JP2010509856A - 狭帯域干渉キャンセラ - Google Patents

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Abstract

本開示は、受信機を対象にしている。受信機は、無線チャネル全体にわたって送信された変調信号から作られたデジタルサンプルをフィルタにかけるように構成された干渉キャンセラと、フィルタにかけられたデジタルサンプルを増幅するように構成されたデジタル可変利得アンプ（ＤＶＧＡ）と、を含んでいる。

Description

背景
（分野）
本開示は、一般に通信システムに関し、より具体的には、無線受信機における狭帯域干渉(narrow-band interference)をキャンセルする(canceling)ためのコンセプトおよび技術に関する。
（背景）
無線通信システムにおいて、送信機は、典型的に、データを処理し（例、符号化し、変調する）、無線周波数(radio frequency)（ＲＦ）変調信号を生成する。送信機は、そのあと、受信機に対して、無線媒体を通じて、変調信号を送信する。変調信号が無線媒体を通じて伝播するとき、それは、ノイズ、干渉、および妨害(disturbances)の影響を受ける可能性がある。
受信機の機能は、これらの妨害の存在において変調信号を回復すること(recover)である。受信機の設計は、検出されるべき信号のタイプだけでなく、妨害の性質(nature of the disturbances)にも依存するであろう。狭帯域干渉は、例えば、受信機の設計者(receiver designer)に対しての特有の挑戦(unique challenges)を与えることができる妨害のタイプである。適切にフィルタにかけられないかぎり、受信機は、変調信号を回復することができない可能性がある。
狭帯域干渉は、しばしばブロードキャストシステムにおける懸念事項である。これらのシステムは、しばしば、ＵＨＦ領域で動作しており、したがって、周波数スペクトルの同じ領域において動作しているＴＶ信号からの狭帯域干渉に影響されやすい。狭帯域干渉の別のソースは、他のチャネルであり、受信機の非線形によるその相互作用は、同等の帯域内コンポーネント(equivalent in-band components)を結果としてもたらす可能性がある。このカテゴリにおける最も一般的な効果は、ＩＭ２及びＩＭ３干渉因子(IM2 and IM3 interferers)である。２次非線形(second-order non-linearity)（ＩＭ２）コンポーネントは、一般的には帯域の外であり、ＤＣオフセットによってキャンセルされることができるＤＣコンポーネントを除く。しかしながら、ＩＭ３欠陥(IM3 imperfections)は、狭帯域干渉の周波数に依存して、ベースバンド信号のどこにでも出現することができる帯域内コンポーネントを生成する傾向がある。
したがって、当技術分野においては、無線受信機において狭帯域干渉をキャンセルする技術に対しての必要性がある。
受信機の一態様が開示されている。受信機は、無線チャネル全体にわたって送信された変調信号から生成されるデジタルサンプルをフィルタにかけるように構成された干渉キャンセラ(interference canceller)と、フィルタにかけられたデジタルサンプルを増幅するように構成されたデジタル可変利得増幅器(digital variable gain amplifier)（ＤＶＧＡ）と、を含んでいる。
受信機における干渉をキャンセルするための方法の一態様が開示される。方法は、無線チャネル全体にわたって送信された変調信号から作られるデジタルサンプルをフィルタにかけることと、可変デジタル利得で、フィルタにかけられたデジタルサンプルを増幅することと、を含んでいる。
受信機の別の態様が開示される。受信機は、無線チャネル全体にわたって送信された変調信号から作られたデジタルサンプルをフィルタにかけるための手段と、可変デジタル利得で、フィルタにかけられたデジタルサンプルを増幅するための手段と、を含んでいる。
図１は、無線通信システムにおける、送信機および受信機のブロック図である。 図２は、干渉キャンセラのブロック図である。 図３は、干渉キャンセラにおける、適応フィルタと、係数計算ユニットと、のブロック図である。 図４は、係数計算ユニットにおける計算ブロックのモデルである。 図５は、デジタル変数利得アンプ(digital variable gain amplifier)（ＤＶＧＡ）のブロック図である。 図６は、無線通信システムにおける受信機の部分の機能ブロック図である。
詳細な説明
無線通信システムの様々な態様は、添付図面では、限定的としてではなく、例として、説明されている。
添付図面に関連して、下記に記述される詳細な説明は、本発明の様々な構成の説明として意図されており、本発明が実施されることができる唯一の構成を表わすように意図されていない。詳細な説明は、本発明の完全な理解(thorough understanding)を提供する目的のために、具体的な詳細を含んでいる。しかしながら、本発明は、これらの具体的な詳細なしに、実行されることができるということは、当業者にとって、明らかであろう。いくつかのインスタンスにおいては、よく知られたストラクチャ(structures)およびコンポーネントは、本発明のコンセプトを不明瞭にすることを回避するために、ブロック図の形で示されている。
ここに記述されたコンセプトおよび技術は、例えばセルラシステム、ブロードキャストシステム、無線ローカルエリアネットワーク(wireless local area network)（ＷＬＡＮ）システムおよび他のもののような、様々な無線通信システムにおいて使用されることができる。セルラシステムは、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）システム、時分割多元接続（ＴＤＭＡ）システム、周波数分割多元接続（ＦＤＭＡ）システム、直交周波数分割多元接続（ＯＦＤＭＡ）システム、単一キャリアのＦＤＭＡ(Single-Carrier FDMA)（ＳＣ−ＦＤＭＡ）システム、および、他の多元接続システムであってもよい。ブロードキャストシステムは、ＭｅｄｉａＦＬＯシステム、ハンドヘルド用のデジタルビデオブロードキャスティング(Digital Video Broadcasting for Handhelds)（ＤＶＢ−Ｈ）システム、地上テレビブロードキャスティング用の総合サービスのデジタルブロードキャスティング(Integrated Services Digital Broadcasting for Terrestrial Television Broadcasting)（ＩＳＤＢ−Ｔ）システム、および他のブロードキャストシステム、であってもよい。ＷＬＡＮシステムは、ＩＥＥＥ８０２．１１システム、Ｗｉ−Ｆｉシステム、および他のものであってもよい。これらのシステムは、当技術分野において知られている。
ここに説明されるコンセプトおよび技術は、複数のサブキャリア(multiple subcarriers)を備えたシステム同様、単一のサブキャリアを備えたシステムによく適している。複数のサブキャリアは、ＯＦＤＭ、ＳＣ−ＦＤＭＡ、あるいは他のある変調技術で、得られることができる。ＯＦＤＭおよびＳＣ−ＦＤＭＡは、周波数帯域（例、システム帯域幅）を複数の直交サブキャリアに分割し、それらは、トーン(tones)、ビン(bins)、等とも呼ばれる。各サブキャリアは、データで変調されることができる。一般に、変調シンボルは、ＯＦＤＭを用いた周波数ドメインにおいて、また、ＳＣ−ＦＤＭＡを用いた時間ドメインにおいて、サブキャリア上で送信される。ＯＦＤＭは、ＭｅｄｉａＦＬＯ、ＤＶＢ−ＨおよびＩＳＤＢ−Ｔブロードキャストシステム、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇＷＬＡＮシステム、およびいくつかのセルラシステムのような様々なシステムにおいて使用されている。狭帯域干渉キャンセラのある態様および構成は、ＯＦＤＭ、例えばＭｅｄｉａＦＬＯシステム、を使用するブロードキャストシステムについて下記に説明される。
図１は、無線通信システム１００における、送信機１０２および受信機１０４のハイレベルブロック図(high-level block diagram)である。送信機１０２は基地局の一部であってもよく、また、受信機１０４は、アクセス端末の一部であってもよい。反対に、送信機１０２はアクセス端末の一部であってもよく、また、受信機１０４は基地局の一部であってもよい。基地局は、典型的には固定局であり、また、基地トランシーバシステム(base transceiver system)（ＢＴＳ）、アクセスポイント、ノードＢ、あるいは、他のある用語でも呼ばれることができる。アクセス端末は、固定あるいはモバイルであってもよく、また、ハンドセット、無線通信デバイス、無線電話、セルラ電話、ユーザ端末、ユーザ機器、モバイル局、モバイルユニット、加入者ユニット、加入者局、無線局、モバイルラジオ(mobile radio)、ラジオ電話(radio telephone)、無線デバイス(wireless device)あるいは他のある用語で呼ばれることができる。アクセス端末は、モバイル電話(mobile telephone)、携帯情報端末(personal digital assistant)（ＰＤＡ）、ラップトップコンピュータ、無線モデム、ページャ(pager)、カメラ、ゲームコンソール(game console)、ＭＰ３プレーヤ、あるいはいずれの他のビデオ、オーディオあるいはデータデバイスであってもよい。
送信機１０２において、送信（ＴＸ）データ及びパイロットプロセッサ(a transmit (TX) data and pilot processor)１０６は、トラフィックデータを処理し（例、符号化し、インタリーブし、シンボルマッピングする）、データシンボルを生成する。ＴＸデータ及びパイロットプロセッサ１０６は、さらにパイロットシンボルを生成する。ここに使用されるように、データシンボルは、データ用の変調シンボルであり、パイロットシンボルは、パイロット用の変調シンボルであり、また、変調シンボルは、信号コンスタレーション(signal constellation)における点（例、ＰＳＫあるいはＱＡＭの場合）についての複素値(complex value)である。ＯＦＤＭモジュレータ１０８は、データシンボルとパイロットシンボルを多重化し、多重化されたデータシンボルとパイロットシンボル上でＯＦＤＭ変調を実行し、ＯＦＤＭシンボルを生成する。アナログフロントエンド(analog front end)（ＡＦＥ）１１４は、ＯＦＤＭシンボルを処理し（例、アナログに変換し、増幅し、フィルタにかけ、そして周波数アップコンバートする）、変調信号を生成し、それは、アンテナ１１６を介して送信される。
基地局に存在しているＴＸパイロットプロセッサ１１０の一構成では、２つの時分割多重化（ＴＤＭ）パイロットが生成される。第１のＴＤＭパイロット（あるいは「ＴＤＭパイロット１(TDM pilot 1)」）は、第１の擬似乱数(pseudo-random number)（ＰＮ）シーケンス（あるいは、「ＰＮ１」シーケンス）で生成されたパイロットであり、第２のＴＤＭパイロット（あるいは「ＴＤＭパイロット２(TDM pilot 2)」）は、第２のＰＮシーケンス（あるいは「ＰＮ２」シーケンス）で生成されたパイロットである。各基地局は、近隣基地局の中で基地局を固有に(uniquely)識別する、特定のＰＮ２シーケンスを割り当てられる。アクセス端末の受信機は、信号の存在を検出し、粗タイミング推定値(coarse timing estimate)を得て、周波数エラーを推定するために、ＴＤＭパイロット１を使用することができる。受信機は、ＴＤＭパイロット２を送信する特定の基地局を識別し、粗タイミング推定をうまくチューンする(fine tune)ために、ＴＤＭパイロット２を使用することができる。
受信機１０４において、アンテナ１１８は、送信機１０２から変調信号を受信し、ＡＦＥ１２０にそれを供給する。ＡＦＥ１２０は、ベースバンド信号を得るために変調信号を処理し（例、フィルタにかけ、増幅し、周波数ダウンコンバートする）、ベースバンド信号のデジタルサンプルを得るために信号をさらにデジタル化する。自動利得制御(automatic gain control)（ＡＧＣ）回路１２２は、望ましい平均パワー（すなわち、パワーセットポイント(power setpoint)）を有するサンプルを生成するために、ＡＦＥ１２０の利得を調節し(adjusts)、デジタル可変利得でサンプルを乗算する。
干渉キャンセラ１２４は、サンプルから狭帯域干渉を取り除く。狭帯域干渉をキャンセルした後で、信号対干渉の比(signal-to-interference ratio)に依存して、平均パワーは、減らされ、また、可変であってもよい。このことは、ダウンストリーム処理に関して、ネガティブな影響(negative impact)を及ぼす可能性がある。狭帯域干渉を取り除いた後で一定の信号パワーのレベルを維持するために、デジタル可変利得アンプ(digital variable gain amplifier)（ＤＶＧＡ）１２６は、パワーセットポイントに対する干渉キャンセラ１２４の出力を増幅するために使用されている。後でより非常に詳しく説明される方法では(in a manner to be described in greater detail later)、バイパス回路１２６は、狭帯域干渉が弱いあるいは存在しないときには、干渉キャンセラ１２４と、ＤＶＧＡ１２６と、をバイパスするように使用されることができる。バイパス回路１２６は、ＤＶＧＡの利得が単一(unity)に近い、あるいは、いくつかの他のスレッシュホールドよりも下(below)であるとき、狭帯域干渉が弱いということを決定することができる。バイパスされるとき、バイパス回路１２６は、また、パワー消費を減らすために、干渉キャンセラ１２４とＤＶＧＡをディスエーブルする(disable)ことができる。
初期獲得ユニット(initial acquisition unit)１３０は、信号獲得および粗時間及び周波数同期化(signal acquisition and coarse time and frequency synchronization)を担っている。サンプルは、遅延されたパイロットシーケンスと相関があり、その結果は、タイミングと、受信信号においてパイロットシーケンスの存在を検出する１つまたは複数のパラメータと、比較される。(The samples are correlated with a delayed pilot sequence and the result compared to one or more parameters to detect the presence of the pilot sequence in the received signal and the timing.)２つの時分割多重化パイロットを利用する初期獲得ユニット１３０の一構成においては、サンプルは、遅延されたＴＤＭパイロット１シーケンスと相関がある。その結果は、送信機１０２からの信号の存在を検出する任意の数のパラメータ、周波数オフセットの推定値、そして、タイミングの粗推定値(a coarse estimate of timing)、と比較される。パラメータは、例として、相関器(correlator)によって生成される信号ピークの高さ、幅、および傾き、を含んでもよい。後でより非常に詳しく記述される方法では、ＴＤＭパイロット１パラメータは、狭帯域干渉の強度に基づいて調節されることができる。
ＯＦＤＭデモジュレータ１３２は、サンプル上でＯＦＤＭ復調を実行し、データシンボル推定値を生成しており、それらは、送信機１０２によって送信されるデータシンボルの推定値である。ＯＦＤＭデモジュレータ１３２は、受信（ＲＸ）データプロセッサ１３４に対して、データシンボル推定値を提供する。ＲＸデータプロセッサ１３４は、データシンボル推定値を処理し（例えばシンボルデマッピングし、デインタリーブし、デコードする）、デコードされたデータを作る。
図２は、干渉キャンセラ１２４の機能ブロック図である。干渉キャンセラ１２４は、係数が
Figure 2010509856
である、長さＬの適応フィルタ２０２を含んでおり、ここでは、上付き(superscript)は、適応サイクル(adaptation cycle)を示す。長さＬは、プログラム可能であってもよい。干渉キャンセラに対して入力されたサンプルは、ｘｋによって表わされており、それは、便利な受信信号ｓｋと狭帯域干渉ｔｋとの組み合わせである。入力サンプルは、望ましくないコンポーネントｔｋについての基準(reference)を提供することに役立つ(serve)。この例においては、基準サンプルｘ’ｋは、遅延ライン２０４で入力サンプルｘｋを遅延することによって導出される(derived)。入力を遅延させることは、時間周期的(time-periodic)であるので、狭帯域コンポーネントｔｋの基準をひずませないということは注意してください。一般に、他のタイプの基準は、可能である。
適応フィルタは、その基準ｘ’ｋが与えられた場合、できるだけ近くに(as closely as possible)、望ましくないコンポーネントｔｋをモデル化するために使用される。このことは、望ましい信号ｓｋと、望ましくない干渉ｔｋは、互いに相関されない（統計的に独立している）という仮定の下、図２において示されたストラクチャを使用して可能である。いったん、この近似ｙｋが利用可能であると、それは、ＯＦＤＭシンボルｓｋの最適推定値、
Figure 2010509856
を得るために減算器２０６を使用して入力サンプルｘｋから差し引かれる。徐々による(over time)係数ｗ（ｎ）の適応は、係数計算ユニット２０８を使用して達成される。干渉キャンセラ１２４の一構成において、係数計算ユニット２０８は、
Figure 2010509856
の水準(norm)を最小化する、最小二乗平均(least means squared)（ＬＭＳ）アルゴリズムを使用して、係数ｗ（ｎ）を計算する。最小水準を備えた解
Figure 2010509856
は、そのあと、入力サンプルｘｋが与えられると、ＯＦＤＭシンボルｓｋについてのベストな「予想(guess)」に対応する。
図３は、干渉キャンセラにおける、適応フィルタと係数計算ブロックとのブロック図である。この例において、基準サンプルｘ’ｋは、適応フィルタ２０２におけるサンプルレジスタ３０２へと、連続的(serially)にシフトされる。サンプルレジスタ３０２における基準サンプルｘ’ｋは、望ましくないコンポーネントｔｋの推定値ｙｋを生成するために、係数レジスタ３０４におけるフィルタ係数
Figure 2010509856
で乗算されており、ここでは、
Figure 2010509856
である。
式１は、推定値ｙｋを作るためにＬ乗法の積の加算を必要とする。このことは、複数のＬ乗算器(L multipliers)とＬ入力加算器で、達成されることができる。あるいは、多重化スキーム(multiplexing scheme)が、ハードウェアの要件(hardware requirements)を減らすために使用されてもよい。例として、ハードウェアの要件は、Ｎ個のパイプライン式の乗算オペレーションを蓄積することによって、減らされることができ、各乗算オペレーションは、Ｌ/Ｎフィルタ係数を生成する。この例において、乗算器の数は、Ｌ/Ｎ乗算器に減らされることができる。オペレーションにおいては、２つのマルチプレクサ３０６、３０８は、サンプルレジスタ３０２からの第１のＬ/Ｎ基準サンプルｘ’ｋと、係数レジスタ３０４からの第１のＬ/Ｎフィルタ係数
Figure 2010509856
と、をＬ/Ｎ乗算器３１０に対して、第１のクロックサイクルの間に、供給する。結果として生じるＬ/Ｎ乗算の積は、加算用のアキュムレータ３１２に供給される。次のクロックサイクルの間に、２つのマルチプレクサ３０６、３０８は、第２のセットのＬ/Ｎ乗算の積を作るために、サンプルレジスタ３０２から次のＬ/Ｎ基準サンプルｘ’ｋと、係数レジスタ３０４から次のＬ/Ｎフィルタ係数
Figure 2010509856
と、をＬ/Ｎ乗算器３１０に対して供給しており、それらは、加算のためにアキュムレータ３１２に対しても供給されている。このプロセスは、推定値ｙｋを生成するアキュムレータ３１２によって、パイプライン方式で一緒に加算されるＬ乗算の積を生成するために、Ｎクロックサイクルの間、繰り返される。このプロセスは、入力サンプルｘｋのレートがクロックレートよりも少なくともＮ倍遅いときにはいつでも、利用されることができる。
計算ブロック３１４は、フィルタ係数
Figure 2010509856
を更新するために、基準サンプルｘ’ｋ、現在のフィルタ係数
Figure 2010509856
、および干渉キャンセラ１２４から出力される、フィルタにかけられたサンプル
Figure 2010509856
を使用する。
この例においては、計算ブロック３１４は、次のようにフィルタ係数を計算する。
Figure 2010509856
なお、ｃｏｎｊ（．）は、複素共役のオペレーション(complex conjugate operation)を示しており、２μは、ループ利得である。
基準サンプルｘ’ｋは、適応フィルタのサンプルレジスタ３０２から、レジスタ３１６へとロードされており、干渉キャンセラ１２４から出力される、フィルタにかけられたサンプル
Figure 2010509856
は、レジスタ３１８へとロードされる。計算ブロックのハードウェア要件を減らすために、Ｌ更新されたフィルタ係数
Figure 2010509856
は、連続的に計算される。各クロックサイクルの間に、レジスタ３１６からの基準サンプルｘ’ｋ、係数レジスタ３０４からのフィルタ係数
Figure 2010509856
と、ラッチ(latch)３１８からのフィルタにかけられたサンプル
Figure 2010509856
は、単一のフィルタ係数
Figure 2010509856
を更新するために計算ブロック３１４に対して供給される。
図４を参照すると、計算ブロック３１４は、フィルタにかけられたサンプル
Figure 2010509856
で基準サンプルｘ’ｋを乗算する複素乗算器４０２と、ループ利得２μで複素乗算器４０２の出力をスケーリングする乗算器４０４と、更新されたフィルタ係数
Figure 2010509856
を生成する結果に至るまで(to the result)、フィルタ係数
Figure 2010509856
を加算する加算器４０６と、を含んでいる。
図３に戻り、計算ブロック３１４によって更新される各フィルタ係数
Figure 2010509856
は、レジスタがすべてのＬ更新されたフィルタ係数
Figure 2010509856
を含むまで、レジスタ３１６へと連続的に(serially)シフトされる。タイマ３２０は、適応フィルタ２０２の係数レジスタ３０４に対して、係数計算ユニット２０８のレジスタ３１６から、Ｌ更新されるフィルタ係数
Figure 2010509856
をロードする。タイマ３２０は、固定あるいは可変であってもよい。可変タイマのケースにおいては、タイマ３２０は、現在のオペレーティング条件に応じて、プロセッサ（示されていない）によるオペレーションの間、変化される、あるいは製造される機器によってプログラムされることができる。このことは、フィルタ係数
Figure 2010509856
の更新周波数が各受信機について異なっていてもよいし、および／または、単一の受信機内で徐々に(over time)変化してもよい、ということを意味する。
１つの構成においては、適応フィルタ２０２は、複数のオペレーティングモード（例えば獲得モードおよびトラッキングモード）をサポートする。獲得モードにおいて、フィルタ係数の更新は、より早い収束を達成するために、比較的大きいループ利得２μで、実行される。このことは、例えばアクセス端末が最初にパワーアップする(powers up)とき、有利である(advantageous)可能性がある。いったんフィルタ係数
Figure 2010509856
が収束されると、適応フィルタ２０２は、トラッキングモードに切り替わる。トラッキングモードにおいて、フィルタ係数
Figure 2010509856
は、収束のレートと時間平均との間のよいバランスを達成するためにより低いループ利得２μで修正される。更新レートは、ジッタ効果(jitter-effects)を最小化し、パワーを節約する(conserve)ために、トラッキングモードにおいて減らされることができる。
図１に戻り、受信信号強度インジケータ(received signal strength indicator)（ＲＳＳＩ）計算ブロック１３６は、受信信号の強度を決定する。結果として生じるＲＳＳＩは、受信機１０２におけるいくつかの用途を有している。セルラ電話上の信号強度インジケータは、どのようにＲＳＳＩが使用されることができるかの一般的な例である。ＲＳＳＩは、また、送信機でパワー制御リンクを用いて、受信機によって使用されることができる。図１に示される構成においては、ＡＧＣ１２２におけるプライマリＤＶＧＡの利得(gain of the primary DVGA)と、ＤＶＧＡ１２６からのループ利得ｄ（ｎ）は、狭帯域干渉のパワーを除外する(excludes)ＲＳＳＩを供給するために計算ユニット１３６によって使用される。
ブロードキャストシステムにおいては、受信機がアクセス端末において存在する(resides)場合には、ＡＦＥ１２０は、アクセス端末がアクセスネットワークを通して移動するとき、受信(reception)を改善するために同じコンテンツをブロードキャストする別のＲＦチャネルに、時折(occasionally)、あるいはしきりに(frequently)、チューンしてもよい。ＡＦＥ１２０が別のＲＦチャネルにチューンする前に、そのチャネル上の信号強度が十分かどうかを決定する必要がある。狭帯域干渉が取り除かれた後で、信号強度測定がなされる場合には、この決定を行なう能力が、強化される。計算ブロック１３６によって計算されたＲＳＳＩは、この目的のために使用されることができる。
ＡＦＥ１２０（図１参照）が別のＲＦチャネルにチューンするとき、適応フィルタ２０２は、フィルタ係数のより早い収束(faster convergence)を達成するために獲得モードに切り替えられることができる。適応フィルタ２０２の１つの構成では、ＡＦＥ１２０（図１参照）が新しいチャネルにチューンされるときに、係数レジスタ３０４におけるフィルタ係数
Figure 2010509856
は、メモリ３２２においてバックアップされてもよい。この構成においては、メモリ３２２においてバックアップされたフィルタ係数
Figure 2010509856
は、ＡＦＥ１２０（図１参照）がオリジナルＲＦチャネルに戻って切り替えられるときには、係数レジスタ３０４において復元されることができ、すなわち、適応フィルタ２０２の獲得時間を減らす。フィルタ係数
Figure 2010509856
を保存するメモリ３２２の部分は、適応フィルタ２０２の一部として機能的にみなされることができるが、物理的に受信機のどこにでも位置づけられることができる。
図５は、ＤＶＧＡの機能ブロック図である。ＤＶＧＡ１２６の一例は、対数ドメインにおけるオペレーションについて説明されるであろう、しかしながら、当業者は、ＤＶＧＡ１２６が線形ドメインにおいてインプリメントされてもよいということを容易に理解するであろう。この例において、乗算器５０２は、パワーセットポイントにおける出力サンプル
Figure 2010509856
を作るために可変デジタル利得ＧＤで、ＤＶＧＡ１２６に対するフィルタにかけられたサンプル入力
Figure 2010509856
を、乗算する。パワー検出器５０４は、出力サンプル
Figure 2010509856
のパワーを決定し、エラー計算ブロック５０６にパワー測定値Ｐ（ｎ）を提供しており、ここでは、ｎは、ＤＶＧＡ１２６についての更新インターバルについてのインデクスである。エラー計算ブロック５０６は、測定されたパワーＰ（ｎ）と基準パワーレベルＰｒｅｆとの間でエラーｅ（ｎ）を決定しており、それはパワーセットポイントと呼ばれる。乗算器５０８は、ループ利得ＫＬでエラーｅ（ｎ）を乗算し、スケーリングされたエラー(scaled error)ｂ（ｎ）を生成する。ループフィルタ５１０は、スケーリングされたエラーｂ（ｎ）をフィルタにかけ、そして、ループ利得ｄ（ｎ）（すなわち、パワーセットポイントに関して(relative to)ＤＶＧＡ１２６に入力された、フィルタにかけられたサンプル
Figure 2010509856
のパワーを近似している値）を生成する。ループフィルタ５１０内では、加算器５１２は、更新されるループ利得ｄ（ｎ）を生成するために、スケーリングされたエラーｂ（ｎ）を、レジスタ５１４において保存された前の更新インターバルからのループ利得ｄ（ｎ−１）で、加算する。ループ利得ｄ（ｎ）は、デジタル利得計算ユニット５１６に供給される。ループ利得ｄ（ｎ）に基づいて、デジタル利得計算ユニット５１６は、出力サンプル
Figure 2010509856
の平均パワーが、パワーセットポイントで、あるいはその近くで保持されるように、ＤＶＧＡ１２６に対して入力された、フィルタにかけられたサンプル
Figure 2010509856
を乗算する、適切なデジタル利得ＧＤを選択する。
図１に戻って、干渉キャンセラ１２４及びＤＶＧＡ１２６における様々なインジケータは、狭帯域干渉の強度を決定するために使用されることができる。干渉キャンセラ１２４からのフィルタ係数
Figure 2010509856
のフーリエ変換は、単なる一例である。狭帯域干渉のロケーションは、時間あるいは周波数ドメインのいずれかにおける処理によるフィルタ係数
Figure 2010509856
から決定されることができる。狭帯域干渉強度のよいインジケータは、ＤＶＧＡ１２６からのループ利得ｄ（ｎ）のマグニチュード(magnitude)である。これらのインジケータは、単独で、あるいは、組み合わせで、受信機のパフォーマンスを最適化するために使用されてもよい。例として、これらのインジケータは、狭帯域干渉が弱いあるいは存在していないときに干渉キャンセラ１２４およびＤＶＧＡ１２６をバイパスしディスエーブルして、バイパス回路１２８を制御するために使用されることができる。
これらのインジケータは、また、パイロットシーケンスを検出するために、粗獲得ユニット１３０によって使用される１つまたは複数のパラメータを調節するために使用されることができる。例として、インジケータは、サンプルの相関と、ＴＤＭパイロット１のローカルに保存されたレプリカ(replica)と、から生じる信号ピーク出力の高さ、幅、および傾きに対して適用されるパラメータを調節するために使用されることができる。強い狭帯域干渉の期間の間に、これらのインジケータは、パイロットシーケンスを検出するために使用されるパラメータを調節するために使用されることができる。当業者は、受信機による狭帯域干渉のレベルに依存してパイロットシーケンスを検出するために、パラメータの調節をベストに最適化する方法(how best to optimize)を容易に理解するであろう。
図６は、無線通信システムにおける受信機の機能ブロック図である。受信機１０４は、無線チャネル全体にわたって送信された変調信号から作られたデジタルサンプルをフィルタにかけるためのモジュール６０２を含んでいる。受信機１０４は、可変デジタル利得で、フィルタにかけられたデジタルサンプルを増幅するためのモジュール６０４も含んでいる。
ここに開示された実施形態に関連して説明された様々な説明のための論理ブロック、モジュール、回路、エレメント、および／またはコンポーネントは、汎用プロセッサ、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）、フィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）あるいは他のプログラマブル論理コンポーネント、ディスクリートゲートあるいはトランジスタロジック、ディスクリートハードウェアコンポーネント、あるいはここに説明された機能を実行するように設計されたそれらのいずれの組み合わせで、インプリメントあるいは実行されることができる。汎用プロセッサは、マイクロプロセッサであってもよいが、代替として、プロセッサは、いずれの従来のプロセッサ、コントローラ、マイクロコントローラ、あるいはステートマシン(state machine)であってもよい。プロセッサはまた、コンピューティングコンポーネント(computing components)の組み合わせ、例えば、ＤＳＰとマイクロプロセッサとの組み合わせ、複数のマイクロプロセッサ、ＤＳＰコアと併用しての１つまたは複数のマイクロプロセッサ、あるいはいずれの他のそのような構成のもの、としてインプリメントされてもよい。
ここに開示された実施形態に関連して説明された方法あるいはアルゴリズムは、直接にハードウェアにおいて、プロセッサによって実行されたソフトウェアモジュールにおいて、あるいはこれら２つの組み合わせにおいて、具現化されることができる。ソフトウェアモジュールは、ＲＡＭメモリ、フラッシュメモリ、ＲＯＭメモリ、ＥＰＲＯＭメモリ、ＥＥＰＲＯＭメモリ、レジスタ、ハードディスク、リムーバブルディスク、ＣＤ−ＲＯＭあるいは当技術分野において知られているストレージメディアのいずれの他の形態において常駐する(reside)ことができる。ストレージメディアは、プロセッサがストレージメディアから情報を読み取ることができ、ストレージメディアに情報を書き込むことができるように、プロセッサに結合されることができる。あるいは、ストレージメディアは、プロセッサに一体化していてもよい。
以上の説明は、いずれの当業者もここに説明された様々な実施形態を実行することができるように提供されている。これらの実施形態に対する様々な修正は、当業者にとって容易に明らかであろう、そして、ここにおいて定義された包括的な原理は、他の実施形態に適用されることができる。したがって、特許請求の範囲は、ここに示された実施形態に限定されるようには意図されてはおらず、言語による特許請求の範囲(language claims)に整合する十分な範囲を与えられるべきである、なおここにおいて、単数形でのエレメントへの言及は、特にそのように述べられていないかぎり、「唯一の(one and only one)」を意味するように意図されてはおらず、むしろ「１つまたは複数の(one or more)」を意図している。当業者に知られているあるいは後に知られるようになる、本開示全体にわたって説明される様々な実施形態のエレメントのすべての構造的および機能的な同等物(equivalents)は、参照することによりここに明白に(expressly)組み込まれており、また、特許請求の範囲によって包含されるように意図されている。さらに、ここに開示されたものは、そのような開示が特許請求の範囲において明示的に記載されているかどうかにかかわらず、公共にささげる(dedicated to the public)ようには意図されていない。請求項の構成要素(claim element)は、構成要素が明示的に、フレーズ「のための手段(means for)」を使用して明白に記載されていない限り、あるいは、方法の請求項のケースにおいては、構成要素が、フレーズ「のためのステップ(step for)」を使用して記載されていない限り、米国特許法第１１２条６項の規定の下で解釈されるべきではない。

Claims (37)

  1. 無線チャネルを介して送信された変調信号から作られたデジタルサンプルをフィルタにかけるように構成された干渉キャンセラと、
    前記のフィルタにかけられたデジタルサンプルを増幅するように構成されたデジタル可変利得アンプ（ＤＶＧＡ）と、
    を備えている受信機。
  2. 前記干渉キャンセラに対する前記デジタルサンプルの入力は、パワーレベルを有しており、前記ＤＶＧＡは、前記パワーレベルを復元するために、前記のフィルタにかけられたデジタルサンプルを増幅するようにさらに構成されている、請求項１に記載の受信機。
  3. 前記干渉キャンセラは、適応フィルタと、可変ループ利得を有しているアルゴリズムを使用して前記適応フィルタについての複数のフィルタ係数を更新するように構成された計算ユニットと、を備えている、請求項１に記載の受信機。
  4. 前記適応フィルタは、獲得モードにおいて、及びトラッキングモードにおいて、動作するように構成されており、前記計算ユニットは、前記トラッキングモードにおいてよりも前記獲得モードにおいて、前記ループ利得をより高く設定するように、さらに構成されている、請求項３に記載の受信機。
  5. 前記適応フィルタは、別の無線ＲＦチャネルへの変更に応じて、前記獲得モードにおいて動作し、いったん前記係数が収束すると、前記トラッキングモードに切り替わるように構成されている、請求項４に記載の受信機。
  6. 前記適応フィルタは、パワーアップするとき前記獲得モードにおいて動作し、いったん前記係数が収束すると、前記トラッキングモードに切り替わる、ようにさらに構成されている、請求項４に記載の受信機。
  7. 前記干渉キャンセラは、適応フィルタと、可変レートにおいて複数のフィルタ係数を更新するように構成された計算ユニットと、を備えている、請求項１に記載の受信機。
  8. 前記干渉キャンセラは、別の無線ＲＦチャネルへの変更に応じて前記フィルタ係数をバックアップし、そして、前記無線チャネルに戻って変更に応じて前記フィルタ係数を復元するように、構成された適応フィルタを備えている、請求項１に記載の受信機。
  9. 前記干渉キャンセラは、適応フィルタと、前記適応フィルタについての複数のフィルタ係数を更新するように構成された計算ユニットと、を備えており、前記受信機は、前記干渉キャンセラと前記ＤＶＧＡをバイパスするように構成されたバイパス回路をさらに備えており、前記バイパス回路は、前記フィルタ係数と前記ＤＶＧＡからの入力のうちの少なくとも１つに反応している、請求項１に記載の受信機。
  10. 前記バイパス回路は、前記干渉キャンセラとＤＶＧＡがバイパスされるとき、前記干渉キャンセラと前記ＤＶＧＡをディスエーブルするようにさらに構成されている、請求項９に記載の受信機。
  11. 前記バイパス回路は、いったん前記ＤＶＧＡの前記の利得がスレッシュホールドよりも下に下がると、前記干渉キャンセラと前記ＤＶＧＡをバイパスする、ようにさらに構成されている、請求項９に記載の受信機。
  12. 時分割多重化されたパイロット信号の存在を検出するように構成された初期獲得ユニット、
    をさらに備えており、前記干渉キャンセラと前記ＤＶＧＡのうちの少なくとも１つは、前記のパイロットを検出するために前記初期獲得ユニットによって使用されるパラメータを制御するように構成されている、
    請求項１に記載の受信機。
  13. 自動利得制御および前記ＤＶＧＡからの入力に基づいて、前記変調信号の前記受信信号強度を計算するように構成された受信信号強度インジケーション（ＲＳＳＩ）計算ユニット、
    をさらに備えている請求項１に記載の受信機。
  14. 別の無線チャネルにハンドオフするかどうかを決定するために前記ＲＳＳＩを使用するように構成されたアナログフロントエンド、
    をさらに備えている請求項１３に記載の受信機ユニット。
  15. 前記干渉キャンセラは、長さを有している適応フィルタと、前記適応フィルタについての複数のフィルタ係数を更新するように構成された計算ユニットと、を備えており、また、前記適応フィルタは、複数の乗算器に対して、前記のフィルタ係数と前記デジタルサンプルを多重送信するように構成されており、乗算器の数は、前記適応フィルタの前記長さよりも少ない、請求項１に記載の受信機。
  16. 前記干渉キャンセラは、適応フィルタと、前記適応フィルタについて複数のフィルタ係数を更新するように構成された計算ユニットと、を備えており、また、前記のフィルタ係数は、シリアルな方法で更新されている、請求項１に記載の受信機。
  17. 無線チャネル全体にわたって送信された変調信号から作られたデジタルサンプルをフィルタにかけることと、
    可変デジタル利得で、前記のフィルタにかけられたデジタルサンプルを増幅することと、
    を備えている受信機における干渉をキャンセルする方法。
  18. 前記変調信号からの前記デジタル信号は、パワーレベルを有しており、また、前記のフィルタにかけられたデジタルサンプルは、前記パワーレベルを復元するために増幅される、請求項１７に記載の方法。
  19. 前記デジタルサンプルは、可変ループ利得を有しているアルゴリズムを使用して、複数のフィルタ係数で、適応にフィルタにかけられる、請求項１７に記載の方法。
  20. 前記デジタルサンプルは、ループ利得を使用して獲得モードにおいてフィルタにかけられ、そして、前記獲得モードにおける前記ループ利得よりも低い、ループ利得を使用してトラッキングモードにおいてフィルタにかけられる、請求項１９に記載の方法。
  21. 前記デジタルサンプルは、複数のフィルタ係数で適応にフィルタにかけられ、また、前記デジタルサンプルの前記の適応フィルタリングは、異なるレートにおいて前記フィルタ係数を更新することを備えている、請求項１７に記載の方法。
  22. 前記デジタルサンプルは、複数のフィルタ係数で適応にフィルタにかけられ、前記方法は、別の無線チャネルへの変更に応じて前記フィルタ係数をバックアップすることと、前記無線チャネルに戻って変更に応じて前記フィルタ係数を復元することと、をさらに備えている請求項１７に記載の方法。
  23. 干渉のレベルの下がりに応じて、前記のフィルタリングおよび前記の増幅なしで、前記デジタルサンプルを処理すること、
    をさらに備えている請求項１７に記載の方法。
  24. 前記変調信号において送信された時分割多重化されたパイロット信号の存在を検出することと、干渉のレベルにおける変更に応じて前記時分割多重化されたパイロット信号の存在を検出するために使用されたパラメータを調節することと、をさらに備えている請求項１７に記載の方法。
  25. 前記変調信号の受信信号強度を計算すること、をさらに備えており、前記の計算は、狭帯域干渉のパワーを除く、請求項１７に記載の方法。
  26. 別の無線チャネルへとハンドオフするかどうかを決定するために前記の計算された受信信号強度を使用すること、をさらに備えている請求項２５に記載の方法。
  27. 無線チャネル全体にわたって送信された変調信号から作られたデジタルサンプルをフィルタにかけるための手段と、
    可変デジタル利得で前記のフィルタにかけられたデジタルサンプルを増幅するための手段と、
    を備えている受信機。
  28. 前記変調信号から作られた前記デジタルサンプルは、パワーレベルを有しており、前記のフィルタにかけられたデジタル信号を増幅するための前記手段は、パワーレベルを復元するために、前記のフィルタにかけられたデジタルサンプルを増幅する手段を備えている、請求項２７に記載の受信機。
  29. デジタルサンプルをフィルタにかけるための前記手段は、複数のフィルタ係数を使用して前記デジタルサンプルを適応にフィルタにかけるための手段と、可変ループ利得を有しているアルゴリズムを使用して、前記フィルタ係数を更新するための手段と、を備えている、請求項２７に記載の受信機。
  30. デジタルサンプルをフィルタにかけるための前記手段は、獲得モード及びトラッキングモードにおいて動作するための手段をさらに備えており、前記フィルタ係数を更新するための前記手段は、前記トラッキングモードにおいてよりも前記獲得モードにおいてより高く前記のループ利得を設定するための手段を備えている、請求項２９に記載の受信機。
  31. デジタルサンプルをフィルタにかけるための前記手段は、複数のフィルタ係数を使用して前記デジタルサンプルを適応にフィルタにかけるための手段と、可変レートにおいて前記のフィルタ係数を更新するための手段と、を備えている、請求項２７に記載の受信機。
  32. デジタルサンプルをフィルタにかけるための手段は、複数のフィルタ係数を使用して前記デジタルサンプルを適応にフィルタにかけるための手段と、また、別の無線ＲＦチャネルへの変更に応じて前記フィルタ係数をバックアップし、前記無線チャネルに戻って変更に応じて前記フィルタ係数を復元するための手段と、を備えている、請求項２７に記載の受信機。
  33. デジタルサンプルをフィルタにかけるための前記手段と干渉のレベルの下がりに応じて前記フィルタにかけられたデジタルサンプルを増幅するための前記手段と、をバイパスするための手段、をさらに備えている請求項２７に記載の受信機。
  34. デジタルサンプルをフィルタにかけるための前記手段とバイパスされるときに前記のフィルタにかけられたデジタルサンプルを増幅するための前記手段と、をディスエーブルするための手段、をさらに備えている請求項３３に記載の受信機。
  35. 前記変調信号において送信されたパイロットを検出するための手段と、干渉のレベルにおける変化に応じて前記パイロットを検出するために使用されるパラメータを調節するための手段と、をさらに備えている、請求項２７に記載の受信機。
  36. 前記変調された信号の受信信号強度を計算するための手段、をさらに備えており、前記の計算は、狭帯域干渉のパワーを除く、請求項２７に記載の受信機。
  37. 別の無線チャネルへとハンドオフするかどうかを決定するために前記の計算された受信信号強度を使用するための手段、をさらに備えている請求項３６に記載の受信機。
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