JP2011083110A - スイッチング電源装置およびそれを備えた電子機器 - Google Patents

Abstract

【課題】複数の動作モードを有するスイッチング電源装置において動作モードに応じて起動抵抗の値を選択できるようにする。
【解決手段】スイッチング電源装置は、例えば、１次巻線、２次巻線及び補助巻線を有するトランスと、それぞれ抵抗値の異なる複数の起動抵抗と、１次巻線に接続され、起動抵抗または前記補助巻線に発生する電圧によりターンオンする主スイッチング素子とを備える。さらに、スイッチング電源装置は、スイッチング電源装置が備える複数の動作モードに応じて複数の起動抵抗のうち主スイッチング素子に対して作用する起動抵抗を選択する選択回路を備えている。
【選択図】図１

Description

本発明は、一般に、スイッチング電源装置に係り、とりわけ、リンギング・チョーク・コンバータ（以下ＲＣＣと略す）方式のスイッチング電源装置に関する。

ＲＣＣ方式は、トランスに帰還巻線を設けてスイッチング動作を繰り返す自励発振方式である。このＲＣＣ方式のスイッチング電源装置は、簡単な構成でありながら電源効率が高いスイッチング電源装置として知られている。特許文献１では、省電力モード時にフライバックトランスの２次側の出力電圧を降下させ、その補助巻線に発生するフライバック電圧を主スイッチング素子のしきい値以下に制御することが提案されている。これにより、主スイッチング素子は起動抵抗によってターンオンするようになり、スイッチング周波数が低下し、さらには軽負荷時の効率が改善されるとのことである。特許文献２では、省電力モード時にトランスの２次側からパルス信号を挿入することで、スイッチング電源を定期的に停止させることが提案されている。これによって、軽負荷時の効率が改善するとのことである。

特許第３３８６０１６号公報 特許第３６９７２１８号公報

ところで、スイッチング電源装置から電力を供給される機器には、多数の動作状態が存在しうる。例えば、動作状態には、大きな電力を必要とする機器動作状態、ある程度の電力を必要とする機器待機状態、必要最低限の電力しか必要としない機器休止状態などがある。よって、機器の動作状態が切り替われば、それに応じてスイッチング電源装置の動作モードも切り替わることが望ましい。例えば、機器動作状態では通常の自励発振のモードが選択され、機器待機状態では特許文献２の省電力モードが選択され、機器休止状態では特許文献１の省電力モードが選択されると、最も効率が良いと考えられる。しかし、これら３つのモードを単一のスイッチング電源装置によって実現しようとすると問題が発生する。

自励発振モードでは、電源初投入時は起動抵抗により主スイッチング素子が起動するが、以降自励発振が始まれば主スイッチング素子は補助巻線の発生する電圧によってターンオンする。よって、起動抵抗にて消費される電力は全て無効電力となってしまう。自励発振モードにおける効率を向上するためには、起動抵抗の値はできるだけ高い方が良い。特許文献２の省電力モードでは、間欠動作の周期ごとに主スイッチング素子を起動抵抗からターンオンすることになる。よって、起動抵抗の値を高くすると、発振再開までの時間が長くなってしまう。１つの連続発振区間あたりの発振回数が少なくなってしまう。よって、起動抵抗の値は低い方が良い。特許文献１において、２次巻線電圧をＶ２、２次巻線インダクタンスをＬとした場合、２次巻線の電流の変化率ｄｉ／ｄｔは
ｄｉ／ｄｔ ＝ Ｖ２ ／ Ｌ
で与えられる。よって、２次巻線電圧Ｖ２が低下すれば電流の変化率ｄｉ／ｄｔも低下する、すなわち、回生終了までの時間が延びてしまう。また、回生中に補助巻線に発生する逆バイアスＶｂは、２次巻線の巻数をＮ２、補助巻線の巻数をＮｂとすると
Ｖｂ ＝ Ｖ２ × （Ｎｂ ／ Ｎ２）
と表現される。よって、２次巻線電圧の低下により逆バイアスも低下することになる。つまり、回生中に起動抵抗から流入する電流により主スイッチング素子のゲート電圧が引き上げられる割合が増えるため、回生が終わる前に再び主スイッチング素子がターンオンする可能性がある。この状態を連続モードと呼ぶことにする。連続モードで動作すると、トランスのコアの磁束が消滅する前に再び磁束が増えて行く。よって、磁気飽和に至り主スイッチング素子の破壊に至る可能性がある。これを避けるためには、回生中に起動抵抗からの電流の流入を抑える必要がある。起動抵抗の値は、回生終了時点の制御端子の電圧がしきい値電圧以下になる程度に、高く設定されなければならない。このように１つのスイッチング電源装置で３つのモードを取り込むには、起動抵抗の値をどのように設定するかが問題となる。

そこで、本発明は、このような課題および他の課題のうち、少なくとも１つを解決することを目的とする。例えば、本発明は、複数の動作モードを有するスイッチング電源装置において動作モードに応じて起動抵抗の値を選択できるようにすることを目的とする。

本発明は、リンギング・チョーク・コンバータ方式のスイッチング電源装置に関する。スイッチング電源装置は、例えば、１次巻線、２次巻線及び補助巻線を有するトランスと、それぞれ抵抗値の異なる複数の起動抵抗と、１次巻線に接続され、起動抵抗または前記補助巻線に発生する電圧によりターンオンする主スイッチング素子とを備える。さらに、スイッチング電源装置は、スイッチング電源装置が備える複数の動作モードに応じて複数の起動抵抗のうち主スイッチング素子に対して作用する起動抵抗を選択する選択回路を備えている。

本発明によれば、複数の動作モードに応じて複数の起動抵抗のうち主スイッチング素子に対して作用する起動抵抗を切り替えることが可能となる。これにより、電源効率を従来よりも改善することも可能となる。

実施例１に係るスイッチング電源装置の回路図である。 基本動作を説明するための図である。 第３モードにおいて連続モードに入って磁気飽和に至る理由について説明するための図である。 起動抵抗の抵抗値の違いによる効果を説明するための図である。 実施例２に係るスイッチング電源装置の回路図である。

［実施例１］
本実施例では、スイッチング電源装置１００における複数の動作モードを適宜切り替えることで、従来よりもさらに効率のよいスイッチング電源装置１００が抵抗される。動作モードとしては、例えば、３つの動作モードが存在する。第１モードは、自励発振により大きな電力を供給することができるモードである。第２モードは、例えば、軽負荷時の効率を上げるために特許文献２に記載された間欠発振を実行するモードである。第３モードは、例えば、軽負荷時の効率をさらに上げるために特許文献１に記載された出力電圧を低下させるモードである。

図１によればリンギング・チョーク・コンバータ方式のスイッチング電源装置１００が示されている。フライバックトランス９は、１次巻線、補助巻線および２次巻線を備えている。１次巻線の一端は、複数の起動抵抗の各一端と、コンデンサ１の一端とに接続されている。ここでは、それぞれ抵抗値の異なる複数の起動抵抗として、相対的に抵抗値の低い第１の起動抵抗２２、相対的に抵抗値の高い第２の起動抵抗２３とを例示する。なお、３つ以上の起動抵抗が採用されてもよい。１次巻線の他端は、ＭＯＳＦＥＴ２のドレイン端子と接続されている。ＭＯＳＦＥＴ２は、１次巻線に接続され、起動抵抗または補助巻線に発生する電圧によりターンオンする主スイッチング素子の一例である。第１の起動抵抗２２の他端は、ＮＰＮ型のトランジスタ２４のコレクタ端子と接続されている。トランジスタ２４は、起動抵抗切り替え用のトランジスタとして機能する。トランジスタ２４のベース端子には、第２の起動抵抗２３の他端と、フォトカプラ２５が備えるフォトトランジスタのコレクタ端子とに接続されている。このフォトトランジスタのエミッタ端子は、トランジスタ２４のエミッタ端子と、ＭＯＳＦＥＴ２のゲート端子（制御端子）と接続されている。フォトカプラ２５が備える発光ダイオード（ＬＥＤ）にはＣＰＵ３０等の制御回路が接続されている。フォトカプラ２５がオンになると第２の起動抵抗２３が有効となり、フォトカプラ２５がオフになると第１の起動抵抗２２が有効となる。すなわち、フォトカプラ２５は、起動抵抗の選択回路ないしは切り替え回路として機能している。このように、ＣＰＵ３０、フォトカプラ２５およびトランジスタ２４は、スイッチング電源装置が備えるそれぞれ出力電力の異なる複数の動作モードに応じて、複数の起動抵抗のうち主スイッチング素子に対して作用する起動抵抗を選択する選択回路の一例である。なお、複数の動作モードとしては、例えば、第１モード、第２モード、第３モードなどがある。第１モードは、誤差検出回路からの出力電圧により主スイッチング素子が自励発振を続けるモードである。なお、第１モードは、スイッチング電源装置によって電力を供給される電子機器の動作状態のうち最も多く電力を消費する動作状態に対応している。第２モードは、伝達回路に対して断続的なパルス信号を付与することによって主スイッチング素子が間欠発振を行うモードである。なお、第２モードは、電子機器の動作状態のうち２番目に多く電力を消費する待機状態に対応している。第３モードは、整流平滑回路からの出力電圧を降下させて補助巻線に発生するフライバック電圧を低下させることで、主スイッチング素子の制御端子に印加される電圧を予め定められたしきい値電圧以下となるように制御し、起動抵抗からの電流によって主スイッチング素子をターンオンするモードである。なお、第３モードは、電子機器の動作状態のうち３番目に多く電力を消費する休止状態に対応している。

補助巻線の一端は、電流制限抵抗６の一端と、オン時間規制用抵抗８の一端とが接続されている。電流制限抵抗６の他端には、カップリングコンデンサ５の一端が接続されている。カップリングコンデンサ５の他端は、ＭＯＳＦＥＴ２の制御端子と、起動用の分圧抵抗３の一端と、フォトカプラ１２が備えるフォトトランジスタのコレクタ端子と、トランジスタ４のコレクタ端子とが接続されている。トランジスタ４は、ＭＯＳＦＥＴ２をターンオフするためのＮＰＮ型のトランジスタである。分圧抵抗３の他端には、ＭＯＳＦＥＴ２のソース端子と、コンデンサ１の他端と、トランジスタ４のエミッタ端子と、オン時間規制用コンデンサ７の一端と、補助巻線の他端とが接続されている。なお、第１の起動抵抗２２の抵抗値と第２の起動抵抗２３の抵抗値は、分圧抵抗３の抵抗値に対してＭＯＳＦＥＴ２をターンオンできるだけの分圧比を持つ抵抗値となっている。オン時間規制用抵抗８の他端は、フォトカプラ１２が備えるフォトトランジスタのエミッタ端子と、トランジスタ４のベース端子と、オン時間規制用コンデンサ７の他端とが接続されている。トランジスタ４は、ＭＯＳＦＥＴ２の制御端子に印加される電圧を低下させるために設けられている。オン時間規制用抵抗８とオン時間規制用コンデンサ７は、トランジスタ４を一定の時間だけ遅延させて駆動するための回路を形成している。

２次巻線の一端には、整流用のショットキーバリアダイオード１０の一端が接続されている。２次巻線の他端には、平滑コンデンサ１１の一端と、基準電位（接地）と接続されている。平滑コンデンサ１１の一端には、ショットキーバリアダイオード１０の他端と、フォトカプラの電流制限抵抗１３の一端と、出力端子とが接続されている。ショットキーバリアダイオード１０と平滑コンデンサ１１は、２次巻線に発生する電圧を整流して平滑する整流平滑回路を形成している。フォトカプラの電流制限抵抗１３の他端は、フォトカプラ１２のＬＥＤに接続されている。出力電圧分圧用抵抗１７、１８は、整流された出力電圧を分圧するために設けられている。基準電圧用分圧抵抗１５とツェナーダイオード１６は、基準電圧を生成するために設けられている。基準電圧用分圧抵抗１５の一端と、出力電圧分圧用抵抗１７の一端と、出力端子と、ＰＮＰ型のトランジスタ２１のエミッタ端子とは相互に接続されている。出力電圧分圧用抵抗１７の他端と、トランジスタ２１のコレクタ端子と、出力電圧分圧用抵抗１８の一端と、オペアンプ１４のマイナス側（反転）入力端子とが相互に接続されている。オペアンプ１４は、整流平滑回路の出力電圧と予め設定された基準電圧との間の誤差に応じた電圧を出力する誤差検出回路の一部として機能する。ツェナーダイオード１６の一端と、基準電圧用分圧抵抗１５の他端と、オペアンプ１４のプラス側入力端子とが相互に接続されている。なお、ツェナーダイオード１６の他端と出力電圧分圧用抵抗１８の他端はそれぞれ接地されている。オペアンプ１４の出力端子は、発振制御用のＮＰＮ型のトランジスタ２０のコレクタ端子とフォトカプラ１２のＬＥＤとに接続されている。フォトカプラ１２やトランジスタ２０は、誤差検出回路からの出力電圧をスイッチング電源装置における２次側から１次側に伝達する伝達回路として機能する。トランジスタ２０のエミッタ端子は接地されている。トランジスタ２０のベース端子とトランジスタ２１のベース端子は、ＣＰＵ３０等の制御回路に接続されている。トランジスタ２１は、出力分圧比変更用のＰＮＰ型のトランジスタとして機能する。

次に、図２を用いて、スイッチング電源装置１００の基本動作について説明する。コンデンサ１の両端には直流電源からの直流電圧が印加される。起動抵抗２２、２３を流れてきた電流はカップリングコンデンサ５を充電する。カップリングコンデンサ５の電圧が上昇してＭＯＳＦＥＴ２がターンオンすると、１次巻線に電流が流れ始める。同時に補助巻線にも電圧が発生し、オン時間規制用抵抗８、オン時間規制用コンデンサ７から成る回路の効果によりトランジスタ４のベース電圧が徐々に上昇し始める。このとき、二時巻線側では、ショットキーバリアダイオード１０が逆バイアスとなっているため、電流は流れない。一定時間が経ちトランジスタ４がターンオンすると、ＭＯＳＦＥＴ２のゲート電圧が低下し、ＭＯＳＦＥＴ２はターンオフする。これにより、フライバックトランス９の各巻線に発生する電圧の極性が逆転し、２次巻線側に電流が流れ始める。同時に補助巻線に発生する逆バイアスによってＭＯＳＦＥＴ２はオフ状態を維持する。この状態は回生電流が流れつづける限り続く。回生終了後、再び補助巻線に発生する逆起電力が、電流制限抵抗６およびカップリングコンデンサ５経由でＭＯＳＦＥＴ２に印加され、ＭＯＳＦＥＴ２が再びターンオンする。以後は同様の動作が繰り返され、連続発振を続ける。図２の参照符号２０１は、起動抵抗によりＭＯＳＦＥＴ２がターンオンすることを示している。また、参照符号２０２は、２次側の電圧が所定電圧まで上昇したことで、ＭＯＳＦＥＴ２がフライバック電圧によってターンオンすることが示されている。

ＮＰＮ型のトランジスタ２０、２４、第１の起動抵抗２２、第２の起動抵抗２３、フォトカプラ２５、ＰＮＰ型のトランジスタ２１が、どのように動作モードの切り替えを実行するかについて説明する。ＣＰＵ３０は、スイッチング電源装置１００によって電力を供給される電子機器の動作状態を監視する。ＣＰＵ３０は、電子機器の動作状態が切り替わることに連動してスイッチング電源装置の動作モードを切り替える。さらに、ＣＰＵ３０は、切り替わった後の動作モードに対応した起動抵抗を選択するよう、フォトカプラ２５の発光ダイオードを点灯させたり、消灯させたり制御する。

具体例を説明すると、第１モードで、ＣＰＵ３０は、トランジスタ２０とトランジスタ２１をオフ状態に設定し、フォトカプラ２５をオン状態に設定する。フォトカプラ２５をオン状態に移行すると、起動抵抗として、第２の起動抵抗２３が選択される。すなわち、第１モードで、スイッチング電源装置１００は、自励発振する。第２モードで、ＣＰＵ３０は、フォトカプラ２５をオフに設定することで、起動抵抗として第１の起動抵抗２２を選択する。さらに、特許文献２に記載の通り、ＣＰＵ３０は、トランジスタ２０に対し断続的なパルス信号を印加する。これにより、スイッチング電源装置１００は、間欠発振する。これは、軽負荷時の効率を改善できる点で有効である。すなわち、ＣＰＵ３０は、スイッチング電源装置１００によって電力を供給される機器が軽負荷に切り替わったことを検出すると、第２モードに移行する。断続的なパルス信号の生成時間は、スイッチング電源装置１００の発振停止に十分な時間とすればよい。第３モードで、ＣＰＵ３０は、フォトカプラ２５をオン状態に設定することで、起動抵抗として第２の起動抵抗２３を選択する。その上で、ＣＰＵ３０は、トランジスタ２１をオンに切り替える。これにより、オペアンプ１４の反転入力端子に出力電圧が直接的に印加される。また、オペアンプ１４は、平滑回路からの出力電圧と、基準電圧用分圧抵抗１５およびツェナーダイオード１６とによって決定された基準電圧とが一致するように機能する。その結果、出力電圧が降下する。

このように第１モードでは、第２の起動抵抗２３が有効となるように切り替えることで、起動抵抗による無効消費電力を低下させ、電源効率を改善している。また、第２モードでは、第１の起動抵抗２２が有効となるように切り替えることで、出力電力が確保される。第３モードでは、第２の起動抵抗２３が選択されるため、主スイッチング素子の破損を防ぐことができる。よって、トランジスタ２４を含む選択回路は、第１モードおよび第３モードでは第２の起動抵抗を選択し、第２モードでは第１の起動抵抗を選択することになる。

図３を参照して第３モードにおいて連続モードに入り、磁気飽和に至る理由について説明する。図３の（ａ）は一次巻線電圧の波形であり、（ｂ）は２次巻線電圧の波形であり、（ｃ）はＭＯＳＦＥＴ２のゲート電圧の波形を示している。（ｂ）に示されるように２次巻線電圧が低下すると電流の変化率も低下して回生終了までの時間が延びる。そして、２次巻線電圧の低下により逆バイアスも低下して回生中に起動抵抗から流入する電流によりＭＯＳＦＥＴ２のゲート電圧が引き上げられる割合が増え（（ｃ）の３０１）、回生終了前に再びＭＯＳＦＥＴ２をターンオンしてしまう連続モードに入る可能性がある。しかし、本実施例によれば、第３モードでは、第１の起動抵抗２２よりも抵抗値の大きな第２の起動抵抗２３が選択されるため、電流の増加を抑制できる。すなわち、磁気飽和や主スイッチング素子の破損を防ぐことができる。

次に、実験結果について説明する。第１の起動抵抗２２の抵抗値を１．１７ＭΩ、第２の起動抵抗２３の抵抗値を３．４ＭΩ、２次側出力電圧を２４Ｖ、２次巻線と補助巻線の比を４：１として実験を行った。第２モードにおいて、トランジスタ２０に対し１ｋＨｚの信号（Ｈｉｇｈを１０％、Ｌｏｗを９０％）を印加した。

第１の起動抵抗２２を使用した場合に一回目の発振が行われるまでの時間は２５６ｕｓｅｃであった。第２の起動抵抗２３を使用した場合の時間は５２０ｕｓｅｃであった。その後の自励発振周波数は５２ｋＨｚ（周期１９．２３ｕｓｅｃ）であった。第２の起動抵抗２３を使用すると第１の起動抵抗２２を使用した場合より１３．７回分発振回数が少なくなってしまう。第２の起動抵抗２３を使用した場合でもトランジスタ２０に加える信号のＬｏｗ期間を長くすれば発振回数を増やすことができる。しかし、この場合、Ｈｉｇｈ期間はスイッチング電源装置の発振を最低限停止させることができる時間だけは確保しなければならない。そのため、Ｈｉｇｈ期間を短くするには限界がある。この限界の状態で考えると、第１の起動抵抗２２を使用したほうが、第２の起動抵抗２３を使用した場合より多くの電流を出力できることになる。

第３モードに関する実験結果について、図４を用いて説明する。図４（ａ）は起動抵抗が相対的に低いケースの実験結果を示し、図４（ｂ）は起動抵抗が相対的に高いケースの実験結果を示している。起動抵抗の抵抗値が低いと、回生終了時点でのＭＯＳＦＥＴ２のゲート電圧は２．５Ｖまで上昇している。一方、起動抵抗の抵抗値が高いと、ゲート電圧を１．０Ｖに抑えることができる。現在、広く流通している高耐圧ＭＯＳＦＥＴのゲートしきい値電圧は２〜４Ｖ程度である。よって、起動抵抗の抵抗値が低いと、連続モードに移行してしまう可能性がある。よって、第３のモードでは、相対的に抵抗値の大きな第２の起動抵抗２３を選択することで、連続モードへの移行を抑制できるといえる。

このように実施例１によれば、複数の動作モードを有するスイッチング電源装置において動作モードに応じて起動抵抗の値を選択できるようになる。また、起動抵抗の切り替えによって、電源効率の観点で有効な複数の動作モードを有するスイッチング電源装置を提供可能となる。また、第１モードでは、第２の起動抵抗２３が有効となるように切り替えることで、起動抵抗による無効消費電力を低下させて電源効率を改善できる。また、第２モードでは、第１の起動抵抗２２が有効となるように切り替えることで、出力電力が確保される。第３モードでは、第２の起動抵抗２３が選択されるため、主スイッチング素子の破損を防ぐことができる。なお、ＣＰＵ３０は、電子機器の動作状態を監視し、電子機器の動作状態が切り替わることに連動してスイッチング電源装置の動作モードを切り替えることで、スイッチング電源装置の効率を改善できる。実施例１では、図１によれば、第１の起動抵抗２２および第２の起動抵抗２３はそれぞれ単一の抵抗により構成し、それをトランジスタ２４により選択するため、選択回路の構成を簡潔化できる。

［実施例２］
実施例２は、実施例１における起動抵抗およびその切り替え回路を変更した事例である。なお、すでに説明した箇所には同一の参照符号を付与することで説明の簡潔化を図る。図１によれば、第１の起動抵抗２２および第２の起動抵抗２３はそれぞれ単一の抵抗により構成されていた。図５によれば、単一の抵抗である１本の起動抵抗２８を使用するか、起動抵抗２８と他の起動抵抗２９を並列に接続して構成した合成抵抗を使用するかを選択できる。起動抵抗２８は抵抗値の高い第２の起動抵抗である。起動抵抗２８と起動抵抗２９とを並列接続して形成された合成抵抗は第１の起動抵抗である。第１の起動抵抗の抵抗値が第２の起動抵抗の抵抗よりも相対的に低いことは実施例１で説明した通りである。

起動抵抗２８の一端は、起動抵抗２９の一端と、１次巻線の一端と、入力端子の１つと、コンデンサ１の一端とに接続されている。起動抵抗２８の他端は、トランジスタ２７の個暮れクタ端子と、フォトカプラ２５のエミッタ端子と、ＭＯＳＦＥＴ２のゲート端子とに接続されている。起動抵抗２９の他端は、トランジスタ２７のエミッタ端子に接続されている。トランジスタ２７のベース端子は、フォトカプラ２５が備えるフォトトランジスタのコレクタ端子に接続されている。これにより、発光ダイオードの点灯および消灯に連動してフォトトランジスタが制御信号をＰＮＰ型のトランジスタ２７のベース端子に印加することになる。

ＣＰＵ３０は、トランジスタ２７をオフにすることで、抵抗値の高い第２の起動抵抗（単一の起動抵抗２８）を選択する。また、ＣＰＵ３０は、トランジスタ２７をオンにすることで、第１の起動抵抗（起動抵抗２８と起動抵抗２９とによる合成抵抗）を選択する。すなわち、実施例２でも実施例１と同様に起動抵抗を選択的に切り替えることができる。さらに、実施例２の構造であれば、最も消費電力を削減したい第３モードにおいて、フォトカプラ２５のＬＥＤを消灯しておくことができる。よって、実施例２では、実施例１の効果に加え、さらに効率を改善できる。

Claims (8)

1. リンギング・チョーク・コンバータ方式のスイッチング電源装置であって、
   １次巻線、２次巻線及び補助巻線を有するトランスと、
   それぞれ抵抗値の異なる複数の起動抵抗と、
   前記１次巻線に接続され、前記起動抵抗または前記補助巻線に発生する電圧によりターンオンする主スイッチング素子と、
   前記スイッチング電源装置が備えるそれぞれ出力電力の異なる複数の動作モードに応じて、前記複数の起動抵抗のうち前記主スイッチング素子に対して作用する起動抵抗を選択する選択回路と
   を備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 前記２次巻線に発生する電圧を整流して平滑する整流平滑回路と、
   前記整流平滑回路の出力電圧と予め設定された基準電圧との間の誤差に応じた電圧を出力する誤差検出回路と、
   前記誤差検出回路からの出力電圧を前記スイッチング電源装置における２次側から１次側に伝達する伝達回路と
   をさらに備え、
   前記複数の動作モードとして、
   前記誤差検出回路からの前記出力電圧により前記主スイッチング素子が自励発振を続ける第１モードと、
   前記伝達回路に対して断続的なパルス信号を付与することによって前記主スイッチング素子が間欠発振を行う第２モードと、
   前記整流平滑回路からの出力電圧を降下させて前記補助巻線に発生するフライバック電圧を低下させることで、前記主スイッチング素子の制御端子に印加される電圧を予め定められたしきい値電圧以下となるように制御し、前記起動抵抗からの電流によって前記主スイッチング素子をターンオンする第３モードと
   を備えることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
3. 前記主スイッチング素子の制御端子と基準電位との間に設けられた分圧抵抗をさらに備え、
   前記複数の起動抵抗には、
   第１の起動抵抗と、
   前記第１の起動抵抗の抵抗値よりも高い抵抗値である第２の起動抵抗と
   が含まれ、
   前記第１の起動抵抗の抵抗値と前記第２の起動抵抗の抵抗値は、前記分圧抵抗の抵抗値に対して前記主スイッチング素子をターンオンできるだけの分圧比を持つ抵抗値であり、
   前記選択回路は、前記第１モードでは前記第２の起動抵抗を選択し、前記第２モードでは前記第１の起動抵抗を選択し、前記第３モードでは前記第２の起動抵抗を選択する
   ことを特徴とする請求項２に記載のスイッチング電源装置。
4. 前記第１モードは、前記スイッチング電源装置によって電力を供給される電子機器の動作状態のうち最も多く電力を消費する動作状態に対応し、
   前記第２モードは、前記電子機器の動作状態のうち２番目に多く電力を消費する待機状態に対応し、
   前記第３モードは、前記電子機器の動作状態のうち３番目に多く電力を消費する休止状態に対応しており、
   前記選択回路は、前記電子機器の動作状態を監視し、前記電子機器の動作状態が切り替わることに連動して前記スイッチング電源装置の動作モードが切り替わると、切り替わった後の動作モードに対応した起動抵抗を選択することを特徴とする請求項３に記載のスイッチング電源装置。
5. 前記第１の起動抵抗および前記第２の起動抵抗は、それぞれ単一の抵抗により構成されていることを特徴とする請求項４に記載のスイッチング電源装置。
6. 前記第１の起動抵抗は、単一の抵抗により構成されており、
   前記第２の起動抵抗は、前記単一の抵抗と並列に接続された他の抵抗とにより形成された合成抵抗であることを特徴とする請求項４に記載のスイッチング電源装置。
7. フォトトランジスタおよび発光ダイオードとを有したフォトカプラと、
   ＰＮＰ型のトランジスタと
   をさらに備え、
   前記フォトトランジスタのコレクタ端子は前記ＰＮＰ型のトランジスタのベース端子に接続されており、
   前記単一の抵抗の一端および前記他の抵抗の一端は、それぞれ前記１次巻線の一端に接続されており、
   前記単一の抵抗の他端は、前記主スイッチング素子の制御端子と、前記ＰＮＰ型のトランジスタのコレクタ端子と、前記フォトトランジスタのエミッタ端子とに接続されており、
   前記他の抵抗の他端は前記ＰＮＰ型のトランジスタのエミッタ端子と接続されており、
   前記発光ダイオードの点灯および消灯に連動して前記フォトトランジスタが制御信号を前記ＰＮＰ型のトランジスタのベース端子に印加することで、前記第１の起動抵抗と前記第２の起動抵抗とが選択的に切り替えられることを特徴とする請求項６に記載のスイッチング電源装置。
8. 電子機器であって、
   請求項１ないし７のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置を備えたことを特徴とする電子機器。

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