JP2011029068A - 電流帰還型電源及び荷電粒子線装置 - Google Patents

Abstract

【課題】高ゲイン又は高周波になっても安定した動作を行う電流帰還型電源を提供する。
【解決手段】 入力信号を入力して、入力信号を反転した信号を出力する入力部１と、入力端子INを入力部１に接続し、帰還端子FBを負荷４の第１端子N4に接続し、出力端子OUTを負荷４の第２端子N3に接続し、帰還端子FBから帰還される帰還電流Ｉ_Fをゼロにする電流帰還部２と、第１端子N4と接地電位間に接続され、負荷４に流れる電流の大きさを段階的に切り替えるゲイン切り替え部３とを備え、入力信号のパターンに対応した電流を負荷４に流す。
【選択図】図１

Description

本発明は、電流帰還型電源、及びこの電流帰還型電源をスイープ電源として用いた荷電粒子線装置に関する。

ＳＥＭやＥＰＭＡなどの電子線を用いた分析装置、電子線照射装置、収束イオンビーム照射装置等の荷電粒子線装置は、電子線やイオンビーム等の荷電粒子線を発生する荷電粒子源を備え、この荷電粒子源から荷電粒子線を照射対象に走査する。荷電粒子線を照射対象の所定領域に走査するために走査コイル（偏向コイル）が設けられている。この走査コイルに鋸波の走査電流を流すために、従来は、電圧帰還型の定電流回路が用いられていた。

例えば、ＳＥＭでは電子線を試料表面でＸ、Ｙの２方向に走査させるため、走査コイル（偏向コイル）が集束レンズと対物レンズとの間にある。試料（照射対象）上での電子線の走査と同期してＣＲＴビーム（ラスター）が走査されるが、この照射対象面上での電子線の走査幅とＣＲＴのビーム走査幅の比がＳＥＭの倍率になる。したがって照射対象面上での電子線の走査領域が広くなれば低倍率になり、逆に狭くなれば高倍率が得られる。このように、走査領域を制御することにより倍率が変更されるので、走査コイルに流す走査電流は広いダイナミックレンジが要求される。

しかしながら、ゲインと周波数帯域幅の積（ＧＢ積）は一定であるので、従来の電圧帰還型定電流回路において、走査電流値を大きくするために、ゲインを大きくすると、周波数帯域幅が低くなり、走査速度が低下し、電圧帰還型定電流回路が発振し易くなる。又、従来の電圧帰還型定電流回路において、高ゲイン又は高周波になると、位相余裕が少なくなって発振し易くなる。したがって従来の電圧帰還型定電流回路にゲイン切り替え機能を備えた場合は、高ゲイン又は高周波になるとシステムが不安定になってしまうから、ゲイン切り替え機能のダイナミックレンジに制限があった。

更に、非電圧帰還型定電流回路の場合は、ポールの発生箇所が多く、温度の変化により発振し易くなり、発振防止の位相補償を行うと、波形が歪んでしまう問題があった。

本発明は、高ゲイン又は高周波になっても安定した動作を行うことが可能で、ポールの発生箇所が少なく、発振防止の位相補償を行う必要がない電流帰還型電源、及びこの電流帰還型電源をスイープ電源として用いた荷電粒子線装置を提供することを目的とする。

上記目的を鑑み、本発明の第１の様態は、（イ）入力信号を入力して、入力信号を反転した信号を出力する入力部と、（ロ）入力端子を入力部に接続し、帰還端子を負荷の第１端子に接続し、出力端子を負荷の第２端子に接続し、帰還端子から帰還される帰還電流をゼロにする電流帰還部と、（ハ）第１端子と接地電位間に接続され、負荷に流れる電流の大きさを段階的に切り替えるゲイン切り替え部とを備え、入力信号のパターンに対応した電流を負荷に流す電流帰還型電源であることを要旨とする。

本発明の第２の様態は、（イ）荷電粒子源と、（ロ）荷電粒子源から出射した荷電粒子線を集束させる集束レンズ系と、（ハ）集束させられた荷電粒子線を、照射対象上の所定領域に走査する走査コイルと、（ニ）照射対象を搭載し、照射対象上の所望の位置に荷電粒子線が照射されるように移動可能なステージと、（ホ）走査コイルに走査電流を供給するスイープ電源とを備える荷電粒子線装置であることを要旨とする。この荷電粒子線装置のスイープ電源は、走査信号を入力して、走査信号を反転した信号を出力する入力部と、入力端子を入力部に接続し、帰還端子を走査コイルの第１端子に接続し、出力端子を走査コイルの第２端子に接続し、帰還端子から帰還される帰還電流をゼロにする電流帰還部と、第１端子と接地電位間に接続され、走査コイルに流れる電流の大きさを段階的に切り替えるゲイン切り替え部とを有し、走査信号のパターンに対応した電流を走査コイルに流す電流帰還型電源である。

本発明によれば、高ゲイン又は高周波になっても安定した動作を行うことが可能で、ポールの発生箇所が少なく、発振防止の位相補償を行う必要がない電流帰還型電源、及びこの電流帰還型電源をスイープ電源として用いた荷電粒子線装置を提供することができる。

本発明の実施の形態に係る電流帰還型電源の回路ブロック表示した構成図である。 図１に回路ブロック表示して示した電流帰還型電源の第１の具体的回路例を示す構成図である。 本発明の実施の形態に係る電流帰還型電源の入力部に入力さえる入力信号のパターンの例を示す図である。 本発明の実施の形態に係る電流帰還型電源の入力部の内部構成を、例示的に説明する図である。 図１に回路ブロック表示して示した電流帰還型電源の第２の具体的回路例を示す構成図である。

次に、図面を参照して、本発明の実施の形態を説明する。以下の図面の記載において、同一又は類似の部分には同一又は類似の符号を付している。ただし、図面は模式的なものであり、厚みと平面寸法との関係、各層の厚みの比率等は現実のものとは異なることに留意すべきである。したがって、具体的な厚みや寸法は以下の説明を参酌して判断すべきものである。又、図面相互間においても互いの寸法の関係や比率が異なる部分が含まれていることは勿論である。

又、以下に示す実施の形態は、本発明の技術的思想を具体化するための装置や方法を例示するものであって、本発明の技術的思想は、構成部品の材質、形状、構造、配置等を下記のものに特定するものでない。本発明の技術的思想は、特許請求の範囲に記載された技術的範囲内において、種々の変更を加えることができる。

（電流帰還型電源の回路ブロック表示）
図１に示したように、本発明の実施の形態に係る電流帰還型電源は、入力信号を入力して、入力信号を反転した信号を出力する入力部１と、入力端子INを入力部１に接続し、帰還端子FBを負荷４の第１端子N4に接続し、出力端子OUTを負荷４の第２端子N3に接続し、帰還端子FBから帰還される帰還電流Ｉ_Fをゼロにする電流帰還部２と、第１端子N4と接地電位間に接続され、負荷４に流れる電流の大きさを段階的に切り替えるゲイン切り替え部３とを備え、入力信号のパターンに対応した電流を負荷４に流す。入力部１は、所定の電流パターンを有する入力信号を反転した信号を出力する。「所定の電流パターン」とは、負荷４に供給しようとするパターンに対応して決められる。例えば、荷電粒子線装置などで照射対象の表面に荷電粒子線を走査するために、図３に示すような鋸波のパターンを持つ信号が必要になるが、鋸波のパターンは一例であり、荷電粒子線を走査する以外の目的であれば、当業者が様々のパターンを設定可能である。入力部１は、外部から図３に示すような鋸波の入力信号を受信するように構成しても良いが、図４に示すように、発振器１１と電源１２を内蔵し、発振器１１の出力と電源１２の出力とをアナログ乗算器（混合器）１３で乗算して鋸波を生成するように構成することもできる。

図１に示すように、本発明の実施の形態に係る電流帰還型電源の電流帰還部２は、帰還端子FBに接続される帰還ノードＢを有し、入力端子INから入力信号を反転した信号を入力し、帰還ノードＢの電位を入力端子INの電位に等しくする電圧伝達回路２１と、帰還ノードＢに第１の基準電流Ｉ_1aを流す電流経路と、第１の基準電流Ｉ_1aに等しい第１のミラー電流Ｉ_1bを流す電流経路とを有する第１のカレントミラー回路２２と、帰還ノードＢを経由して流れる第２の基準電流Ｉ_2aを流す電流経路と、第２の基準電流Ｉ_2aに等しい第２のミラー電流Ｉ_2bを流す電流経路とを有する第２のカレントミラー回路２３と、第１のミラー電流Ｉ_1bを流す電流経路に接続された入力ノードＤと、第２のミラー電流Ｉ_2bを流す電流経路に接続された出力ノードＥ間に接続され、第１のミラー電流Ｉ_1bの一部を入力して、入力ノードＤと出力ノードＥ間に一定の電位を生成する定電圧回路２４と、入力ノードＤＩ_1bと出力ノードＥ間に接続され、第１のミラー電流Ｉ_1bの残余を入力し、第１のミラー電流の残余を増幅し、増幅した電流の一部を出力端子OUTから負荷４の第２端子N3に供給し、増幅した電流の残余を第２のカレントミラー回路２３に出力する電流循環回路２５とを備える。図１において、電圧伝達回路２１，第１のカレントミラー回路２２，第２のカレントミラー回路２３，定電圧回路２４、及び電流循環回路２５はその機能に従って区分したものであり、必ず物理的に区分されるわけではない。電圧伝達回路２１，第１のカレントミラー回路２２，第２のカレントミラー回路２３，定電圧回路２４、及び電流循環回路２５は、同一の半導体チップ上に集積させることもできる。

電流帰還部２は、入力部１から受信した入力信号の電圧、即ち所定のパターンの情報をゲイン切り替え部３に伝える一方、入力信号の電流は伝わないように動作する。又、電流帰還部２は、負荷４の第２端子N4を介して負荷４に電流を、出力端子OUTを介して供給する電流源としても動作する。本発明の実施の形態に係る電流帰還型電源の電流帰還部２の動作を実行させるための具体的な例は、以下に説明するものに限られず、既存の素子やモジュールなどを組み合わせて多様な形態で実現することができる。

以下において、電流帰還部２に含まれた電圧伝達回路２１，第１のカレントミラー回路２２，第２のカレントミラー回路２３，定電圧回路２４、及び電流循環回路２５の動作を説明するが、電圧伝達回路２１，第１のカレントミラー回路２２，第２のカレントミラー回路２３，定電圧回路２４、及び電流循環回路２５の動作は多様な具体例や変形例により実現されることができる。電圧伝達回路２１は、入力部１から入力信号を受信し、入力信号の電流は遮断しながら、入力信号の電位のみが帰還ノードＢに現われるように動作する。即ち、入力信号の電位と同じ電位が帰還ノードＢに現われるようになり、帰還ノードＢへは入力信号の電流が流入されない。帰還ノードＢは、帰還端子FBを介して、負荷４の第１端子N3に接続された出力ノードＣに直接接続されているので、出力ノードＣは帰還ノードＢと実質的に同じ電位を有する。結局、負荷４の第１端子N3は入力信号の電位を有することになる。

負荷４の第１端子N3に接続された出力ノードＣからゲイン切り替え部３へ流れる電流Ｉ_Ｃは、ゲイン切り替え部３の抵抗値が一定であれば、出力ノードＣの電位に比例する。即ち、電流Ｉ_Cは入力信号の電位パターンと同じパターンを有する。負荷４からの電流Ｉ_Ｌとゲイン切り替え部３への電流Ｉ_Cとが実質的に同じＩ_L＝Ｉ_Cであると、入力信号のパターンに対応するパターンの電流を負荷４に流すことが可能になる。それで、帰還ノードＢへ、帰還端子FBを介して出力ノードＣから帰還される帰還電流Ｉ_Fが実質的にゼロ（Ｉ_F＝０）になる必要がある。帰還ノードＢへ、帰還端子FBを介して出力ノードＣから帰還される帰還電流Ｉ_F＝０になるようにするためには、帰還ノードＢへ流入する電流Ｉ_1aと、帰還ノードＢから流出する電流Ｉ_2aとが実質的に同じＩ_1a＝Ｉ_2aにならなければならない。このため、流入電流Ｉ_1aと流出電流Ｉ_2aとが実質的に同じになるように、第１のカレントミラー回路２２と，第２のカレントミラー回路２３と，定電圧回路２４と、電流循環回路２５とが動作する。

第１のカレントミラー回路２２において、帰還ノードＢを経由して第１の基準電流Ｉ_1aを流す電流経路と、第１の基準電流Ｉ_1aに等しい第１のミラー電流Ｉ_1bを、入力ノードＤを経由して流す電流経路の二つの電流経路が備えられている。即ち、

Ｉ_1b＝Ｉ_1a ……（１）

である。入力ノードＤと出力ノードＥの間に、定電圧回路２４と電流循環回路２５とが並列に接続されている。定電圧回路２４は入力ノードＤと出力ノードＥの間に一定の電位を生成するので、定電圧回路２４を通る電流Ｉ_Mは一定である。したがって入力ノードＤから電流循環回路２５へ流れる電流Ｉ_Dと、電流循環回路２５から出力ノードＥへ流れる電流Ｉ_Eとが実質的に同じＩ_D＝Ｉ_Eになると、第１のカレントミラー回路２２での電流Ｉ_1bと第２のカレントミラー回路２３での電流Ｉ_2bとが実質的に同じＩ_1b＝Ｉ_2bになる。

しかし、電流循環回路２５では、負荷４に電流Ｉ_Lを供給するので、電流Ｉ_Dと電流Ｉ_Eとは、

Ｉ_E＝Ｉ_D−Ｉ_L ……（２）

の関係になる。ここで、

Ｉ_{E ≒} Ｉ_D ……（３）

と近似できるためには、Ｉ_LがＩ_Dより無視できるほど十分小さい必要がある。電流循環回路２５は、入力電流Ｉ_Dを十分大きい係数の乗算により増幅してから負荷４に電流を供給し、その後、同一な係数による除算により減幅して出力する。電流循環回路２５の増幅係数Ａを考慮すると、（２）式は、

Ｉ_Ｅ＝Ｉ_D−Ｉ_L/Ａ ……（４）

となる。仮に、増幅係数Ａが１００とすると、電流Ｉ_Dと電流Ｉ_Eとの差分はＩ_L/１００となるので、増幅係数が大きければ大きいほどその差分は小さくなる。出力ノードＥにおいて、電流関係は、

Ｉ_2b＝Ｉ_M+Ｉ_E ……（４）

となり、入力ノードＤにおいて、電流関係は、

Ｉ_1b＝Ｉ_Ｍ+Ｉ_Ｄ ……（５）

となる。第２のカレントミラー回路２３には、帰還ノードＢを経由して流入する第２の基準電流Ｉ_2aを流す電流経路と、第２の基準電流Ｉ_2aに等しい第２のミラー電流Ｉ_2bが、出力ノードＥを経由して流入する電流経路の二つの電流経路が備えられている。したがって流入電流Ｉ_2bと実質的に同じ電流Ｉ_2aが帰還ノードＢに接続された電流経路に流れる：

Ｉ_2b＝Ｉ_2a ……（６）

又、電流帰還部２において、電流循環回路２５の増幅係数をＡとすると、

Ｉ_1a＝Ｉ_2a−Ｉ_Ｌ/Ａ ……（７）

となるので、増幅係数Ａが十分大きくなれば、Ｉ_Ｌ/Ａは無視できるほど小さくなり、

Ｉ_1a≒Ｉ_2a ……（８）

と近似できるので、帰還ノードＢへ、帰還端子FBを介して出力ノードＣから帰還される帰還電流Ｉ_Fは実質的にゼロとなる。よって、負荷４に流れる電流Ｉ_Lは、ゲイン切り替え部３を流れる電流Ｉ_Cに等しくなる。即ち、

Ｉ_L≒Ｉ_C ……（９）

で近似できる。

ゲイン切り替え部３は、例えば、複数のスイッチと、対応する複数の検出抵抗を、それぞれ対として並列回路を構成するようにすれば良い。即ち、第１のスイッチが第１の検出抵抗に接続され、第１のスイッチに並列接続される第２のスイッチが第１の検出抵抗より大きな抵抗値の第２の検出抵抗に接続され、第２のスイッチに並列接続される第３のスイッチが第２の検出抵抗より大きな抵抗値の第３の検出抵抗に接続され、第３のスイッチに並列接続される第４のスイッチが第３の検出抵抗より大きな抵抗値の第４の検出抵抗に接続され、…、第（ｎ−１）のスイッチに並列接続される第ｎのスイッチが第（ｎ−１）の検出抵抗より大きな抵抗値の第ｎの検出抵抗に接続されるように並列回路を構成すれば良い（ｎは２以上の整数である。）。複数のスイッチにそれぞれ接続されない側の検出抵抗の端子は共通に接続され、ゲイン切り替え部３の出力端子N2に接続され、この出力端子N2は接地されている。又、複数の検出抵抗にそれぞれ接続されない側の複数のスイッチの端子は共通に接続され、ゲイン切り替え部３の入力端子N1に接続され、この入力端子N1は出力ノードＣに接続され、出力ノードＣからゲイン切り替え部３へ電流Ｉ_Cが供給される。例えば、第２の検出抵抗の抵抗値を第１の検出抵抗より大きな抵抗値の値、例えば、第1の検出抵抗の抵抗値の１０倍にし、第３の検出抵抗の抵抗値を第２の検出抵抗の抵抗値の１０倍にし、第４の検出抵抗の抵抗値を第３の検出抵抗の抵抗値の１０倍にし、…、第ｎの検出抵抗の抵抗値を第（ｎ−１）の検出抵抗の抵抗値の１０倍にすれば、第1、第２、…第ｎのスイッチを切り替えることにより、ゲイン切り替え部３に流れる電流Ｉ_Cを１０倍変えることが可能になり、式（９）から、負荷４に流れる電流Ｉ_Lを１０倍毎に切り替えることができるので、負荷４に流れる電流Ｉ_Lのダイナミックレンジを大きくすることが可能になる。

（第１の具体的回路例）
図２に示したように、第１の具体的回路例に係る電流帰還型電源は、図１において回路ブロック表示した電流帰還型電源と同様に、入力部１、電流帰還部２、ゲイン切り替え部３，及び負荷４を備え、電流帰還部２は、電圧伝達回路２１、第１のカレントミラー回路２２，第２のカレントミラー回路２３，定電圧回路２４、及び電流循環回路２５ａを有する。入力部１は、外部から図３に示すような鋸波の入力信号を受信するように構成しても良いが、図４に示すように、発振器１１と電源１２を内蔵し、発振器１１の出力と電源１２の出力とをアナログ乗算器（混合器）１３で乗算して鋸波を生成するように構成することもできる。本発明の第１の具体的回路例において、入力部１は図４に示すように、抵抗器Ｒ１の一端に入力される入力信号Ｖ_inを反転して出力する反転回路（Ｒ１，Ｒ２，１４）を有する。抵抗器Ｒ１，Ｒ２及びオペレーショナル増幅器１４からなる反転回路の出力Ｖ_outは：

Ｖ_out＝−Ｒ２／Ｒ１・Ｖ_in ……（１０）

で示される。式（１０）から、Ｒ１＝Ｒ２であれば、入力信号Ｖ_inを増幅しないで、その波形のみを反転して、入力部１の出力端子Ｏ_iに出力することとなる。例えば、Ｒ１＝Ｒ２＝１０ｋΩ程度の値を採用可能である。図４に示した発振器１１、電源１２、アナログ乗算器（混合器）１３や反転回路（Ｒ１，Ｒ２，１４）などは、所定のパターンの入力信号を得るための入力部１の一例に過ぎない。希望のパターンによって入力部１の構成もそれに応じて設計することができる。

図２に示すように、電圧伝達回路２１は、コレクタ端子を正電源＋ＨＶ側に接続し、エミッタ端子を入力端子INに接続した第１のトランジスタＴｒ１と、コレクタ端子を負電源−ＨＶ側に接続し、エミッタ端子を入力端子INに接続した第２のトランジスタＴｒ２と、ベース端子を第１のトランジスタＴｒ１のベース端子に接続し、コレクタ端子を第１の基準電流を流す電流経路に接続し、エミッタ端子を第１の帰還ノード抵抗Ｒ７を介して帰還端子FBに接続した第３のトランジスタＴｒ３と、ベース端子を第２のトランジスタＴｒ２のベース端子に接続し、コレクタ端子を第２の基準電流を流す電流経路に接続し、エミッタ端子を第２の帰還ノード抵抗Ｒ８を介して帰還端子FBに接続した第４のトランジスタＴｒ４を備える。入力部１の出力端子Ｏ_iより出力された信号Ｖ_outは、電流帰還部２の入力端子INを介して、電流帰還部２の電圧伝達回路２１に伝わり、Ｒ１＝Ｒ２であれば、電圧伝達回路２１の入力ノードＡは入力部１からの信号の電位Ｖ_out＝Ｖ_inとなる。トランジスタＴｒ１及びトランジスタＴｒ３はベース端子を共通しているので、トランジスタ（第１のトランジスタ）Ｔｒ１及びトランジスタ（第３のトランジスタ）Ｔｒ３のトランジスタの特性が同一であれば、トランジスタＴｒ１及びトランジスタＴｒ３のエミッタ端子の電圧も同じになる。一般的にベース・エミッタ間電圧は約０．７Ｖ程度である。電圧伝達回路２１のトランジスタ（第２のトランジスタ）Ｔｒ２及びトランジスタ（第４のトランジスタ）Ｔｒ４もベース端子を共通しているので、トランジスタＴｒ２及びトランジスタＴｒ４のエミッタ端子の電圧は同じになる。トランジスタＴｒ１及びトランジスタＴｒ２のエミッタ端子は共に入力ノードＡに接続しているので、トランジスタＴｒ３及びトランジスタＴｒ４の両方のエミッタ端子は共に入力ノードＡと同電位になる。したがって帰還ノードＢは入力ノードＡと同電位Ｖ_out＝Ｖ_in となり、帰還ノードＢと、負荷４の第１端子N3に接続された出力ノードＣの間に電圧を昇降する素子がないので、出力ノードＣの電位Ｖ_CもＶ_C＝Ｖ_inになる。

一方、電圧伝達回路２１のトランジスタＴｒ３のコレクタ端子へ流入する流入電流Ｉ_1aと、トランジスタＴｒ４のコレクタ端子から流出する流出電流Ｉ_2aが同じになると、帰還ノードＢへ、電流帰還部２の帰還端子FBを介して出力ノードＣから帰還される帰還電流Ｉ_Fはゼロになる。以下において説明するように、第１のカレントミラー回路２２と、第２のカレントミラー回路２３と、定電圧回路２４と、電流循環回路２５ａとは、流入電流Ｉ_1aと流出電流Ｉ_2aが同じになるように動作する。

第１のカレントミラー回路２２は、帰還ノードＢを経由して第１の基準電流Ｉ_1aを流す電流経路と、第１のミラー電流Ｉ_1bを、入力ノードＤを経由して流す電流経路の二つの電流経路が備えられている。第１の具体的回路例においては、第１のカレントミラー回路２２は、特性が同じトランジスタＴｒ５とトランジスタＴｒ６とを備え、トランジスタＴｒ５とトランジスタＴｒ６は、ベース端子を共通し、エミッタ端子は各々エミッタ抵抗Ｒ５，Ｒ６を介してハイレベル電圧源＋ＨＶに接続されるワイドラー型のカレントミラー回路である。エミッタ抵抗Ｒ５，Ｒ６が同一特性であれば、トランジスタＴｒ５とトランジスタＴｒ６とのエミッタ電流は同じであり、第１の基準電流Ｉ_1aと第１のミラー電流Ｉ_1bとは以下の関係になる：

Ｉ_1a＝Ｉ_1b+２Ｉ_Base ……（１１）

ここで、Ｉ_Baseは、第１のカレントミラー回路２２を構成するトランジスタＴｒ５及びＴｒ６の各々のベース電流である。一般的に、ベース電流はエミッタ電流及びコレクタ電流のわりに極めて少ないので、

Ｉ_1a≒Ｉ_1b ……（１２）

と近似できる。第１の具体的回路例においては、第１のカレントミラー回路２２は、一例に過ぎず、他の形態のカレントミラー回路を使用することもできる。後述する第２のカレントミラー回路も同様である。

電流循環回路２５ａは、ベース端子を入力ノードＤに接続し、コレクタ端子を正電源＋ＨＶ側に接続し、エミッタ端子を出力回路（Ｔｒ９，Ｔｒ１０，Ｒ１３ａ，Ｒ１４ａ）に接続した第１の出力トランジスタＴｒ８と、この第１の出力トランジスタＴｒ８と電流増幅率が等しく、エミッタ端子を出力回路（Ｔｒ９，Ｔｒ１０，Ｒ１３ａ，Ｒ１４ａ）に接続し、コレクタ端子を負電源−ＨＶ側に接続し、ベース端子を出力ノードＥに接続した第２の出力トランジスタＴｒ１１とを備える。出力回路（Ｔｒ９，Ｔｒ１０，Ｒ１３ａ，Ｒ１４ａ）は、ベース端子を第１の出力トランジスタＴｒ８のエミッタ端子に接続し、コレクタ端子を正電源＋ＨＶ側に接続し、エミッタ端子を第１の出力抵抗Ｒ１３ａを介して出力端子OUTに接続された第３の出力トランジスタＴｒ９と、エミッタ端子を第２の出力抵抗Ｒ１４ａを介して出力端子OUTに接続し、コレクタ端子を負電源−ＨＶ側に接続し、ベース端子を第２の出力トランジスタＴｒ１１のエミッタ端子に接続した第４の出力トランジスタＴｒ１０とを備える。

第１の具体的回路例に係る電流帰還型電源においては、第１のカレントミラー回路２２から入力ノードＤへ流れる電流Ｉ_1bは、定電圧回路２４と電流循環回路２５ａへ各々流入する。定電圧回路２４は、入力ノードＤと出力ノードＥとの間に接続され、入力ノードＤと出力ノードＥとの間に一定な電圧を維持するように動作する。抵抗器Ｒ１１と、抵抗器Ｒ１２と、トランジスタＴｒ７とからなる定電圧回路２４は、定電圧回路の一例である。抵抗器Ｒ１２を可変にすると、入力ノードＤと出力ノードＥとの間の電位を調整することができるので、定電圧回路２４を経て入力ノードＤから出力ノードＥへ流れる電流も電圧差に比例して調整される。定電圧回路２４として、他の形態の定電圧回路を使っても良い。

入力ノードＤを経由して、電流Ｉ_1bの大部分は定電圧回路２４に流入し、残余の一部の電流が電流循環回路２５ａに流入する。電流循環回路２５ａは入力ノードＤから流入した電流Ｉ_Ｄと実質的に同じ電流を出力ノードＥに流出する一方、負荷４の第２端子N4にも、電流帰還部２の出力端子OUTを介して電流を供給する。図２に示したように、入力ノードＤから電流循環回路２５ａに流入した電流Ｉ_Dは、電流循環回路２５ａのトランジスタ（第１の出力トランジスタＴｒ）Ｔｒ８のベース端子に入る。トランジスタＴｒ８の電流増幅率をβ₈とすれば、トランジスタＴｒ８のエミッタ電流Ｉ_Eは、ベース電流Ｉ_Ｂと以下のような関係になる：

Ｉ_E＝β₈・Ｉ_B ……（１３）

電流循環回路２５ａのトランジスタＴｒ８のエミッタ電流Ｉ_Eはすべて電流循環回路２５ａのトランジスタ（第３の出力トランジスタＴｒ）Ｔｒ９のベース端子に流入する。トランジスタＴｒ９の電流増幅率をβ₉とすれば、トランジスタＴｒ９のエミッタ電流は、トランジスタＴｒ９のベース電流Ｉ'_Bと以下のような関係になる：

Ｉ'_E＝β₉・Ｉ'_B ……（１４）
結局、電流循環回路２５ａのトランジスタＴｒ８のベース端子に流入した少量の電流は、電流循環回路２５ａのトランジスタＴｒ８及びトランジスタＴｒ９を経て「β₈・β₉」倍の電流になる。通常、トランジスタの電流増幅率β₈，β₉は、数１０〜数１００００であるので、電流循環回路２５ａのトランジスタＴｒ９のエミッタ端子から、電流帰還部２の出力端子OUTとトランジスタ（第４の出力トランジスタＴｒ）Ｔｒ１０に大電流が流れ出る。

即ち、電流循環回路２５ａのトランジスタＴｒ９のエミッタ電流の一部は、電流帰還部２の出力端子OUTを介して負荷４の第２端子N4に流入する。負荷４に流れる電流Ｉ_Lは、本発明の電流帰還型電源を荷電粒子線装置に適用する場合、例えば、１μＡ〜１Ａ程度のダイナミックレンジで変化する電流となる。

電流循環回路２５ａのトランジスタＴｒ９のエミッタ端子から出力電流から、負荷電流Ｉ_Lを除いた電流が、電流循環回路２５ａのトランジスタＴｒ１０のエミッタ端子に流入する。トランジスタＴｒ９の電流増幅率β₉とトランジスタＴｒ１０の電流増幅率β₁₀が互いに同じで（β₉＝β₁₀）あり、トランジスタＴｒ８の電流増幅率β₈とトランジスタＴｒ（第１の出力トランジスタＴｒ）１１の電流増幅率β₁₁が互いに同じ（β₈＝β₁₁）であれば、トランジスタＴｒ１０のエミッタ端子に流入した電流は、逆に、１/β₈・β₉（＝１/β₁₀・β₁₁）倍になって出力ノードＥへ流れ出る。したがって電流循環回路２５ａにおいて、入力ノードＤから流入する電流Ｉ_Dと出力ノードＥへの流出する電流Ｉ_Eを比べると、以下のような関係になる：

β₈・β₉Ｉ_D−Ｉ_L＝β₈・β₉Ｉ_E ……（１５）
したがって、入力ノードＤから流入する電流Ｉ_Dと出力ノードＥへの流出する電流Ｉ_Eの差は以下のようになることが分かる：

Ｉ_D−Ｉ_E＝Ｉ_1b−Ｉ_2b＝Ｉ_L／β₈・β₉ ……（１６）
ここで、電流増幅率β₈，β₉，β₁₀，β₁₁は、通常、数１０〜数１００００の値であり、Ｉ_Lが比較的小さい値であることを勘案すると、Ｉ_L／β₈・β₉（＝１/β₁₀・β₁₁）は無視することができるほど十分小さい値であるので、

Ｉ_1b≒Ｉ_2b ……（１７）

と近似できる。

第２のカレントミラー回路２３は、帰還ノードＢを経由して定電圧回路２４から流入する第２の基準電流Ｉ_2aを流す電流経路と、第２の基準電流Ｉ_2aに等しい第２のミラー電流Ｉ_2bが、出力ノードＥを経由して電流循環回路２５ａから流入する電流経路の二つの電流経路が備えられている。第２のカレントミラー回路２３は、特性の同じトランジスタＴｒ１２とトランジスタＴｒ１３とを備え、トランジスタＴｒ１２とトランジスタＴｒ１３は、ベース端子を共通し、エミッタ端子はそれぞれエミッタ抵抗Ｒ１０，Ｒ９を介してローレベル電圧源−ＨＶに接続されるワイドラー型のカレントミラー回路である。エミッタ抵抗Ｒ１０，Ｒ９が同一特性であれば、トランジスタＴｒ１０とトランジスタＴｒ９のエミッタ電流は同じであり、第２のミラー電流Ｉ_2bと第２の基準電流Ｉ_2aとは以下の関係になる：

Ｉ_2a＝Ｉ_2b+２Ｉ_Base ……（１８）
ここで、Ｉ_BaseはトランジスタＴｒ１０及びトランジスタＴｒ９のそれぞれのベース電流である。一般的に、ベース電流はエミッタ電流及びコレクタ電流のわりに極めて少ないので、

Ｉ_2a≒Ｉ_2b ……（１９）

と近似できる。式（１２），（１７）及び（１９）から、

Ｉ_1a≒Ｉ_2a ……（２０）

と近似できる。即ち、帰還ノードＢに流入する電流Ｉ_1aと帰還ノードＢから流出する電流Ｉ_2aとは互いに実質的に同じである。したがって帰還ノードＢへ、電流帰還部２の帰還端子FBを介して出力ノードＣから帰還される帰還電流Ｉ_Fは実質的にゼロになる。よって、式（９）に示したように、負荷４に流れる電流Ｉ_Lは、ゲイン切り替え部３を流れる電流Ｉ_Cに等しくなる。

ゲイン切り替え部３は、複数のスイッチＳｗ１，Ｓｗ２，Ｓｗ３，Ｓｗ４，…と、対応する複数の検出抵抗Ｒｃ１，Ｒｃ２，Ｒｃ３，Ｒｃ４，…を、それぞれ対として並列回路を構成している。即ち、第１のスイッチＳｗ１は第１の検出抵抗Ｒｃ１に接続され、第１のスイッチＳｗ１に並列接続される第２のスイッチＳｗ２は第１の検出抵抗Ｒｃ１より大きな抵抗値の第２の検出抵抗Ｒｃ２に接続され、第２のスイッチＳｗ２に並列接続される第３のスイッチＳｗ３は第２の検出抵抗Ｒｃ２より大きな抵抗値の第３の検出抵抗Ｒｃ３に接続され、第３のスイッチＳｗ２に並列接続される第４のスイッチＳｗ４は第３の検出抵抗Ｒｃ３より大きな抵抗値の第４の検出抵抗Ｒｃ４に接続されている。複数のスイッチＳｗ１，Ｓｗ２，Ｓｗ３，Ｓｗ４，…に、それぞれ接続されない側の検出抵抗Ｒｃ１，Ｒｃ２，Ｒｃ３，Ｒｃ４，…の端子は共通に接続され、ゲイン切り替え部３の出力端子N2に接続され、この出力端子N2は接地されている。又、複数の検出抵抗Ｒｃ１，Ｒｃ２，Ｒｃ３，Ｒｃ４，…に、それぞれ接続されない側の複数のスイッチＳｗ１，Ｓｗ２，Ｓｗ３，Ｓｗ４，…の端子は共通に接続され、ゲイン切り替え部３の入力端子N1に接続され、この入力端子N1は出力ノードＣに接続している。

図２に示す第１の具体的回路例に係る電流帰還型電源においては、ゲイン切り替え部３が便宜上、４つのスイッチＳｗ１〜Ｓｗ４と対応する４つの検出抵抗Ｒｃ１〜Ｒｃ４がそれぞれ対をなし、４対の並列接続回路を構成している例を示しているが、ゲイン切り替え部３に並列接続されるスイッチの数や検出抵抗の数は４に限られるものではなく、必要なダイナミックレンジに応じて５以上、又は３以下に選ぶことが可能である。ゲイン切り替え部３のそれぞれの検出抵抗Ｒｃ１〜Ｒｃ４の抵抗値を、順に大きくなるように、例えば、順に１０倍ずつ大きくなるようにすれば、スイッチＳｗ１〜Ｓｗ４を選択的にオンすることによって、負荷４に流れる電流Ｉ_Lのゲインを１０倍ずつ切り替えることができるが、６桁のダイナミックレンジが必要であれば、１０倍ずつ抵抗値が大きくなる６対の並列接続回路を構成すれば良い。

例えば、第１の検出抵抗Ｒｃ１＝１Ω、第２の検出抵抗Ｒｃ２＝１０Ω、第３の検出抵抗Ｒｃ３＝１００Ω、第４の検出抵抗Ｒｃ４＝１ｋΩとすれば、第１のスイッチＳｗ１がオンになると、ゲイン切り替え部３を流れる電流Ｉ_Cは、出力ノードＣの電位Ｖ_C＝Ｖ_inを用いると、次のようになる：

Ｉ_C＝Ｖ_C／Ｒｃ１＝−Ｖ_in／１ ……（２０）
第１の具体的回路例に係る電流帰還型電源においては、帰還ノードＢへ、電流帰還部２の帰還端子FBを介して出力ノードＣから帰還される帰還電流Ｉ_F＝０となるように動作するので、式（９）から、負荷４には電流Ｉ_L＝Ｉ_Cが流れることになる。一方、第２の検出抵抗Ｒｃ２が１０Ωで、第２のスイッチＳｗ２がオンになると、ゲイン切り替え部３を流れる電流Ｉ_Cは以下のようになる：

Ｉ_C＝Ｖ_C／Ｒｃ２＝−Ｖ_in／１０ ……（２１）

即ち、スイッチを第１のスイッチＳｗ１から第２のスイッチＳｗ２に切り替えると、ゲイン切り替え部３を流れる電流Ｉ_Cは第１の検出抵抗Ｒｃ１を流れる電流の０．１倍になる。同様に、スイッチを第２のスイッチＳｗ２から第３のスイッチＳｗ３に切り替えると、ゲイン切り替え部３を流れる電流Ｉ_Cは第１の検出抵抗Ｒｃ１を流れる電流の０．０１倍になり、スイッチを第３のスイッチＳｗ３から第４のスイッチＳｗ４に切り替えると、ゲイン切り替え部３を流れる電流Ｉ_Cは第１の検出抵抗Ｒｃ１を流れる電流の０．００１倍になる。このようにして、第１の検出抵抗Ｒｃ１、第２の検出抵抗Ｒｃ２、第３の検出抵抗Ｒｃ３、第４の検出抵抗Ｒｃ４の抵抗値を、順に１０倍ずつ大きくなるようにすれば、スイッチＳｗ１〜Ｓｗ４を選択的にオンすることによって、負荷４に流れる電流Ｉ_Lの値を１０倍ずつ切り替えることができる。

（第２の具体的回路例）
図５に示したように、第２の具体的回路例に係る電流帰還型電源は、図２に示した第１の具体的回路例と同様に、入力部１、電流帰還部２、ゲイン切り替え部３，及び負荷４を備え、電流帰還部２は、帰還端子FBに接続される帰還ノードＢを有し、入力端子INから入力信号を反転した信号を入力し、帰還ノードＢの電位を入力端子INの電位に等しくする電圧伝達回路２１と、帰還ノードＢに第１の基準電流を流す電流経路と、第１の基準電流に等しい第１のミラー電流を流す電流経路とを有する第１のカレントミラー回路２２と、帰還ノードＢを経由して流れる第２の基準電流を流す電流経路と、第２の基準電流に等しい第２のミラー電流を流す電流経路とを有する第２のカレントミラー回路２３と、第１のミラー電流を流す電流経路に接続された入力ノードＤと、第２のミラー電流を流す電流経路に接続された出力ノードＥ間に接続され、第１のミラー電流の一部を入力して、入力ノードＤと出力ノードＥ間に一定の電位を生成する定電圧回路２４と、入力ノードＤと出力ノードＥ間に接続され、第１のミラー電流の残余を入力し、ミラー電流の残余を増幅し、増幅した電流の一部を出力端子OUTから負荷４の第２端子N3に供給し、増幅した電流の残余を第２のカレントミラー回路２３に出力する電流循環回路２５ｂを有する。

第１の具体的回路例の電流循環回路２５ａの出力回路（Ｔｒ９，Ｔｒ１０，Ｒ１３ａ，Ｒ１４ａ）は、ベース端子を第１の出力トランジスタＴｒ８のエミッタ端子に接続し、コレクタ端子を正電源＋ＨＶ側に接続し、エミッタ端子を第１の出力抵抗Ｒ１３ａを介して出力端子OUTに接続された第３の出力トランジスタＴｒ９と、エミッタ端子を第２の出力抵抗Ｒ１４ａを介して出力端子OUTに接続し、コレクタ端子を負電源−ＨＶ側に接続し、ベース端子を第２の出力トランジスタＴｒ１１のエミッタ端子に接続した第４の出力トランジスタＴｒ１０とを備えていたが、第２の具体的回路例の電流循環回路２５ｂの出力回路は、一端を第１の出力トランジスタＴｒ８のエミッタ端子に接続し、他端を出力端子OUTに接続された第１の出力抵抗Ｒ１３ｂと、一端を出力端子OUTに接続され、他端を第２の出力トランジスタＴｒ１１のエミッタ端子に接続した第２の出力抵抗Ｒ１４ｂのみである点で、第１の具体的回路例の電流循環回路２５ａとは異なる。

即ち、第２の具体的回路例の電流循環回路２５ｂは、ベース端子を入力ノードＤに接続し、コレクタ端子を正電源＋ＨＶ側に接続し、エミッタ端子を第１の出力抵抗Ｒ１３ｂを介して、出力端子OUTに接続した第１の出力トランジスタＴｒ８と、この第１の出力トランジスタＴｒ８と電流増幅率が等しく、エミッタ端子を第２の出力抵抗Ｒ１４ｂを介して出力端子OUTに接続し、コレクタ端子を負電源−ＨＶ側に接続し、ベース端子を出力ノードＥに接続した第２の出力トランジスタＴｒ１１とを備えてなる。

第２の具体的回路例に係る電流帰還型電源においても、第１のカレントミラー回路２２から入力ノードＤへ流れる電流Ｉ_1bは、定電圧回路２４と電流循環回路２５ｂへ各々流入する。定電圧回路２４が入力ノードＤと出力ノードＥとの間に接続されているので、入力ノードＤを経由して、電流Ｉ_1bの大部分は定電圧回路２４に流入し、残余の一部の電流が電流循環回路２５ｂに流入する。電流循環回路２５ｂは入力ノードＤから流入した電流Ｉ_Ｄと実質的に同じ電流を出力ノードＥに流出する一方、負荷４の第２端子N4にも、電流帰還部２の出力端子OUTを介して電流を供給する。図５に示したように、入力ノードＤから電流循環回路２５ｂに流入した電流Ｉ_Dは、電流循環回路２５ｂのトランジスタ（第１の出力トランジスタ）Ｔｒ８のベース端子に入る。トランジスタＴｒ８の電流増幅率をβ₈とすれば、トランジスタＴｒ８のエミッタ電流Ｉ_Eは、ベース電流Ｉ_Ｂと式（１３）で示したような関係になり、電流循環回路２５ｂのトランジスタＴｒ８のベース端子に流入した少量の電流は、電流循環回路２５ｂのトランジスタＴｒ８を経てβ₈倍の電流になり、電流循環回路２５ｂのトランジスタＴｒ８のエミッタ端子から、電流帰還部２の出力端子OUTとトランジスタ（第２の出力トランジスタ）Ｔｒ１１に大電流が流れ出る。 即ち、電流循環回路２５ｂのトランジスタＴｒ８のエミッタ電流の一部は、電流帰還部２の出力端子OUTを介して負荷４の第２端子N4に流入する。

電流循環回路２５ｂのトランジスタＴｒ８のエミッタ端子から出力電流から、負荷電流Ｉ_Lを除いた電流が、電流循環回路２５ｂのトランジスタＴｒ（第２の出力トランジスタ）１１のエミッタ端子に流入する。トランジスタＴｒ８の電流増幅率β₈とトランジスタＴｒ（第１の出力トランジスタ）１１の電流増幅率β₁₁が互いに同じ（β₈＝β₁₁）であれば、トランジスタＴｒ１１のエミッタ端子に流入した電流は、逆に、１/β₈（＝１/β₁₁）倍になって出力ノードＥへ流れ出る。したがって電流循環回路２５ｂにおいて、入力ノードＤから流入する電流Ｉ_Dと出力ノードＥへの流出する電流Ｉ_Eを比べると、以下のような関係になる：

β₈Ｉ_D−Ｉ_L＝β₈Ｉ_E ……（２２）

したがって、入力ノードＤから流入する電流Ｉ_Dと出力ノードＥへの流出する電流Ｉ_Eの差は以下のようになることが分かる：

Ｉ_D−Ｉ_E＝Ｉ_1b−Ｉ_2b＝Ｉ_L／β₈ ……（２３）
ここで、電流増幅率β₈，β₁₁が十分大きければ、Ｉ_Lが比較的小さい値であることを勘案すると、Ｉ_L／β₈（＝Ｉ_L/β₁₁）は無視することが可能になるので、第２の具体的回路例においても、式（１７）で近似可能となる。よって、第２の具体的回路例においても、式（１２），（１７）及び（１９）から、式（２０）の近似が可能となり、帰還ノードＢへ、電流帰還部２の帰還端子FBを介して出力ノードＣから帰還される帰還電流Ｉ_Fは実質的にゼロになる。よって、式（９）に示したように、負荷４に流れる電流Ｉ_Lは、ゲイン切り替え部３を流れる電流Ｉ_Cに等しくなる。

ゲイン切り替え部３は、図２と同様に、複数のスイッチＳｗ１，Ｓｗ２，Ｓｗ３，Ｓｗ４，…と、対応する複数の検出抵抗Ｒｃ１，Ｒｃ２，Ｒｃ３，Ｒｃ４，…を、それぞれ対として並列回路を構成しているので、ゲイン切り替え部３のそれぞれの検出抵抗Ｒｃ１〜Ｒｃ４の抵抗値を、順に大きくなるように、例えば、順に１０倍ずつ大きくなるようにすれば、スイッチＳｗ１〜Ｓｗ４を選択的にオンすることによって、負荷４に流れる電流Ｉ_Lのゲインを１０倍ずつ切り替えることができる。他は、第１の具体的回路例と実質的に同様であるので、重複した説明を省略する。

（荷電粒子線装置）
上記の回路ブロック表示した電流帰還型電源、或いは、第１若しくは第２の具体的回路例に係る電流帰還型電源は、荷電粒子源（図示省略）と、荷電粒子源から出射した荷電粒子線を集束させる集束レンズ系（図示省略）と、集束させられた荷電粒子線を、照射対象上の所定領域に走査する走査コイル４と、照射対象を搭載し、照射対象上の所望の位置に荷電粒子線が照射されるように移動可能なステージ（図示省略）と、走査コイル４に走査電流を供給するスイープ電源とを備える荷電粒子線装置のスイープ電源に適用可能である。

即ち、荷電粒子線装置のスイープ電源を、走査信号を入力して、走査信号を反転した信号を出力する入力部１と、入力端子INを入力部１に接続し、帰還端子FBを走査コイル４の第１端子N4に接続し、出力端子OUTを走査コイル４の第２端子N3に接続し、帰還端子FBから帰還される帰還電流Ｉ_Fをゼロにする電流帰還部２と、第１端子N4と接地電位間に接続され、走査コイル４に流れる電流の大きさを段階的に切り替えるゲイン切り替え部３とを有し、走査信号のパターンに対応した電流を走査コイル４に流す電流帰還型電源とすることが可能である。

ここで、上記の回路ブロック表示した電流帰還型電源、或いは、第１若しくは第２の具体的回路における負荷４が、荷電粒子線を制御するための走査コイルとなる。この走査コイル４には略１μＡ〜１Ａの電流がゲイン切り替え部３の検出抵抗の切り替えにより流れる。又、図２において、「ＨＶ」及び「ＬＶ」の電圧は、通常、それぞれ±１００Ｖ及び±１５Ｖになる。しかし、本発明の電流帰還型電源の応用が荷電粒子線装置に限られるのではなく、他にも様々な応用ができる。

本発明の発明者は、株式会社島津製作所のＥＰＭＡ１６１０（モデル名）の走査コイルに対し、走査電流１μＡ〜１．５Ａ、走査速度ＤＣ〜１５ｋＨｚにおいても、安定した定電流動作を行うことを確認している。

以上のように、本発明の実施の形態に係る電流帰還型電源は、高ゲイン、高周波数帯域でも安定した動作を行うことができる。又、ポール発生箇所は、入力ノードＤと出力ノードＥのみであるので、発振しにくく、位相補償のための回路も不要となる。

（その他の実施の形態）
上記のように、本発明は上記の実施の形態及び実施例によって記載したが、この開示の一部をなす論述及び図面は本発明を限定するものであると理解すべきではない。この開示から当業者には様々な代替実施の形態、実施例及び運用技術が明らかとなろう。

第１の具体的回路例においては、図２に示したように、出力回路（Ｔｒ９，Ｔｒ１０，Ｒ１３ａ，Ｒ１４ａ）は、ベース端子を第１の出力トランジスタＴｒ８のエミッタ端子に接続し、コレクタ端子を正電源＋ＨＶ側に接続し、エミッタ端子を第１の出力抵抗Ｒ１３ａを介して出力端子OUTに接続された第３の出力トランジスタＴｒ９と、エミッタ端子を第２の出力抵抗Ｒ１４ａを介して出力端子OUTに接続し、コレクタ端子を負電源−ＨＶ側に接続し、ベース端子を第２の出力トランジスタＴｒ１１のエミッタ端子に接続した第４の出力トランジスタＴｒ１０とを備えていたが、これに限定されるものではない。

例えば、出力回路が更に第５の出力トランジスタ及び第６の出力トランジスタを最終段の増幅回路として備えるようにしても良い。即ち、出力回路が、ベース端子を第３の出力トランジスタＴｒ９のエミッタ端子に接続し、コレクタ端子を正電源＋ＨＶ側に接続し、エミッタ端子を第１の出力抵抗を介して出力端子OUTに接続した第５の出力トランジスタと、エミッタ端子を第２の出力抵抗を介して出力端子OUTに接続し、コレクタ端子を負電源−ＨＶ側に接続し、ベース端子を第４の出力トランジスタＴｒ１０のエミッタ端子に接続した第６の出力トランジスタＴｒを更に備えるようにし、第６の出力トランジスタＴｒのベース端子を第４の出力トランジスタＴｒ１０のエミッタ端子に接続に接続するようにしても良い。

このように、本発明はここでは記載していない様々な実施の形態等を含むことは勿論である。したがって、本発明の技術的範囲は上記の説明から妥当な特許請求の範囲に係る発明特定事項によってのみ定められるものである。

１…入力部
２…電流帰還部
３…ゲイン切り替え部
４…負荷
２１…電圧伝達回路
２２…第１のカレントミラー回路
２３…第２のカレントミラー回路
２４…定電圧回路
２５…電流循環回路
FB…帰還端子
IN…入力端子
N3…第２端子
N4…第１端子
OUT…出力端子

Claims (6)

1. 入力信号を入力して、前記入力信号を反転した信号を出力する入力部と、
   入力端子を前記入力部に接続し、帰還端子を負荷の第１端子に接続し、出力端子を前記負荷の第２端子に接続し、前記帰還端子から帰還される帰還電流をゼロにする電流帰還部と、
   前記第１端子と接地電位間に接続され、前記負荷に流れる電流の大きさを段階的に切り替えるゲイン切り替え部
   とを備え、前記入力信号のパターンに対応した電流を前記負荷に流すことを特徴とする電流帰還型電源。
2. 前記ゲイン切り替え部が、互いに抵抗値が異なる複数の検出抵抗を切り替え可能に並列接続してなることを特徴とする請求項１に記載の電流帰還型電源。
3. 前記電流帰還部が、
   前記帰還端子に接続される帰還ノードを有し、前記入力端子から前記入力信号を反転した信号を入力し、前記帰還ノードの電位を前記入力端子の電位に等しくする電圧伝達回路と、
   前記帰還ノードに第１の基準電流を流す電流経路と、前記第１の基準電流に等しい第１のミラー電流を流す電流経路とを有する第１のカレントミラー回路と、
   前記帰還ノードを経由して流入する第２の基準電流を流す電流経路と、前記第２の基準電流に等しい第２のミラー電流を流す電流経路とを有する第２のカレントミラー回路と、
   前記第１のミラー電流を流す電流経路に接続された入力ノードと、前記第２のミラー電流を流す電流経路に接続された出力ノード間に接続され、前記第１のミラー電流の一部を入力して、前記入力ノードと前記出力ノード間に一定の電位を生成する定電圧回路と、
   前記入力ノードと前記出力ノード間に接続され、前記第１のミラー電流の残余を入力し、前記ミラー電流の残余を増幅し、増幅した電流の一部を前記出力端子から前記負荷の第２端子に供給し、増幅した電流の残余を前記第２のカレントミラー回路に出力する電流循環回路
   とを備えることを特徴とする請求項１又は２に記載の電流帰還型電源。
4. 前記電圧伝達回路が、
   コレクタ端子を正電源側に接続し、エミッタ端子を前記入力端子に接続した第１のトランジスタと、
   コレクタ端子を負電源側に接続し、エミッタ端子を前記入力端子に接続した第２のトランジスタと、
   ベース端子を前記第１のトランジスタのベース端子に接続し、コレクタ端子を前記第１の基準電流を流す電流経路に接続し、エミッタ端子を第１の帰還ノード抵抗を介して前記帰還端子に接続した第３のトランジスタと、
   ベース端子を前記第２のトランジスタのベース端子に接続し、コレクタ端子を前記第２の基準電流を流す電流経路に接続し、エミッタ端子を第２の帰還ノード抵抗を介して前記帰還端子に接続した第４のトランジスタ
   とを備えることを特徴とする請求項３に記載の電流帰還型電源。
5. 前記電流循環回路が、
   ベース端子を前記入力ノードに接続し、コレクタ端子を前記正電源側に接続し、エミッタ端子を前記出力端子に接続された出力回路に接続した第１の出力トランジスタと、
   該第１の出力トランジスタと電流増幅率が等しく、エミッタ端子を前記出力回路に接続し、コレクタ端子を負電源側に接続し、ベース端子を前記出力ノードに接続した第２の出力トランジスタ
   とを備えることを特徴とする請求項３又は４に記載の電流帰還型電源。
6. 荷電粒子源と、
   前記荷電粒子源から出射した荷電粒子線を集束させる集束レンズ系と、
   集束させられた前記荷電粒子線を、照射対象上の所定領域に走査する走査コイルと、
   前記照射対象を搭載し、前記照射対象上の所望の位置に前記荷電粒子線が照射されるように移動可能なステージと、
   前記走査コイルに走査電流を供給するスイープ電源
   とを備え、前記スイープ電源が、走査信号を入力して、前記走査信号を反転した信号を出力する入力部と、入力端子を前記入力部に接続し、帰還端子を前記走査コイルの第１端子に接続し、出力端子を前記走査コイルの第２端子に接続し、前記帰還端子から帰還される帰還電流をゼロにする電流帰還部と、前記第１端子と接地電位間に接続され、前記走査コイルに流れる電流の大きさを段階的に切り替えるゲイン切り替え部とを有し、前記走査信号のパターンに対応した電流を前記走査コイルに流す電流帰還型電源であることを特徴とする荷電粒子線装置。

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