JP5099059B2 - 誘導性負荷駆動装置 - Google Patents

Description

本発明は、電磁ソレノイド等の誘導性負荷への通電電流をフィードバック制御する誘導性負荷駆動装置に関する。

従来より、例えば車両において、ディーゼルエンジンのコモンレール圧や、エンジンの吸気系への補助空気量等を制御するためには、コイルへの通電電流に応じて開弁量が変化するリニアソレノイド式の電磁弁が用いられている。

このような電磁弁を駆動する装置では、電磁弁のコイル（リニアソレノイド）に流す電流を制御することによって、上記コモンレール圧や補助吸気量といった物理量の調節が行われる。その制御の手法としては、一般に、リニアソレノイドに実際に流れている電流（以下「実電流」ともいう）を検出し、その実電流とリニアソレノイドに流すべき目標電流との差が無くなるようにリニアソレノイドへの通電を断続させる、といった電流フィードバック制御が行われる。

リニアソレノイド等の誘導性負荷を電流フィードバック制御する誘導性負荷駆動装置としては、マイコンから目標電流に対応したデューティ比で出力されるパルス信号と誘導性負荷に実際に流れている電流の検出値とに基づいて、抵抗とコンデンサとからなる積分回路を充放電させて、その積分回路のコンデンサの極性を上記パルス信号と同じ周期で変化させ、その極性変化を利用して、誘導性負荷の通電経路に設けられたスイッチング素子をオン・オフさせて誘導性負荷への通電を断続させることにより、誘導性負荷への通電電流を上記パルス信号のデューティ比で示される目標電流にフィードバック制御する、といった構成のものが知られている（例えば、特許文献１参照。）
また、この種の誘導性負荷駆動装置では、誘導性負荷の通電経路の断線、誘導性負荷へつながる端子の負荷駆動用電源電圧や接地電位への短絡、及び、誘導性負荷自身のレアショート（つまり、誘導性負荷の短絡）、といった駆動系の異常を検出して、スイッチング素子や誘導性負荷自身を保護するなどのフェイルセーフを行う必要がある。

そのため、上記のように電流フィードバック制御を行うよう構成された誘導性負荷駆動装置として、更に、スイッチング素子をオン・オフさせるための駆動信号をマイコンが取り込み、その取り込んだ駆動信号に基づいてマイコンが駆動系の異常を検出する、異常検出機能を備えたものが知られている。

具体的な構成例を図５に示すと、この誘導性負荷駆動装置１００は、主として、電磁弁２を構成するリニアソレノイドＬｏに流れる電流を断続するスイッチング素子（この例ではＰチャネルＭＯＳＦＥＴ。以下「上流側ＭＯＳ」と略す。）１０と、リニアソレノイドＬｏへの通電制御中は常時オン状態であるものの上述した駆動系の異常が生じた場合はオフしてフェイルセーフをかけるスイッチング素子（この例ではＮチャネルＭＯＳＦＥＴ。以下「下流側ＭＯＳ」と略す。）２０と、リニアソレノイドＬｏに流れる電流（実電流）を検出する電流検出回路３と、上流側ＭＯＳ１０の駆動（ひいてはリニアソレノイドＬｏの駆動）を指示するパルス信号であって、リニアソレノイドＬｏに流すべき電流の目標値（目標電流）に対応したデューティ比を有する上流側駆動指令ＳＤＨ（図６参照）を出力すると共に、後述する駆動回路８から入力されるモニタ信号ＳＭに基づいて駆動系の異常の有無を判断し、その判断結果に応じて下流側ＭＯＳ２０をオン・オフさせるための下流側駆動指令ＳＤＬを出力するマイコン４と、マイコン４の動作を監視し、マイコン４の異常を検出した場合に上流側ＭＯＳ１０を強制的にオフさせるための異常時停止信号ＳＥを出力する監視ＩＣ５と、マイコン４からの上流側駆動指令ＳＤＨを受信する受信回路６と、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１とが直列接続されてなると共に、電流検出回路３の検出する実電流と受信回路６の受信する上流側駆動指令ＳＤＨとに基づいて充放電し、更にその時定数が上流側駆動指令ＳＤＨの周期よりも大である偏差積分回路７と、上流側駆動指令ＳＤＨと同じ周期で変化する上記コンデンサＣ１の充電電圧の極性に応じた比較信号を出力するコンパレータＣＭＰ１と、コンパレータＣＭＰ１からの比較信号に従い、上流側ＭＯＳ１０へ該上流側ＭＯＳ１０をオン・オフさせる駆動信号を出力する駆動回路８と、リニアソレノイドＬｏの実電流が所定電流値以上の過電流状態となったときに上流側ＭＯＳ１０を強制的にオフする電流リミッタ回路９と、上流側ＭＯＳ１０のオン・オフに伴って発生するノイズ（ラジオノイズ）を低減するためのラジオノイズ低減回路１１と、監視ＩＣ５によってマイコン４の異常が検出されたときに上流側ＭＯＳ１０を強制的にオフさせるための異常時強制停止回路１２と、から構成されている。

そして、図５の構成において、上流側ＭＯＳ１０のソースは、電流リミッタ回路９の一部をなす過電流検知用の抵抗Ｒ１８を介して負荷駆動用電源電圧であるバッテリ電圧＋Ｂ（例えば１２Ｖ）に接続され、ゲートは駆動回路８に接続され、ドレインはリニアソレノイドＬｏの一端（ＰＣＶ＋）に接続されている。よって、上流側ＭＯＳ１０は、駆動回路８から当該上流側ＭＯＳ１０のゲートに入力される駆動信号がＬ（Low ）レベル（詳細は後述）の時にオンして、リニアソレノイドＬｏに電流を流し、上記駆動信号がＨ（High）レベル（バッテリ電圧＋Ｂ）の時にオフして、リニアソレノイドＬｏへの通電を遮断することとなり、この上流側ＭＯＳ１０のオン・オフにより、リニアソレノイドＬｏに流れる電流が断続される。

また、電流リミッタ回路９は、上記抵抗Ｒ１８と、エミッタがバッテリ電圧＋Ｂに接続され、コレクタが上流側ＭＯＳ１０のゲートに接続されたＰＮＰ型のトランジスタＴ３と、そのトランジスタＴ３のベースと上流側ＭＯＳ１０のソースとの間に接続された抵抗Ｒ１９と、トランジスタＴ３のベースとバッテリ電圧＋Ｂとの間に接続された抵抗Ｒ２０とから構成されている。

この電流リミッタ回路９では、上流側ＭＯＳ１０に流れる電流が過電流と見なされる値となって、抵抗Ｒ１８での電圧降下が所定値以上になると、トランジスタＴ３がオンして、上流側ＭＯＳ１０のゲートにバッテリ電圧＋Ｂを印加することにより、上流側ＭＯＳ１０をオフさせようとする。そして、上流側ＭＯＳ１０に流れる電流が減少すると、トランジスタＴ３がオフに戻り、上流側ＭＯＳ１０に流れる電流が再び過大になると、トランジスタＴ３が再度オンする、といった動作が繰り返されることとなる。よって、例えば上流側ＭＯＳ１０のドレイン側が接地電位に短絡して、上流側ＭＯＳ１０に破壊耐量以上の電流が流れてしまうような状況となっても、上流側ＭＯＳ１０が正常である限り、上流側ＭＯＳ１０に流れる電流が制限されて該上流側ＭＯＳ１０を保護することができる。

一方、下流側ＭＯＳ２０は、ソースが電流検出回路３の一部をなす電流検出用の抵抗Ｒ２に接続され、ゲートが抵抗Ｒ２７を介してＮＰＮ型のトランジスタＴ４のコレクタに接続され、ドレインがリニアソレノイドＬｏの他端（ＰＣＶ−）に接続されている。トランジスタＴ４のベースは抵抗Ｒ２４を介してマイコン４に接続され、ベース−エミッタ間には抵抗Ｒ２５が接続されている。

そして、トランジスタＴ４のベースには、抵抗Ｒ２４を介してマイコン４からの下流側駆動指令ＳＤＬが供給されるよう構成されている。リニアソレノイドＬｏへの通電が行われる通常制御時には、この下流側駆動指令ＳＤＬがＬレベルとなって、トランジスタＴ４はオフされる。そのため、下流側ＭＯＳ２０のゲートには抵抗Ｒ２６，Ｒ２７を介して制御用電源電圧である制御電圧Ｖｃｃ（例えば５Ｖ）が供給され、該下流側ＭＯＳ２０はオン状態となる。よって、この場合には、上流側ＭＯＳ１０のオン・オフに応じてリニアソレノイドＬｏへの通電電流が断続されることになる。

これに対して、マイコン４からの下流側駆動指令ＳＤＬがＨレベルになると、トランジスタＴ４がオンして、下流側ＭＯＳ２０のゲート電圧が接地電位になるため、該下流側ＭＯＳ２０がオフされることとなる。よって、この場合には、リニアソレノイドＬｏの他端（ＰＣＶ−）と抵抗Ｒ２との間の通電経路が強制的に遮断されることとなる。

また、電流検出回路３は、リニアソレノイドＬｏへの通電経路における下流側ＭＯＳ２０のソースと接地電位との間においてその通電経路の一部として設置された電流検出用の抵抗Ｒ２と、抵抗Ｒ２の接地電位側とは反対側の端部（つまり下流側ＭＯＳ２０のソース）に一端が接続された抵抗Ｒ５と、その抵抗Ｒ５の他端と接地電位との間に接続された抵抗Ｒ４と、抵抗Ｒ５，Ｒ４同士の接続点に非反転入力端子（＋端子）が接続されたオペアンプＯＰ１と、オペアンプＯＰ１の反転入力端子（−端子）と接地電位との間に接続された抵抗Ｒ３と、オペアンプＯＰ１の反転入力端子と出力端子との間に接続された抵抗Ｒ６と、オペアンプＯＰ１の出力端子と接地電位との間に接続された抵抗Ｒ７と、一端がオペアンプＯＰ１の出力端子に接続され、他端が偏差積分回路７を構成するコンデンサＣ１の一端（抵抗Ｒ１とは反対側の端部）に接続された抵抗Ｒ８とから構成されている。

そして、この電流検出回路３では、リニアソレノイドＬｏに流れる電流と同じ電流が電流検出用の抵抗Ｒ２に流れ、その電流値に比例した電圧Ｖｉが、オペアンプＯＰ１の出力端子から抵抗Ｒ８を介して、偏差積分回路７のコンデンサＣ１の一端へ出力される。

一方、受信回路６は、制御電圧Ｖｃｃにエミッタが接続されたＰＮＰ型のトランジスタＴ１と、トランジスタＴ１のエミッタとベースとの間に接続された抵抗Ｒ９と、マイコン４における上流側駆動指令ＳＤＨの出力端子（出力ポート）とトランジスタＴ１のベースとの間に接続された抵抗Ｒ１０と、トランジスタＴ１のコレクタと接地電位との間に直列に接続された２つの抵抗Ｒ１１，Ｒ１２とから構成されている。そして、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２同士の接続点が、偏差積分回路７を構成する抵抗Ｒ１の一端（コンデンサＣ１とは反対側の端部）に接続されている。

この受信回路６では、トランジスタＴ１が、マイコン４からの上流側駆動指令ＳＤＨを受けてオン・オフする。つまり、トランジスタＴ１は、上流側駆動指令ＳＤＨがＬレベル（接地電位）の時にオンし、上流側駆動指令ＳＤＨがＨレベル（制御電圧Ｖｃｃ）の時にオフする。そして、トランジスタＴ１がオンした時には、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２同士の接続点の電圧ＶＤが、制御電圧Ｖｃｃを抵抗Ｒ１１，Ｒ１２で分圧した値となり、トランジスタＴ１がオフした時には、上記電圧ＶＤが０Ｖとなる。よって、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２同士の接続点の電圧ＶＤは、マイコン４からの上流側駆動指令ＳＤＨを反転させた波形のパルス信号となり、このような電圧ＶＤが、偏差積分回路７の抵抗Ｒ１の一端に印加される。

また、受信回路６には、異常時強制停止回路１２が接続されている。具体的には、エミッタが制御電圧Ｖｃｃに接続され、コレクタが受信回路６のトランジスタＴ１のベースに接続され、ベースが抵抗Ｒ１６を介して監視ＩＣ５に接続されたＰＮＰ型のトランジスタＴ６を備えた構成となっている。トランジスタＴ６のベース−エミッタ間には抵抗Ｒ１７が接続されている。

そして、マイコン４の正常時は、監視ＩＣ５から異常時強制停止回路１２への異常時停止信号ＳＥがＨレベルであるため、異常時強制停止回路１２のトランジスタＴ６はオフされる。そのため、受信回路６のトランジスタＴ１は、マイコン４からの上流側駆動指令ＳＤＨに応じてオン・オフする。これに対し、マイコン４の異常時は、監視ＩＣ５からの異常時停止信号ＳＥがＬレベルとなり、異常時強制停止回路１２のトランジスタＴ６はオンされる。そのため、受信回路６のトランジスタＴ１は、マイコン４からの上流側駆動指令ＳＤＨの状態とは無関係に強制的にオフされ、受信回路６から偏差積分回路７へ印加される電圧ＶＤは０Ｖ（接地電位）となって、結果、上流側ＭＯＳ１０はオフされることとなる。

また、コンパレータＣＭＰ１は、その非反転入力端子（＋端子）に偏差積分回路７のコンデンサＣ１の他端（抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１との接続点）が接続され、反転入力端子（−端子）に上記コンデンサＣ１の一端が接続されることにより、コンデンサＣ１の充電極性に応じた比較信号を出力する。

即ち、偏差積分回路７におけるコンデンサＣ１の抵抗Ｒ１側の電圧（つまりコンパレータＣＭＰ１の非反転入力端子側の電圧）が、そのコンデンサＣ１の電流検出回路３側の電圧（つまりコンパレータＣＭＰ１の反転入力端子側の電圧）よりも高ければ、コンパレータＣＭＰ１の出力である比較信号はＨレベルとなる。逆に、上記コンデンサＣ１の抵抗Ｒ１側の電圧が、そのコンデンサＣ１の電流検出回路３側の電圧以下であれば、コンパレータＣＭＰ１からの比較信号はＬレベルとなる。そして、このコンパレータＣＭＰ１からの比較信号は、駆動回路８へ入力される。

駆動回路８は、コンパレータＣＭＰ１の出力端子と制御電圧Ｖｃｃとの間に接続されたプルアップ用の抵抗Ｒ１３と、ベースがコンパレータＣＭＰ１の出力端子に接続され、エミッタが接地電位に接続されたＮＰＮ型のトランジスタＴ２と、そのトランジスタＴ２のコレクタとバッテリ電圧＋Ｂとの間に接続された抵抗Ｒ１４と、トランジスタＴ２のコレクタと上流側ＭＯＳ１０のゲートとの間に接続されて、そのトランジスタＴ２のコレクタの電圧を上流側ＭＯＳ１０のゲートへ駆動信号として供給する抵抗Ｒ１５とから構成されている。

この駆動回路８では、コンパレータＣＭＰ１からの比較信号がＨレベルのときはトランジスタＴ２がオンし、上流側ＭＯＳ１０への駆動信号が該上流側ＭＯＳ１０をオンさせるＬレベル信号となる。逆に、コンパレータＣＭＰ１からの比較信号がＬレベルになると、トランジスタＴ２はオフし、上流側ＭＯＳ１０への駆動信号が該上流側ＭＯＳ１０をオフさせるＨレベル信号（バッテリ電圧＋Ｂ）となる。

更に、ラジオノイズ低減回路１１は、ベースに抵抗Ｒ２２を介して制御電圧Ｖｃｃが印加され、コレクタが上流側ＭＯＳ１のゲートに接続されると共に駆動回路８において抵抗Ｒ１５を介してトランジスタＴ２のコレクタに接続され、エミッタが抵抗Ｒ２１を介してバッテリ電圧＋Ｂに接続されたトランジスタＴ５により構成されている。なお、トランジスタＴ５のベース−エミッタ間は抵抗Ｒ２３が接続されている。

このような構成により、ラジオノイズ低減回路１１のトランジスタＴ５は、バッテリ電圧＋Ｂ及び制御電圧Ｖｃｃが共に印加されている限り、常時オンされた状態となっている。そのため、駆動回路８のトランジスタＴ２がオンされると、上流側ＭＯＳ１０のゲートに入力されるＬレベルの駆動信号の電圧は、仮にラジオノイズ低減回路１１がなかったならばトランジスタＴ２のコレクタと同じほぼ０Ｖ（接地電位）となるが、ここではラジオノイズ低減回路１１が設けられていることにより、接地電位ではなく、バッテリ電圧＋Ｂが抵抗Ｒ１５とラジオノイズ低減回路１１の抵抗Ｒ２１とによって分圧された値（例えば７Ｖ）となる。

つまり、ラジオノイズ低減回路１１は、上流側ＭＯＳ１０がオンするときのゲート電圧をオフ時の電圧（本例では１２Ｖ）から０Ｖまで落とさずに所定の値（本例では７Ｖ）にとどめることにより、上流側ＭＯＳ１０のオン時とオフ時のゲート電圧の差を小さくしている。これにより、上流側ＭＯＳ１０のオン・オフの変化速度を鈍らせ、オン・オフの変化時に生じるラジオノイズが低減される。なお、本駆動装置１００では、ラジオノイズ対策用として、このラジオノイズ低減回路１１が設けられている他、上流側ＭＯＳ１０のゲート−ドレイン間にコンデンサＣ２が接続されている。

また、上流側ＭＯＳ１０のドレインは、リニアソレノイドＬｏの一端（ＰＣＶ＋）と接続されるが、その上流側ＭＯＳ１０のドレインと接地電位との間には、アノードを接地電位側にして、リニアソレノイドＬｏに生じるフライバックエネルギーを吸収するためのダイオードＤ１が接続されている。

このような誘導性負荷駆動装置１００では、マイコン４からの、リニアソレノイドＬｏの目標電流に対応するデューティ比を有した上流側駆動指令ＳＤＨが、受信回路６により受信され、偏差積分回路７が、その受信回路６からのパルス信号（具体的には、上記抵抗Ｒ１１，Ｒ１２同士の接続点の電圧ＶＤ）と、電流検出回路３により検出される検出電流（具体的には、上記オペアンプＯＰ１の出力電圧Ｖｉ）とに基づいて、充放電動作する。そして、偏差積分回路７のコンデンサＣ１の充電電圧の極性は、上流側駆動指令ＳＤＨと同じ周期で反転すると共に、そのデューティ比は目標電流と検出電流との偏差に対応した値となる。このようなコンデンサＣ１の充電電圧の極性に応じて、コンパレータＣＭＰ１から比較信号が出力され、この比較信号に従って駆動回路８が上流側ＭＯＳ１０をオン・オフ制御する。これにより、リニアソレノイドＬｏへの通電が断続されると共に、その断続によって流れる電流が、上流側駆動指令ＳＤＨのデューティ比に応じた目標値に制御される。

より具体的に説明すると、リニアソレノイドＬｏに流れる実電流値を示すオペアンプＯＰ１の出力電圧Ｖｉ（以下「電流検出値Ｖｉ」ともいう）が、リニアソレノイドＬｏに流すべき目標電流値を示す上記電圧ＶＤ（以下「目標値ＶＤ」ともいう）より小なら、コンデンサＣ１の充電電圧極性は、リニアソレノイドＬｏのインダクタンス分と偏差積分回路７の時定数とによる遅延時間後に、コンパレータＣＭＰ１の非反転入力端子側が反転入力端子側よりも大きい極性となる。これにより、コンパレータＣＭＰ１の出力である比較信号がＨレベルとなって、トランジスタＴ２及び上流側ＭＯＳ１０がオンとなり、リニアソレノイドＬｏに流れる電流が増加して、電流検出値Ｖｉも増大する。

そして、電流検出値Ｖｉが増大して目標値ＶＤ以上となれば、コンデンサＣ１の充電電圧極性は、リニアソレノイドＬｏのインダクタンス分と偏差積分回路７の時定数とによる遅延時間後に、コンパレータＣＭＰ１の非反転入力端子側が反転入力端子側よりも小さい（又は同じ）極性となる。これにより、コンパレータＣＭＰ１からの比較信号がＬレベルとなって、トランジスタＴ２及び上流側ＭＯＳ１０がオフとなり、リニアソレノイドＬｏに流れる電流が減少して電流検出値Ｖｉも減少する。

よって、図６における時刻ｔ１よりも左側に示すように、電流検出値Ｖｉ（オペアンプＯＰ１の出力）は、マイコン４からの上流側駆動指令ＳＤＨに対し、所定の遅延時間を伴って目標値ＶＤに追従するように脈動することとなる。そのため、コンパレータＣＭＰ１からの出力である比較信号は、リニアソレノイドＬｏに流れる電流がマイコン４からの上流側駆動指令ＳＤＨのデューティ比に応じた目標電流となるようなデューティ比を有すると共に、マイコン４からの上流側駆動指令ＳＤＨと同じ周期で且つ該上流側駆動指令ＳＤＨに対して上記遅延時間分だけ位相が遅れたパルス信号となる。尚、図６の３段目における「ＰＣＶ＋」は、リニアソレノイドＬｏの一端（ＰＣＶ＋）の電圧（即ち、上流側ＭＯＳ１０のドレイン電圧）を示している。

そして、上記の動作が繰り返されることにより、リニアソレノイドＬｏへの通電電流がマイコン４からの上流側駆動指令ＳＤＨのデューティ比に対応した目標電流にフィードバック制御される。

つまり、図５の誘導性負荷駆動装置１００では、マイコン４による電流フィードバック制御が行われるのではなく、電流検出回路３、偏差積分回路７、及びコンパレータＣＭＰ１からなる、ハードウェアによる電流フィードバック回路（図５中、二点鎖線で囲まれた部分）が形成されている。この電流フィードバック回路により、リニアソレノイドＬｏへの通電電流が、デューティ比０％から幅広い範囲でフィードバック制御される。しかも、偏差積分回路７の充放電時定数が上流側駆動指令ＳＤＨの周期よりも大に設定されるため、偏差積分回路７の充電電圧が飽和することがなく、負荷駆動用電源電圧としてのバッテリ電圧＋Ｂが変動しても、上流側駆動指令ＳＤＨのデューティ比に応じた高精度の電流フィードバック制御が行われる。

更に、図５の誘導性負荷駆動装置１００は、上述したように、マイコン４による異常検出機能を備えている。具体的には、駆動回路８から出力される駆動信号が、上流側ＭＯＳ１０のゲートに印加されると共に、モニタ信号ＳＭとしてマイコン４にも入力される。マイコン４は、駆動回路８から入力されるモニタ信号ＳＭ（駆動信号）が、自身が出力している上流側駆動指令ＳＤＨに対応したものとなっているか否かに基づき、駆動系の異常を検出する。

尚、マイコン４へ入力されるモニタ信号は、厳密には、駆動回路８から上流側ＭＯＳ１０のゲートへ入力される駆動信号そのものではなく、トランジスタＴ２のコレクタの電圧である。但し、このトランジスタＴ２のコレクタの電圧は、上流側ＭＯＳ１０のゲートに入力される駆動信号の大元となる駆動信号であり、この大元の駆動信号のＨレベル・Ｌレベルの変化がそのまま、抵抗Ｒ１５を介して上流側ＭＯＳ１０へ出力される駆動信号のＨレベル・Ｌレベルの変化となる。そのため、トランジスタＴ２のコレクタ電圧をモニタ信号ＳＭとして取り込んで駆動系の異常を検出することは、上流側ＭＯＳ１０のゲートに入力される駆動信号を取り込んで駆動系の異常を検出することと等価である。

そして、誘導性負荷駆動装置１００において、例えば、リニアソレノイドＬｏにおける通電経路の上流側の一端（ＰＣＶ＋）又は下流側の他端（ＰＣＶ−）にバッテリ電圧＋Ｂが直接印加されてしまうような異常（以下「電源ショート」ともいう）が生じると、上流側ＭＯＳ１０のオン・オフの状態に関係なく、その電源ショートが生じている位置から下流側に常時電流が流れてしまう。

すると、電流検出回路３からの電流検出値Ｖｉは、常に、その常時流れている電流に応じた値となり、これがコンパレータＣＭＰ１の反転入力端子に入力される。これにより、たとえマイコン４が所定のデューティ比の上流側駆動指令ＳＤＨを出力していたとしても、コンパレータＣＭＰ１からの比較信号はＬレベル一定となり、駆動回路８からの駆動信号、即ちマイコン４に入力されるモニタ信号ＳＭは、常時Ｈレベルとなる。

そこで、マイコン４は、自身が出力している上流側駆動指令ＳＤＨとモニタ信号ＳＭとが対応していないことから、駆動系の異常（この場合は電源ショート）を検出する。そして、マイコン４は、フェイルセーフとして、トランジスタＴ４へＨレベルの下流側駆動指令ＳＤＬを供給して下流側ＭＯＳ２０をオフする、などの処理を行う。

また例えば、リニアソレノイドＬｏにおける一端（ＰＣＶ＋）又は他端（ＰＣＶ−）が接地電位に短絡してしまうような異常（以下「グランドショート」ともいう）が生じると、上流側ＭＯＳ１０のオン・オフの状態に関係なく、下流側ＭＯＳ２０及び電流検出回路３の抵抗Ｒ２には常時電流が流れない状態となってしまう。

すると、電流検出回路３からの電流検出値Ｖｉは、常時０Ｖとなり、これがコンパレータＣＭＰ１の反転入力端子に入力される。これにより、たとえマイコン４が所定のデューティ比の上流側駆動指令ＳＤＨを出力していたとしても、コンパレータＣＭＰ１からの比較信号はＨレベル一定となり、駆動回路８からの駆動信号、即ち駆動回路８からマイコン４に入力されるモニタ信号ＳＭは、常時Ｌレベルとなる。

そこで、マイコン４は、自身が出力している上流側駆動指令ＳＤＨとモニタ信号ＳＭとが対応していないことから、駆動系の異常（この場合はグランドショート）を検出する。
また例えば、リニアソレノイドＬｏのレアショートが生じると、負荷のインダクタンス分がなくなるため、上流側ＭＯＳ１０は、偏差積分回路７とは無関係に、マイコン４からの上流側駆動指令ＳＤＨがＨレベル（上流側ＭＯＳ１０をオフさせる側のレベル）の時にオフし、マイコン４からの上流側駆動指令ＳＤＨがＬレベル（上流側ＭＯＳ１０をオンさせる側のレベル）の時には、電流フィードバック系の遅れ分に相当する極短い周期でオン・オフを繰り返すこととなる。

これは、上流側ＭＯＳ１０がオンすると、即座に電流検出回路３からの電流検出値Ｖｉが大きくなって駆動回路８からの駆動信号がＨレベルになり、上流側ＭＯＳ１０がオフされると、即座に電流検出回路３からの電流検出値Ｖｉが小さくなって駆動回路８からの駆動信号がＬレベルになる、といった動作が繰り返されるからである。

この場合、たとえマイコン４が所定デューティ比の上流側駆動指令ＳＤＨを出力していたとしても、駆動回路８からの駆動信号、即ちマイコン４に入力されるモニタ信号ＳＭは、上記のように極短い周期でＨレベル・Ｌレベルが繰り返される信号（高周波パルス）となる。そこで、マイコン４は、自身が出力している上流側駆動指令ＳＤＨとモニタ信号ＳＭとが対応していないことから、駆動系の異常（この場合はレアショート）を検出する。そして、マイコン４は、フェイルセーフとして、トランジスタＴ４へＨレベルの下流側駆動指令ＳＤＬを供給して下流側ＭＯＳ２０をオフする、などの処理を行う。

このように、図５に示した従来の誘導性負荷駆動装置１００では、ハードウェアによる電流フィードバック回路を備えていることにより、マイコン４によらずに高精度の電流フィードバック制御が実現される。また、上流側ＭＯＳ１０を駆動（オン・オフ）させる駆動信号をモニタ信号ＳＭとしてマイコン４に取り込むことにより、このモニタ信号ＳＭに基づく、マイコン４による駆動系の異常検出機能が実現される。

特開２００４−２０１４１０号公報

しかしながら、図５に示した誘導性負荷駆動装置１００のように、ハードウェアによる電流フィードバック回路を備え、駆動回路８からのモニタ信号ＳＭ（駆動信号）に基づいて駆動系の異常を検出するよう構成されたものにおいては、マイコン４からの上流側駆動指令ＳＤＨのデューティ比（以下「指令ＤＵＴＹ」ともいう）が０％の時に、駆動系の異常が誤検出されてしまうおそれがある。

即ち、マイコン４からの指令ＤＵＴＹが０％の時は、リニアソレノイドＬｏに流れる電流は０となって電流検出回路３における電流検出用の抵抗Ｒ２には電流が流れなくなる。そのため、理論的には、電流検出回路３のオペアンプＯＰ１の出力である電流検出値Ｖｉは０Ｖとなってその０ＶがコンパレータＣＭＰ１の反転入力端子に入力され、また、コンパレータＣＭＰ１の非反転入力端子への入力電圧も０Ｖとなって、コンパレータＣＭＰ１の各入力端子の電圧は共に０Ｖとなり、よってコンパレータＣＭＰ１の出力はＬレベル一定となるはずである。

しかし、電流検出回路３のオペアンプＯＰ１の出力は、オペアンプＯＰ１自身のオフセット電圧によって、リニアソレノイドＬｏに電流が流れておらず電流検出回路３の抵抗Ｒ２に電流が流れていない状態（即ちオペアンプＯＰ１の各入力端子への入力電圧が共に０Ｖで両者間の電位差が０の状態）であっても、完全には０Ｖにならないのが一般的である。

コンパレータＣＭＰ１も同様であり、コンパレータＣＭＰ１自身のオフセット電圧によって、各入力端子の入力電圧が共に０Ｖで両者間の電位差が０であっても、コンパレータＣＭＰ１の出力は完全には０Ｖにならないのが一般的である。

しかも、オペアンプＯＰ１、コンパレータＣＭＰ１のオフセット電圧にはばらつきがあり、その値は個々の部品によって異なる。
そのため、マイコン４からの指令ＤＵＴＹが０％となってリニアソレノイドＬｏに電流が流れなくなると、理想的にはコンパレータＣＭＰ１の出力はＬレベル一定となるはずであるものの、上述したオフセット電圧やそのばらつきによって、コンパレータＣＭＰ１の出力がＨレベルに転じてしまう場合があるのである。

そして、そのようにコンパレータＣＭＰ１の出力がＨレベルになると、駆動回路８からの駆動信号はＬレベルとなって上流側ＭＯＳ１０がオンしてしまい、リニアソレノイドＬｏに電流が流れてしまう。すると、その電流によってコンパレータＣＭＰ１の反転入力端子（−端子）の電圧は上がり、これによりコンパレータＣＭＰ１の出力は再びＬレベルとなって、駆動回路８からの駆動信号は再びＨレベルとなり、上流側ＭＯＳ１０は再びオフする。上流側ＭＯＳ１０がオフすると、リニアソレノイドＬｏには再び電流が流れなくなる。そのため、コンパレータＣＭＰ１の反転入力端子の電圧は再び下がっていき、やがてまた上述したオフセット電圧の影響でコンパレータＣＭＰ１の出力はＨレベルに転じてしまう。

このようにして、コンパレータＣＭＰ１からは、電流フィードバック回路の応答速度（極短い周期）でレベル変化が繰り返されるパルス信号（高周波パルス）が出力されてしまうのである。

そのため、図６に例示するように、時刻ｔ１で指令ＤＵＴＹが０％になり、電流検出回路３のオペアンプＯＰ１から出力される電流検出値Ｖｉも０Ｖ（又はその近傍）になると、上述したオフセット電圧の影響によって、本来Ｌレベル一定となるはずのコンパレータＣＭＰ１からの出力は高周波パルスとなり、よって駆動回路８からマイコン４に入力されるモニタ信号ＳＭも高周波パルスとなる。

これにより、時刻ｔ２のダイアグ検出（異常検出）タイミングにおいて、マイコン４は、自身は指令ＤＵＴＹ＝０％の上流側駆動指令ＳＤＨを出力しているにもかかわらずモニタ信号ＳＭが高周波パルスとなっていることから、リニアソレノイドＬｏのレアショートを誤検出してしまう。

なお、この誤検出は、指令ＤＵＴＹが０％の時だけでなく、上流側ＭＯＳのオン時間が極短くなるような、指令ＤＵＴＹが０％近傍のときにも、リニアソレノイドＬｏに電流が流れない期間が生じること等によって発生するおそれがある。

このような誤検出を防ぐ方法として、例えば、指令ＤＵＴＹが０％に近い領域（０％を含む）でのマイコン４によるダイアグ検出機能をマスクするという方法がある。つまり、誤検出してしまう可能性のある、指令ＤＵＴＹが０％に近い領域の間は、マイコン４がダイアグ検出を行わないようにするのである。この方法によれば、ダイアグ検出自体を行わないようにするのであるから、当然ながら、上述した誤検出の問題は解決できる。

しかしこの方法だと、ダイアグ検出の領域が狭められ、検出能力が低下してしまうという問題が生じる。即ち、指令ＤＵＴＹが０％に近い領域の間、もし何らかの駆動系の異常が生じても、その間はその異常発生を検出することができない。

本発明は上記課題に鑑みなされたものであり、負荷の通電電流がマイコンから指令されるデューティ比に応じた値となるよう、ハードウェアによる電流フィードバック制御によって通電制御用のスイッチング素子をオン・オフすると共に、そのスイッチング素子をオン・オフさせるための信号をマイコンがモニタすることにより異常検出を行うよう構成された誘導性負荷駆動装置において、マイコンによる異常検出性能を損ねることなく、少なくとも、マイコンから指令されるデューティ比が０％のときに異常が誤検出されてしまうのを防止することを目的とする。

上記課題を解決するためになされた請求項１記載の発明は、電源から誘導性負荷への通電経路上に設けられ、誘導性負荷に流れる電流を断続するスイッチング素子と、誘導性負荷に流れる電流を検出して該電流に対応した検出電圧を発生する電流検出手段と、誘導性負荷に流すべき目標電流に対応したデューティ比を有し、誘導性負荷の駆動を指示するパルス状の駆動指令を出力するマイクロコンピュータと、マイクロコンピュータからの駆動指令に応じたデューティ比の駆動電圧を出力する駆動電圧出力手段と、抵抗とコンデンサを有し、コンデンサが、該コンデンサの一端に入力される電流検出手段からの検出電圧を基準に、抵抗を介して該コンデンサの他端に入力される駆動電圧出力手段からの駆動電圧によって充放電され、その時定数が駆動指令の周期よりも大であって、コンデンサの充電電圧の極性が駆動指令の周期と同じ周期で変化する偏差積分回路と、偏差積分回路を構成するコンデンサの両端の電圧を比較して該比較結果に応じたパルス状の比較信号を出力する比較手段と、比較手段からの比較信号に応じて、スイッチング素子へ該スイッチング素子をオン・オフさせる駆動信号を出力する駆動手段と、を備え、マイクロコンピュータが、駆動手段からの駆動信号に基づいて通電経路の異常を検出するよう構成された誘導性負荷駆動装置である。

即ち、誘導性負荷に流れる電流を電流検出手段が検出し、その検出結果（検出電圧）を基準として駆動電圧出力手段からの駆動電圧を偏差積分回路で積分し（偏差積分回路のコンデンサを充放電させ）、そのコンデンサの両端の電圧の比較結果（充電極性）に応じた比較信号を比較手段が出力するという、マイクロコンピュータによらずハードウェア（電流検出手段、偏差積分回路、比較手段）を用いた電流フィードバック系が構成された誘導性負荷駆動装置であり、通電経路の異常を検出する機能も備えている。

そして更に、本発明（請求項１）の誘導性負荷駆動装置は、マイクロコンピュータからの駆動指令のデューティ比が０％である場合にこれを検出するゼロデューティ検出手段と、このゼロデューティ検出手段によりデューティ比が０％であることが検出された時に、駆動信号を、比較手段からの比較信号にかかわらずスイッチング素子をオフさせる方のレベルであるネガティブレベルに固定することにより、スイッチング素子を強制的にオフさせる強制オフ手段と、を備えている。

このように構成された誘導性負荷駆動装置では、駆動指令のデューティ比が０％の非通電時には、理想的には、電流検出回路が発生する検出電圧は０Ｖとなり、且つ、偏差積分回路のコンデンサの両端はいずれも０Ｖとなるため、比較手段においては、０Ｖと０Ｖの比較がなされてその出力である比較信号はネガティブレベル一定となるはずである。

しかし、電流検出手段の具体的内部構成によっては、非通電時であっても電流検出信号が完全に０Ｖにはならず微小ながらも電圧が発生する可能性がある。そのため、偏差積分回路のコンデンサの両端に電圧が生じ、これにより比較手段からの比較信号が、スイッチング素子をオンさせる方のレベルであるアクティブレベルに転じてしまうおそれがある。また、仮に電流検出信号が完全に０Ｖとなってコンデンサの両端がいずれも完全に０Ｖとなったとしても、比較手段の具体的内部構成によっては、比較信号がアクティブレベルになってしまうおそれがある。

このように、非通電時であるにもかかわらず比較信号がアクティブレベルに転じるようなことが生じると、それに伴って駆動信号もアクティブレベルに転じ、マイクロコンピュータは通電経路に異常が生じたものと誤検出してしまうおそれがある。

そこで請求項１に記載の誘導性負荷駆動装置では、駆動指令のデューティ比が０％である場合には、比較手段からどのようなレベルの比較信号が出力されているかに関係なく、駆動信号をネガティブレベルに固定して、スイッチング素子を強制的にオフさせる。

従って、請求項１に記載の誘導性負荷駆動装置によれば、駆動指令のデューティ比が０％の時には駆動信号がネガティブレベルに固定されるため、マイクロコンピュータによる通電経路の異常検出性能を損ねることなく、マイクロコンピュータが通電経路の異常を誤検出してしまうのを防止することができる。

強制オフ手段が具体的にどのようにして駆動信号をネガティブレベルに固定するかについては種々の方法が考えられるが、例えば請求項２に記載のように、ゼロデューティ検出手段によりデューティ比が０％であることが検出されたときに、駆動手段へ入力される比較信号のレベルをネガティブレベルに固定するようにすることができる。

即ち、駆動指令のデューティ比が０％の時に仮に比較手段からアクティブレベルの比較信号が出力されていたとしても、それをそのまま駆動手段に入力させず、強制的にネガティブレベルに固定（変換等）した上で、駆動手段へ入力させるのである。

このように、駆動指令のデューティ比が０％の時に駆動手段への比較信号をネガティブレベルに固定することで、駆動手段からの駆動信号を確実にネガティブレベルに固定することができ、マイクロコンピュータによる異常の誤検出を確実に防止することができる。

また、ゼロデューティ検出手段についてもその具体的構成は種々考えられるが、例えば請求項３に記載のように、マイクロコンピュータからの駆動指令のレベル変化を検出するレベル変化検出手段と、このレベル変化検出手段によって駆動指令のレベルがスイッチング素子をオンさせる方のレベルであるアクティブレベルからネガティブレベルへ変化するタイミングが検出される度に、該ネガティブレベルの継続時間を計時し、該継続時間が予め決められた時間閾値を越えた場合に、デューティ比が０％であることを示す検出信号を出力する検出信号出力手段と、を備えた構成とすることができる。

このように構成された請求項３に記載の誘導性負荷駆動装置によれば、駆動指令がネガティブレベルに変化してからの継続時間に基づいてデューティ比が０％になったことが検出されるため、デューティ比が０％になったことを確実に検出することができる。

尚、レベル変化検出手段によるレベル変化の検出対象は、必ずしも、マイクロコンピュータから出力される駆動指令そのものである必要はなく、その駆動指令に対応した信号、即ち駆動指令と同様にレベル変化する信号であれば何でもよい。そのため、例えば駆動電圧出力手段が出力する駆動信号のレベル変化を検出するようにしてもよく、その場合もマイクロコンピュータからの駆動指令のレベル変化を検出することと等価である。

次に、請求項４に記載の発明は、請求項１〜請求項３の何れか１項に記載の誘導性負荷駆動装置であって、電流検出手段は、通電経路上において誘導性負荷と直列に接続された電流検出抵抗と、この電流検出抵抗の両端の電圧を所定の増幅率にて増幅することにより検出電圧を発生する、オペアンプを用いた増幅回路と、を備えている。

このように構成された請求項４に記載の誘導性負荷駆動装置では、駆動指令のデューティ比が０％の非通電時に、増幅回路を構成するオペアンプのオフセット電圧の影響によってオペアンプからの出力（即ち増幅回路からの出力）がたとえ０Ｖより大きい値になったとしても、その値に関係なく駆動信号はネガティブレベルに固定される。そのため、オペアンプのオフセット電圧に起因してマイクロコンピュータが通電経路の異常を誤検出してしまうのを確実に防止することができる。

また、請求項５に記載の発明は、請求項１〜請求項４の何れか１項に記載の誘導性負荷駆動装置であって、比較手段はコンパレータである。
このように構成された請求項５に記載の誘導性負荷駆動装置では、駆動指令のデューティ比が０％の非通電時に、たとえコンパレータの入力電圧（即ちコンデンサ両端の電圧）がいずれも０Ｖであっても、コンパレータのオフセット電圧の影響によって、コンパレータからの出力（比較信号）がアクティブレベルに転じてしまう可能性があるが、そのコンパレータからの出力に関係なく駆動信号はネガティブレベルに固定される。そのため、コンパレータのオフセット電圧に起因してマイクロコンピュータが通電経路の異常を誤検出してしまうのを確実に防止することができる。

次に、請求項６に記載の発明は、電源から誘導性負荷への通電経路上に設けられ、誘導性負荷に流れる電流を断続するスイッチング素子と、誘導性負荷に流れる電流を検出して該電流に対応した検出電圧を発生する電流検出手段と、誘導性負荷に流すべき目標電流に対応したデューティ比を有し、誘導性負荷の駆動を指示するパルス状の駆動指令を出力するマイクロコンピュータと、マイクロコンピュータからの駆動指令に応じたデューティ比の駆動電圧を出力する駆動電圧出力手段と、抵抗とコンデンサを有し、コンデンサが、該コンデンサの一端に入力される電流検出手段からの検出電圧を基準に、抵抗を介して該コンデンサの他端に入力される駆動電圧出力手段からの駆動電圧によって充放電され、その時定数が駆動指令の周期よりも大であって、コンデンサの充電電圧の極性が駆動指令の周期と同じ周期で変化する偏差積分回路と、偏差積分回路を構成するコンデンサの両端の電圧を比較して該比較結果に応じたパルス状の比較信号を出力する比較手段と、比較手段からの比較信号に応じて、スイッチング素子へ該スイッチング素子をオン・オフさせる駆動信号を出力する駆動手段と、を備え、マイクロコンピュータが、駆動手段からの駆動信号に基づいて通電経路の異常を検出するよう構成された誘導性負荷駆動装置である。

そして更に、本発明（請求項６）の誘導性負荷駆動装置は、駆動指令のデューティ比が０％の非通電時における、偏差積分回路を構成するコンデンサの一端の電圧を、０Ｖよりも高い値に保持させる、電圧保持手段を備えている。

つまり、非通電時におけるコンデンサの一端の電圧を、意図的に０Ｖよりも高い値となるようにしておく。これにより、非通電時にはコンデンサの他端の電圧は０Ｖとなるため、一端の電圧の方が高い状態となって、比較手段から確実にネガティブレベルの比較信号が出力されるようになる。

従って、請求項６に記載の誘導性負荷駆動装置によれば、非通電時の駆動信号が確実にネガティブレベルに固定されるため、デューティ比が０％に近い領域（０％を含む）であっても、マイクロコンピュータによる通電経路の異常検出性能を損ねることなく、マイクロコンピュータが通電経路の異常を誤検出してしまうのを防止することができる。

電圧保持手段の具体的構成は種々考えられ、例えば請求項７に記載のように、一端がコンデンサの一端に接続されたプルアップ抵抗と、このプルアップ抵抗の他端に接続され、該プルアップ抵抗を介してコンデンサの一端に電圧を印加するための定電圧電源と、を備えた構成とすることができる。

このように構成された請求項７に記載の誘導性負荷駆動装置によれば、プルアップ抵抗を介して定電圧電源が接続されることにより、非通電時であってもコンデンサの一端の電圧を０Ｖよりも高い値に保持することができる。

また、請求項８に記載の発明は、請求項７に記載の誘導性負荷駆動装置であって、電流検出手段は、通電経路上において誘導性負荷と直列に接続された電流検出抵抗と、電流検出抵抗の両端の電圧を所定の増幅率にて増幅することにより検出電圧を発生する、オペアンプを用いた増幅回路と、オペアンプの出力端子に接続された出力抵抗と、を備え、オペアンプからの検出電圧が出力抵抗を介してコンデンサの一端へ入力されるよう構成されている。

このように構成された請求項８に記載の誘導性負荷駆動装置では、定電圧電源の電圧がプルアップ抵抗と出力抵抗により分圧され、その分圧値がコンデンサの一端に入力されることになる。そのため、非通電時でも、コンデンサの一端の電圧を、上記分圧値に保持することができる。また、プルアップ抵抗及び出力抵抗の各抵抗値を適宜決めることで、上記分圧値を所望の値に設定することができる。

次に、請求項９に記載の発明は、請求項８に記載の誘導性負荷駆動装置であって、比較手段はコンパレータであり、該コンパレータの反転入力端子にコンデンサの一端が接続されて該コンパレータの非反転入力端子にコンデンサの他端が接続されている。そして、プルアップ抵抗の抵抗値は、定電圧電源の電圧がプルアップ抵抗と出力抵抗にて分圧される分圧値がコンパレータのオフセット電圧よりも大きくなるような値に設定される。

このように構成された請求項９に記載の誘導性負荷駆動装置によれば、非通電時であっても、コンデンサの一端の電圧を、コンパレータのオフセット電圧よりも大きい値に保持することができるため、コンパレータから出力される比較信号を確実にネガティブレベル（ここではローレベル）に固定することができる。

次に、請求項１０に記載の発明は、請求項６に記載の誘導性負荷駆動装置であって、電流検出手段は、通電経路上における、誘導性負荷及びスイッチング素子よりも下流側において誘導性負荷と直列に接続された電流検出抵抗と、この電流検出抵抗の両端の電圧を所定の増幅率にて増幅することにより検出電圧を発生する、オペアンプを用いた増幅回路と、を備え、電圧保持手段は、前記電流検出抵抗に所定量の電流を流すことにより、前記電流検出手段からの検出電圧を、該所定量の電流に対応した値だけ昇圧させる、定電流電源を備えている。

つまり、電流検出抵抗に所定量の電流を流すための定電流電源を別途設けることで、非通電時であっても、電流検出抵抗にはその定電流電源からの電流が流れ、電流検出手段からは、その電流（所定量の電流）に対応した値の検出電圧が出力される。

従って、請求項１０に記載の誘導性負荷駆動装置によれば、非通電時であっても、コンデンサの一端の電圧を０Ｖよりも高い値（ここでは上記所定量の電流に対応した値）に保持することができる。そのため、比較手段から出力される比較信号を確実にネガティブレベルに固定することができる。

また、請求項１１に記載の発明は、請求項１０に記載の誘導性負荷駆動装置であって、比較手段はコンパレータであり、該コンパレータの反転入力端子にコンデンサの一端が接続されて該コンパレータの非反転入力端子にコンデンサの他端が接続されており、定電流電源が電流検出抵抗に流す所定量の電流の値は、該電流を電流検出抵抗に流したときに電流検出手段から出力される検出電圧がコンパレータのオフセット電圧よりも大きくなるような値に設定される。

このように構成された請求項１１に記載の誘導性負荷駆動装置によれば、駆動指令のデューティ比が０％の非通電時であっても、コンデンサの一端の電圧を、コンパレータのオフセット電圧よりも大きい値に保持することができるため、コンパレータから出力される比較信号を確実にネガティブレベル（ローレベル）に固定することができる。

第１実施形態の誘導性負荷駆動装置を表す構成図である。 第１実施形態の誘導性負荷駆動装置における、指令ＤＵＴＹが０％になる前後の動作例を表すタイムチャートである。 第２実施形態の誘導性負荷駆動装置を表す構成図である。 第３実施形態の誘導性負荷駆動装置を表す構成図である。 従来の誘導性負荷駆動装置を表す構成図である。 従来の誘導性負荷駆動装置における、指令ＤＵＴＹが０％になる前後の動作例を表すタイムチャートである。

以下に、本発明の好適な実施形態を図面に基づいて説明する。
［第１実施形態］
図１に、本実施形態の誘導性負荷駆動装置を表す構成図である。尚、図１において、上述した図５の誘導性負荷駆動装置１００及び電磁弁２と同じものについては、同一の符号を付しているため、その詳細説明は省略する。

図１に示すように、本実施形態の誘導性負荷駆動装置１は、上述した図５の誘導性負荷駆動装置１００と全く同様に、リニアソレノイドＬｏに流れる電流を断続するスイッチング素子としての上流側ＭＯＳ１０、下流側ＭＯＳ２０、電流検出回路３、マイコン４、監視ＩＣ５．受信回路６、偏差積分回路７、コンパレータＣＭＰ１、駆動回路８、電流リミッタ回路９、ラジオノイズ低減回路１１、及び異常時強制停止回路１２を備えている。

尚、電磁弁２は、例えばディーゼルエンジンのコモンレール圧を制御するためのリニアソレノイド式電磁弁であって、一般にＰＣＶ（プレッシャ・コントロール・バルブ）と呼ばれるものである。そして、本実施形態では、その電磁弁２におけるリニアソレノイドＬｏへの通電電流を制御することにより、コモンレールに圧送される燃料量（延いてはコモンレール圧）を制御している。

上記のような構成により、本実施形態の誘導性負荷駆動装置１においても、図５の誘導性負荷駆動装置１００と同様、電流検出回路３、偏差積分回路７、及びコンパレータＣＭＰ１からなる、ハードウェアによる電流フィードバック回路が形成されている。

そして、図５と比較して、本実施形態の誘導性負荷駆動装置１には、ゼロデューティ検出回路２１と、ＡＮＤゲート２２とが追加されている。
ゼロデューティ検出回路２１は、マイコン４からの上流側駆動指令ＳＤＨのデューティ比が０％である場合にこれを検出してその旨の検出信号を出力するものであり、エッジ検出回路２６とカウンタ２７とを備えている。

エッジ検出回路２６は、上流側駆動指令ＳＤＨのエッジ変化を検出するための回路であり、具体的には、受信回路６のトランジスタＴ１のコレクタ電圧を入力し、このコレクタ電圧のレベル変化を検出することで、上流側駆動指令ＳＤＨのエッジ変化を検出する。

即ち、図２の時刻ｔ１よりも左側に示すように、上流側駆動指令ＳＤＨがＨレベル（上流側ＭＯＳ１０をオフさせるネガティブレベル）からＬレベル（上流側ＭＯＳ１０をオンさせるアクティブレベル）に変化すると、エッジ検出回路２６への入力であるトランジスタＴ１のコレクタ電圧はＬレベル（ネガティブレベル）からＨレベル（アクティブレベル）に変化する。エッジ検出回路２６は、このネガティブレベルからアクティブレベルへのレベル変化を検出することで、上流側駆動指令ＳＤＨの立ち下がりエッジ（アクティブレベルへの変化タイミング）を検出し、カウンタ２７へＨレベルの信号を出力する。

また、上流側駆動指令ＳＤＨがＬレベル（アクティブレベル）からＨレベル（ネガティブレベル）に変化すると、エッジ検出回路２６への入力であるトランジスタＴ１のコレクタ電圧はＨレベル（アクティブレベル）からＬレベル（ネガティブレベル）に変化する。エッジ検出回路２６は、このアクティブレベルからネガティブレベルへのレベル変化を検出することで、上流側駆動指令ＳＤＨの立ち上がりエッジ（ネガティブレベルへの変化タイミング）を検出し、カウンタ２７へＬレベルの信号を出力する。

カウンタ２７は、図示しない基準クロックからのパルスに基づいてカウント（計時）を行う周知の構成のものであり、図２に示すように、エッジ検出回路２６にて上流側駆動指令ＳＤＨの立ち上がりエッジ（ネガティブレベルへの変化タイミング）が検出されるとカウントを開始する。そして、カウント開始後、エッジ検出回路２６にて上流側駆動指令ＳＤＨの立ち下がりエッジ（アクティブレベルへの変化タイミング）が検出されると、カウント値がリセットされ、上流側駆動指令ＳＤＨがアクティブレベル（Ｌレベル）である間は、カウント動作を停止する。そして、再びエッジ検出回路２６にて上流側駆動指令ＳＤＨの立ち下がりエッジが検出されると、初期値からカウントを再開する。

このようにして、カウンタ２７は、上流側駆動指令ＳＤＨがＨレベル（ネガティブレベル）に変化する度に、そのＨレベルの継続時間を計時する。そして、カウンタ２７は、通常はＨレベルの検出信号をＡＮＤゲート２２へ出力しているが、上流側駆動指令ＳＤＨがＨレベルに転じた後のＨレベルの継続時間が予め設定された時間閾値を越えると（図２の時刻ｔ２）、ＡＮＤゲート２２へＬレベルの検出信号を出力する。

つまり、上流側駆動指令ＳＤＨのデューティ比である指令ＤＵＴＹが０％でない間は、カウンタ２７のカウンタ値は、上流側駆動指令がＬレベルに変化する度にリセットされるため、時間閾値を越えることはない。一方、指令ＤＵＴＹが０％になると、上流側駆動指令ＳＤＨはＨレベル一定となるため、カウンタ２７のカウントはリセットされることなく進んでいき、そのカウンタ値（Ｈレベル継続時間）はやがて時間閾値を越える。そのため、カウンタ２７のカウント値が時間閾値を越えたかどうかによって、指令ＤＵＴＹが０％になったかどうかを検出することができるのであり、指令ＤＵＴＹが０％になったことを検出した場合は、ＡＮＤゲートへＬレベルの検出信号を出力する。

ＡＮＤゲート２２は、その一方の入力端子にコンパレータＣＭＰ１からの出力である比較信号が入力され、他方の入力端子にカウンタ２７からの検出信号が入力されている。そして、このＡＮＤゲート２２の出力端子は、駆動回路８におけるトランジスタＴ２のベースに接続されている。

このような構成により、マイコン４からの指令ＤＵＴＹが０％ではない間、即ちリニアソレノイドＬｏへの通電が行われている間は、カウンタ２７からＡＮＤゲート２２へ入力される検出信号はＨレベル一定であるため、ＡＮＤゲート２２からの出力は、コンパレータＣＭＰ１からの比較信号に応じたものとなる。つまりこの間は、実質的にコンパレータＣＭＰ１からの比較信号がそのまま駆動回路８のトランジスタＴ２のベースに入力される状態となる。そのため、指令ＤＵＴＹが０％ではない通電期間中は、リニアソレノイドＬｏへの通電は、図５の誘導性負荷駆動装置１００と全く同様にしてフィードバック制御される。

一方、マイコン４からの指令ＤＵＴＹが０％になると（図２の時刻ｔ１）、その後、その０％になったことがゼロデューティ検出回路２１にて検出され（図２の時刻ｔ２）、ゼロデューティ検出回路２１から（詳しくはカウンタ２７から）ＡＮＤゲート２２にＬレベルの検出信号が入力される。これにより、ＡＮＤゲート２２の出力は、コンパレータＣＭＰ１からの比較信号がＨレベルかＬレベルかに関係なく、Ｌレベルに固定される。

ここで、マイコン４からの指令ＤＵＴＹが０％となってリニアソレノイドＬｏへの通電が行われない非通電時は、本来、コンパレータＣＭＰ１の各入力端子に入力される電圧はいずれも０Ｖとなり、コンパレータＣＭＰ１からの出力はＬレベル一定となるはずである。しかし、上述したように、電流検出回路３のオペアンプＯＰ１のオフセット電圧の影響により、非通電時であってもオペアンプＯＰ１の出力である電流検出値Ｖｉは完全に０Ｖにならない場合が多い。また、仮にこの電流検出値Ｖｉが完全に０Ｖになって、コンパレータＣＭＰ１の各入力端子に入力される電圧がいずれも０Ｖになったとしても、コンパレータＣＭＰ１のオフセット電圧の影響により、コンパレータＣＭＰ１からの出力がＨレベルになってしまうこともある。

そのため、図２の時刻ｔ１以降（及び上述した図６の時刻ｔ１以降）に示すように、マイコン４からの指令ＤＵＴＹが０％の間、コンパレータＣＭＰ１からは高周波パルスが出力されてしまうことがある。よって、仮にこのように高周波パルスが出力されている状態が続くと、やがて時刻ｔ３のダイアグ検出タイミングにおいて、図６の時刻ｔ２の場合と同様に、マイコン４によって駆動系の異常が誤検出されてしまう。

これに対し、本実施形態の誘導性負荷駆動装置１では、ゼロデューティ検出回路２１及びＡＮＤゲート２２を設けたことで、指令ＤＵＴＹが０％であることが検出された場合には、駆動回路８のトランジスタＴ２のベースにはＡＮＤゲート２２からＬレベル一定の信号が入力される。これにより、トランジスタＴ２は強制的にオフされ、上流側ＭＯＳ１０のゲートに入力される駆動信号もＨレベル一定となって、上流側ＭＯＳ１０は強制的にオフされる。またこれにより、図２に示すように、駆動回路８からマイコン４へ入力されるモニタ信号（駆動信号）ＳＭも、Ｈレベル一定となる。

また、図２の時刻ｔ２でカウンタ２７からの検出信号がＬレベルになったことによりＡＮＤゲート２２からの出力がＬレベル一定になると、上流側ＭＯＳ１０は強制的にオフされてリニアソレノイドＬｏには電流が流れなくなるため、電流検出回路３のオペアンプＯＰ１からの電流検出値Ｖｉも０Ｖとなる（但しオフセット電圧に起因して微少電圧が出力される可能性はある）。

そして、マイコン４によるダイアグ検出が行われる時刻ｔ３では、モニタ信号ＳＭは、図６のダイアグ検出タイミングである時刻ｔ２のような高周波パルスとはなっておらず、Ｈレベル一定である。そのため、マイコン４は図６のように駆動系の異常（レアショート）を誤検出することはない。

ゼロデューティ検出回路２１における、指令ＤＵＴＹが０％になったことを検出するための時間、即ちカウンタ２７における時間閾値は、適宜決めることができるが、少なくとも、上流側駆動指令ＳＤＨの周期以上（例えばその周期の２倍以上）とする必要がある。また、ダイアグ検出タイミングが到来するよりも前に指令ＤＵＴＹが０％になったことが検出されるようにする必要があることから、マイコン４によるダイアグ検出タイミングに対して十分余裕がある時間にすることが望ましい。

また、監視ＩＣ５によってマイコン４の異常が検出された場合、異常時強制停止回路１２が受信回路６のトランジスタＴ１を強制的にオフさせることにより上流側ＭＯＳ１０を強制的にオフさせるのだが、図５に示した従来の誘導性負荷駆動装置１００では、マイコン４からの指令ＤＵＴＹが０％になると、異常時強制停止回路１２が上流側ＭＯＳ１０を強制的にオフさせようとして上記動作を行っても、上述したコンパレータＣＭＰ１及びオペアンプＯＰ１のオフセット電圧の影響で、上流側ＭＯＳ１０が確実にオフされず、監視ＩＣによる監視結果が十分に反映されないおそれがある。

しかし、本実施形態の誘導性負荷駆動装置１では、エッジ検出回路２６が、マイコン４からの上流側駆動指令ＳＤＨのエッジ変化を検出するにあたり、この上流側駆動指令ＳＤＨを直接取り込むのではなく、受信回路６におけるトランジスタＴ１のコレクタ電圧を取り込んでいる。

そのため、マイコン４が正常に動作している通常時は、マイコン４からの上流側駆動指令ＳＤＨの変化がそのままトランジスタＴ１のコレクタ電圧の変化として現れ（但し論理は逆だが）、エッジ検出回路２６はこのコレクタ電圧に基づいて上流側駆動指令ＳＤＨのエッジ変化を検出することができる。

一方、監視ＩＣ５によってマイコン４の異常が検出されると、異常時強制停止回路１２によって、受信回路６のトランジスタＴ１は強制的にオフされる。そのため、マイコン４からの上流側駆動指令ＳＤＨの状態にかかわらず、エッジ検出回路２６に入力されるトランジスタＴ１のコレクタ電圧はＬレベル一定となる。

そのため、カウンタ２７からはやがてＬレベルの検出信号が出力され、ＡＮＤゲート２２からの出力がＬレベル一定となって、駆動回路８からの駆動信号がＨレベル一定になると共に上流側ＭＯＳ１０は強制的にオフされる。

つまり、ゼロデューティ検出回路２１は、受信回路６におけるトランジスタＴ１のコレクタ電圧を取り込むことで、マイコン４が正常である間はその指令ＤＵＴＹが０％になった場合にこれを検出して、上流側ＭＯＳ１０を強制的にオフさせるためのＬレベルの検出信号をＡＮＤゲート２２に出力するという、基本的な動作を行う。そして、監視ＩＣ５によりマイコン４の異常が検出された場合は、トランジスタＴ１が強制的にオフされることに伴い、マイコン４からの指令ＤＵＴＹがたとえ０％でなくても上流側ＭＯＳ１０を強制的にオフさせるためのＬレベルの検出信号をＡＮＤゲート２２に出力するという、拡張的な動作を行う。

以上説明した本実施形態の誘導性負荷駆動装置１では、コンパレータＣＭＰ１やオペアンプＯＰ１のオフセット電圧の影響によって指令ＤＵＴＹが０％になってもコンパレータＣＭＰ１の出力がＨレベルに転じてしまうようなことが生じても、指令ＤＵＴＹが０％の間は、ＡＮＤゲート２２からの出力がＬレベルに固定されるため、駆動回路８からの駆動信号はＨレベルに固定されて上流側ＭＯＳ１０は強制的にオフされる。

そのため、従来のような、指令デューティが０％のときにはマイコン４によるダイアグ検出機能をマスクするといった、マイコン４のダイアグ検出機能を低下させるようなことをすることなく、指令ＤＵＴＹが０％の間は上流側ＭＯＳ１０を確実にオフに固定でき、マイコン４が駆動系の異常を誤検出してしまうのを確実に防止することができる。

また、監視ＩＣ５によってマイコン４の異常が検出された場合も、異常時強制停止回路１２によって受信回路６のトランジスタＴ１が強制的にオフされ、これによりゼロデューティ検出回路２１の動作によってＡＮＤゲート２２からの出力がＬレベルに固定される。そのため、マイコン４の異常が検出された場合も上流側ＭＯＳ１０を確実にオフさせることができる。

また、後述する第２、第３実施形態の誘導性負荷駆動装置３０，４０（図３，図４参照）では、コンパレータＣＭＰ１やオペアンプＯＰ１のオフセット電圧に起因してマイコン４が駆動系の異常を誤検出してしまうのを防止するために、指令ＤＵＴＹが０％の非通電時におけるコンパレータＣＭＰ１の反転入力端子の電圧を、０Ｖよりも高い所定の保持値に保持させるようにしている。しかし、このような方法では、指令ＤＵＴＹと実際の電流との関係に若干の影響が出たり（第２実施形態）、指令ＤＵＴＹにオフセット（詳細は後述）をつける必要性が生じたりして（第３実施形態）、若干ではあるが、電流フィードバック制御の制御性、即ちリニアソレノイドＬｏの電流特性に影響を及ぼしてしまう。

しかし、第１実施形態の誘導性負荷駆動装置１では、第２、第３実施形態のようにコンパレータＣＭＰ１の反転入力端子の電圧を持ち上げるといったことはしていない。そのため、リニアソレノイドＬｏの電流特性に影響を与えることなく、指令ＤＵＴＹが０％のときにマイコン４が駆動系の異常を誤検出してしまうのを防止することができる。

ここで、本実施形態の構成要素と本発明の構成要素の対応関係を明らかにする。本実施形態において、電流検出回路３は本発明の電流検出手段に相当し、抵抗Ｒ２は本発明の電流検出抵抗に相当し、受信回路６は本発明の駆動電圧出力手段に相当し、駆動回路８は本発明の駆動手段に相当し、ゼロデューティ検出回路２１は本発明のゼロデューティ検出手段に相当し、エッジ検出回路２６は本発明のレベル変化検出手段に相当し、カウンタ２７は本発明の検出信号出力手段に相当し、ＡＮＤゲート２２は本発明の強制オフ手段に相当し、マイコン４が出力する上流側駆動指令ＳＤＨは本発明の駆動指令に相当する。また、マイコン４が検出する「駆動系の異常」は本発明の「通電経路の異常」に相当するものである。

［第２実施形態］
次に、第２実施形態の誘導性負荷駆動装置について、図３を用いて説明する。図３は、本実施形態の誘導性負荷駆動装置３０を表す構成図である。尚、図３においても、上述した図５の誘導性負荷駆動装置１００及び電磁弁２と同じものについては、同一の符号を付しているため、その詳細説明は省略する。

上述した第１実施形態の誘導性負荷駆動装置１（図１）では、コンパレータＣＭＰ１やオペアンプＯＰ１のオフセット電圧に起因してマイコン４が駆動系の異常を誤検出してしまうのを防止するために、ゼロデューティ検出回路２１及びＡＮＤゲート２２を設けたが、本実施形態の誘導性負荷駆動装置３０では、偏差積分回路７のコンデンサＣ１の一端（即ちコンパレータＣＭＰ１の反転入力端子）に別途所定の値（保持値）の電圧を印加することにより、指令ＤＵＴＹが０％の非通電時であってもコンパレータＣＭＰ１の反転入力端子の電圧が０Ｖよりも高くなるようにすることで、上記問題の解決を図っている。

即ち、本実施形態の誘導性負荷駆動装置３０は、図５の誘導性負荷駆動装置１００と比較して、コンデンサＣ１の一端に、プルアップ抵抗Ｒ３０を介して制御用電源（制御電圧Ｖｃｃ）が接続されている。

これにより、コンパレータＣＭＰ１の反転入力端子に入力される電圧は、オペアンプＯＰ１が出力する電流検出値Ｖｉに、制御電圧Ｖｃｃと電流検出値Ｖｉとの差をプルアップ抵抗Ｒ３０と抵抗Ｒ８とで分圧した分圧値を加えた値となる。そのため、指令ＤＵＴＹが０％の非通電時でオペアンプＯＰ１からの電流検出値Ｖｉが０Ｖの時は、制御電圧Ｖｃｃをプルアップ抵抗Ｒ３０と抵抗Ｒ８とで分圧した分圧値が、保持値として、コンパレータＣＭＰ１の反転入力端子に入力されることとなる。

つまり、プルアップ抵抗Ｒ３０を介してコンパレータＣＭＰ１の反転入力端子に電圧を印加することで、リニアソレノイドＬｏに電流が流れていない時でも、コンパレータＣＭＰ１からみればあたかも電流が流れているように見えるようにする。このようにして、指令ＤＵＴＹが０％の時の、コンパレータＣＭＰ１からの比較信号を、確実にＬレベルにさせ、上流側ＭＯＳ１０を確実にオフさせるようにしているのである。

プルアップ抵抗Ｒ３０の抵抗値は、制御電圧Ｖｃｃがプルアップ抵抗Ｒ３０と抵抗Ｒ８とで分圧される分圧値（保持値）がコンパレータＣＭＰ１のオフセット電圧（詳しくはその公差の最大値）よりも大きくなるような値に設定すればよい。

但し、電流検出回路３のオペアンプＯＰ１が出力する電流検出値Ｖｉと実際にコンパレータＣＭＰ１の反転入力端子に入力される電圧値とが大きくずれると、指令ＤＵＴＹと実際の電流との関係に影響が出て、電流フィードバック制御の制御性に影響を及ぼすおそれがある。即ち、コンパレータＣＭＰ１の反転入力端子の電圧をプルアップ抵抗Ｒ３０を介して持ち上げた分、図５の誘導性負荷駆動装置１００よりも上流側ＭＯＳ１０がオンするタイミングが遅れ、逆にオフするタイミングは早くなる。そのため、指令ＤＵＴＹと実際の上流側ＭＯＳ１０がオン・オフされるデューティ比とが若干ずれ、その分、制御性に影響を及ぼすおそれがある。

そのため、上記影響をできる限り抑えるために、プルアップ抵抗Ｒ３０の抵抗値は、オペアンプＯＰ１の出力端子に接続されている抵抗Ｒ８の抵抗値よりも十分に大きな値となるように設定するのが望ましい。

例えば、制御電圧Ｖｃｃが５Ｖであって抵抗Ｒ８が１ｋΩである場合、プルアップ抵抗Ｒ３０として例えばその１００倍の１００ｋΩのものを用いれば、分圧値は約５０ｍＶとなり、指令ＤＵＴＹが０％の時のコンパレータＣＭＰ１の反転入力端子の電圧を約５０ｍＶ持ち上げることができる。

このように構成された本実施形態の誘導性負荷駆動装置３０によれば、コンパレータＣＭＰ１の反転入力端子の電圧をプルアップ抵抗Ｒ３０を介して持ち上げることで、指令ＤＵＴＹが０％の非通電時にコンパレータＣＭＰ１からの比較信号を確実にＬレベルとすることができる。

そのため、従来のような、指令ＤＵＴＹが０％に近い領域のときにはマイコン４によるダイアグ検出機能をマスクするといった、マイコン４のダイアグ検出機能を低下させるようなことをすることなく、指令ＤＵＴＹが０％に近い領域の間は上流側ＭＯＳ１０を確実にオフに固定でき、マイコン４が駆動系の異常を誤検出してしまうのを確実に防止することができる。

また、監視ＩＣ５によってマイコン４の異常が検出され、受信回路６のトランジスタＴ１が強制的にオフされた場合、コンパレータＣＭＰ１の非反転入力端子の電圧は０Ｖとなるが、この場合も、反転入力端子の電圧が０Ｖよりも高い値に保持されていることから、コンパレータＣＭＰ１からの比較信号を確実にＬレベルにして、上流側ＭＯＳ１０を確実にオフさせることができる。

また、プルアップ抵抗Ｒ３０の抵抗値を適宜決めることで、上記分圧値を、電流フィードバック制御の制御性への影響を考慮したより適切な（所望の）値に設定することができる。

なお、本実施形態において、制御電圧Ｖｃｃを発生する制御用電源が本発明の定電圧電源に相当し、電流検出回路３の抵抗Ｒ８は本発明の出力抵抗に相当する。
［第３実施形態］
次に、第３実施形態の誘導性負荷駆動装置について、図４を用いて説明する。図４は、本実施形態の誘導性負荷駆動装置４０を表す構成図である。尚、図４においても、上述した図５の誘導性負荷駆動装置１００及び電磁弁２と同じものについては、同一の符号を付しているため、その詳細説明は省略する。

本実施形態の誘導性負荷駆動装置４０も、図３に示した第２実施形態の誘導性負荷駆動装置３０と同様、指令ＤＵＴＹが０％の非通電時であってもコンパレータＣＭＰ１の反転入力端子の電圧が０Ｖよりも高くなるようにすることで、指令ＤＵＴＹが０％に近い領域のときにコンパレータＣＭＰ１やオペアンプＯＰ１のオフセット電圧に起因してマイコン４が駆動系の異常を誤検出してしまうのを防止するようにしている。

即ち、本実施形態の誘導性負荷駆動装置４０は、図５の誘導性負荷駆動装置１００と比較して、所定量の電流を出力する定電流回路４１が設けられている。そして、この定電流回路４１からの電流が、電流検出回路３における電流検出用の抵抗Ｒ２に供給される。具体的には、定電流回路４１における電流出力端子が、抵抗Ｒ２における通電経路の上流側（即ち抵抗Ｒ５との接続点）に接続されている。

このような構成により、電流検出回路３の抵抗Ｒ２には、常時、定電流回路４１から所定量の電流が供給される。そのため、オペアンプＯＰ１から出力される電流検出値Ｖｉは、リニアソレノイドＬｏに流れている実際の電流に対応した値に対し、定電流回路４１からの所定量の電流に対応した値だけ昇圧された値となる。

このように、電流検出用の抵抗Ｒ２に定電流回路４１からの電流を重畳させることで、オペアンプＯＰ１から出力される電流検出値Ｖｉの値を、実際にリニアソレノイドＬｏに流れる電流に対応した値よりも上げておくことにより、指令ＤＵＴＹが０％の非通電時においても、定電流回路４１からの電流に対応した、０Ｖよりも大きい値の電流検出値Ｖｉ（保持値）が、偏差積分回路７のコンデンサＣ１の一端及びコンパレータＣＭＰ１の反転入力端子に入力される。

つまり、リニアソレノイドＬｏに電流が流れていない時でも、抵抗Ｒ２に常時電流を流しておくことで、コンパレータＣＭＰ１からみればあたかも電流が流れているように見えるようにする。このようにして、指令ＤＵＴＹが０％の時の、コンパレータＣＭＰ１からの比較信号を、確実にＬレベルにさせ、上流側ＭＯＳ１０を確実にオフさせるようにしているのである。

定電流回路４１が抵抗Ｒ２に供給する所定量の電流の値は、リニアソレノイドＬｏの非通電時に該電流を抵抗Ｒ２供給したときにオペアンプＯＰ１から出力される電流検出値Ｖｉが、コンパレータＣＭＰ１のオフセット電圧（詳しくはその公差の最大値）よりも大きくなるような値に設定するとよい。そのため、その電流値の設定にあたっては、コンパレータＣＭＰ１のオフセット電圧、オペアンプＯＰ１からなる電流検出回路３の増幅率、さらにはオペアンプＯＰ１のオフセット電圧などを考慮して、結果として、指令ＤＵＴＹが０％の非通電時にコンパレータＣＭＰ１からの比較信号が確実にＬレベル一定となるように設定するのが望ましい。

なお、本実施形態の誘導性負荷駆動装置４０では、電流検出回路３の抵抗Ｒ２に定電流回路４１からの電流を常時流すようにしていることから、電流検出回路３によって検出される電流検出値Ｖｉは、常に、リニアソレノイドＬｏに実際に流れている電流に対応した値よりも大きい値となる。つまり、常時、リニアソレノイドＬｏに実際に流れている電流よりも大きな電流が流れているものとして検出されてしまうことになる。

そのため、好ましくは、マイコン４からの指令ＤＵＴＹを、目標電流に対応した本来のデューティ比に対してオフセットさせるとよい。つまり、目標電流に対応した本来のデューティ比よりも若干大きいデューティ比の上流側駆動指令ＳＤＨを出力するのである。このように指令ＤＵＴＹにオフセットを付けることで、定電流回路４１からの電流が電流フィードバック制御の制御性に与える影響を抑制することができ、リニアソレノイドＬｏに流れる電流を目標電流に制御することができる。

このように構成された本実施形態の誘導性負荷駆動装置４０によれば、指令ＤＵＴＹが０％の非通電時であっても、コンパレータＣＭＰ１の反転入力端子の電圧を０Ｖよりも高い状態に保持させ、コンパレータＣＭＰ１からの比較信号を確実にＬレベルとすることができる。

そのため、従来のような、指令ＤＵＴＹが０％に近い領域のときにはマイコン４によるダイアグ検出機能をマスクするといった、マイコン４のダイアグ検出機能を低下させるようなことをすることなく、指令ＤＵＴＹが０％に近い領域の間は上流側ＭＯＳ１０を確実にオフに固定でき、マイコン４が駆動系の異常を誤検出してしまうのを確実に防止することができる。

また、監視ＩＣ５によってマイコン４の異常が検出され、受信回路６のトランジスタＴ１が強制的にオフされた場合、コンパレータＣＭＰ１の非反転入力端子の電圧は０Ｖとなるが、この場合も、反転入力端子の電圧が０Ｖよりも高い値に保持されていることから、コンパレータＣＭＰ１からの比較信号を確実にＬレベルにして、上流側ＭＯＳ１０を確実にオフさせることができる。

なお、本実施形態において、定電流回路４１は本発明の定電流電源に相当する。
［変形例］
以上、本発明の実施の形態について説明したが、本発明の実施の形態は、上記実施形態に何ら限定されるものではなく、本発明の技術的範囲に属する限り種々の形態を採り得ることはいうまでもない。

例えば、上記第１実施形態では、受信回路６におけるトランジスタＴ１のコレクタの電圧をエッジ検出回路２６に取り込んだが、マイコン４からの上流側駆動指令ＳＤＨを直接取り込んでも良いし、また、受信回路６における抵抗Ｒ１１、Ｒ１２の接続点の電圧ＶＤを取り込んでも良い。つまり、マイコン４からの上流側駆動指令ＳＤＨのエッジ変化を検出できる限り、必ずしも上流側駆動指令ＳＤＨそのものを取り込む必要はない。

また、上記第１実施形態では、ゼロデューティ検出回路２１によって指令ＤＵＴＹの０％が検出されたとき、ＡＮＤゲート２２によって、コンパレータＣＭＰ１から駆動回路８へ入力される比較信号を強制的にＬレベルに固定することにより、駆動信号をＨレベルに固定して上流側ＭＯＳ１０をオフさせるようにしたが、このようにＡＮＤゲート２２を設けるのはあくまでも一例である。このＡＮＤゲート２２に代えて、例えば、駆動回路８におけるトランジスタＴ２のコレクタを強制的にＨレベルに固定するような回路を設けるようにしてもよい。

また、上記第１実施形態では、指令ＤＵＴＹが０％となった場合にこれを検出して、コンパレータＣＭＰ１からの比較信号を強制的にＬレベルに固定するようにしたが、既述の通り、オペアンプＯＰ１やコンパレータＣＭＰ１のオフセット等に起因してマイコン４が駆動系の異常を誤検出するおそれがあるのは、指令ＤＵＴＹが０％の場合に限らず、０％に近い領域であっても誤検出が生じるおそれがある。

そこで、上記第１実施形態において、ゼロデューティ検出手段２１を、指令ＤＵＴＹが０％に近い領域（０％から所定のデューティ比の領域。例えば０〜１％。）の場合にこれを検出してＡＮＤゲート２２へＬレベル信号を入力するものとして構成してもよい。具体的には、例えばエッジ検出回路２６においてその入力段にフィルタを設け、指令ＤＵＴＹが０％に近い領域のときのエッジが入力されないようにする構成が考えられる。勿論これは一例であり、指令ＤＵＴＹが所定の領域の場合にこれを検出してＡＮＤゲート２２へ確実にＬレベルの信号を出力できる限り、種々の構成が考えられる。

このように、指令ＤＵＴＹが０％に近い領域の場合にこれを検出して、その間、コンパレータＣＭＰ１からの比較信号を強制的にＬレベルに固定する（延いては上流側ＭＯＳ１０を強制的にオフさせる）ようにすれば、指令ＤＵＴＹが０％に近い領域の間は上流側ＭＯＳ１０を確実にオフに固定でき、マイコン４が駆動系の異常を誤検出してしまうのを確実に防止することができる。

また、上記第２実施形態及び第３実施形態では、非通電時でもコンパレータＣＭＰ１の反転入力端子が０Ｖより高くなるための具体的構成として、プルアップ抵抗Ｒ３０を設ける構成（第２実施形態）や、定電流回路４１から電流検出用の抵抗Ｒ２に常時電流を流す構成（第３実施形態）を示したが、これらの構成以外にも、非通電時のコンパレータＣＭＰ１の反転入力端子を０Ｖより高く保持できる限り、種々の構成を採ることができる。

また、上記各実施形態では、本発明の誘導性負荷駆動装置をディーゼルエンジンのコモンレール式燃料噴射システムに適用した場合について説明したが、これに限らず、本発明は、ハードウェアによる電流フィードバック回路によって誘導性負荷への通電を制御し、且つその通電制御用のスイッチング素子への駆動信号に基づいて駆動系の異常を検出する異常検出機能を備えた、あらゆる誘導性負荷駆動装置に対して適用することができる。

１，３０，４０，１００…誘導性負荷駆動装置、２…電磁弁、３…電流検出回路、４…マイコン、５…監視ＩＣ、６…受信回路、７…偏差積分回路、８…駆動回路、９…電流リミッタ回路、１０…上流側ＭＯＳ、１１…ラジオノイズ低減回路、１２…異常時強制停止回路、２０…下流側ＭＯＳ、２１…ゼロデューティ検出回路、２２…ＡＮＤゲート、２６…エッジ検出回路、２７…カウンタ、４１…定電流回路、１００…誘導性負荷駆動装置、
Ｃ１，Ｃ２…コンデンサ、ＣＭＰ１…コンパレータ、Ｄ１…ダイオード、Ｌｏ…リニアソレノイド、ＯＰ１…オペアンプ、Ｒ１〜Ｒ２７…抵抗、Ｒ３０…プルアップ抵抗、Ｔ１〜Ｔ６…トランジスタ

Claims (11)

1. 電源から誘導性負荷への通電経路上に設けられ、前記誘導性負荷に流れる電流を断続するスイッチング素子と、
   前記誘導性負荷に流れる電流を検出して該電流に対応した検出電圧を発生する電流検出手段と、
   前記誘導性負荷に流すべき目標電流に対応したデューティ比を有し、前記誘導性負荷の駆動を指示するパルス状の駆動指令を出力するマイクロコンピュータと、
   前記マイクロコンピュータからの前記駆動指令に応じたデューティ比の駆動電圧を出力する駆動電圧出力手段と、
   抵抗とコンデンサを有し、前記コンデンサが、該コンデンサの一端に入力される前記電流検出手段からの前記検出電圧を基準に、前記抵抗を介して該コンデンサの他端に入力される前記駆動電圧出力手段からの前記駆動電圧によって充放電され、その時定数が前記駆動指令の周期よりも大であって、前記コンデンサの充電電圧の極性が前記駆動指令の周期と同じ周期で変化する偏差積分回路と、
   前記偏差積分回路を構成する前記コンデンサの両端の電圧を比較して該比較結果に応じたパルス状の比較信号を出力する比較手段と、
   前記比較手段からの前記比較信号に応じて、前記スイッチング素子へ該スイッチング素子をオン・オフさせる駆動信号を出力する駆動手段と、
   を備え、前記マイクロコンピュータが、前記駆動手段からの前記駆動信号に基づいて前記通電経路の異常を検出するよう構成された誘導性負荷駆動装置であって、
   前記マイクロコンピュータからの前記駆動指令のデューティ比が０％である場合にこれを検出するゼロデューティ検出手段と、
   前記ゼロデューティ検出手段により前記デューティ比が０％であることが検出された時に、前記駆動信号を、前記比較手段からの前記比較信号にかかわらず前記スイッチング素子をオフさせる方のレベルであるネガティブレベルに固定することにより、前記スイッチング素子を強制的にオフさせる強制オフ手段と、
   を備えていることを特徴とする誘導性負荷駆動装置。
2. 請求項１に記載の誘導性負荷駆動装置であって、
   前記強制オフ手段は、前記ゼロデューティ検出手段により前記デューティ比が０％であることが検出されたときに、前記駆動手段へ入力される前記比較信号のレベルを前記ネガティブレベルに固定する
   ことを特徴とする誘導性負荷駆動装置。
3. 請求項１又は請求項２に記載の誘導性負荷駆動装置であって、
   前記ゼロデューティ検出手段は、
   前記マイクロコンピュータからの前記駆動指令のレベル変化を検出するレベル変化検出手段と、
   前記レベル変化検出手段によって前記駆動指令のレベルが前記スイッチング素子をオンさせる方のレベルであるアクティブレベルから前記ネガティブレベルへ変化するタイミングが検出される度に、該ネガティブレベルの継続時間を計時し、該継続時間が予め決められた時間閾値を越えた場合に、前記デューティ比が０％であることを示す検出信号を出力する検出信号出力手段と、
   を備えていることを特徴とする誘導性負荷駆動装置。
4. 請求項１〜請求項３の何れか１項に記載の誘導性負荷駆動装置であって、
   前記電流検出手段は、
   前記通電経路上において前記誘導性負荷と直列に接続された電流検出抵抗と、
   前記電流検出抵抗の両端の電圧を所定の増幅率にて増幅することにより前記検出電圧を発生する、オペアンプを用いた増幅回路と、
   を備えていることを特徴とする誘導性負荷駆動装置。
5. 請求項１〜請求項４の何れか１項に記載の誘導性負荷駆動装置であって、
   前記比較手段はコンパレータである
   ことを特徴とする誘導性負荷駆動装置。
6. 電源から誘導性負荷への通電経路上に設けられ、前記誘導性負荷に流れる電流を断続するスイッチング素子と、
   前記誘導性負荷に流れる電流を検出して該電流に対応した検出電圧を発生する電流検出手段と、
   前記誘導性負荷に流すべき目標電流に対応したデューティ比を有し、前記誘導性負荷の駆動を指示するパルス状の駆動指令を出力するマイクロコンピュータと、
   前記マイクロコンピュータからの前記駆動指令に応じたデューティ比の駆動電圧を出力する駆動電圧出力手段と、
   抵抗とコンデンサを有し、前記コンデンサが、該コンデンサの一端に入力される前記電流検出手段からの前記検出電圧を基準に、前記抵抗を介して該コンデンサの他端に入力される前記駆動電圧出力手段からの前記駆動電圧によって充放電され、その時定数が前記駆動指令の周期よりも大であって、前記コンデンサの充電電圧の極性が前記駆動指令の周期と同じ周期で変化する偏差積分回路と、
   前記偏差積分回路を構成する前記コンデンサの両端の電圧を比較して該比較結果に応じたパルス状の比較信号を出力する比較手段と、
   前記比較手段からの前記比較信号に応じて、前記スイッチング素子へ該スイッチング素子をオン・オフさせる駆動信号を出力する駆動手段と、
   を備え、前記マイクロコンピュータが、前記駆動手段からの前記駆動信号に基づいて前記通電経路の異常を検出するよう構成された誘導性負荷駆動装置であって、
   前記駆動指令のデューティ比が０％の非通電時における、前記偏差積分回路を構成する前記コンデンサの一端の電圧を、０Ｖよりも高い値に保持させる、電圧保持手段を備えている
   ことを特徴とする誘導性負荷駆動装置。
7. 請求項６に記載の誘導性負荷駆動装置であって、
   前記電圧保持手段は、
   一端が前記コンデンサの一端に接続されたプルアップ抵抗と、
   前記プルアップ抵抗の他端に接続され、該プルアップ抵抗を介して前記コンデンサの一端に電圧を印加するための定電圧電源と、
   を備えていることを特徴とする誘導性負荷駆動装置。
8. 請求項７に記載の誘導性負荷駆動装置であって、
   前記電流検出手段は、
   前記通電経路上において前記誘導性負荷と直列に接続された電流検出抵抗と、
   前記電流検出抵抗の両端の電圧を所定の増幅率にて増幅することにより前記検出電圧を発生する、オペアンプを用いた増幅回路と、
   前記オペアンプの出力端子に接続された出力抵抗と、
   を備え、前記オペアンプからの前記検出電圧が前記出力抵抗を介して前記コンデンサの一端へ入力されるよう構成されている
   ことを特徴とする誘導性負荷駆動装置。
9. 請求項８に記載の誘導性負荷駆動装置であって、
   前記比較手段はコンパレータであり、
   前記コンパレータの反転入力端子に前記コンデンサの一端が接続されて該コンパレータの非反転入力端子に前記コンデンサの他端が接続されており、
   前記プルアップ抵抗の抵抗値は、前記定電圧電源の電圧が前記プルアップ抵抗と前記出力抵抗にて分圧される分圧値が前記コンパレータのオフセット電圧よりも大きくなるような値に設定される
   ことを特徴とする誘導性負荷駆動装置。
10. 請求項６に記載の誘導性負荷駆動装置であって、
    前記電流検出手段は、
    前記通電経路上における、前記誘導性負荷及び前記スイッチング素子よりも下流側において前記誘導性負荷と直列に接続された電流検出抵抗と、
    前記電流検出抵抗の両端の電圧を所定の増幅率にて増幅することにより前記検出電圧を発生する、オペアンプを用いた増幅回路と、
    を備え、
    前記電圧保持手段は、前記電流検出抵抗に所定量の電流を流すことにより、前記電流検出手段からの前記検出電圧を、該所定量の電流に対応した値だけ昇圧させる、定電流電源を備えている
    ことを特徴とする誘導性負荷駆動装置。
11. 請求項１０に記載の誘導性負荷駆動装置であって、
    前記比較手段はコンパレータであり、
    前記コンパレータの反転入力端子に前記コンデンサの一端が接続されて該コンパレータの非反転入力端子に前記コンデンサの他端が接続されており、
    前記定電流電源が前記電流検出抵抗に流す前記所定量の電流の値は、該電流を前記電流検出抵抗に流したときに前記電流検出手段から出力される前記検出電圧が前記コンパレータのオフセット電圧よりも大きくなるような値に設定される
    ことを特徴とする誘導性負荷駆動装置。

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