幅機能は逆バイアス電圧に応じて変化する。その関係を図６に示す。図６に示しているように、逆バイアス電圧が２０ＶでＡＰＤの増幅率が、ＰＩＮフォトダイオードと比較して約８倍になり、ＢＤの２層等の反射率の低いディスクにおいても信号品質を向上することが可能となる。

しかし、ＡＰＤの受光感度は、温度変動に影響を受け易い。このことについて詳細に述べる。ＡＰＤの増幅率は、一般的に逆バイアス電圧を一定にした場合では、温度が上がると小さくなる。これは、温度が上がると結晶格子の振動が大きくなるため、キャリアがイオン化を起こすことができるエネルギーに達する前に結晶格子と衝突してしまい、連鎖反応が起こる確率が小さくなるので、増幅率が小さくなる。本実施形態では、図５の第２のフォトダイオード１５に第１のフォトダイオード１１と同じＡＰＤを用い、この第２のフォトダイオード１５の寄生容量を寄生容量検出回路６５で検知し、その検知結果を元に第１のフォトダイオード１１と第２のフォトダイオード１５の逆バイアス電圧を逆バイアス電圧制御回路６１で可変する。つまり、周囲温度が変化しても第１のフォトダイオード１１の受光感度が一定になるように動作する。

ここで、増幅回路の周波数特性とノイズ特性について考える。

以下、図７を用いて、図５に示す増幅回路の周波数特性について説明する。フォトダイオード１１には、図１の光ディスク１に反射したレーザー光が入射される。フォトダイオード１１に入射されるレーザー光は、光ディスク１に記録された情報を持ち、明暗を繰り返しながらフォトダイオード１１に入射される。フォトダイオード１１に入射されたレーザー光は電流信号に変換される。変換された電流信号は、帰還抵抗３１及び演算増幅器２１で電圧信号に増幅され、出力端子５１から出力される。例えば、ＢＤの光ディスクに記録されているマークの最短マーク長は２Ｔで、周波数に換算すると、ＢＤの１倍速周波数は、ｆ−３ｄＢ＝１５．５ＭＨｚとなる。ＢＤに記録された２Ｔの情報を８倍で再生する場合、増幅回路の周波数帯域は、ｆ−３ｄＢ＝１２０ＭＨｚ以上が必要となる。図５の増幅回路の周波数特性は、帰還抵抗３１とフォトダイオード１１の寄生容量９１とにより決定されるポール周波数ｆｐ１と、増幅回路の発振を防止するために演算増幅器２１に内蔵されている位相補償容量（図示せず）で決まるポール周波数ｆｐ２と、増幅回路の利得とによって決定される。

図７は、増幅回路の利得−周波数特性を示す骨格ボード線図である。図７において細線は増幅回路の開ループ時の特性を示し、太線は閉ループ特性を示している。開ループのポール周波数ｆｐ１は、帰還抵抗３１の抵抗値Ｒｆと寄生容量９１の寄生容量値Ｃｓとにより決まり、周波数ｆｐ１は、ｆｐ１＝１／（２・π・Ｃｓ・Ｒｆ）である。例えば、ＢＤのシングルレイヤの反射率が約１０％、そのレーザー光をフォトダイオード１１で受光する。フォトダイオード１１がＰＩＮフォトダイオードの場合、青色受光感度は、約０．３Ａ／Ｗ（ＰＩＮフォトダイオードの理論値は０．３２８Ａ／Ｗ）であり、所望の出力信号振幅を得るためには、帰還抵抗３１の抵抗値Ｒｆを６０ｋΩにする必要がある。また、フォトダイオード１１の寄生容量値Ｃｓは、約０．５ｐＦであるため、このポール周波数ｆｐ１は、ｆｐ１＝１／（２・π・０．５ｐ・６０ｋ）＝約５ＭＨｚとなる。演算増幅器２１に内蔵されている位相補償で決まるポール周波数ｆｐ２は、約６０ＭＨｚとする。閉ループ特性のカットオフ周波数ｆｃは、開ループ特性の周波数特性と閉ループ時の利得とにより決定され、ｆｃ＝１２０ＭＨｚを達成することができる。次に、図７において、点線は、フォトダイオード１１をＡＰＤで構成した場合の周波数特性を示す。ＡＰＤの受光感度は、従来のＰＩＮフォトダイオードの受光感度の数倍〜十数倍にすることが可能であり、仮に８倍の２．４Ａ／Ｗに設定すれば、帰還抵抗３１の抵抗値Ｒｆは約７．５ｋΩとなる。つまり、図７においてポール周波数ｆｐ１がｆｐ１’にまで高域に延び、更に増幅回路の利得も低くできる。その結果、カットオフ周波数ｆｃをｆｃ’にまで高域に上げることが可能となり、更なる高倍速化が達成できる。

次に、図５の増幅回路の光ディスク再生時のノイズ特性について説明する。ノイズ成分は、帰還抵抗３１で発生するサーマルノイズでほぼ決定され、その大きさは√（４ｋＴ×Ｒｆ×Δｆ）で現される。ここでｋ：ボルツマン定数、Ｔ：絶対温度、Δｆ：帯域幅である。フォトダイオード１１をＡＰＤで構成した場合の受光感度を、仮にＰＩＮフォトダイオードの受光感度の８倍の２．４Ａ／Ｗに設定すれば、帰還抵抗３１は約７．５ｋΩとすることができ、その結果、ノイズ成分は√（１／８）に下がる。つまり、フォトダイオード１１をアバランシェフォトダイオードに変更し、受光感度を８倍に設定すれば、帰還抵抗３１が１／８となり、その結果、ノイズが√（１／８）の約−９ｄＢに改善することが可能となる。

以上のように、本実施形態のように第１のフォトダイオード１１をＡＰＤにすることにより、フォトダイオード１１の受光感度を上げ、帰還抵抗３１の抵抗値Ｒｆを小さくできる。帰還抵抗値Ｒｆを小さくすると、周波数特性を高帯域化でき、更に帰還抵抗３１から発生するサーマルノイズを低減できる。つまり、高倍速とＳ／Ｎの向上との両立が可能であり、信号品質を向上しつつ、高倍速のＰＤＩＣを実現することができる。

（第３の実施形態）
続いて、本発明の第３の実施形態を図８を用いて説明する。

前記第１の実施形態と第２の実施形態は、図２のフォトダイオード１１〜１４の受光感度を温度変動のない安定した受光感度を実現している。本実施形態では、更に温度変動に対して安定な制御が可能な回路構成について説明する。図２の出力端子５１〜５４の信号の振幅は、フォトダイオード１１〜１４で生成される電流と、帰還抵抗３１〜３４とにより決定されるため、より安定な制御の実現には、帰還抵抗３１〜３４の抵抗値のバラツキや帰還抵抗自体の温度変動を抑制する必要がある。そこで、本実施形態では、図２の寄生容量検出回路６５を抵抗と寄生容量とで構成するフィルタを用いることによって、フォトダイオード１１〜１４の受光感度と帰還抵抗３１〜３４のバラツキを吸収し、温度変動のない安定した信号振幅を実現する。以下詳細について説明する。

図５の増幅回路において、帰還抵抗３１は、半導体装置において拡散抵抗又はポリシリコン抵抗を用いて構成される。これらの抵抗の抵抗値は、±１０％〜２０％程度のバラツキがある。更に、これらの抵抗の抵抗値は、周囲温度によっても変動し、約±１０００〜３０００ｐｐｍ／℃程度変動する。帰還抵抗３１が変動すると、その分、出力端子５１から出力される信号の振幅も変動する。すなわち、抵抗値の変動に伴って出力信号の振幅が変動すると、Ｓ／ＮのＳ（Ｓｉｇｎａｌ）が変動し、Ｓ／Ｎが悪化させる。そこで、本実施形態では、実施形態２に対して、更に、帰還抵抗３１の抵抗値を安定にする構成にし、更なる信号品質の向上を図っている。

図８は、図５の寄生容量検出回路６５を構成する詳細回路図である。図５と同一部分については同一符号を付して説明を省略する。

図８において、２０１は抵抗値Ｒｐの抵抗、２０２は第２のフォトダイオード１５の寄生容量であって、これ等の抵抗（第２の抵抗）２０１及び第２のフォトダイオード１５の寄生容量２０２により、第１のフィルタ回路２００を構成している。また、同図において、２０３は位相比較器、２０４はチャージポンプ、２０５は位相遅延器（第２のフィルタ回路）、２０６は抵抗値Ｒｃの抵抗、２０７は容量値Ｃｃの容量、２１１は逆バイアス電圧制御回路６１で生成される逆バイアス電圧が印加される逆バイアス電圧端子、２１２は基準信号端子、２１３は寄生容量検出回路６５の出力端子である。基準信号端子２１２は、前記抵抗２０１と位相遅延器２０５とに接続されている。位相比較器２０３の入力には、抵抗２０１の他端と第２のフォトダイオード１５のアノード（寄生容量２０２）と位相遅延器２０５の出力とが接続されている。位相比較器２０３の出力はチャージポンプ２０４に接続され、チャージポンプ２０４の出力は抵抗２０６に接続されている。抵抗２０６の他端は、容量２０７と出力端子２１３とに接続されている。

以下、図８に示した寄生容量検出回路６５の動作について説明する。基準信号端子２１２から基準信号が入力されてくる。基準信号の一方は位相遅延器２０５に入力されて、位相を遅らせて位相比較器２０３に入力される。基準信号の他方は、抵抗２０１（抵抗値Ｒｐ）と第２のフォトダイオード１５の寄生容量２０２（容量値Ｃｓ）とで構成される１次のローパスフィルタを通過して位相比較器２０３に入力される。前記ローパスフィルタ（第１のフィルタ回路２００）と位相遅延器２０５（第２のフィルタ回路）を通過した信号の位相は、位相比較器２０３で位相比較される。その比較結果がチャージポンプ２０４に入力され、その出力が抵抗２０６（抵抗値Ｒｃ）と容量２０７（容量値Ｃｃ）とにより平滑化され、出力端子２１３に適切な電圧が出力される。位相遅延器２０５とローパスフィルタを通過した信号の位相が、同じ位相になった時点でチャージポンプ２０４には信号が送られなくなり、容量２０７（容量値Ｃｃ）にチャージされた電荷を保持した電圧が、出力端子２１３から出力される。

次に、前記図８において、抵抗２０１と第２のフォトダイオード１５の寄生容量２０２とで構成されたローパスフィルタと、位相遅延器２０５と、位相比較器２０３の動作について、以下、詳細に説明する。基準信号端子２１２から基準信号が入力される。抵抗２０１（抵抗値Ｒｐ）と第２のフォトダイオード１５の寄生容量２０２（容量値Ｃｃ）とにより、１次のローパスフィルタを構成している。この１次のローパスフィルタの伝達特性を図９に示す。図９（ａ）は振幅−周波数特性の骨格ボード線図、同図（ｂ）は位相−周波数特性の骨格ボード線図である。振幅が−３ｄＢとなるカットオフ周波数は、ｆ０＝１／（２π・Ｃｃ・Ｒｐ）で決定される。一方、位相は、図９（ｂ）のようにカットオフ周波数ｆ０がｆ０＝１／（２πＣｃＲｐ）であり、位相が−（π／４）遅れる。例えば、基準信号に５．３ＭＨｚの正弦波を入力した場合、抵抗２０１の抵抗値Ｒｐを６０ｋΩとし、第２のフォトダイオード１５の寄生容量２０２の容量値Ｃｓが０．１ｐＦであるとき、カットオフ周波数ｆ０は、ｆ０＝１／（２×π×６０ｋΩ×０．１ｐＦ）＝約２６ＭＨｚとなる。つまり、基準信号の５．３ＭＨｚの信号は、抵抗２０１と寄生容量２０２とで構成されるローパスフィルタを通過すると、位相の遅れ（Ｘ）は、−（π／４）＜Ｘ＜０となる。一方、位相遅延器２０５は、予め、−（π／４）位相が遅れる設定にしているので、１次のローパスフィルタ通過後の信号と、位相遅延器２０５通過後の信号とを位相比較器２０３に入力すると、位相差が生じ、そしてチャージポンプ２０４が動作する。チャージポンプ２０４が動作すると、容量２０７（容量値Ｃｃ）に電荷のチャージ、ディスチャージが行なわれ、出力端子２１３の電圧が可変する。出力端子２１３の電圧は、図５の逆バイアス電圧制御回路６１によってフォトダイオード１１〜１５の逆バイアス電圧を可変する。次に、可変された逆バイアス電圧は、図８の電圧端子２１１に接続されている第２のフォトダイオード１５の逆バイアス電圧を可変し、この第２のフォトダイオード１５の寄生容量２０２（容量値Ｃｓ）の値が変化する。この寄生容量２０２の容量値Ｃｓが約０．５ｐＦになった時、抵抗２０１（抵抗値Ｒｐ）と第２のフォトダイオード１５の寄生容量２０２（容量値Ｃｓ）との１次のローパスフィルタのカットオフ周波数ｆ０が、ｆ０＝１（２・π・６０ｋΩ・０．５ｐＦ）＝５．３ＭＨｚになり、基準信号の位相が−（π／４）遅れる。位相遅延器２０５は、予め、−（π／４）位相が遅れるように設計されており、抵抗２０１と寄生容量２０２とで構成されたローパスフィルタを通過した位相が、位相比較器２０３で位相比較される。この位相比較では、ローパスフィルタからの信号の位相と位相遅延器２０５からの信号の位相とが一致したため、位相比較器２０３は、チャージポンプ２０４をオフする信号を送る。チャージポンプ２０４がオフしたので、容量２０７（容量値Ｃｃ）にチャージされた電荷が維持され、出力端子２１３の電圧が保持し、帰還回路が安定する。

尚、第２の抵抗２０１の抵抗値Ｒｐ及び温度係数を図２の帰還抵抗（第１の抵抗）３１〜３４の抵抗値及び温度係数と同じ値で作り、第２のフォトダイオード１５を第１のフォトダイオード１１〜１４と同じ寄生容量でローパスフィルタを構成することによって、出力端子５１〜５５の出力電圧は、温度変動に影響のない安定した信号品質を得ることが可能となる。

また、本実施形態では、位相遅延器２０５の遅延量を−（π／４）として説明したが、位相遅延器２０５の遅延量を任意に設定するようにすれば、マスクレイアウトを含めた最適な受光感度が得られるように調整することが可能となる。

更に、本実施形態では、抵抗２０１と寄生容量２０２とで構成するローパスフィルタを一構成例として説明したが、それ以外に、抵抗２０１と寄生容量２０２とで構成するハイパスフィルタや、その他のフィルタ、又は周波数によって位相が変わる回路であれば、構成することは可能である。

（位相比較器の具体例）
次に、前記図８の位相比較器２０３の一構成例を図１０に示す。

図１０において、３０１〜３０６はＮＰＮトランジスタ、３１１、３１２は抵抗、３１５は定電流源、３２１、３２２は入力信号Ａ端子、３２３、３２４は入力信号Ｂ端子、３２５、３２６は出力端子、３２７は電源電圧端子である。ＮＰＮトランジスタ３０１、３０２は差動増幅回路を構成している。ＮＰＮトランジスタ３０１、３０２のベースには入力信号Ａ端子３２１、３２２が接続されている。ＮＰＮトランジスタ３０１、３０２のエミッタは、共通に定電流源３１５に接続されている。ＮＰＮトランジスタ３０３、３０４で差動増幅回路構成されている。ＮＰＮトランジスタ３０３、３０４のベースは、入力信号Ｂ端子３２３、３２４に接続されている。ＮＰＮトランジスタ３０３、３０４のエミッタは共通にＮＰＮトランジスタ３０１のコレクタに接続されている。同様に、ＮＰＮトランジスタ３０５、３０６で差動増幅回路構成されている。ＮＰＮトランジスタ３０５、３０６のベースは、入力信号Ｂ端子３２４、３２３に接続されている。ＮＰＮトランジスタ３０５、３０６のエミッタは、共通にＮＰＮトランジスタ３０２のコレクタに接続されている。ＮＰＮトランジスタ３０３のコレクタとＮＰＮトランジスタ３０５のコレクタは共通に抵抗３１１に接続されている。同様に、ＮＰＮトランジスタ３０４のコレクタとＮＰＮトランジスタ３０６のコレクタは、共通に抵抗３１２に接続されている。抵抗３１１、３１２は出力端子３２５、３２６に接続されている。

前記図１０の位相比較器の動作について詳細に述べる。先ず、入力信号Ａ端子３２１、３２２からの信号と、入力信号Ｂ端子３２３、３２４からの信号との位相が違う場合について動作を説明する。入力信号Ａ端子３２１にＬｏｗ、同Ａ端子３２２にＨｉの信号が、入力信号Ｂ端子３２３にＬｏｗ、同Ｂ端子３２４にＨｉの信号が入力された場合、出力端子３２５からの出力信号はＬｏｗ、出力端子３２６からの出力信号はＨｉとなり、次に、入力信号Ａ端子３２１にＬｏｗ、同Ａ端子３２２にＨｉの信号が、入力信号Ｂ端子３２３にＨｉ、同Ｂ端子３２４にＬｏｗの信号が入力された場合、出力端子３２５の出力信号はＨｉ、出力端子３２６の出力信号はＬｏｗとなる。更に、入力信号Ａ端子３２１にＨｉ、同Ａ端子３２２にＬｏｗの信号が、入力信号Ｂ端子３２３にＬｏｗ、同Ｂ端子３２４にＨｉの信号が入力された場合、出力端子３２５の出力信号はＬｏｗ、出力端子３２６の出力信号はＨｉとなり、次に、入力信号Ａ端子３２１にＨｉ、同Ａ端子３２２にＬｏｗの信号が、入力信号Ｂ端子３２３にＨｉ、同Ｂ端子３２４にＬｏｗの信号が入力された場合、出力端子３２５の出力信号はＬｏｗ、出力端子３２６の出力信号はＨｉとなる。この一連の動作を図１１に示す。図１１（ａ）は入力信号Ａ端子３２１、３２２の入力信号、同図（ｂ）は入力信号Ｂ端子３２３、３２４の入力信号、同図（ｃ）は出力端子３２５、３２６の出力信号を示す。入力信号Ａ端子３２１、３２２から図１１（ａ）の信号が入力され、入力信号Ｂ端子３２３、３２４から同図（ｂ）の信号が入力される。同図（ａ）の信号の位相と同図（ｂ）の信号の位相とが異なる場合には、出力端子３２５、３２６から同図（ｃ）のような信号が出力される。

次に、入力信号Ａ端子３２１、３２２からの信号と、入力信号Ｂ端子３２３、３２４からの信号の位相同士が同じ場合について、動作を説明する。入力信号Ａ端子３２１にＬｏｗ、同Ａ端子３２２にＨｉの信号が、入力信号Ｂ端子３２３にＬｏｗ、同Ｂ端子３２４にＨｉの信号が入力された場合、出力端子３２５の出力信号はＬｏｗ、出力端子３２６の出力信号はＨｉとなり、次に、入力信号Ａ端子３２１にＨｉ、同Ａ端子３２２にＬｏｗの信号が、入力信号Ｂ端子３２３にＨｉ、同Ｂ端子３２４にＬｏｗの信号が入力された場合、出力端子３２５の出力信号はＬｏｗ、出力端子３２６の出力信号はＨｉとなる。この一連の動作を図１２に示す。図１２（ａ）は入力信号Ａ端子３２１、３２２の入力信号、同図（ｂ）は入力信号Ｂ端子３２３、３２４の入力信号、同図（ｃ）は出力端子３２５、３２６の出力信号を示す。入力信号Ａ端子３２１、３２２から図１２（ａ）の信号が入力され、入力信号Ｂ端子３２３、３２４から同図（ｂ）信号が入力される。同図（ａ）の信号の位相と同図（ｂ）の信号の位相とが同じ場合には、出力端子３２５、３２６から同図（ｃ）に示すように無信号が出力される。つまり、出力信号端子３２５、３２６の後段に接続されている図８のチャージポンプ２０４は、図１０の入力信号Ａ端子３２１、３２２の信号と入力信号Ｂ端子３２３、３２４の信号の位相同士が一致していない場合には動作し、図１０の入力信号Ａ端子３２１、３２２の信号と入力信号Ｂ端子３２３、３２４の信号との位相同士が一致している場合には、動作しない。

本実施形態は、図１０に示した位相比較器２０３を、ＮＰＮトランジスタの掛け算回路で構成したが、ディジタル方式の位相比較器や、２波形の位相を比較する他の構成の位相比較器でも構わない。

以上のように、本実施形態のように第２のフォトダイオード１５の寄生容量２０２と抵抗２０１とを帰還抵抗３１と同じ構成にすることによって、受光感度と帰還抵抗で決定される信号振幅を温度変動に影響を受けない安定した信号品質を得ることができる。

（第４の実施形態）
次に、図１３を用いて本発明の第４の実施形態を説明する。

図１３は、前記第１の実施形態の増幅回路を用いた光ピックアップ装置の一構成例を示す図である。本実施形態では、光源からのレーザー光を利用したフォトダイオードの逆バイアス制御をしないため、車載用途のような振動で光学系がずれることによる不安定動作や、光源のレーザー光が高速でオン、オフする記録時においても不安定動作の起こらない光ピックアップが実現できる。更に安定動作のための温度制御も不要となり、構成が簡単になる。

図１３において、４０１は光源、４０２はコリメータレンズ、４０３は偏光ビームスプリッター、４０４は１／４波長板、４０５は対物レンズ、４０６は光ディスク、４０８、４０９、４１２は光検出器、４１０は検出レンズ、４１１はシリンドリカルレンズ、４１３は寄生容量検出回路、４１４は逆バイアス電圧制御回路である。

次に、前記図１３のフォトダイオード増幅回路について説明する。光源４０１から出射されたレーザー光は、コリメータレンズ４０２で発散光を平行光に変換される。平行光に変換されたレーザー光は、偏光ビームスプリッター４０３で光ディスク４０６に向かうレーザー光と、光検出器４０８に向かうレーザー光とに分割される。光ディスク４０６に向かうレーザー光は、１／４波長板４０４を通過し、対物レンズ４０５で集光されて、光ディスク４０６に照射される。光ディスク４０６に照射されたレーザー光は光ディスク４０６で反射され、対物レンズ４０５、１／４波長板４０４、偏光ビームスプリッター４０３を通り、光検出器４１２に向かう。光検出器４１２に向かったレーザー光は、検出レンズ４１０、シリンドリカルレンズ４１１を通って光検出器４１２に入射される。光検出器４１２では、レーザー光の明暗により光ディスク４０６の信号情報を検出する。一方、光検出器４０８に向かったレーザー光は、光検出器４０８に入射される。光検出器４０８は、光源４０１の光量を検出し、その結果を光源４０１にフィードバックすることにより、光源４０１を一定の光量で発光させる。一方、寄生容量検出回路４１３は、光検出器４０９の寄生容量を検出し、その検出結果を逆バイアス電圧制御回路４１４に送る。逆バイアス電圧制御回路４１４は、寄生容量検出回路４１３の検出結果に応じて、逆バイアス電圧を生成する。逆バイアス制御回路４１４で生成された逆バイアス電圧は光検出器４０９、４１２に印加される。

以上のように、本実施形態のような構成にすることにより、振動や温度変動などに対して変化しない、安定した光ピックアップ装置を実現できる。

以上説明したように、本発明は、周囲温度変化に影響を受けない安定した増幅回路を有し、反射率の低いディスクにおいても高倍速動作時においても安定な信号品質を提供できるので、増幅回路や、これを備えた光ピックアップ装置として有用である。

１ 光ディスク
２ スピンドルモータ
３ 光ピックアップ
４ フロントエンドプロセッサ（ＦＥＰ）
５ サーボコントローラ
６ ディジタル信号処理プロセッサ（ＤＳＰ）
７ システムコントローラ
１１〜１４ 第１のフォトダイオード
１５ 第２のフォトダイオード
Ａｍｐ１〜Ａｍｐ４ 増幅器
２１〜２５ 演算増幅器
３１〜３４ 帰還抵抗（第１の抵抗）
４１〜４５、７６〜７８、
２０１、２０６、３１１、３１２ 抵抗
５１〜５７ 出力端子
６１、４１４ 逆バイアス電圧制御回路
６５、４１３ 寄生容量検出回路
７０、７１、３０１〜３０６ ＮＰＮトランジスタ
７２、７３ ＰＮＰトランジスタ
８１ バッファ
８２、３１５ 定電流源
９１ フォトダイオードの寄生容量
２００ 第１のフィルタ回路
２０１ 抵抗（第２の抵抗）
２０２ 第２のフォトダイオードの寄生容量Ｃｓ
２０３ 位相比較器
２０４ チャージポンプ
２０５ 位相遅延器（第２のフィルタ回路）
２０７ 容量
４０１ 光源
４０２ コリメータレンズ
４０３ 偏光ビームスプリッター
４０４ １／４波長板
４０４ 対物レンズ
４０６ 光ディスク
４０８、４０９、４１２ 光検出器

Claims (9)

1. フォトダイオードの受光電流を電圧に変換するための増幅回路であって、
   光を受光する第１のフォトダイオードと、
   前記第１のフォトダイオードからの電流を電圧に変換する増幅器と、
   前記第１のフォトダイオードとは別途に設けた第２のフォトダイオードと、
   前記第２のフォトダイオードの寄生容量を検出する寄生容量検出回路と、
   前記寄生容量検出回路の検出結果に基づいて前記第１のフォトダイオードと前記第２のフォトダイオードの逆バイアス電圧を制御する逆バイアス電圧制御回路とを有する
   ことを特徴とする増幅回路。
2. 前記請求項１記載の増幅回路において、
   前記第１のフォトダイオードと前記第２のフォトダイオードは、アバランシェフォトダイオードである
   ことを特徴とする増幅回路。
3. 前記請求項１又は２記載の増幅回路において、
   前記第２のフォトダイオードと前記第１のフォトダイオードは、同じ寄生容量値である
   ことを特徴とする増幅回路。
4. 前記請求項１〜３の何れか１項に記載の増幅回路において、
   前記増幅器は、
   演算増幅器と、
   前記演算増幅器の入力端子と前記演算増幅器の出力端子との間に接続された第１の抵抗とを有し、
   前記第１のフォトダイオードからの光電流を前記第１の抵抗で帰還された電圧を前記演算増幅器で増幅する
   ことを特徴とする増幅回路。
5. 前記請求項１〜４の何れか１項に記載の増幅回路において、
   前記寄生容量検出器は、
   前記基準信号が通過する第１のフィルタ回路と、
   前記基準信号が通過する第２のフィルタ回路と、
   前記第１のフィルタ回路の出力と前記第２のフィルタの出力とを位相比較する位相比較器とを有する
   ことを特徴とする増幅回路。
6. 前記請求項５記載の増幅回路において、
   前記第２のフィルタ回路は、基準信号の位相を遅らせる位相遅延器である
   ことを特徴とする増幅回路。
7. 前記請求項５又は６記載の増幅回路において、
   前記第１のフィルタ回路は、
   第２の抵抗と、前記第２のフォトダイオードの寄生容量とにより構成されるフィルタである
   ことを特徴とする増幅回路。
8. 前記請求項７記載の増幅回路において、
   前記第２の抵抗と前記第１の抵抗とは、同じ抵抗値、同じ温度係数で作られた抵抗である
   ことを特徴とする増幅回路。
9. 前記請求項１〜８の何れか１項に記載の増幅回路を備える
   ことを特徴とする光ピックアップ装置。

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