JP2011023802A - 誘導性負荷制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】誘導性負荷制御装置にて、誘導性負荷のグランドショートを検出しフェイルセーフを実施することと、誘導性負荷の電流制御を精度良く実施することとを両立させる。
【解決手段】装置１では、負荷Ｌの上流側と下流側とにスイッチング素子ＱＨ，ＱＬ（以下単に、ＱＨ，ＱＬ）があり、負荷ＬとＱＬとの間に電流検出用抵抗Ｒ０がある。そして、還流用ダイオード１１と、抵抗Ｒ０の両端電圧を入力とする差動増幅回路１３と、マイコン１５とを備え、マイコン１５は、ＱＨ，ＱＬの駆動信号ＤＬＨ，ＤＬＬのデューティ比を上記回路１３の出力電圧に基づき、負荷Ｌの電流が目標値となるように調節するが、駆動信号ＤＬＨの位相を微小一定時間だけ遅らせた信号を、駆動信号ＤＬＬとして出力する。更に、負荷Ｌの下流側電圧ＶＬＬがＤＬＨ＝ハイ且つＤＬＬ＝ローの期間にて規定値以上にならないと判定すると、グランドショートと判断しＱＨをオフに固定する。
【選択図】図１

Description

本発明は、誘導性負荷に流す電流をフィードバック制御する誘導性負荷制御装置に関する。

従来より、例えば、自動車に搭載される自動変速機の制御分野においては、変速用のアクチュエータとしてリニアソレノイドが用いられており、変速ショックを低減するために、そのリニアソレノイドに対しては高精度の電流制御が要求される。

そして、そのようなリニアソレノイド等の誘導性負荷を制御する装置としては、誘導性負荷に流れる電流を、誘導性負荷の通電経路に設けた電流検出用抵抗の両端電圧というかたちで検出し、その検出電圧に基づいて、誘導性負荷に流れる電流が制御上の目標値となるように、通電用スイッチング素子のオンオフのデューティ比を調節する、といった電流フィードバック制御を行うものが知られている（例えば、特許文献１参照）。

ここで、従来の誘導性負荷制御装置の構成例について、図９を用い具体的に説明する。尚、誘導性負荷の駆動方式としては、誘導性負荷よりも上流側（いわゆるハイサイド）に設けたスイッチング素子をデューティ制御でオンオフさせるハイサイド駆動方式と、誘導性負荷よりも下流側（いわゆるローサイド）に設けたスイッチング素子をデューティ制御でオンオフさせるローサイド駆動方式とがあるが、図９に示す誘導性負荷制御装置１００は、ローサイド駆動方式の装置である。

図９に示すように、誘導性負荷制御装置１００は、誘導性負荷Ｌの上流側と下流側とに、スイッチング素子ＱＨ、ＱＬを備えている。
スイッチング素子ＱＨは、電源電圧ＶＢが印加される電源ラインと、誘導性負荷Ｌの一端である上流側端子との間に設けられ、オンすることで、電源ラインと誘導性負荷Ｌの上流側端子とを導通させる。そして、誘導性負荷Ｌの他端である下流側端子には、電流検出用抵抗Ｒ０の一端が接続されており、スイッチング素子ＱＬは、その電流検出用抵抗Ｒ０の他端とグランドラインとの間に設けられ、オンすることで、電流検出用抵抗Ｒ０の他端とグランドラインとを導通させる。

このため、スイッチング素子ＱＨ，ＱＬが両方共にオンすれば、「電源ライン→スイッチング素子ＱＨ→誘導性負荷Ｌ→電流検出用抵抗Ｒ０→スイッチング素子ＱＬ→グランドライン」の電流経路が形成される。つまり、電源ラインから誘導性負荷Ｌ及び電流検出用抵抗Ｒ０に電流が流れる。尚、この例において、電源電圧ＶＢは、自動車のバッテリ電圧である。

更に、誘導性負荷制御装置１００は、アノードが電流検出用抵抗Ｒ０とスイッチング素子ＱＬとの接続点に接続され、カソードが誘導性負荷Ｌの上流側端子に接続された電流還流用のダイオード１１と、電流検出用抵抗Ｒ０の上流側端子の電圧Ｖａと下流側端子の電圧Ｖｂとを入力電圧とする差動増幅回路１３と、スイッチング素子ＱＨ、ＱＬを制御するマイコン１５と、誘導性負荷Ｌの下流側端子の電圧ＶＬＬ（＝Ｖａ）をマイコン１５にモニタさせるためのモニタ回路１７と、差動増幅回路１３の出力電圧Ｖｏを積分してマイコン１５に入力させる積分回路１９とを備えている。

差動増幅回路１３は、オペアンプ（演算増幅器）２１と、電流検出用抵抗Ｒ０の上流側端子に一端が接続され、他端がオペアンプ２１の非反転入力端子（＋端子）に接続された抵抗Ｒ１と、オペアンプ２１の非反転入力端子とグランドラインとの間に接続された抵抗Ｒ２と、電流検出用抵抗Ｒ０の下流側端子に一端が接続され、他端がオペアンプ２１の反転入力端子（−端子）に接続された抵抗Ｒ３と、オペアンプ２１の反転入力端子と出力端子との間に接続された抵抗Ｒ４と、オペアンプ２１の出力端子とグランドラインとの間に接続された抵抗Ｒ５（低電圧出力可能なオペアンプであれば不要）とを備えている。そして、オペアンプ２１の出力端子から、電流検出用抵抗Ｒ０の両端に生じる電圧Ｖａ，Ｖｂの差（＝Ｖａ−Ｖｂ）に比例した電圧が、当該差動増幅回路１３の出力電圧Ｖｏとして出力される。

積分回路１９は、抵抗２３とコンデンサ２５とからなるローパスフィルタであり、差動増幅回路１３の出力電圧Ｖｏの変化を緩やかにした電圧ＶＬＩを、マイコン１５に出力する。

モニタ回路１７は、コンパレータ（比較器）２７と、そのコンパレータ２７の出力端子と一定電圧Ｖｄとの間に設けられたプルアップ用の抵抗２９とからなる。尚、一定電圧Ｖｄは、マイコン１５の動作用電圧でもあり、当該誘導性負荷制御装置１００内の電源回路（図示省略）により、電源電圧ＶＢから生成される。

そして、コンパレータ２７の非反転入力端子（＋端子）には、誘導性負荷Ｌの下流側端子の電圧ＶＬＬが入力され、コンパレータ２７の反転入力端子（−端子）には、しきい値電圧として、電源電圧ＶＢを図示しない分圧抵抗で２分の１に分圧した電圧（＝ＶＢ／２）が入力されている。

このモニタ回路１７では、「ＶＬＬ≧ＶＢ／２」ならば、コンパレータ２７からマイコン１５に出力されるダイアグ信号ＤＩＡＧがハイになり、「ＶＬＬ＜ＶＢ／２」ならば、上記ダイアグ信号ＤＩＡＧがローになる。

そして、この誘導性負荷制御装置１００において、スイッチング素子ＱＨは、マイコン１５から出力される駆動信号ＤＬＨがアクティブレベル（この例ではハイレベル）のときにオンする。また、スイッチング素子ＱＬは、マイコン１５から出力されるＰＷＭ（パルス幅変調）信号である駆動信号ＤＬＬがアクティブレベル（この例ではハイレベル）のときにオンする。

次に、マイコン１５によるスイッチング素子ＱＨ、ＱＬの制御内容について、図１０を用い説明する。
図１０に示すように、マイコン１５は、誘導性負荷Ｌのグランドショートを検出していない正常時には、ハイサイドのスイッチング素子ＱＨに対する駆動信号ＤＬＨをハイのままにして、そのスイッチング素子ＱＨをオン状態に固定する。このため、誘導性負荷Ｌの上流側端子の電圧ＶＬＨは、スイッチング素子ＱＨでの電圧降下分を無視すれば、電源電圧ＶＢのままとなる。

そして、マイコン１５は、積分回路１９からの電圧ＶＬＩをＡ／Ｄ変換することで、誘導性負荷Ｌに流れている電流を検出し、その電流検出値が制御上の目標値となるように、ローサイドのスイッチング素子ＱＬに対する駆動信号ＤＬＬのデューティ比を制御する。尚、駆動信号のデューティ比とは、その駆動信号の１周期（＝ハイ時間＋ロー時間）におけるハイ時間の割合である。

つまり、駆動信号ＤＬＬがハイになってスイッチング素子ＱＬがオンすると、電源ラインから誘導性負荷Ｌ及び電流検出用抵抗Ｒ０に電流が流れ、その後、駆動信号ＤＬＬがローになってスイッチング素子ＱＬがオフすると、「誘導性負荷Ｌの下流側端子→電流検出用抵抗Ｒ０→ダイオード１１→誘導性負荷Ｌの上流側端子」という還流経路が形成されて、誘導性負荷Ｌ及び電流検出用抵抗Ｒ０にフライバックエネルギーによる電流が還流する。このため、マイコン１５は、電流検出用抵抗Ｒ０及び差動増幅回路１３による電流検出値が目標値よりも小さければ、駆動信号ＤＬＬのデューティ比を大きくし、電流検出値が目標値よりも大きければ、駆動信号ＤＬＬのデューティ比を小さくする、といったフィードバック制御を行う。

一方、正常時には、駆動信号ＤＬＬがローになってスイッチング素子ＱＬがオフすると、誘導性負荷Ｌの下流側端子の電圧ＶＬＬが、ほぼ電源電圧ＶＢ（詳しくは、誘導性負荷Ｌに還流する還流電流をＩｒとし、電流検出用抵抗Ｒ０の抵抗値をＲ０とし、ダイオード１１の順方向電圧をＶｆとすると、「ＶＢ＋Ｖｆ＋Ｉｒ×Ｒ０」）になるため、モニタ回路１７からマイコン１５へのダイアグ信号ＤＩＡＧはハイになる。また、駆動信号ＤＬＬがハイになってスイッチング素子ＱＬがオンすると、誘導性負荷Ｌの下流側端子の電圧ＶＬＬは、ほぼ０Ｖ（詳しくは、スイッチング素子ＱＬを介して誘導性負荷Ｌに流れる電流をＩｄとし、スイッチング素子ＱＬでの電圧降下をＶｄとすると、「Ｉｄ×Ｒ０＋Ｖｄ」）となり、上記ダイアグ信号ＤＩＡＧはローになる。このため、ダイアグ信号ＤＩＡＧは、駆動信号ＤＬＬをレベル反転させた信号となる。

これに対して、誘導性負荷Ｌの下流側端子がグランド電位にショートしたとすると、その下流側端子の電圧ＶＬＬは０Ｖのままになり、上記ダイアグ信号ＤＩＡＧもローのままになる。

このため、マイコン１５は、駆動信号ＤＬＬをローにしたにも関わらずダイアグ信号ＤＩＡＧがハイにならない、という矛盾事象の発生を判定し、その事象が発生していると判定したならば、誘導性負荷Ｌがグランド電位にショートしていると判断して、ハイサイドのスイッチング素子ＱＨをオフし、その状態を保持する。なぜなら、誘導性負荷Ｌの下流側端子がグランド電位にショートした場合には、電流検出用抵抗Ｒ０が無効化されて電流検出ができなくなる上に、そもそもスイッチング素子ＱＨをオンしていると、誘導性負荷Ｌに電流が流れたままになってしまうため、フェイルセーフとして、スイッチング素子ＱＨをオフ状態に固定する。

つまり、この誘導性負荷制御装置１００は、ローサイド駆動方式の装置であるため、本来の制御面では、ハイサイドのスイッチング素子ＱＨは必要ないが、誘導性負荷Ｌの下流側端子がグランド電位にショートした場合に、誘導性負荷Ｌへの電源供給をカットして不定動作を防止するというフェイルセーフ用として、ハイサイドのスイッチング素子ＱＨを設けている。

尚、誘導性負荷Ｌの上流側端子がグランド電位にショートした場合には、スイッチング素子ＱＨに過電流が流れてしまうこととなるが、一般に、その対策としては、スイッチング素子ＱＨに所定値以上の電流が流れたことを検知して該スイッチング素子ＱＨを強制的にオフさせる、といった過電流保護回路が別途設けられる。

一方、図９において、ローサイドのスイッチング素子ＱＬを削除すると共に、ダイオード１１のアノードと電流検出用抵抗Ｒ０との接続点をグランドラインに接続すれば、ハイサイド駆動方式のハードウェア構成となる。そして、そのハイサイド駆動方式の場合、マイコン１５は、電流検出値が制御上の目標値となるように、スイッチング素子ＱＨに対する駆動信号ＤＬＨのデューティ比を制御することとなる。

但し、ハイサイド駆動方式の場合には、誘導性負荷Ｌの下流側端子の電圧ＶＬＬが、常に、グランド電位付近の電圧となるため、誘導性負荷Ｌの下流側端子がグランド電位にショートしたことを検出することができない。正常状態と区別することができないからである。そして、誘導性負荷Ｌの下流側端子がグランド電位にショートしてしまうと、電流検出用抵抗Ｒ０による電流検出ができず、電流検出値が０となってしまうため、電流フィードバック制御としては、必要以上に電流を流してしまうこととなる。

こうしたことから、グランド電位へのショートを検出して電源遮断というフェイルセーフを行う必要がある重要な誘導性負荷の制御には、ローサイド駆動方式が用いられる。

特開平１１−３２７６０２号公報

ところで、誘導性負荷制御装置において、電流検出のために用いられる差動増幅回路は、差動入力電圧に比べて同相入力電圧が大きい場合に出力誤差（増幅誤差）が大きくなる、という性質を有している。このことを、図９に示した差動増幅回路１３で具体的に説明する。尚、以下の説明及び式においては、抵抗Ｒｎ（ｎは０〜４の何れか）の抵抗値のことも、Ｒｎと記載する。

図９の差動増幅回路１３において、抵抗Ｒ３の一端への入力電圧（以下、マイナス側入力電圧という）をＶｚとし、電流検出用抵抗Ｒ０の両端電位差（＝Ｖａ−Ｖｂ）をＶｒとすると、抵抗Ｒ１の一端への入力電圧（以下、プラス側入力電圧という）は「Ｖｚ＋Ｖｒ」となる。

Ｖｒは、プラス側入力電圧とマイナス側入力電圧との差であり、これが増幅対象の差動入力電圧である。また、Ｖｚは、マイナス側入力電圧とプラス側入力電圧との両方に同じだけ加わる分の電圧であり、これが同相入力電圧である。

そして、差動増幅回路１３の出力電圧Ｖｏは、下記の式１で表される（ただし、オペアンプの誤差は、含んでいない）。尚、式１において、「＊」は乗算を示し、「／」は除算を示している。

この式１において、差動入力電圧Ｖｒに乗算される数値が、ゲイン（増幅率）であり、その「Ｖｒ＊ゲイン」の項に加算される「Ｖｚ＊…」の項が、同相入力電圧Ｖｚに起因する出力誤差（以下、同相誤差という）である。そして、式１から分かるように、その同相誤差は、同相入力電圧Ｖｚが大きいほど、大きくなり、また、差動入力電圧Ｖｒが小さいほど、その同相誤差の影響が大きくなる。

ここで、従来の誘導性負荷制御装置１００においては、図１０に示すように、駆動信号ＤＬＬをローにしている期間であって、誘導性負荷Ｌにダイオード１１を介して電流を還流させている還流期間中ずっと、差動増幅回路１３への同相入力電圧Ｖｚ（＝Ｖｂ）が、ほぼ電源電圧ＶＢとなるため、その差動増幅回路１３の出力誤差、即ち電流検出誤差が大きくなる。特に、駆動信号ＤＬＬのデューティ比が小さく、駆動信号ＤＬＬの１周期に対する還流期間の割合が大きい場合ほど、電流検出誤差が大きくなる。このため、誘導性負荷の電流制御精度が低下してしまう。

例えば、電源電圧ＶＢが約１４Ｖであるとすると、一般に、差動増幅回路１３への差動入力電圧Ｖｒが０〜１Ｖ程度であるのに対して、同相入力電圧Ｖｚは、上記還流期間中、約１４Ｖとなり、非常に大きな誤差要因となる。更に具体例を挙げると、例えば、Ｒ１＝Ｒ３＝３ｋΩ、Ｒ２＝Ｒ４＝１２ｋΩで、差動増幅回路１３のゲインが４倍に設定されているとすると、Ｒ１〜Ｒ４が最悪方向に０．２％ばらついた場合、同相誤差は、Ｖｚ＝１４Ｖの条件で約９０ｍＶとなり、Ｒ０＝０．５Ωであるとすると、電流検出値としては、約４５ｍＡの誤差が生じることとなる。

尚、従来の誘導性負荷制御装置１００において、高い電流制御精度を確保するためには、例えば、差動増幅回路１３を構成する各抵抗として、抵抗値が可変のものを用い、装置の製造時に、その各抵抗の抵抗値を、上記式１における同相誤差の項「Ｖｚ＊…」が極力０となるように手作業で調整する、といった手法や、装置の製造時に、実際の差動増幅回路の出力誤差を測定して、その誤差を補正するための補正値をＥＥＰＲＯＭに記憶しておき、マイコン１５が、その補正値を用いて電流検出値を補正する、といった手法を採ることが考えられるが、何れの手法も、装置の製造工数を増加させてしまい、コスト増加を招いてしまうこととなる。

本発明は、こうした問題に鑑みなされたものであり、誘導性負荷制御装置において、誘導性負荷のグランド電位へのショートを検出してフェイルセーフを実施することと、誘導性負荷の電流制御を精度良く実施することとを、両立させることを目的としている。

請求項１の誘導性負荷制御装置は、ハイサイドスイッチと、電流検出用抵抗と、ローサイドスイッチと、還流手段と、差動増幅回路と、電流制御手段と、フェイルセーフ手段とを備えている。

ハイサイドスイッチは、電源電圧が印加される電源ラインと誘導性負荷の一端との間に設けられ、オンすることで、電源ラインと誘導性負荷の前記一端とを導通させる。
電流検出用抵抗は、それの一端が、誘導性負荷の他端（ハイサイドスイッチ側とは反対の端部）に接続されている。

ローサイドスイッチは、電流検出用抵抗の他端（誘導性負荷側とは反対の端部）とグランドラインとの間に設けられ、オンすることで、電流検出用抵抗の前記他端とグランドラインとを導通させる。

還流手段は、ハイサイドスイッチとローサイドスイッチとの両方がオンしている状態から、ハイサイドスイッチとローサイドスイッチとの少なくとも一方がオフした状態に変化すると、誘導性負荷の前記他端側から電流検出用抵抗を経由して誘導性負荷の前記一端側へと電流を還流させる。

このため、ハイサイドスイッチとローサイドスイッチとの両方がオンすれば、電源ラインから誘導性負荷及び電流検出用抵抗に電流が流れ、その後、ハイサイドスイッチとローサイドスイッチとの少なくとも一方がオフすれば、還流手段により、誘導性負荷の前記他端側から電流検出用抵抗を経由して誘導性負荷の前記一端側へと、フライバックエネルギーによる電流が還流する。

差動増幅回路は、電流検出用抵抗の両端の電圧を入力電圧とし、その２つの入力電圧の差を増幅した電圧を出力する。
電流制御手段は、ハイサイドスイッチとローサイドスイッチとをオンオフさせる手段である。そして、電流制御手段は、ハイサイドスイッチとローサイドスイッチとの両方をオンして電源ラインから誘導性負荷に電流を流す通電期間と、その後にハイサイドスイッチとローサイドスイッチとの少なくとも一方をオフして還流手段により誘導性負荷に電流を流す還流期間とを、交互に繰り返し発生させると共に、通電期間の発生間隔に対する該通電期間の割合を、差動増幅回路の出力電圧に基づいて、誘導性負荷に流れる電流が目標値となるように調節し、更に、還流期間として、ハイサイドスイッチがオンで且つローサイドスイッチがオフである一定の検査用期間と、ハイサイドスイッチがオフである非検査用期間とを発生させる。尚、非検査用期間において、ローサイドスイッチは、オフでも良いし、オンでも良い。

そして、フェイルセーフ手段は、誘導性負荷の前記他端の電圧が前記検査用期間において規定値以上になったか否かを判定し、前記規定値以上にならないと判定すると、誘導性負荷がグランド電位（即ち、グランドラインの電位）にショートしていると判断して、ハイサイドスイッチをオフ状態に固定する。誘導性負荷への電源供給をカットして不定動作を防止するためである。

このような誘導性負荷制御装置においては、還流期間であっても、そのうちの非検査用期間では、ハイサイドスイッチがオフされて誘導性負荷への電源電圧が遮断されるため、電流検出用抵抗の両端の各電圧が電源電圧付近にまで上昇せず、差動増幅回路の同相入力電圧を下げることができる。よって、差動増幅回路の同相誤差を抑制して、誘導性負荷の電流を目標値にする電流フィードバック制御を、精度良く実施することができる。

また、還流期間のうちの検査用期間では、ハイサイドスイッチがオンで且つローサイドスイッチがオフとなるため、誘導性負荷の前記他端の電圧は、正常ならば、ほぼ電源電圧となり、誘導性負荷がグランド電位にショートしたならば、ほぼグランド電位となる。つまり、正常時と異常時との電圧差が大きい。このため、フェイルセーフ手段により、誘導性負荷のグランドショート（グランド電位へのショート）を、正常状態と正確に区別して検出することができる。

尚、フェイルセーフ手段が判定に用いる上記規定値は、電源電圧と０Ｖとの間の電圧に設定すれば良く、電源電圧と０Ｖとの中間電圧付近に設定するのが好ましいが、中間電圧に設定するのが最も良いと考えられる。また、検査用期間の長さは、フェイルセーフ手段が誘導性負荷のグランドショートを検出可能な時間で且つ極力短い時間に設定すれば良い。

以上のように、請求項１の誘導性負荷制御装置によれば、誘導性負荷のグランド電位へのショートを検出してフェイルセーフを実施することと、誘導性負荷の電流制御を精度良く実施することとを、両立させることができる。

次に、請求項２の誘導性負荷制御装置では、請求項１の誘導性負荷制御装置において、ハイサイドスイッチは、電流制御手段から出力されるＰＷＭ（パルス幅変調）信号である第１の駆動信号がアクティブレベルのときにオンし、ローサイドスイッチは、電流制御手段から出力されるＰＷＭ信号である第２の駆動信号がアクティブレベルのときにオンする。

そして、電流制御手段は、第１の駆動信号と第２の駆動信号とのうちの一方の駆動信号の位相を、一定時間だけずらした信号を、第１の駆動信号と第２の駆動信号とのうちの他方の駆動信号として出力すると共に、前記２つの駆動信号のデューティ比を、差動増幅回路の出力電圧に基づいて、誘導性負荷に流れる電流が目標値となるように調節する。

この構成では、第１の駆動信号と第２の駆動信号との両方がアクティブレベルである期間が、通電期間となり、それ以外の期間が、還流期間となる。そして、その還流期間のうち、第１の駆動信号がアクティブレベルで且つ第２の駆動信号が非アクティブレベルである期間が、検査用期間となり、第１の駆動信号が非アクティブレベルで且つ第２の駆動信号がアクティブレベルである期間と両駆動信号が非アクティブレベルである期間とが、非検査用期間となる。

そして、この構成によれば、還流期間のうちの検査用期間と非検査用期間とを、簡単に発生させることができる。
ところで、本発明の誘導性負荷制御装置では、通電期間の発生間隔がデューティ制御の周期（いわゆる駆動周期）に該当し、その周期に対する通電期間の割合がデューティ制御のデューティ比に該当する。また、誘導性負荷に流す電流の目標値が同じであるとすると、電源電圧が低い場合ほど、デューティ比を大きくしなければならない。一方、本発明では、通電期間以外の還流期間として、一定の検査用期間を設けることから、少なくとも、その検査用期間の分は、デューティ比の可変範囲として用いることができず、デューティ比の１００％未満における最大可変範囲が小さくなる。このため、電源電圧が低い場合に、誘導性負荷に目標値の電流を流すためのデューティ比を実現することができなくなる可能性がある。

そこで、請求項３の誘導性負荷制御装置では、請求項１，２の誘導性負荷制御装置において、電流制御手段は、電源電圧が所定値より低いか否かを判定し、電源電圧が所定値よりも低い場合には、還流期間として、検査用期間を発生させずに、非検査用期間だけを発生させ、更に、フェイルセーフ手段の前記判定動作を停止させる。

この構成によれば、電源電圧が所定値よりも低くなった場合に、デューティ比の１００％未満における最大可変範囲を拡張することができ、上記の可能性を下げることができる。つまり、電源電圧が低い場合の電流制御範囲を確保することができる。

尚、この装置において、電源電圧が所定値よりも低くなった場合には、還流期間が非検査用期間だけになることで、差動増幅回路の同相誤差が一層抑制される。また、電源電圧が所定値よりも低くなった場合には、誘導性負荷の下流側端子がグランド電位にショートしたことを検出できなくなる。しかしながら、例えば車両を例に挙げると、電源となる車載バッテリは、走行時は１０Ｖ以上あるのが正常であり、低電圧（例えば、判定電圧である上記所定値＝８Ｖ）となるのは、エンジン始動時もしくは、なんらか異常が発生した場合にのみ、起きえるものであり、一般的には、低電圧において、フェイルセーフ手段の判定動作を停止させているため、従来構成から劣ることはない。

一方、請求項４の誘導性負荷制御装置では、請求項２の誘導性負荷制御装置において、電流制御手段は、第１の駆動信号と第２の駆動信号とのうちの一方の駆動信号が入力されて、その入力信号を前記一定時間だけ遅らせて出力する遅延回路を備え、その遅延回路の出力信号を、第１の駆動信号と第２の駆動信号とのうちの他方の駆動信号として出力する。

この構成によれば、第１の駆動信号と第２の駆動信号とのうちの一方の駆動信号を遅延させるための処理を行わなくても良い、という利点がある。また、電流制御手段の一部をマイコンによって実現した場合には、駆動信号を出力するためのマイコンのポートが１つで済む、という利点もある。

第１実施形態の誘導性負荷制御装置を表す構成図である。 第１実施形態のマイコンが実行する処理を表すフローチャートである。 第１実施形態の作用を表すタイムチャートである。 第２実施形態のマイコンが実行する出力パターン切り替え処理を表すフローチャートである。 第２実施形態の作用を表すタイムチャートである。 第３実施形態の誘導性負荷制御装置を表す構成図である。 変形例を説明する第１の説明図である。 変形例を説明する第２の説明図である。 従来の誘導性負荷制御装置を表す構成図である。 従来の誘導性負荷制御装置の作用及び問題点を説明する説明図である。

以下に、本発明が適用された実施形態の誘導性負荷制御装置について説明する。尚、本実施形態の誘導性負荷制御装置が制御する誘導性負荷は、自動車の自動変速機を変速させるためのリニアソレノイドである。
［第１実施形態］
図１に示すように、第１実施形態の誘導性負荷制御装置１は、図９に示した従来の誘導性負荷制御装置１００と比較すると、ハードウェア面においては、ローサイドのスイッチング素子ＱＬの出力端子間（換言すれば、ダイオード１１のアノードとグランドラインとの間）にプルダウン用の抵抗３１が追加されており、その点が異なっている。

尚、本実施形態において、スイッチング素子ＱＬは、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴである。そして、スイッチング素子ＱＬの出力端子のうち、ドレインが、電流検出用抵抗Ｒ０及びダイオード１１のアノードに接続され、ソースが、グランドラインに接続されている。また、スイッチング素子ＱＬのゲートとグランドラインとの間には、誤動作防止用の抵抗３３が接続されており、そのスイッチング素子ＱＬのゲートには、マイコン１５からの駆動信号ＤＬＬが、ゲート保護用の抵抗３５を介して供給される。

また、ハイサイドのスイッチング素子ＱＨは、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴである。そして、スイッチング素子ＱＨの出力端子のうち、ソースが、電源ラインに接続され、ドレインが、誘導性負荷Ｌの上流側端子に接続されている。また、スイッチング素子ＱＨのゲートと電源ラインとの間には、誤動作防止用の抵抗３７が接続されており、そのスイッチング素子ＱＨのゲートには、抵抗３９の一端が接続されている。そして、その抵抗３９の他端は、エミッタがグランドラインに接続されたＮＰＮトランジスタ４１のコレクタに接続されている。更に、ＮＰＮトランジスタ４１のベースとグランドラインとの間には、誤動作防止用の抵抗４３が接続されており、そのＮＰＮトランジスタ４１ベースには、マイコン１５からの駆動信号ＤＬＨが、抵抗４５を介して供給されるようになっている。このため、駆動信号ＤＬＨがハイになると、ＮＰＮトランジスタ４１がオンして、スイッチング素子ＱＨがオンし、逆に、駆動信号ＤＬＨがローになると、ＮＰＮトランジスタ４１がオフして、スイッチング素子ＱＨもオフする。

そして更に、第１実施形態の誘導性負荷制御装置１は、図９に示した従来の誘導性負荷制御装置１００と比較すると、ソフトウェア面においては、マイコン１５が、ローサイドのスイッチング素子ＱＬのオンオフタイミングに対して位相をずらしたタイミングで、ハイサイドのスイッチング素子ＱＨをオンオフさせる、という点が異なっている。具体的には、図３に示すように、マイコン１５は、ローサイドのスイッチング素子ＱＬに対する駆動信号ＤＬＬの位相を、一定の位相ずれ時間Ｔｐだけずらした信号を、ハイサイドのスイッチング素子ＱＨに対する駆動信号ＤＬＨとして出力する。

このため、本実施形態では、図３に示すように、駆動信号ＤＬＨ，ＤＬＬの両方がハイになる期間が、電源ラインから誘導性負荷Ｌに電流を流す通電期間となり、それ以外の期間が、ダイオード１１により誘導性負荷Ｌに電流を還流させる還流期間となる。そして、その通電期間と還流期間とが交互に繰り返し発生する。また、その通電期間の発生間隔（＝駆動信号ＤＬＨ，ＤＬＬの周期）が、誘導性負荷Ｌに対するデューティ制御の周期（駆動周期）に該当し、その周期に対する上記通電期間の割合が、誘導性負荷Ｌに対するデューティ制御のデューティ比（以下、本当のデューティ比ともいう）に該当する。

次に、マイコン１５の処理内容について説明する。
まず、図２（Ａ）は、マイコン１５が実行する電流フィードバック制御処理を表すフローチャートである。尚、この電流フィードバック制御処理は、駆動信号ＤＬＨ，ＤＬＬの１周期（本実施形態では、例えば３００Ｈｚ相当の３．３３ｍｓ）と同じ長さの一定時間毎、あるいは、その１周期よりも長い一定時間毎に実行される。

そして、図２（Ａ）に示すように、マイコン１５が電流フィードバック制御処理を開始すると、まずＳ１１０にて、誘導性負荷Ｌに流れている電流を検出するための電流検出処理を行う。

具体的に説明すると、まず、マイコン１５では、駆動信号ＤＬＨ，ＤＬＬの１周期よりも短い一定時間毎に、内部のＡ／Ｄ変換器が起動されて、積分回路１９からの電圧ＶＬＩ（即ち、差動増幅回路１３の出力電圧Ｖｏの変化を緩やかにした電圧であり、誘導性負荷Ｌに流れる電流を、電圧に変換した信号）がＡ／Ｄ変換されると共に、その各Ａ／Ｄ変換値が内部のＲＡＭに順次記憶されるようになっている。そこで、Ｓ１１０では、ＲＡＭ内のＡ／Ｄ変換値を読み出して、例えば、それら各Ａ／Ｄ変換値の平均値を電流検出値として求め、その後、ＲＡＭ内のＡ／Ｄ変換値を消去する、という処理を行う。このため、前回の処理タイミングから今回の処理タイミングまでの各Ａ／Ｄ変換値を平均することで、電流値を求めることとなる。

そして、次のＳ１２０にて、駆動信号ＤＬＨ，ＤＬＬのデューティ比を設定する処理を行う。
この処理について説明すると、まず、マイコン１５は、駆動信号ＤＬＨ，ＤＬＬの各々を出力するための各回路として、周知のＰＷＭ信号出力回路を備えている。尚、ＰＷＭ信号出力回路は、設定された周期とオン時間のＰＷＭ信号を生成して出力する回路である。また、オン時間とは、信号がアクティブレベルとなる時間のことであり、本実施形態では、ハイ時間と同じ意味である。

つまり、マイコン１５内の各ＰＷＭ信号出力回路によって生成されるＰＷＭ信号が、駆動信号ＤＬＨ，ＤＬＬの各々として、当該マイコン１５の出力ポートから前述の抵抗４５，３５へと出力される。

そして、Ｓ１２０では、誘導性負荷Ｌに流すべき電流の目標値から、上記Ｓ１１０で求めた電流検出値を引くことで、両者の差分（＝目標値−電流検出値）を算出し、その差分から、駆動信号ＤＬＨ，ＤＬＬのハイ時間を決定する。

具体的に説明すると、マイコン１５内のＲＯＭには、上記差分と駆動信号のハイ時間との関係を示すデータマップであって、複数通りの各差分に対して、その差分を０にするための（つまり、実際の電流値を目標値にするための）ハイ時間がそれぞれ記録されたデータマップが記憶されている。そして、Ｓ１２０では、そのデータマップに上記算出した差分をあてはめて、ハイ時間を決定する。尚、そのデータマップは、差分が大きいほどハイ時間が大きくなるように設定されている。また、誘導性負荷Ｌに流すべき電流の目標値は、自動車の走行速度やエンジン回転数等の運転状態に基づいて、図示しない他の処理により算出されている。

そして更に、Ｓ１２０では、上記決定したハイ時間を、駆動信号ＤＬＨを出力するためのＰＷＭ信号出力回路と、駆動信号ＤＬＬを出力するためのＰＷＭ信号出力回路との、両方に設定する。そして、その後、当該電流フィードバック制御処理を一旦終了する。

尚、各ＰＷＭ信号出力回路は、例えば、マイコン１５が起動した直後に実行する初期化処理あるいは誘導性負荷Ｌの制御開始時に実行する制御開始時処理で起動されるが、その起動前に、周期として一定の時間が設定される。このため、Ｓ１２０で駆動信号（ＰＷＭ信号）のハイ時間を設定するということは、駆動信号のデューティ比を設定しているとも言えるのである。

また、マイコン１５は、各ＰＷＭ信号出力回路を一定の位相ずれ時間Ｔｐだけずらして起動するようになっている。本実施形態では、駆動信号ＤＬＨを出力するためのＰＷＭ信号出力回路を起動してから、位相ずれ時間Ｔｐだけ待って、駆動信号ＤＬＬを出力するためのＰＷＭ信号出力回路を起動している。

このため、図３に示すように、駆動信号ＤＬＬは、駆動信号ＤＬＨに対して、位相ずれ時間Ｔｐだけ位相が遅れた信号となる。逆に言えば、駆動信号ＤＬＨは、駆動信号ＤＬＬに対して、位相ずれ時間Ｔｐだけ位相が早くなった信号となる。尚、位相ずれ時間Ｔｐは、後述のグランドショート検出処理によって誘導性負荷Ｌのグランドショートを検出するのに必要な最小時間以上に設定されている。

また、本実施形態では、図９に示した従来の装置１００と比べると、誘導性負荷Ｌに流す電流の目標値が同じ場合、駆動信号ＤＬＬのデューティ比は大きくなる。なぜなら、実際の通電期間は駆動信号ＤＬＬのオン時間よりも位相ずれ時間Ｔｐだけ短くなるため、駆動信号ＤＬＬのデューティ比が同じだと、誘導性負荷Ｌに対するデューティ制御のデューティ比（本当のデューティ比）は小さくなるからである。そして、マイコン１５は、以上の処理により、本当のデューティ比を、差動増幅回路１３の出力電圧Ｖｏに基づいて、誘導性負荷Ｌに流れる電流が目標値となるように調節している。

ここで、本実施形態では、図３に示すように、還流期間のうち、駆動信号ＤＬＨがハイで且つ駆動信号ＤＬＬがローである位相ずれ時間Ｔｐ分の検査用期間（図３にて斜線を付した期間）において、ハイサイドのスイッチング素子ＱＨがオンで且つローサイドのスイッチング素子ＱＬがオフとなるため、正常ならば、誘導性負荷Ｌの下流側端子の電圧ＶＬＬが、ほぼ電源電圧ＶＢ（前述した「ＶＢ＋Ｖｆ＋Ｉｒ×Ｒ０」）となり、モニタ回路１７からマイコン１５へのダイアグ信号ＤＩＡＧがハイになる。また、図３では示していないが、もし誘導性負荷Ｌがグランド電位にショートしたならば、誘導性負荷Ｌの下流側端子の電圧ＶＬＬは０Ｖのままとなるため、上記検査用期間においても、ダイアグ信号ＤＩＡＧはローのままとなる。

そこで、マイコン１５は、図２（Ｂ）のグランドショート検出処理を実行することで、ダイアグ信号ＤＩＡＧに基づき誘導性負荷Ｌのグランドショートを検出する。尚、図２（Ｂ）のグランドショート検出処理は、駆動信号ＤＬＨ，ＤＬＬの１周期よりも長い一定時間（例えば１００ｍｓ）毎に実行される。

図２（Ｂ）に示すように、マイコン１５がグランドショート検出処理の実行を開始すると、まずＳ１５０にて、ダイアグ信号ＤＩＡＧにエッジが発生したか否かを判定する。尚、判定するエッジとしては、立ち上がりエッジと立ち下がりエッジとの一方でも両方でも良いが、本実施形態では、立ち上がりエッジが発生したか否かを判定する。

具体的に説明すると、まず、マイコン１５は、入力信号に立ち上がりエッジが発生すると特定レジスタ内のエッジ発生フラグがセットされることとなるエッジラッチポートを備えており、モニタ回路１７からのダイアグ信号ＤＩＡＧは、そのエッジラッチポートに入力されるようになっている。このため、Ｓ１５０では、上記エッジ発生フラグを参照し、そのエッジ発生フラグがセットされていれば、ダイアグ信号ＤＩＡＧに立ち上がりエッジが発生したと判定すると共に、そのエッジ発生フラグをクリアする。また、エッジ発生フラグがセットされていなければ、ダイアグ信号ＤＩＡＧに立ち上がりエッジが発生していないと判定する。

そして、上記Ｓ１５０にて、ダイアグ信号ＤＩＡＧに立ち上がりエッジが発生したと判定したならば、誘導性負荷Ｌの下流側端子の電圧ＶＬＬが上記検査用期間においてコンパレータ２７のしきい値電圧（＝ＶＢ／２）以上になったということであり、正常であることから、そのまま当該グランドショート検出処理を終了する。

これに対し、上記Ｓ１５０にて、ダイアグ信号ＤＩＡＧに立ち上がりエッジが発生していないと判定したならば、誘導性負荷Ｌの下流側端子の電圧ＶＬＬが上記検査用期間においてコンパレータ２７のしきい値電圧以上にならなかったということであるため、誘導性負荷Ｌがグランド電位にショートしていると判断して、Ｓ１６０に進む。

Ｓ１６０では、上記各ＰＷＭ信号出力回路の動作を停止させて、その各ＰＷＭ信号出力回路により出力される駆動信号ＤＬＨ、ＤＬＬをローに固定することにより、スイッチング素子ＱＨ，ＱＬをオフ状態に固定する。更に、図２（Ａ）の電流フィードバック制御処理を以後は実行しないように内部設定する。そして、その後、当該グランドショート検出処理を終了する。尚、Ｓ１６０では、少なくともスイッチング素子ＱＨをオフ状態に固定すればよい。

次に、前述した位相ずれ時間Ｔｐの長さについて具体的に説明する。
位相ずれ時間Ｔｐは、正常時においてモニタ回路１７からハイのダイアグ信号ＤＩＡＧを出力させることができ、且つ、そのハイのダイアグ信号ＤＩＡＧをマイコン１５に検知させることができる時間のうち、できるだけ短い時間に設定されている。

例えば、本実施形態では、コンパレータ２７の入力に対する出力応答時間が、そのコンパレータ２７の非反転入力端子への入力ラインに設けられるノイズフィルタ（図１では図示省略）も加味して、１２μｓ程度(例えば、上記ノイズフィルタを成す抵抗とコンデンサの各定数が１０ｋΩと１０００ｐＦ)であり、また、マイコン１５のエッジラッチポートのデジタルフィルタ時間が、４μｓ程度（マイコンにより異なる）である。よって、その両時間の合計である１６μｓが、位相ずれ時間Ｔｐの必要最小値となる。つまり、位相ずれ時間Ｔｐを１６μｓに設定すれば、図２（Ｂ）のグランドショート検出処理により、誘導性負荷Ｌのグランドショートを、正常と区別して検出することができる。

そこで、本実施形態では、位相ずれ時間Ｔｐを１６μｓに設定している。そして、その１６μｓという長さは、デューティ制御の周期（＝３．３３ｍｓ）に対して、僅か０．４８％に過ぎない。

以上のような第１実施形態の誘導性負荷制御装置１によれば、図３に示すように、還流期間のうちの、前述した検査用期間以外の期間であって、駆動信号ＤＬＨがローとなる非検査用期間（本実施形態では、駆動信号ＤＬＨがローで且つ駆動信号ＤＬＬがハイであるＴｐ分の期間と両駆動信号ＤＬＨ，ＤＬＬがローである期間との合計期間）では、ハイサイドのスイッチング素子ＱＨがオフされて誘導性負荷Ｌへの電源電圧ＶＢが遮断される。このため、その非検査用期間では、電流検出用抵抗Ｒ０の両端の各電圧Ｖａ，Ｖｂが電源電圧ＶＢ付近にまで上昇せず、差動増幅回路１３の同相入力電圧Ｖｚ（＝Ｖｂ）を０Ｖ付近にすることができる。よって、差動増幅回路１３の同相誤差を抑制して、電流検出精度を向上させることができ、誘導性負荷Ｌの電流を目標値にする電流フィードバック制御を、精度良く実施することができる。

そして、還流期間のうちの検査用期間では、前述した通り、ハイサイドのスイッチング素子ＱＨがオンで且つローサイドのスイッチング素子ＱＬがオフとなるため、モニタ回路１７からのダイアグ信号ＤＩＡＧにより、誘導性負荷Ｌがグランド電位にショートしたことを検出することができる。

また、検査用期間においては、差動増幅回路１３の同相入力電圧Ｖｚ（＝Ｖｂ）が、ほぼ電源電圧ＶＢとなり、差動増幅回路１３の同相誤差が大きくなるものの、その検査用期間は、還流期間の全てではなく短いため、電流検出精度の悪化を抑制することができる。

例えば、本実施形態では、前述したように検査用期間（＝Ｔｐ）が１６μｓであり、デューティ制御の周期（＝３．３３ｍｓ）における僅か０．４８％の間だけ、差動増幅回路１３の同相入力電圧Ｖｚ（＝Ｖｂ）が大きくなるに過ぎない（図３参照）。これに対し、従来の装置１００において、例えば、デューティ制御のデューティ比が５０％である場合には、デューティ制御の周期における５０％の間、差動増幅回路１３の同相入力電圧Ｖｚ（＝Ｖｂ）が電源電圧ＶＢ付近にまで大きくなり、本実施形態と比較すると、差動増幅回路１３の同相誤差が約１００倍になってしまう。逆に言うと、本実施形態によれば、従来の装置１００よりも、同相誤差を約１００分の１に低減できる。

以上のように、本実施形態の誘導性負荷制御装置１によれば、誘導性負荷Ｌのグランド電位へのショートを検出してフェイルセーフを実施することと、誘導性負荷Ｌの電流制御を精度良く実施することとを、両立させることができる。また、ローサイド駆動方式でフェイルセーフ用に必要なハイサイドのスイッチング素子ＱＨを利用しているので、電源供給遮断用のスイッチング素子を別途追加する必要もない。

尚、プルダウン用の抵抗３１は、スイッチング素子ＱＨ，ＱＬの両方がオフの時に、差動増幅回路１３の入力電圧を安定させるために設けているが、差動増幅回路１３の入力ライン（抵抗Ｒ０の両端のライン）は、差動増幅回路１３内でも抵抗Ｒ２，Ｒ５によりグランド電位にプルダウンされているため、抵抗３１は削除することも可能である。但し、耐ノイズ性を考慮すれば、抵抗３１は設けた方が良い。

一方、本実施形態では、スイッチング素子ＱＨがハイサイドスイッチに相当し、スイッチング素子ＱＬがローサイドスイッチに相当し、ダイオード１１が還流手段に相当している。また、駆動信号ＤＬＨが第１の駆動信号に相当し、駆動信号ＤＬＬが第２の駆動信号に相当している。そして、マイコン１５が、電流制御手段とフェイルセーフ手段との各々に相当している。詳しくは、マイコン１５が図２（Ａ）の処理を実行することで実現される機能手段が、電流制御手段に相当し、マイコン１５が図２（Ｂ）の処理を実行することで実現される機能手段が、フェイルセーフ手段に相当している。また、図２（Ｂ）におけるＳ１５０の判定が、フェイルセーフ手段の判定動作に相当し、コンパレータ２７のしきい値電圧が規定値に相当している。

ところで、上記実施形態において、誘導性負荷Ｌのグランドショートを検出するための処理としては、誘導性負荷Ｌの下流側端子の電圧ＶＬＬが検査用期間において規定値以上になったか否かを、結果的に判定するものであれば、どういう処理でも良い。例えば、図２（Ｂ）のグランドショート検出処理が、駆動信号ＤＬＨの立ち上がりタイミング毎に起動されるようにすると共に、Ｓ１５０では、その時点でのダイアグ信号ＤＩＡＧがハイか否かを判定し、ハイでなければ、グランドショートが発生していると判断するように構成しても良い。更に、その構成の場合、ダイアグ信号ＤＩＡＧが所定回数連続してハイでなかった場合に、はじめてグランドショートと判断するようにしても良い。

また、マイコン１５は、駆動信号ＤＬＨ，ＤＬＬを、ソフトウェアの処理で出力しても良い。例えば、駆動信号ＤＬＨ，ＤＬＬの各々について、下記（１）〜（３）のような処理及び設定を行うことが考えられる。

（１）駆動信号の周期毎にタイマ割込の処理が起動されるようにし、その処理で、駆動信号をローからハイにする。
（２）駆動信号の立ち上がりタイミングから、その駆動信号のオン時間後に、別のタイマ割込の処理が起動するようにし、その処理で、駆動信号をハイからローに戻す。

（３）駆動信号ＤＬＨを出力するための上記（１）の処理と、駆動信号ＤＬＬを出力するための上記（１）の処理とを、位相ずれ時間Ｔｐだけずらして起動する。
［第２実施形態］
第２実施形態の誘導性負荷制御装置１は、第１実施形態と比較すると、マイコン１５が、図４の出力パターン切り替え処理を一定時間毎に実行する点が異なっている。

そして、マイコン１５は、図４の出力パターン切り替え処理の実行を開始すると、まずＳ２１０にて、電源電圧ＶＢを検出すると共に、その検出した電源電圧ＶＢが所定値（本実施形態では８Ｖ）よりも低いか否かを判定する。尚、マイコン１５には、電源電圧ＶＢを抵抗によって所定数分の１に分圧した電圧が入力されるようになっており、マイコン１５は、その分圧された電圧をＡ／Ｄ変換し、そのＡ／Ｄ変換値を所定数倍した値を、電源電圧ＶＢの検出値とする。

上記Ｓ２１０にて、電源電圧ＶＢが８Ｖより低くないと判定した場合には、Ｓ２２０に進んで、駆動信号ＤＬＨ，ＤＬＬを第１の出力パターンで出力するように設定する。その第１の出力パターンとは、図３に示した第１実施形態の出力パターンであり、駆動信号ＤＬＬの位相を、位相ずれ時間Ｔｐだけ早くした信号を、駆動信号ＤＬＨとして出力する出力パターン（逆に言うと、駆動信号ＤＬＨの位相を、位相ずれ時間Ｔｐだけ遅らせた信号を、駆動信号ＤＬＬとして出力する出力パターン）である。

そして、次のＳ２３０にて、図２（Ｂ）のグランドショート検出処理の実行を許可し、その後、当該出力パターン切り替え処理を終了する。
このため、電源電圧ＶＢが８Ｖ以上の場合には、第１実施形態と同じになる。

一方、上記Ｓ２１０にて、電源電圧ＶＢが８Ｖより低いと判定した場合には、Ｓ２４０に移行して、駆動信号ＤＬＨ，ＤＬＬを第２の出力パターンで出力するように設定する。
その第２の出力パターンとは、還流期間として検査用期間を発生させずに非検査用期間だけを発生させるパターンであり、本実施形態では、図５に示すように、２つの駆動信号ＤＬＨ，ＤＬＬを位相差無しで出力する出力パターンである。そして、このＳ２４０では、駆動信号ＤＬＨを出力するためのＰＷＭ信号出力回路と、駆動信号ＤＬＨを出力するためのＰＷＭ信号出力回路とを、同時に再起動させる。また、駆動信号ＤＬＨ，ＤＬＬをソフトウェアの処理で出力する場合には、駆動信号ＤＬＨを出力するための上記（１）の処理と、駆動信号ＤＬＬを出力するための上記（１）の処理とが、同時に起動されるようにするか、あるいは、駆動信号ＤＬＨ，ＤＬＬのうちの一方を、他方と同じレベルで出力するようにすれば良い。

そして、次のＳ２５０にて、図２（Ｂ）のグランドショート検出処理の実行を禁止し、その後、当該出力パターン切り替え処理を終了する。
このため、電源電圧ＶＢが８Ｖよりも低い場合には、図５に示すように、還流期間が全て非検査用期間となる。そして、この場合には、正常であっても、ダイアグ信号ＤＩＡＧがローのままになるため、グランドショート検出処理の実行を禁止している。つまり、ダイアグ信号ＤＩＡＧに基づきグランドショートを判定する処理が行われないようにして、正常なのにグランドショートが発生していると誤判定してしまうのを防止している。

このような第２実施形態によれば、電源電圧ＶＢが８Ｖよりも低くなった場合に、デューティ比の１００％未満における最大可変範囲を拡張することができ、低電圧時の電流制御範囲を確保することができる。つまり、第１の出力パターンでは、少なくとも検査用期間の分（本実施形態ではＴｐの２倍の時間）はデューティ比の可変範囲として用いることができず、デューティ比の１００％未満における最大可変範囲が小さくなるため、電源電圧ＶＢが低い場合に、誘導性負荷Ｌに目標値の電流を流すためのデューティ比を実現することができなくなる可能性があるが、本第２実施形態によれば、第２の出力パターンに切り替えることにより、そのような可能性を下げることができる。

特に、ＥＭＩによるノイズや静電気の対策として、コンパレータ２７の非反転入力端子への入力ラインや該コンパレータ２７の出力ラインに設けられるノイズフィルタの時定数を大きい値に設定した場合には、前述した理由により、位相ずれ時間Ｔｐを大きく設定することとなるため、本第２実施形態の構成が有効である。

尚、第２の出力パターンとしては、駆動信号ＤＬＬをハイのままにして、駆動信号ＤＬＨのデューティ比だけを制御する、というパターンでも良い。
［第３実施形態］
図６に示すように、第３実施形態の誘導性負荷制御装置３は、第１実施形態と比較すると、マイコン１５からの駆動信号ＤＬＨが入力される遅延回路４９を備えている点が異なっている。

その遅延回路４９は、駆動信号ＤＬＨが一端に供給される抵抗５１と、その抵抗５１の他端とグランドラインとの間に接続されたコンデンサ５３と、その抵抗５１及びコンデンサ５３からなる積分回路の出力を波形整形して出力するバッファ５５とを備えている。

そして、遅延回路４９は、駆動信号ＤＬＨを一定の遅延時間だけ遅らせてバッファ５５から出力し、その遅延回路４９の出力信号（バッファ５５の出力信号）が、スイッチング素子ＱＬに対する駆動信号ＤＬＬとして抵抗３５に供給される。また、遅延回路４９での遅延時間は、第１実施形態の位相ずれ時間Ｔｐと同じ時間に設定されている。

このような第３実施形態の誘導性負荷制御装置３によっても、第１実施形態と同じ効果が得られる。また、マイコン１５が、駆動信号ＤＬＨを遅延させるための処理や、駆動信号ＤＬＬを出力するための処理自体を行わなくても良いという利点がある。更に、駆動信号を出力するためのマイコン１５のポートを１つ削減できるという利点もある。尚、本第３実施形態では、マイコン１５と遅延回路４９が電流制御手段に相当している。
［変形例］
上記各実施形態において、駆動信号ＤＬＨ，ＤＬＬの出力パターン（第２実施形態においては第１の出力パターン）は、例えば、図７（Ａ）〜（Ｄ）の各々に示すようなパターンでも良い。尚、図７（Ａ）〜（Ｄ）における「Ｔｐ」は、前述した位相ずれ時間Ｔｐと同じ長さの時間である。そして、図７（Ａ）〜（Ｄ）において、斜線を付した部分が検査用期間である。

図７（Ａ）のパターンは、駆動信号ＤＬＬの位相を、一定時間Ｔｐだけ遅らせた信号を、駆動信号ＤＬＨとして出力する、というパターンであり、逆に言うと、駆動信号ＤＬＨの位相を、一定時間Ｔｐだけ早くした信号を、駆動信号ＤＬＬとして出力する、というパターンである。

例えば、第１実施形態ならば、駆動信号ＤＬＬを出力するためのＰＷＭ信号出力回路又は処理を起動してから、一定時間Ｔｐだけ待って、駆動信号ＤＬＨを出力するためのＰＷＭ信号出力回路又は処理を起動すれば良い。また、第３実施形態ならば、マイコン１５から駆動信号ＤＬＬを出力すると共に、その駆動信号ＤＬＬを遅延回路４９に入力し、その遅延回路４９の出力を、駆動信号ＤＬＨとして抵抗４５に供給すれば良い。

図７（Ｂ）のパターンは、駆動信号ＤＬＬをハイにするタイミングよりも一定時間Ｔｐだけ前のタイミングで駆動信号ＤＬＨをハイにし、駆動信号ＤＬＬと駆動信号ＤＬＨを同時にローにする、というパターンであり、逆に言うと、駆動信号ＤＬＨをハイにするタイミングから一定時間Ｔｐだけ後のタイミングで駆動信号ＤＬＬをハイにし、駆動信号ＤＬＬと駆動信号ＤＬＨを同時にローにする、というパターンである。

図７（Ｃ）のパターンは、駆動信号ＤＬＬと駆動信号ＤＬＨを同時にハイにし、駆動信号ＤＬＬをローにするタイミングから一定時間Ｔｐだけ後のタイミングで駆動信号ＤＬＨをローにする、というパターンであり、逆に言うと、駆動信号ＤＬＬと駆動信号ＤＬＨを同時にハイにし、駆動信号ＤＬＨをローにするタイミングよりも一定時間Ｔｐだけ前のタイミングで駆動信号ＤＬＬをローにする、というパターンである。

図７（Ｄ）のパターンは、両駆動信号ＤＬＨ，ＤＬＬを同じタイミングでハイとローとに切り替えると共に、両駆動信号ＤＬＨ，ＤＬＬがローになっている期間の途中で一定時間Ｔｐだけ駆動信号ＤＬＨの方だけハイにする、というパターンである。

また、図３及び図７に示した各出力パターンにおいて、駆動信号ＤＬＨがローのときに、駆動信号ＤＬＬがハイになっても良い。
一方、ハイサイドのスイッチング素子ＱＨとして、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴを用いるのであれば、そのスイッチング素子ＱＨは、例えば、図８のような駆動回路で駆動すれば良い。

即ち、その駆動回路は、電源電圧ＶＢから該電源電圧ＶＢよりも高い昇圧電圧を生成する昇圧回路６１と、駆動信号ＤＬＨがハイのときに昇圧電圧を出力し、駆動信号ＤＬＨがローのときに出力が０Ｖ又はハイインピーダンスになる出力回路６３と、その出力回路６３の出力端子に一端が接続され、他端がスイッチング素子ＱＨのゲートに接続されたゲート保護用の抵抗６５と、スイッチング素子ＱＨのゲートとソースとの間に接続された誤動作防止用の抵抗６７とからなる。そして、この駆動回路は、駆動信号ＤＬＨがハイになると、スイッチング素子ＱＨのゲートに昇圧電圧を供給して、そのスイッチング素子ＱＨをオンさせる。

以上、本発明の一実施形態について説明したが、本発明はこうした実施形態に何等限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲において、種々なる態様で実施し得ることは勿論である。

例えば、上記各実施形態において、マイコン１５の役割は、ハードウェア回路で実現しても良い。
また、スイッチング素子ＱＨ，ＱＬは、ＭＯＳＦＥＴに限らず、例えばバイポーラトランジスタ等でも良い。

また、還流手段としては、ダイオード１１に限らず、ＭＯＳＦＥＴやバイポーラトランジスタ等のスイッチング素子を用いても良い。その場合、還流手段としてのスイッチング素子は、通電期間以外の還流期間だけオンするように構成すれば良い。

また、制御対象の誘導性負荷Ｌは、自動変速機を変速させるためのリニアソレノイドに限らず、電流のフィードバック制御が必要な他の誘導性負荷でも良い。

１，３…誘導性負荷制御装置、Ｌ…誘導性負荷、ＱＨ…ハイサイドのスイッチング素子、ＱＬ…ローサイドのスイッチング素子、Ｒ０…電流検出用抵抗、Ｒ１〜Ｒ５，２３，２９，３１〜３９，４３，４５，５１，６５，６７…抵抗、１１…ダイオード、１３…差動増幅回路、１５…マイコン、１７…モニタ回路、１９…積分回路、２１…オペアンプ、２５，５３…コンデンサ、２７…コンパレータ、４１…ＮＰＮトランジスタ、４９…遅延回路、５５…バッファ、６１…昇圧回路、６３…出力回路

Claims (4)

1. 電源電圧が印加される電源ラインと誘導性負荷の一端との間に設けられ、オンすることで、前記電源ラインと前記誘導性負荷の前記一端とを導通させるハイサイドスイッチと、
   前記誘導性負荷の他端に一端が接続された電流検出用抵抗と、
   前記電流検出用抵抗の他端とグランドラインとの間に設けられ、オンすることで、前記電流検出用抵抗の前記他端と前記グランドラインとを導通させるローサイドスイッチと、
   前記ハイサイドスイッチと前記ローサイドスイッチとの両方がオンしている状態から、前記ハイサイドスイッチと前記ローサイドスイッチとの少なくとも一方がオフした状態に変化すると、前記誘導性負荷の前記他端側から前記電流検出用抵抗を経由して前記誘導性負荷の前記一端側へと電流を還流させる還流手段と、
   前記電流検出用抵抗の両端の電圧を入力電圧とする差動増幅回路と、
   前記ハイサイドスイッチと前記ローサイドスイッチとをオンオフさせる手段であって、前記ハイサイドスイッチと前記ローサイドスイッチとの両方をオンして前記電源ラインから前記誘導性負荷に電流を流す通電期間と、その後に前記ハイサイドスイッチと前記ローサイドスイッチとの少なくとも一方をオフして前記還流手段により前記誘導性負荷に電流を流す還流期間とを、交互に繰り返し発生させると共に、前記通電期間の発生間隔に対する該通電期間の割合を、前記差動増幅回路の出力電圧に基づいて、前記誘導性負荷に流れる電流が目標値となるように調節し、更に、前記還流期間として、前記ハイサイドスイッチがオンで且つ前記ローサイドスイッチがオフである一定の検査用期間と、前記ハイサイドスイッチがオフである非検査用期間とを発生させる電流制御手段と、
   前記誘導性負荷の前記他端の電圧が前記検査用期間において規定値以上になったか否かを判定し、前記規定値以上にならないと判定すると、前記誘導性負荷がグランド電位にショートしていると判断して、前記ハイサイドスイッチをオフ状態に固定するフェイルセーフ手段と、
   を備えることを特徴とする誘導性負荷制御装置。
2. 請求項１に記載の誘導性負荷制御装置において、
   前記ハイサイドスイッチは、前記電流制御手段から出力されるＰＷＭ信号である第１の駆動信号がアクティブレベルのときにオンし、
   前記ローサイドスイッチは、前記電流制御手段から出力されるＰＷＭ信号である第２の駆動信号がアクティブレベルのときにオンし、
   前記電流制御手段は、前記第１の駆動信号と前記第２の駆動信号とのうちの一方の駆動信号の位相を、一定時間だけずらした信号を、前記第１の駆動信号と前記第２の駆動信号とのうちの他方の駆動信号として出力すると共に、前記２つの駆動信号のデューティ比を、前記差動増幅回路の出力電圧に基づいて、前記誘導性負荷に流れる電流が目標値となるように調節すること、
   を特徴とする誘導性負荷制御装置。
3. 請求項１又は請求項２に記載の誘導性負荷制御装置において、
   前記電流制御手段は、前記電源電圧が所定値より低いか否かを判定し、前記電源電圧が前記所定値よりも低い場合には、前記還流期間として、前記検査用期間を発生させずに、前記非検査用期間だけを発生させ、更に、前記フェイルセーフ手段の前記判定動作を停止させること、
   を特徴とする誘導性負荷制御装置。
4. 請求項２に記載の誘導性負荷制御装置において、
   前記電流制御手段は、前記一方の駆動信号が入力されて、その入力信号を前記一定時間だけ遅らせて出力する遅延回路を備え、その遅延回路の出力信号を、前記他方の駆動信号として出力すること、
   を特徴とする誘導性負荷制御装置。