JP2002345291A - 電磁作動器駆動装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 電磁作動器の電流フィードバック制御と駆動
系の異常検出とを、マイコンでの処理負荷を小さくした
ままで且つ安価な回路構成で行う。 【解決手段】 電磁作動器１に流れる電流を検出して、
その検出電流に応じた電圧信号Ｖｉを出力する電流検出
回路３と、その電流検出回路３の出力Ｖｉとマイコン４
からのパルス信号ＳＰとに基づき充放電する積分回路６
とを有し、その積分回路６のコンデンサＣ１の充電電圧
極性に従って、スイッチング素子制御回路７がＦＥＴ２
をオン・オフさせることにより、電磁作動器１への通電
電流を上記パルス信号ＳＰのデューティ比に応じた目標
値に制御する駆動装置１０では、電流検出回路３の出力
Ｖｉが波形整形回路１２により矩形波に整形される。そ
して、マイコン４は、その波形整形回路１２から入力す
る信号ＳＭの周期が、上記パルス信号ＳＰの周期と同じ
でないと判定すると、異常が発生していると判断する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、電磁力で作動する
電磁作動器の駆動装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来より、例えば車両において、ディー
ゼルエンジンのコモンレール圧や、エンジンの吸気系へ
の補助空気量等を制御するためには、電磁作動器とし
て、コイルへの通電電流に応じて開弁量が変化するリニ
アソレノイド式の電磁弁が用いられる。

【０００３】そして、こうした電磁作動器を駆動する装
置は、電磁作動器（詳しくは、その電磁作動器のコイ
ル）に流す電流を制御して、上記コモンレール圧や補助
吸気量といった物理量を調節するが、その制御の手法と
しては、一般に、電磁作動器に実際に流れている電流
（以下、実電流という）を検出し、その実電流と電磁作
動器に流すべき目標電流との差が無くなるように電磁作
動器への通電を断続させる、といった電流フィードバッ
ク制御が行われる。

【０００４】ここで、こうした電流フィードバック制御
を行う電磁作動器駆動装置としては、例えば特開平７−
１９４１７５号公報に記載されているように、電磁作動
器に直列に設けられた抵抗器の両端電圧をＡＤ変換器に
よりデジタル値に変換して、そのデジタル値を電磁作動
器の実電流値としてマイクロコンピュータ（以下、マイ
コンという）に入力し、そのマイコンが、電磁作動器に
流れる電流を断続させるためのスイッチング素子に対す
る駆動信号を出力すると共に、その駆動信号のデューテ
ィ比を上記ＡＤ変換器からの実電流値と目標電流値との
差に応じて設定する、といった構成のものがある。

【０００５】しかしながら、このような装置構成では、
マイコンが、スイッチング素子の駆動信号の最適なデュ
ーティ比を決定することとなるため、そのマイコンでの
処理負荷が大きくなり、しかも、ＡＤ変換器という高価
な部品が必要となる。そこで、マイコンの処理負荷やＡ
Ｄ変換器を削減可能な電磁作動器駆動装置として、例え
ば特公平６−９００４号公報に記載されているように、
マイコンから目標電流に対応したデューティ比で出力さ
れるパルス信号と、電磁作動器に実際に流れている電流
の検出値とに基づいて、抵抗とコンデンサとからなる積
分回路を充放電させて、その積分回路のコンデンサの極
性を上記パルス信号と同じ周期で変化させ、その極性変
化を利用して電磁作動器への通電を断続させることによ
り、電磁作動器への通電電流を上記パルス信号のデュー
ティ比で示される目標電流にフィードバック制御する、
といった構成のものがある。

【０００６】具体的な構成例を図５に示すと、この電磁
作動器駆動装置は、大きくは、電磁作動器１に流れる電
流を断続するスイッチング素子（この例ではＰチャネル
ＭＯＳＦＥＴ）２と、電磁作動器１に流れる電流を検出
する電流検出回路３と、電磁作動器１に流すべき電流の
目標値（目標電流）に対応したデューティ比を有するパ
ルス信号ＳＰであって、その電磁作動器１の駆動を指示
するパルス信号ＳＰを出力するマイコン４と、マイコン
４からの上記パルス信号ＳＰを受信する受信回路５と、
抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１とを直列接続してなると共
に、電流検出回路３の検出する電流と受信回路５の受信
するパルス信号ＳＰとに基づいて充放電し、更にその時
定数が上記パルス信号ＳＰの周期よりも大である偏差積
分回路６と、上記パルス信号ＳＰと同じ周期で変化する
上記コンデンサＣ１の充電電圧の極性に応じて、スイッ
チング素子としてのＭＯＳＦＥＴ２へ該ＭＯＳＦＥＴ２
をオン・オフさせる駆動信号を出力するスイッチング素
子制御回路７とから構成されている。

【０００７】そして、図５の例において、ＭＯＳＦＥＴ
２のソースは負荷用電源電圧であるバッテリ電圧＋Ｂ
に、ゲートはスイッチング素子制御回路７に、ドレイン
は電磁作動器１の一端（詳しくは、電磁作動器１のコイ
ルの一端）に、夫々接続されている。よって、ＭＯＳＦ
ＥＴ２は、スイッチング素子制御回路７から当該ＭＯＳ
ＦＥＴ２のゲートに供給される駆動信号がローレベル
（接地電位）の時にオンして、電磁作動器１に電流を流
し、上記駆動信号がハイレベル（バッテリ電圧＋Ｂ）の
時にオフして、電磁作動器１への通電を遮断することと
なり、そのＭＯＳＦＥＴ２のオン・オフにより、電磁作
動器１に流れる電流が断続される。

【０００８】また、電流検出回路３は、電磁作動器１の
ＭＯＳＦＥＴ２側とは反対側の端部と接地電位との間に
接続されて、電磁作動器１への通電経路の一部となる電
流検出用の抵抗Ｒ２と、抵抗Ｒ２の接地電位側とは反対
側の端部に一端が接続された抵抗Ｒ３と、その抵抗Ｒ３
の他端と接地電位との間に接続された抵抗Ｒ４と、抵抗
Ｒ３，Ｒ４同士の接続点に非反転入力端子（＋端子）が
接続されたオペアンプＯＰ１と、オペアンプＯＰ１の反
転入力端子（−端子）と接地電位との間に接続された抵
抗Ｒ５と、オペアンプＯＰ１の反転入力端子と出力端子
との間に接続された抵抗Ｒ６と、オペアンプＯＰ１の出
力端子と接地電位との間に接続された抵抗Ｒ７と、抵抗
Ｒ６，Ｒ７同士とオペアンプＯＰ１の出力端子との接続
点に一端が接続され、他端が偏差積分回路６を構成する
コンデンサＣ１の抵抗Ｒ１とは反対側の端部に接続され
た抵抗Ｒ８とから構成されている。

【０００９】そして、この電流検出回路３では、電磁作
動器１に流れる電流と同じ電流が電流検出用の抵抗Ｒ２
に流れ、その電流値に比例した電圧Ｖｉが、オペアンプ
ＯＰ１の出力端子から抵抗Ｒ８を介して、偏差積分回路
６のコンデンサＣ１の一端へ出力される。

【００１０】一方、受信回路５は、一定の電源電圧ＶＯ
Ｍ（この例では５Ｖ）にエミッタが接続されたＰＮＰト
ランジスタＴ１と、そのトランジスタＴ１のエミッタと
ベースとの間に接続された抵抗Ｒ９と、マイコン４にお
けるパルス信号ＳＰの出力端子（出力ポート）とトラン
ジスタＴ１のベースとの間に接続された抵抗Ｒ１０と、
トランジスタＴ１のコレクタと接地電位との間に直列に
接続された２つの抵抗Ｒ１１，Ｒ１２とから構成されて
いる。そして、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２同士の接続点が、偏
差積分回路６を構成する抵抗Ｒ１のコンデンサＣ１とは
反対側の端部に接続されている。

【００１１】この受信回路５では、トランジスタＴ１
が、マイコン４からのパルス信号ＳＰを受けてオン・オ
フする。つまり、トランジスタＴ１は、パルス信号ＳＰ
がローレベル（接地電位）の時にオンし、パルス信号が
ＳＰがハイレベル（電源電圧ＶＯＭ）の時にオフする。
そして、トランジスタＴ１がオンした時には、抵抗Ｒ１
１，Ｒ１２同士の接続点の電圧ＶＤが、電源電圧ＶＯＭ
を抵抗Ｒ１１，Ｒ１２で分圧した値となり、トランジス
タＴ１がオフした時には、上記電圧ＶＤが０Ｖとなる。
よって、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２同士の接続点の電圧ＶＤ
は、マイコン４からのパルス信号ＳＰを反転させた波形
のパルス信号となり、このような電圧ＶＤが、偏差積分
回路６の抵抗Ｒ１の一端に印加される。

【００１２】また、スイッチング素子制御回路７は、偏
差積分回路６の抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１との接続点に
非反転入力端子（＋端子）が接続され、上記コンデンサ
Ｃ１の抵抗Ｒ１とは反対側の端部に反転入力端子（−端
子）が接続された比較器ＣＭＰ１と、その比較器ＣＭＰ
１の出力端子と上記電源電圧ＶＯＭとの間に接続された
プルアップ用の抵抗Ｒ１３と、ベースが比較器ＣＭＰ１
の出力端子に接続され、エミッタが接地電位に接続され
たＮＰＮトランジスタＴ２と、そのトランジスタＴ２の
コレクタとバッテリ電圧＋Ｂとの間に接続された抵抗Ｒ
１４と、トランジスタＴ２のコレクタとＭＯＳＦＥＴ２
のゲートとの間に接続されて、そのトランジスタＴ２の
コレクタの電圧をＭＯＳＦＥＴ２のゲートへ駆動信号と
して供給する抵抗Ｒ１５とから構成されている。

【００１３】このスイッチング素子制御回路７では、偏
差積分回路６におけるコンデンサＣ１の抵抗Ｒ１側の電
圧（つまり比較器ＣＭＰ１の非反転入力端子側の電圧）
が、そのコンデンサＣ１の電流検出回路３側の電圧（つ
まり比較器ＣＭＰ１の反転入力端子側の電圧）よりも高
ければ、比較器ＣＭＰ１の出力がハイレベルとなってト
ランジスタＴ２がオンし、ＭＯＳＦＥＴ２への駆動信号
が該ＭＯＳＦＥＴ２をオンさせる方のローレベルとな
る。逆に、上記コンデンサＣ１の抵抗Ｒ１側の電圧が、
そのコンデンサＣ１の電流検出回路３側の電圧よりも低
ければ、比較器ＣＭＰ１の出力がローレベルとなってト
ランジスタＴ２がオフし、ＭＯＳＦＥＴ２への駆動信号
が該ＭＯＳＦＥＴ２をオフさせる方のハイレベルとな
る。

【００１４】このような電磁作動器駆動装置では、電磁
作動器１の目標電流に対応するデューティ比を有したマ
イコン４からのパルス信号ＳＰが受信回路５により受信
され、偏差積分回路６が、その受信回路５により受信さ
れたパルス信号（具体的には、上記抵抗Ｒ１１，Ｒ１２
同士の接続点の電圧ＶＤ）と、電流検出回路３により検
出される検出電流（具体的には、上記オペアンプＯＰ１
の出力電圧Ｖｉ）とに基づいて、充放電動作する。そし
て、偏差積分回路６のコンデンサＣ１の充電電圧の極性
は、パルス信号ＳＰと同じ周期で反転すると共に、その
デューティ比は目標電流と検出電流との偏差に対応した
値となり、このようなコンデンサＣ１の充電電圧の極性
に応じて、スイッチング素子制御回路７がＭＯＳＦＥＴ
２をオン・オフ制御することにより、電磁作動器１への
通電が断続されると共に、その断続によって流れる電流
が、パルス信号ＳＰのデューティ比に応じた目標値に制
御される。

【００１５】具体的に説明すると、電磁作動器１に流れ
る実電流値を示すオペアンプＯＰ１の出力電圧Ｖｉ（以
下、電流検出値Ｖｉともいう）が、電磁作動器１に流す
べき目標電流値を示す上記電圧ＶＤ（以下、目標値ＶＤ
ともいう）より小なら、コンデンサＣ１の充電電圧極性
は、電磁作動器１のインダクタンス分と偏差積分回路６
の時定数とによる遅延時間後に、比較器ＣＭＰ１の非反
転入力端子側が反転入力端子側よりも大きい極性とな
る。これにより、比較器ＣＭＰ１の出力がハイレベルと
なって、トランジスタＴ２及びＭＯＳＦＥＴ２がオンと
なり、電磁作動器１に流れる電流が増加して、電流検出
値Ｖｉも増大する。そして、電流検出値Ｖｉが増大して
目標値ＶＤよりも大きくなれば、コンデンサＣ１の充電
電圧極性は、電磁作動器１のインダクタンス分と偏差積
分回路６の時定数とによる遅延時間後に、比較器ＣＭＰ
１の非反転入力端子側が反転入力端子側よりも小さい極
性となる。これにより、比較器ＣＭＰ１の出力がローレ
ベルとなって、トランジスタＴ２及びＭＯＳＦＥＴ２が
オフとなり、電磁作動器１に流れる電流が減少して電流
検出値Ｖｉも減少する。

【００１６】よって、図４における時刻ｔ５よりも左側
の１段目から４段目に示すように、電流検出値Ｖｉ（オ
ペアンプＯＰ１の出力）は、マイコン４からのパルス信
号ＳＰに対し所定の遅延時間を伴って目標値ＶＤに追従
するように脈動することとなり、スイッチング素子制御
回路７からＭＯＳＦＥＴ２への駆動信号は、電磁作動器
１に流れる電流がマイコン４からのパルス信号ＳＰのデ
ューティ比に応じた目標電流となるようなデューティ比
を有すると共に、マイコン４からのパルス信号ＳＰと同
じ周期で且つ該パルス信号ＳＰに対して上記遅延時間分
だけ位相が遅れたパルス信号となる。尚、図４の２段目
における「ＰＣＶ＋」は、ＭＯＳＦＥＴ２のドレインと
電磁作動器１とを接続する当該電磁作動器駆動装置の出
力端子の電圧（即ちＭＯＳＦＥＴＴ２のドレイン電圧）
を示している。

【００１７】そして、上記の動作が繰り返されることに
より、電磁作動器１への通電電流がマイコン４からのパ
ルス信号ＳＰのデューティ比に対応した目標電流にフィ
ードバック制御される。更に、この装置では、偏差積分
回路６の充放電時定数がパルス信号ＳＰの周期よりも大
に設定されるため、偏差積分回路６の充電電圧が飽和す
ることがなく、負荷用電源電圧としてのバッテリ電圧＋
Ｂが変動しても、パルス信号ＳＰのデューティ比に応じ
た高精度の電流フィードバック制御が行われる。

【００１８】そして、このような電磁作動器駆動装置に
よれば、マイコン４は、目標電流に対応したデューティ
比のパルス信号ＳＰを出力するだけで良く、電流フィー
ドバック制御のための処理（詳しくは、スイッチング素
子に対する駆動信号のデューティ比を、実電流と目標電
流との差に応じて設定する処理）を実行しなくても済
む。また、電流フィードバック制御のためにＡＤ変換器
を搭載する必要も無い。

【００１９】

【発明が解決しようとする課題】ところで、この種の電
磁作動器駆動装置では、電磁作動器の電流経路の断線、
電磁作動器につながる端子の負荷用電源電圧や接地電位
への短絡、及び、電磁作動器自身のレアーショート（つ
まり、電磁作動器のコイルの短絡）、といった駆動系の
異常を検出して、スイッチング素子を保護するなどのフ
ェイルセーフを実施する必要がある。尚、電磁作動器に
つながる端子とは、電磁作動器自身の端子や、電磁作動
器と接続される当該電磁作動器駆動装置の出力端子であ
る。

【００２０】そして、こうした駆動系の異常検出方法と
して、上記特開平７−１９４１７５号公報には、マイコ
ンが、ＡＤ変換器を介して入力する実電流値を用いて、
異常の有無を判定することが記載されている。しかしな
がら、このようなＡＤ変換器を必須とする異常検出方法
を、図５の如き偏差積分回路６を用いた電磁作動器駆動
装置に適用すると、本来の電流フィードバック制御には
不要なＡＤ変換器を追加しなければならず、コストの増
加を招いてしまう上に、マイコンの処理として、ＡＤ変
換器を制御するための処理も追加しなければならない。

【００２１】また特に、マイコンが、ＡＤ変換器からの
実電流値と所定の判定値とを比較して異常の有無を判定
する、といった手法を採った場合には、断線，短絡，レ
アーショートといったあらゆる異常を確実に検出するた
めの判定値やＡＤ変換タイミングの設定が非常に難しく
なってしまう。つまり、電磁作動器は、リニアソレノイ
ドやリニアソレノイド式の電磁弁であり、この種の電磁
作動器では、一般に、作動時の機械的ヒステリシスを小
さくするために、通電電流のリップル（脈動）が大きめ
に設定されることから、適切な判定値を決定するのが難
しい。そして更に、偏差積分回路６を用いて電流フィー
ドバック制御を行う駆動装置では、前述したように、マ
イコンが出力するパルス信号ＳＰと電流検出値（実電流
値）Ｖｉの脈動とに位相差があるため、適切なＡＤ変換
タイミングも決定し難い。

【００２２】本発明は、こうした問題に鑑みなされたも
のであり、電磁作動器の電流フィードバック制御と駆動
系の異常検出とを、マイコンでの処理負荷を小さくした
ままで且つ安価な回路構成で行うことができる電磁作動
器駆動装置を提供することを目的としている。

【００２３】

【課題を解決するための手段及び発明の効果】上記目的
を達成するためになされた請求項１記載の電磁作動器駆
動装置は、図５に例示した従来装置と同様に、電磁作動
器に流れる電流を断続するスイッチング素子と、電磁作
動器に流れる電流を検出して、その検出電流に応じた電
圧信号を出力する電流検出手段と、電磁作動器に流す電
流の目標値に対応するデューティ比を有したパルス信号
を出力するマイコン（マイクロコンピュータ）と、その
マイコンからのパルス信号を受信する受信手段と、抵抗
とコンデンサとを有し、電流検出手段の出力と受信手段
の受信する前記パルス信号とに基づいて充放電し、その
時定数が前記パルス信号の周期よりも大である偏差積分
回路と、前記パルス信号と同じ周期で変化する前記コン
デンサの充電電圧の極性に応じて、前記スイッチング素
子をオン・オフ制御するスイッチング素子制御手段とを
備えている。

【００２４】そして特に、請求項１の電磁作動器駆動装
置には、電流検出手段の出力を所定のしきい値電圧と大
小比較することにより矩形波に整形して、その波形整形
後の信号をマイコンへ出力する波形整形回路が設けられ
ている。そして、本駆動装置において、マイコンは、そ
の波形整形回路からの信号の周期に基づいて、異常の有
無を判定する。

【００２５】つまり、まず、請求項１の電磁作動器駆動
装置において、正常時には、波形整形回路からマイコン
への信号が、マイコンから受信手段へのパルス信号と同
じ周期の矩形波となる。これは、正常時において、この
種の駆動装置では、図４における時刻ｔ５よりも左側の
１段目から４段目を参照して前述したように、スイッチ
ング素子への駆動信号が、マイコンからのパルス信号Ｓ
Ｐと同じ周期で且つ該パルス信号ＳＰに対して位相が遅
れたパルス信号となり、電磁作動器に流れる電流に応じ
た電流検出手段の出力（図５の電流検出回路３の出力Ｖ
ｉに相当）は、その駆動信号に同期して脈動する脈動波
となるため、その脈動波を所定のしきい値電圧Ｖｔｈで
波形整形した波形整形回路からの信号は、図４における
時刻ｔ５よりも左側の５段目（「ＳＭ」）に示すよう
に、マイコンからのパルス信号ＳＰと同じ周期の信号と
なる。

【００２６】これに対して、例えば、電磁作動器の電流
経路が断線したり、電磁作動器につながる端子が接地電
位に短絡して、電磁作動器に電流が流れなくなると、電
流検出手段の出力が波形整形回路でのしきい値電圧Ｖｔ
ｈよりも常時小さくなり、その結果、波形整形回路から
マイコンへの信号がレベル変化しなくなる。

【００２７】また、電磁作動器につながる端子が負荷用
電源電圧に短絡して、電磁作動器に大きな電流が流れた
ままになると、電流検出手段の出力が波形整形回路での
しきい値電圧Ｖｔｈよりも常時大きくなり、その結果、
この場合にも、波形整形回路からマイコンへの信号がレ
ベル変化しなくなる。

【００２８】一方、電磁作動器自身がレアーショートし
た場合には、マイコンからのパルス信号ＳＰがスイッチ
ング素子をオフさせる方のパッシブレベルである時に、
電磁作動器への通電が遮断され、マイコンからのパルス
信号ＳＰがスイッチング素子をオンさせる方のアクティ
ブレベルである時には、電磁作動器への通電がパルス信
号ＳＰの周期よりも極短い周期で断続されると共に、そ
の通電時の電流値は正常時よりも大きい値となる。

【００２９】図５の従来装置を例に挙げて説明すると、
電磁作動器１自身がレアーショートした場合には、負荷
のインダクタンス分が無くなるため、図４における時刻
ｔ５よりも右側の１段目から４段目に示す如く、スイッ
チング素子２は、偏差積分回路６とは無関係に、マイコ
ン４からのパルス信号ＳＰがオフ側のパッシブレベル
（この例ではハイレベル）の時にオフし、マイコンから
のパルス信号ＳＰがオン側のアクティブレベル（この例
ではローレベル）の時には、フィードバック系の遅れ分
に相当する極短い周期でオン・オフを繰り返すこととな
る。これは、スイッチング素子２がオンすると、即座に
電流検出回路３の出力Ｖｉが大きくなってスイッチング
素子２がオフされ、スイッチング素子２がオフされる
と、即座に電流検出回路３の出力Ｖｉが小さくなってス
イッチング素子２がオンされる、といった動作が繰り返
されるからである。そして、この場合、電磁作動器がレ
アーショートしているため、スイッチング素子２がオン
した際の通電電流は、正常時よりも大きな値となる。

【００３０】よって、請求項１の電磁作動器駆動装置に
おいて、電磁作動器自身がレアーショートした場合に
は、電流検出手段の出力を所定のしきい値電圧Ｖｔｈで
波形整形した波形整形回路からの信号の周期は、図４に
おける時刻ｔ５よりも左側の５段目（「ＳＭ」）に示す
ように、マイコンからのパルス信号ＳＰの周期よりも短
くなる。

【００３１】そこで、請求項１の電磁作動器駆動装置で
は、マイコンが、波形整形回路からの信号の周期に基づ
いて、異常の有無を判定するようにしており、このた
め、断線、端子の負荷用電源電圧や接地電位への短絡、
及び電磁作動器自身のレアーショート、といったあらゆ
る異常の発生を、ＡＤ変換器よりも遙かに安価な構成の
波形整形回路を設けるだけで、簡単に検出することがで
きる。具体的には、マイコンは、請求項２に記載の如
く、波形整形回路からの信号の周期が、自己の出力して
いるパルス信号の周期と異なっていると判定した場合
に、異常が発生していると判断すれば良い。

【００３２】このような請求項１，２の電磁作動器駆動
装置によれば、マイコンが電流フィードバック制御のた
めの処理を実行することなく、しかも、ＡＤ変換器のよ
うな高価な部品を搭載することなく、電磁作動器の電流
フィードバック制御と駆動系の異常検出とを行うことが
できる。よって、電磁作動器の電流フィードバック制御
と駆動系の異常検出とを、マイコンでの処理負荷を小さ
くしたままで且つ安価な回路構成で行うことができるよ
うになる。

【００３３】次に、請求項３記載の電磁作動器駆動装置
も、図５に例示した従来装置と同様に、電磁作動器に流
れる電流を断続するスイッチング素子と、電磁作動器に
流れる電流を検出する電流検出手段と、電磁作動器に流
す電流の目標値に対応するデューティ比を有したパルス
信号を出力するマイコンと、そのマイコンからのパルス
信号を受信する受信手段と、抵抗とコンデンサとを有
し、電流検出手段により検出された電流と受信手段の受
信する前記パルス信号とに基づいて充放電し、その時定
数が前記パルス信号の周期よりも大である偏差積分回路
と、前記パルス信号と同じ周期で変化する前記コンデン
サの充電電圧の極性に応じて、前記スイッチング素子へ
該スイッチング素子をオン・オフさせる駆動信号を出力
するスイッチング素子制御手段とを備えている。

【００３４】そして特に、この請求項３の電磁作動器駆
動装置では、マイコンが、スイッチング素子制御手段か
ら出力される駆動信号の周期に基づいて、異常の有無を
判定する。つまり、まず、この種の偏差積分回路を用い
た電磁作動器駆動装置において、正常時には、図４にお
ける時刻ｔ５よりも左側の１段目から４段目を参照して
前述したように、スイッチング素子への駆動信号が、マ
イコンからのパルス信号ＳＰと同じ周期で且つ該パルス
信号ＳＰに対して位相が遅れたパルス信号となる。

【００３５】これに対して、例えば、電磁作動器の電流
経路が断線したり、電磁作動器につながる端子が接地電
位に短絡して、電磁作動器に電流が流れなくなると、電
磁作動器に一層大きな電流を流そうとする電流フィード
バック制御本来の機能により、スイッチング素子への駆
動信号が継続してアクティブレベル（スイッチング素子
をオンさせる方のレベル）のままとなる。

【００３６】また、電磁作動器につながる端子が負荷用
電源電圧に短絡して、電磁作動器に大きな電流が流れた
ままになると、電磁作動器への電流を小さくしようとす
る電流フィードバック制御本来の機能により、スイッチ
ング素子への駆動信号が継続してパッシブレベル（スイ
ッチング素子をオフさせる方のレベル）のままとなる。

【００３７】一方、電磁作動器自身がレアーショートし
た場合には、負荷のインダクタンス分が無くなるため、
前述した図４の時刻ｔ５より右側の１段目から４段目に
示したように、スイッチング素子への駆動信号は、マイ
コンからのパルス信号ＳＰがオン側のアクティブレベル
の時に、そのパルス信号ＳＰよりも非常に高い周波数で
レベル変化することとなる。

【００３８】そこで、請求項３の電磁作動器駆動装置で
は、マイコンが、スイッチング素子制御手段からスイッ
チング素子への駆動信号の周期に基づいて、異常の有無
を判定するようにしており、このため、断線、端子の負
荷用電源電圧や接地電位への短絡、及び電磁作動器自身
のレアーショート、といったあらゆる異常の発生を、高
価なＡＤ変換器を設けることなく、簡単に検出すること
ができる。具体的には、マイコンは、請求項４に記載の
如く、駆動信号の周期が、自己の出力しているパルス信
号の周期と異なっていると判定した場合に、異常が発生
していると判断すれば良い。

【００３９】そして、このような請求項３，４の電磁作
動器駆動装置によっても、マイコンが電流フィードバッ
ク制御のための処理を実行することなく、しかも、ＡＤ
変換器のような高価な部品を搭載することなく、電磁作
動器の電流フィードバック制御と駆動系の異常検出とを
行うことができる。よって、電磁作動器の電流フィード
バック制御と駆動系の異常検出とを、マイコンでの処理
負荷を小さくしたままで且つ安価な回路構成で行うこと
ができるようになる。

【００４０】

【発明の実施の形態】以下、本発明が適用された実施形
態の電磁作動器駆動装置について、図面を用いて説明す
る。まず図１は、実施形態の電磁作動器駆動装置（以下
単に、駆動装置という）１０を表す構成図である。尚、
図１において、前述した図５の駆動装置と同じものにつ
いては、同一の符号を付しているため、詳しい説明は省
略する。また、本実施形態の駆動装置１０が駆動対象と
する電磁作動器１は、例えば、ディーゼルエンジンのコ
モンレール圧を制御するためのリニアソレノイド式電磁
弁であって、一般にＰＣＶ（プレッシャ・コントロール
・バルブ）と呼ばれるものである。そして、本駆動装置
１０は、その電磁作動器１への通電電流により、コモン
レールに圧送される燃料量（延いてはコモンレール圧）
を制御している。

【００４１】図１に示すように、本実施形態の駆動装置
１０は、前述した図５の駆動装置と全く同様に、電磁作
動器１への電流を断続するスイッチング素子としてのＰ
チャネルＭＯＳＦＥＴ２、電流検出手段としての電流検
出回路３、マイコン４、受信手段としての受信回路５、
偏差積分回路６、及びスイッチング素子制御手段として
のスイッチング素子制御回路７を備えている。

【００４２】そして、図５の駆動装置と比較して、本実
施形態の駆動装置１０には、以下の各構成要素が追加さ
れている。まず、本実施形態の駆動装置１０には、電流
検出回路３の出力（詳しくはオペアンプＯＰ１の出力）
Ｖｉを所定のしきい値電圧Ｖｔｈと大小比較することに
より矩形波に整形して、その波形整形後の信号を異常検
出用信号ＳＭとしてマイコン４へ出力する波形整形回路
１２が追加されている。

【００４３】この波形整形回路１２は、電源電圧ＶＯＭ
を分圧して上記しきい値電圧Ｖｔｈを発生させる２つ直
列のしきい値電圧発生用抵抗Ｒ２２，Ｒ２３と、その両
抵抗Ｒ２２，Ｒ２３によって発生されるしきい値電圧Ｖ
ｔｈが非反転入力端子に入力され、電流検出回路３の出
力Ｖｉが反転入力端子に入力された比較器ＣＭＰ２と、
比較器ＣＭＰ２の出力端子を、ハイレベルに相当する電
源電圧ＶＯＭにプルアップする抵抗Ｒ２４とから構成さ
れている。

【００４４】そして、上記しきい値電圧Ｖｔｈは、正常
時における電流検出回路３の出力Ｖｉの脈動範囲内に常
に入る値に設定されている。このような波形整形回路１
２では、図２における時刻ｔ１よりも左側、図３におけ
る時刻ｔ３よりも左側、及び図４における時刻ｔ５より
も左側の各々に示す如く、電流検出回路３（オペアンプ
ＯＰ１）の出力Ｖｉがしきい値電圧Ｖｔｈよりも小さい
時に、比較器ＣＭＰ２の出力（図２〜図４におけるＳ
Ｍ）がハイレベルとなり、また、電流検出回路３の出力
Ｖｉがしきい値電圧Ｖｔｈよりも大きい時に、比較器Ｃ
ＭＰ２の出力がローレベルとなる。

【００４５】そして、このような比較器ＣＭＰ２の出力
が、電流検出回路３の出力Ｖｉをしきい値電圧Ｖｔｈで
波形整形した異常検出用信号ＳＭとして、マイコン４へ
出力される。次に、本実施形態の駆動装置１０では、Ｍ
ＯＳＦＥＴ２のソースが負荷用電源電圧としてのバッテ
リ電圧＋Ｂに直接接続されておらず、そのＭＯＳＦＥＴ
２のソースは、電流リミッタ回路１３の一部を成す過電
流検知用の抵抗Ｒ２６を介して、バッテリ電圧＋Ｂに接
続されている。

【００４６】そして、本駆動装置１０に追加された電流
リミッタ回路１３は、上記抵抗Ｒ２６と、エミッタがバ
ッテリ電圧＋Ｂに接続され、コレクタがＭＯＳＦＥＴ２
のゲートに接続されたＰＮＰトランジスタＴ３と、その
トランジスタＴ３のベースとＭＯＳＦＥＴ２のソースと
の間に接続された抵抗Ｒ２７と、トランジスタＴ３のベ
ースとバッテリ電圧＋Ｂとの間に接続された抵抗Ｒ２８
とから構成されている。

【００４７】この電流リミッタ回路１３では、ＭＯＳＦ
ＥＴ２に流れる電流が過電流と見なされる値となって、
抵抗Ｒ２６での電圧降下が所定値以上になると、トラン
ジスタＴ３がオンして、ＭＯＳＦＥＴ２のゲートにバッ
テリ電圧＋Ｂを供給することにより、該ＭＯＳＦＥＴ２
をオフさせようとする。そして、ＭＯＳＦＥＴ２に流れ
る電流が減少すると、トランジスタＴ３がオフに戻り、
ＭＯＳＦＥＴ２に流れる電流が再び過大になると、トラ
ンジスタＴ３が再度オンする、といった動作が繰り返さ
れることとなる。よって、例えばＭＯＳＦＥＴ２のドレ
イン側が接地電位に短絡して、ＭＯＳＦＥＴ２に破壊耐
量以上の電流が流れてしまうような状況となっても、Ｍ
ＯＳＦＥＴ２に流れる電流が制限されて該ＭＯＳＦＥＴ
２を保護することができる。

【００４８】また、本実施形態の駆動装置１０では、電
流検出用の抵抗Ｒ２が、電磁作動器１のＭＯＳＦＥＴ２
側とは反対側の端部に直接接続されず、電磁作動器１の
ＭＯＳＦＥＴ２側とは反対側の端部が接続される本駆動
装置１０の出力端子ＰＣＶ−と抵抗Ｒ２との間に、Ｎチ
ャネルＭＯＳＦＥＴ１４が追加されている。そして、こ
のＭＯＳＦＥＴ１４は、ドレインが上記出力端子ＰＣＶ
−に接続され、ソースが抵抗Ｒ２の接地電位側とは反対
側の端部に接続されている。

【００４９】更に、本実施形態の駆動装置１０には、マ
イコン４からのフェイルセーフ信号ＳＦがハイレベルの
時に、上記ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ１４をオフさせる保
護回路１５が追加されている。そして、保護回路１５
は、マイコン４からのフェイルセーフ信号ＳＦがベース
に供給されると共に、エミッタが接地電位に接続された
ＮＰＮトランジスタＴ４と、そのトランジスタＴ４のコ
レクタと電源電圧ＶＯＭとの間に接続された抵抗Ｒ２９
と、トランジスタＴ４のコレクタとＭＯＳＦＥＴ１４の
ゲートとの間に接続された抵抗Ｒ３０とから構成されて
いる。

【００５０】この保護回路１５において、マイコン４か
らのフェイルセーフ信号ＳＦがローレベルの時には、ト
ランジスタＴ４がオフであり、ＭＯＳＦＥＴ１４のゲー
トに抵抗Ｒ２９，Ｒ３０を介して電源電圧ＶＯＭが供給
されるため、該ＭＯＳＦＥＴ１４がオン状態となる。よ
って、この場合には、図５の駆動装置と同様に、ＭＯＳ
ＦＥＴ２のオン・オフに応じて、電磁作動器１への通電
電流が断続されることとなる。

【００５１】これに対して、マイコン４からのフェイル
セーフ信号ＳＦがハイレベルになると、トランジスタＴ
４がオンして、ＭＯＳＦＥＴ１４のゲート電圧が接地電
位になるため、該ＭＯＳＦＥＴ１４がオフされることと
なる。よって、この場合には、出力端子ＰＣＶ−と抵抗
Ｒ２との間の電流経路が強制的に遮断されることとな
る。

【００５２】一方更に、本実施形態の駆動装置１０にお
いて、ＭＯＳＦＥＴ２のドレインは、本駆動装置１０の
出力端子ＰＣＶ＋を介して電磁作動器１の一端と接続さ
れるが、その出力端子ＰＣＶ＋及びＭＯＳＦＥＴ２のド
レインと接地電位との間には、アノードを接地電位側に
して、電磁作動器１に生じるフライバックエネルギーを
吸収するためのダイオードＤ１が接続されている。ま
た、本駆動装置１０には、フェイルセーフ時にＭＯＳＦ
ＥＴ１４をオフさせた際に発生する電磁作動器１の逆起
電力によるサージ電圧をクランプするための素子とし
て、アノード同士の接続されたツェナーダイオードＺＤ
１及びダイオードＤ２が設けられている。そして、ツェ
ナーダイオードＺＤ１のカソードが、ＭＯＳＦＥＴ１４
のドレイン及び出力端子ＰＣＶ−に接続され、ダイオー
ドＤ２のカソードが、ＭＯＳＦＥＴ１４のゲートに接続
されている。

【００５３】以上のような本実施形態の駆動装置１０で
は、マイコン４が、ディーゼルエンジンの運転状態を検
出すると共に、その検出結果に基づいて、受信回路５
へ、電磁作動器１に流すべき目標電流に対応したデュー
ティ比のパルス信号ＳＰを出力する。また、マイコン４
は、駆動系の異常を検出していない通常時においては、
前述のフェイルセーフ信号ＳＦをローレベルで出力す
る。そして、この駆動装置１０では、前述した図５の駆
動装置と同じＭＯＳＦＥＴ２，電流検出回路３，受信回
路５，偏差積分回路６，及びスイッチング素子制御回路
７の作用により、電磁作動器１への通電電流を、マイコ
ン４からのパルス信号ＳＰのデューティ比で示される目
標電流にフィードバック制御する。

【００５４】ここで、本実施形態の駆動装置１０におい
て、正常時には、波形整形回路１２からマイコン４への
異常検出用信号ＳＭが、マイコン４から受信回路５への
パルス信号ＳＰと同じ周期の矩形波となる。つまり、本
駆動装置１０においても、図５の駆動装置と同様に、正
常時においては、図２における時刻ｔ１よりも左側、図
３における時刻ｔ３よりも左側、及び図４における時刻
ｔ５よりも左側の各々に示す如く、ＭＯＳＦＥＴ２への
駆動信号が、マイコン４からのパルス信号ＳＰと同じ周
期で且つ該パルス信号ＳＰに対して位相が遅れたパルス
信号となり、電流検出回路３の出力Ｖｉは、その駆動信
号に同期して脈動する脈動波となるため、その脈動波を
上記しきい値電圧Ｖｔｈで波形整形した波形整形回路１
２からの異常検出用信号ＳＭは、マイコン４からのパル
ス信号ＳＰと同じ周期のパルス信号となる。

【００５５】これに対して、図２における時刻ｔ１より
も右側に示すように、電磁作動器１の電流経路が断線し
たり、電磁作動器１につながる端子（ＰＣＶ＋，ＰＣＶ
−や電磁作動器１自身の端子）が接地電位（ＧＮＤ）に
短絡して、電磁作動器１及び抵抗Ｒ２に電流が流れなく
なると、電流検出回路３の出力Ｖｉが波形整形回路１２
でのしきい値電圧Ｖｔｈよりも常時小さくなり、その結
果、波形整形回路１２からマイコン４への異常検出用信
号ＳＭがレベル変化せずにハイレベルのままとなる。

【００５６】また、図３における時刻ｔ３よりも右側に
示すように、電磁作動器１につながる端子がバッテリ電
圧＋Ｂに短絡して、電磁作動器１及び抵抗Ｒ２に電流が
流れたままになると、電流検出回路３の出力Ｖｉが波形
整形回路１２でのしきい値電圧Ｖｔｈよりも常時大きく
なり、その結果、波形整形回路１２からマイコン４への
異常検出用信号ＳＭがレベル変化せずにローレベルのま
まとなる。

【００５７】一方、図４における時刻ｔ５よりも右側に
示す如く、電磁作動器１自身がレアーショートした場合
には、前述したように、マイコン４からのパルス信号Ｓ
Ｐがオフ側のハイレベルである時に、ＭＯＳＦＥＴ２へ
の駆動信号もオフ側のハイレベルになって電磁作動器１
への通電が遮断され、マイコン４からのパルス信号ＳＰ
がオン側のローレベルである時には、ＭＯＳＦＥＴ２へ
の駆動信号がマイコン４からのパルス信号ＳＰよりも非
常に高い周波数でレベル変化して、電磁作動器１への通
電が上記パルス信号ＳＰの周期よりも極短い周期で断続
され、更に、その通電時の電流値は正常時よりも大きい
値となる。よって、この場合、電流検出回路３の出力Ｖ
ｉを上記しきい値電圧Ｖｔｈで波形整形した波形整形回
路１２からの異常検出用信号ＳＭは、ＭＯＳＦＥＴ２へ
の駆動信号とほぼ同じ信号となり、その異常検出用信号
ＳＭの周期は、マイコンからのパルス信号ＳＰの周期よ
りも短くなる。

【００５８】そこで、本実施形態の駆動装置１０では、
マイコン４が、波形整形回路１２からの異常検出用信号
ＳＭの周期に基づいて、その信号ＳＭの周期が、自己の
出力しているパルス信号ＳＰの周期と異なっていると判
定すると、駆動系に異常が発生していると判断する。

【００５９】具体的に説明すると、マイコン４は、所定
の入力端子の入力レベルが特定の方向（例えばローから
ハイ）にレベル変化する毎に当該マイコン４内のカウン
タが１ずつカウントアップされる一般的なエッジ計数機
能を有しており、本実施形態では、そのエッジ計数機能
の入力端子が、異常検出用信号ＳＭを入力するための端
子として用いられている。そして、マイコン４は、パル
ス信号ＳＰの周期よりも長い一定時間毎に起動される定
期ルーチンにより、上記カウンタの値を読み込んで、そ
のカウンタの値が予め定められた所定範囲内でなけれ
ば、異常検出用信号ＳＭの周期がパルス信号ＳＰの周期
とは異なっている（同じでない）と判定して、駆動系に
異常が発生していると判断する。

【００６０】尚、上記カウンタの値は、この定期ルーチ
ンにて、上記所定範囲内か否かを判定された後に、０へ
とクリアされる。また、上記所定範囲は、定期ルーチン
の起動周期とパルス信号ＳＰの周期との比から決定され
る。例えば、上記定期ルーチンの起動周期がパルス信号
ＳＰの周期のＮ倍であるとすると、上記所定範囲は、
「Ｎ−１」〜「Ｎ＋１」の範囲に設定することができ
る。

【００６１】そして更に、マイコン４は、上記の手順で
駆動系異常の発生を検知すると、図２における時刻ｔ
２、図３における時刻ｔ４、及び図４における時刻ｔ６
の各々に示すように、パルス信号ＳＰをハイレベルのま
まにすると共に、保護回路１５のトランジスタＴ４への
フェイルセーフ信号ＳＦを、ローレベルからハイレベル
にする。

【００６２】すると、以後は、ＭＯＳＦＥＴ２がオフの
ままとなり、また、前述したように、電磁作動器１の下
流側のＭＯＳＦＥＴ１４がオフされて、出力端子ＰＣＶ
−と抵抗Ｒ２との間の電流経路が強制的に遮断される。
よって、例えば出力端子ＰＣＶ−がバッテリ電圧＋Ｂに
短絡しても、抵抗Ｒ２や回路パターン等が焼損してしま
うことを防止することができる。尚、例えば出力端子Ｐ
ＣＶ＋が接地電位に短絡した場合には、マイコン４が異
常の発生を検知するまでの間、前述した電流リミッタ回
路１３の作用により、ＭＯＳＦＥＴ２に流れる電流が制
限されて、該ＭＯＳＦＥＴ２が保護されることとなる。

【００６３】以上のような本実施形態の駆動装置１０に
よれば、マイコン４が電流フィードバック制御のための
処理（ＭＯＳＦＥＴ２に対する駆動信号のデューティ比
を、実電流と目標電流との差に応じて設定する処理）を
実行することなく、しかも、ＡＤ変換器のような高価な
部品を搭載することなく、電磁作動器１の電流フィード
バック制御と、断線，端子のバッテリ電圧＋Ｂや接地電
位への短絡，及び電磁作動器１自身のレアーショートと
いったあらゆる駆動系の異常検出とを行うことができ
る。よって、電磁作動器１の電流フィードバック制御と
駆動系の異常検出とを、マイコン４での処理負荷を小さ
くしたままで且つ安価な回路構成で行うことができる。

【００６４】ところで、上記実施形態の駆動装置１０
は、以下の（１）又は（２）のように変形することもで
きる。 （１）電流検出回路３の出力Ｖｉに代えて、スイッチン
グ素子制御回路７のＮＰＮトランジスタＴ２のコレクタ
電圧を、波形整形回路１２の比較器ＣＭＰ２の反転入力
端子に入力する。この場合、スイッチング素子制御回路
７からＭＯＳＦＥＴ２に出力される駆動信号の論理を反
転させた０Ｖ〜５Ｖの二値信号が、異常検出用信号ＳＭ
としてマイコン４に入力されることとなる。

【００６５】（２）波形整形回路１２の出力Ｖｉに代え
て、スイッチング素子制御回路７の比較器ＣＭＰ１の出
力を、マイコン４へ異常検出用信号ＳＭとして入力させ
る。尚、この場合、波形整形回路１２は削除することが
できる。つまり、上記（１），（２）の何れにしても、
マイコン４へは、電流検出回路３の出力Ｖｉを波形整形
した信号に代えて、スイッチング素子制御回路７からＭ
ＯＳＦＥＴ２に出力される駆動信号と同じタイミングで
レベル変化する二値信号が、異常検出用信号ＳＭとして
入力されることとなる。

【００６６】そして、このように構成しても、マイコン
４は前述の手順で、断線，端子のバッテリ電圧＋Ｂや接
地電位への短絡，及び電磁作動器１自身のレアーショー
トといった駆動系異常の発生を検知することができる。
この理由について述べると、まず、スイッチング素子制
御回路７からの駆動信号は、正常時においては、前述し
たように、マイコン４からのパルス信号ＳＰと同じ周期
の信号となるが、図２における時刻ｔ１よりも右側に示
したように、電磁作動器１の電流経路が断線したり、電
磁作動器１につながる端子が接地電位に短絡して、電磁
作動器１及び抵抗Ｒ２に電流が流れなくなると、電磁作
動器１に一層大きな電流を流そうとする本駆動装置１０
の電流フィードバック制御の機能により、駆動信号は継
続してローレベルのままとなる。

【００６７】また、図３における時刻ｔ３よりも右側に
示したように、電磁作動器１につながる端子がバッテリ
電圧＋Ｂに短絡して、電磁作動器１及び抵抗Ｒ２に電流
が流れたままになると、電磁作動器１への電流を小さく
しようとする本駆動装置１０の電流フィードバック制御
の機能により、駆動信号は継続してハイレベルのままと
なる。

【００６８】また更に、電磁作動器自身がレアーショー
トした場合には、負荷のインダクタンス分が無くなるた
め、前述した図４の時刻ｔ５より右側に示したように、
駆動信号は、マイコンからのパルス信号ＳＰがローレベ
ルの時に、そのパルス信号ＳＰよりも非常に高い周波数
でレベル変化することとなり、その結果、駆動信号の周
期はマイコン４からのパルス信号ＳＰの周期よりも短く
なる。

【００６９】このように、電磁作動器１自身のレアーシ
ョート，端子のバッテリ電圧＋Ｂや接地電位への短絡，
及び断線のうち、何れの異常が生じても、駆動信号の周
期は、マイコン４からのパルス信号ＳＰの周期と異なっ
たものになる。よって、上記（１）又は（２）の場合に
も、マイコン４は、前述の定期ルーチンにより、上記カ
ウンタの値が前述の所定範囲内でないと判定したなら
ば、スイッチング素子制御回路７から出力される駆動信
号の周期に相当する異常検出用信号ＳＭの周期が、パル
ス信号ＳＰの周期とは異なっていると判定して、駆動系
に異常が発生していると判断することができる。

【００７０】以上、本発明の一実施形態について説明し
たが、本発明は、種々の形態を採り得ることは言うまで
もない。例えば、上記実施形態の駆動装置１０は、ディ
ーゼルエンジンのコモンレール圧を制御するＰＣＶを駆
動するものであったが、本発明は、そのようなＰＣＶ以
外の電磁作動器を駆動する装置に対しても、全く同様に
適用することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 実施形態の電磁作動器駆動装置を表す構成図
である。

【図２】 電流経路の断線、又は電磁作動器につながる
端子の接地電位（ＧＮＤ）への短絡が発生した場合の作
用を表すタイムチャートである。

【図３】 電磁作動器につながる端子がバッテリ電圧＋
Ｂに短絡した場合の作用を表すタイムチャートである。

【図４】 電磁作動器自身がレアーショートした場合の
作用を表すタイムチャートである。

【図５】 従来の電磁作動器駆動装置の構成例を表す回
路図である。

【符号の説明】

１…電磁作動器、２…ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（スイッ
チング素子）、３…電流検出回路、４…マイコン、５…
受信回路、６…偏差積分回路、７…スイッチング素子制
御回路、１０…電磁作動器駆動装置、１２…波形整形回
路、１３…電流リミッタ回路、１４…ＮチャネルＭＯＳ
ＦＥＴ、１５…保護回路、Ｃ１…コンデンサ、ＣＭＰ
１，ＣＭＰ２…比較器、Ｄ１，Ｄ２…ダイオード、ＺＤ
１…ツェナーダイオード、ＯＰ１…オペアンプ、ＰＣＶ
＋，ＰＣＶ−…出力端子、Ｒ１〜Ｒ１５，Ｒ２２〜Ｒ２
４，Ｒ２６〜Ｒ３０…抵抗、Ｔ１，Ｔ３…ＰＮＰトラン
ジスタ、Ｔ２，Ｔ４…ＮＰＮトランジスタ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 前田 真一 愛知県刈谷市昭和町１丁目１番地 株式会 社デンソー内 Ｆターム(参考） 3G084 BA06 BA14 DA13 DA27 EA06 EA11 EB22 EC01 EC05 3G301 JA19 JB09 LA04 LB06 NB03 ND41 5H540 AA10 BA10 EE08 EE15 FC10

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 電磁力で作動する電磁作動器に流れる電
   流を断続するスイッチング素子と、 前記電磁作動器に流れる電流を検出し、その検出電流に
   応じた電圧信号を出力する電流検出手段と、 前記電磁作動器に流す電流の目標値に対応するデューテ
   ィ比を有し前記電磁作動器の駆動を指示するパルス信号
   を出力するマイクロコンピュータと、 該マイクロコンピュータからの前記パルス信号を受信す
   る受信手段と、 抵抗とコンデンサとを有し、前記電流検出手段の出力と
   前記受信手段の受信する前記パルス信号とに基づいて充
   放電し、その時定数が前記パルス信号の周期よりも大で
   ある偏差積分回路と、 前記パルス信号と同じ周期で変化する前記コンデンサの
   充電電圧の極性に応じて、前記スイッチング素子をオン
   ・オフ制御するスイッチング素子制御手段と、 を備えた電磁作動器駆動装置において、 前記電流検出手段の出力を所定のしきい値電圧と大小比
   較することにより矩形波に整形して、その波形整形後の
   信号を前記マイクロコンピュータへ出力する波形整形回
   路を備え、 前記マイクロコンピュータは、前記波形整形回路からの
   信号の周期に基づいて、異常の有無を判定すること、 を特徴とする電磁作動器駆動装置。
2. 【請求項２】 請求項１に記載の電磁作動器駆動装置に
   おいて、 前記マイクロコンピュータは、前記波形整形回路からの
   信号の周期が、自己の出力している前記パルス信号の周
   期と異なっていると判定した場合に、異常が発生してい
   ると判断すること、 を特徴とする電磁作動器駆動装置。
3. 【請求項３】 電磁力で作動する電磁作動器に流れる電
   流を断続するスイッチング素子と、 前記電磁作動器に流れる電流を検出する電流検出手段
   と、 前記電磁作動器に流す電流の目標値に対応するデューテ
   ィ比を有し前記電磁作動器の駆動を指示するパルス信号
   を出力するマイクロコンピュータと、 該マイクロコンピュータからの前記パルス信号を受信す
   る受信手段と、 抵抗とコンデンサとを有し、前記電流検出手段により検
   出された電流と前記受信手段の受信する前記パルス信号
   とに基づいて充放電し、その時定数が前記パルス信号の
   周期よりも大である偏差積分回路と、 前記パルス信号と同じ周期で変化する前記コンデンサの
   充電電圧の極性に応じて、前記スイッチング素子へ該ス
   イッチング素子をオン・オフさせる駆動信号を出力する
   スイッチング素子制御手段と、 を備えた電磁作動器駆動装置において、 前記マイクロコンピュータは、前記スイッチング素子制
   御手段から出力される前記駆動信号の周期に基づいて、
   異常の有無を判定すること、 を特徴とする電磁作動器駆動装置。
4. 【請求項４】 請求項３に記載の電磁作動器駆動装置に
   おいて、 前記マイクロコンピュータは、前記駆動信号の周期が、
   自己の出力している前記パルス信号の周期と異なってい
   ると判定した場合に、異常が発生していると判断するこ
   と、 を特徴とする電磁作動器駆動装置。