JP2010507095A - チョップホール効果センサ - Google Patents

Abstract

チョップホール効果センサトポロジーは、スイッチトホールプレートと、スイッチトホールプレートの出力に応答する増幅器と、増幅器の出力に応答しかつアンチエイリアジングフィルタおよび変調周波数に同調された選択フィルタを含むフィルタ段とを含む。スイッチトホールプレートは、ホール素子と、ホールオフセット信号成分または磁気信号成分を変調するホールプレート変調回路とを含む。スイッチトホールプレートによってホールオフセット信号成分が変調される実施形態では、増幅器は、チョップされる場合、偶数の追加の変調回路を含む。スイッチトホールプレートによって磁気信号成分が変調される実施形態では、増幅器は、奇数の変調回路を含む。前述のトポロジーは、ノイズが低く応答時間が速いホール効果センサを提供する。

Description

本発明は、一般に、ホール効果センサに関し、より詳細には、応答時間が速くノイズの少ないチョップホール効果センサに関する。

ホール効果センサは、産業用および民生用を含む幅広い適用分野で使用される。一例として、ホール効果センサは、ブレーキ系統で使用される歯車センサなど、機械的に位置を感知するために自動車業界で広く使用される。そのような適用分野には精度が必要である。

ホール効果素子またはプレートは、抵抗の勾配、幾何学的な非対称性、およびピエゾ抵抗効果のために不均衡を生じ、オフセット電圧を発生させる可能性がある。オフセット電圧の大きさおよび極性は、素子が形成された半導体内の応力に応じ、この応力は、機械的圧力および温度によって変動する。ホールオフセット電圧に対処しかつ取り消すために、チョッパ安定化技法を含む様々な技法が使用されてきた。

チョップホール効果センサ１つのタイプには、スイッチトホールプレート、チョップ増幅器、および低域通過フィルタが含まれる。スイッチトホールプレートは、（通常）４つの接点および１つの変調スイッチ回路を有するホール素子を含み、供給電圧および増幅器入力を接点の対のいずれかへ周期的に接続する。スイッチトホールプレートは、あるいは回転ホールプレートと呼ばれることもある。動作の直角位相は、相補クロック信号によって規定される。そのようなスイッチトホールプレートを使用することで、ホールオフセット電圧（本明細書ではホールオフセット信号成分と呼ぶ）と、磁気的に誘導された信号（本明細書では磁気信号成分と呼ぶ）を区別する方法を提供する。１つのそのような回路では、スイッチトホールプレートは磁気信号成分を変調し、オフセット信号成分は実質上一定のままである。チョップ増幅器は、磁気信号成分を復調し、かつオフセット信号成分を変調し、次いでオフセット信号成分を低域通過フィルタによって減衰させて、センサ出力信号を提供する。この技法は、ホールオフセット電圧を除去するのに効果的であるが、一方、その結果センサ出力信号に生じるリップルとセンサ応答時間とを均衡させなければならない。フィルタリングをかければかけるほど、その結果生じるリップルは小さくなるが、センサ応答時間も遅くなるからである。

いくつかのより最近のホール効果センサの適用分野ではさらに、磁界のステップを入力するために、より速い応答時間を必要とする。一例として、電流感知用の適用分野で使用されるホール効果センサは、たとえば自動車用バッテリ内の短絡などの障害状態を急速に検出するために、磁界の段階的変化に素早く応答しなければならない。

前述のセンサを応答時間の点で改良した１つのチョップホール効果センサについては、１９９７年４月１５日発行の「Ｃｈｏｐｐｅｄ Ｈａｌｌ Ｓｅｎｓｏｒ ｗｉｔｈ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓｌｙ Ｃｈｏｐｐｅｄ Ｓａｍｐｌｅ ａｎｄ Ｈｏｌｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ(同期的にチョップされるサンプルホールド回路を備えたチョップホールセンサ）」という名称の、本発明の譲受人であるＷｏｒｃｅｓｔｅｒ，ＭＡのＡｌｌｅｇｒｏ Ｍｉｃｒｏｓｙｓｔｅｍｓ，Ｉｎｃ．の米国特許第５，６２１，３１９号に記載されている。記載のセンサは、スイッチトホールプレートと増幅器とを含み、スイッチトホールプレートは、磁気信号成分を変調しかつオフセット信号成分を実質上一定に維持するように構成される。ここでは、変調済み磁気信号成分は、サンプルホールド技法によって復調される。この技法によれば、信号の復調は、両クロック位相中にトラックホールドし、次いで第２の位相中に変調済み信号を反転させることによって実行される。このようにして、この回路は、センサ出力信号上のリップルを完全に排除し、したがって、リップルのフィルタリングを回避することによって、より速いステップ応答時間を提供するが、これらの利益は、信号対雑音比の低下を代償として実現される。これは、ベースバンドノイズがアンダーサンプリングされるので、サンプルホールド動作により、ノイズの折り返し（すなわち、エイリアジング）を発生させる可能性があるからである。

この技法によれば、信号の復調は、両クロック位相中にトラックホールドし、次いで第２の位相中に変調済み信号を反転させることによって実行される。このようにして、この回路は、センサ出力信号上のリップルを完全に排除し、したがって、リップルのフィルタリングを回避することによって、より速いステップ応答時間を提供するが、これらの利益は、信号対雑音比の低下を代償として実現される。これは、ベースバンドノイズがアンダーサンプリングされるので、サンプルホールド動作により、ノイズの折り返し（すなわち、エイリアジング）を発生させる可能性があるからである。

本発明によるホール効果センサは、ホール素子と、ホールプレート変調回路と、増幅器と、変調周波数に同調された選択フィルタを含むフィルタとを含む。ホールプレート変調回路は、ホール素子の出力信号に応答し、ホール出力信号の磁気信号成分またはオフセット信号成分を変調するように動作する。増幅器は、変調回路出力信号に応答し、増幅器出力信号をフィルタに供給する。フィルタは、増幅器と選択フィルタとの間に結合されたアンチエイリアジングフィルタを含む。

この構成では、ホール効果センサは、オフセット信号成分をそれに関連するリップルとともに除去する選択フィルタを使用することによって応答時間が速くなり、それによって、いくつかの従来のチョップホール効果センサの著しい低域通過フィルタリング要件を排除する。所定の周波数より低い周波数成分を除去するアンチエイリアジングフィルタを使用することによって高い信号対雑音比が実現され、したがって選択フィルタは、ノイズ信号に対するナイキスト基準を満たし、それによって、エイリアジングを防止することによりベースバンドノイズを低減する。

オフセット信号成分が変調回路によって変調される実施形態では、ホールプレート変調回路の出力とフィルタへの入力との間に偶数の追加の変調回路が設けられる。このようにして、オフセット信号成分は、選択フィルタに達したときには変調済みで、除去される。別法として、磁気信号成分が変調される実施形態では、増幅器は、ホールプレート変調回路の出力とフィルタへの入力との間に奇数の追加の変調回路を含み、この場合も、オフセット信号成分は、選択フィルタに達したときには確実に変調済みで、除去される。

本発明の実施形態は、以下の特徴のうちの１つまたは複数を含むことができる。増幅器は、閉または開ループ増幅器とすることができる。閉ループの実施形態では、このループは、アンチエイリアジングフィルタへの入力で、アンチエイリアジングフィルタの出力で、または選択フィルタの出力で閉じることができる。また、増幅器ループがアンチエイリアジングフィルタの出力で閉じられる実施形態では、アンチエイリアジングフィルタは、追加のループ補償の目的を果たすことができる。フィルタは、平滑フィルタを含むことができる。

変調回路によってオフセット信号成分が変調される実施形態では、増幅器をチョップしてもしなくてもよい。しかし、変調回路によって磁気信号成分が変調される実施形態では、増幅器をチョップしなければならない。増幅器がチョップされ、また閉ループ増幅器である実施形態では、フィードバックネットワークは、チョップしてもしなくてもよい。

１つの例示的な選択フィルタは、対で配置された複数のサンプルホールド回路を含み、それぞれのサンプルホールド回路が、アンチエイリアジングフィルタの出力に結合された入力と出力とを有する。フィルタは、それぞれ対応するサンプルホールド回路の出力に結合された複数の入力と選択フィルタ出力信号が供給される出力とを有する平均化回路をさらに含む。サンプルホールド回路はそれぞれ、入力信号を、変調周波数で、同じ対の他方のサンプルホールド回路の位相から１８０度離しかつサンプルホールド回路の他の対が動作する位相から任意で離した位相でサンプリングする。

特定の一実施形態では、アンチエイリアジングフィルタは、アンチエイリアジングフィルタの出力に結合された入力を有する第１のサンプルホールド回路と、アンチエイリアジングフィルタの出力に結合された入力を有する第２のサンプルホールド回路と、第１および第２のサンプルホールド回路の出力に結合された入力を有する平均化回路とを含む。第１のサンプルホールド回路は、入力信号を、時間ｔ＝ｔ０＋Ｎ・ＴＳＦでサンプリングし、第２のサンプルホールド回路は、入力信号を、時間ｔ＝ｔ０＋（Ｎ＋１）・ＴＳＦでサンプリングする。上式で、ｔ０は任意の時間であり、Ｎは整数であり、ＴＳＦは１／（２・ｆＣＬＫ）である。ここでｆ_ＣＬＫは変調周波数である。

本発明の前述の特徴、ならびに本発明自体について、図面の以下の詳細な説明から、より完全に理解することができる。

本発明によるチョップホール効果センサのブロック図である。 図１のセンサで使用してホールオフセット信号成分を変調するための従来のスイッチトホールプレートの図である。 図２のスイッチトホールプレートに対するクロック信号の図である。 図２のスイッチトホールプレートによって供給される例示的な変調済みホールオフセット信号成分の図である。 図２のスイッチトホールプレートによって供給される例示的な磁気信号成分の図である。 図１のセンサで使用して磁気信号成分を変調するための従来のスイッチトホールプレートの図である。 図３のスイッチトホールプレートに対するクロック信号の図である。 図３のスイッチトホールプレートによって供給される例示的なホールオフセット信号成分の図である。 図３のスイッチトホールプレートによって供給される例示的な変調済み磁気信号成分の図である。 スイッチトホールプレートがホールオフセット信号成分を変調する、本発明のチョップホール効果センサの一実施形態のブロック図である。 図４のスイッチトホールプレートの出力で供給される、ホールオフセット信号成分が変調済みである例示的なホール出力信号と、このホール出力信号の磁気信号成分との図である。 図４の利得段への入力で供給される、オフセット信号成分が復調済みであり磁気信号成分が変調済みである信号と、復調済みオフセット信号成分との図である。 図４のフィルタ段への入力で供給される、オフセット信号成分が変調済みであり磁気信号成分が復調済みである信号と、復調済み磁気信号成分との図である。 図４のアンチエイリアジングフィルタの出力で供給される、フィルタリングされた信号と、復調済み磁気信号成分との図である。 図４の選択フィルタの出力で供給される信号の図である。 スイッチトホールプレートが磁気信号成分を変調する、本発明による代替チョップホール効果センサのブロック図である。 図５のスイッチトホールプレートの出力で供給される、磁気信号成分が変調済みである例示的なホール出力信号と、このホール出力信号のオフセット信号成分との図である。 図５のフィルタ段への入力で供給される、オフセット信号成分が変調済みであり磁気信号成分が復調済みである信号と、復調済み磁気信号成分との図である。 図５のアンチエイリアジングフィルタの出力で供給される信号と、復調済み磁気信号成分との図である。 図５の選択フィルタの出力で供給される信号の図である。 図１、４、および５の増幅器に対する例示的なフィードバックネットワークの実施形態の図である。 図７は図１、４、および５の選択フィルタに対する例示的な実施形態の図である。 図７の選択フィルタの伝達関数の図である。 図７の選択フィルタの動作を示す表記を有する、図４Ｄの信号の図である。 スイッチトホールプレートがホールオフセット信号成分を変調する、本発明によるさらなる代替チョップホール効果センサのブロック図である。 磁気のステップ外乱を表す例示的な波形の図である。 図９のステップ外乱に応答する、本発明のチョップホール効果センサの低域通過フィルタの例示的な出力信号であり、ホールオフセット電圧が存在するものと、ホールオフセット電圧がないものとを示す図である。 図９の入力されたステップ外乱に対する、本発明のチョップホール効果センサの選択フィルタの応答の図である。

図１を参照すると、チョップホール効果センサ１０は、スイッチホール出力信号１６を供給するスイッチトホールプレート１４と、スイッチホール出力信号１６に応答する入力および増幅器出力信号２６が供給される出力を有する増幅器段２４と、増幅器出力信号２６に応答する入力およびセンサ出力信号３６が供給される出力を有するフィルタ段３４とを含む。図示のように、フィルタ段３４は、アンチエイリアジングフィルタ３８と選択フィルタ４０とを含む。

この構造では、ホール効果センサ１０は、ノイズが低く応答時間が速い。速い応答時間は、オフセット信号成分をそれに関連するリップルとともに除去する選択フィルタ４０を使用することによって実現され、それによっていくつかの従来のチョップホール効果センサの著しい低域通過フィルタリング要件をなくす。高い信号対雑音比は、アンチエイリアジングフィルタ３８を使用して所定の周波数より低い周波数成分を除去することによって実現され、したがって選択フィルタ４０は、ノイズ信号に対するナイキスト基準を満たし、それによって、エイリアジングを防止することにより、その結果生じるベースバンドノイズを低減する。例示的な実施形態では、アンチエイリアジングフィルタ３８は、センサクロック周波数より低い周波数成分を除去し、選択フィルタ４０は、クロック周波数の２倍でサンプリングする。より好ましい実施形態では、アンチエイリアジングフィルタは低域通過フィルタである。特に、このアンチエイリアジングフィルタのフィルタ要件は、低域通過フィルタがオフセット信号成分をそれに関連するリップルとともに除去する機構である従来のチョップホールセンサと比較して、緩和される。例示的な一実施形態では、アンチエイリアジングフィルタ３８は一次低域通過フィルタである。

スイッチトホールプレート１４は、感知した磁界に従って変動するホール出力信号２０が供給される出力を有するホール素子またはプレート１８と、このホール出力信号に応答する入力およびスイッチホール出力信号（本明細書では変調回路出力信号とも呼ぶ）１６が供給される出力を有するホールプレート変調スイッチ回路または単にホールプレート変調回路２２とを含む。図示のように、スイッチホール出力信号１６は、増幅器段２４の入力に結合される。ホール出力信号２０およびスイッチホール出力信号１６は、磁気信号成分Ｖ_Ｈとホールオフセット信号成分Ｖ_ｏｐとを含む。

後述のように、変調回路２２は、変調周波数でホールオフセット信号成分Ｖ_ｏｐまたは磁気信号成分Ｖ_Ｈを変調するように制御することができる。この変調周波数を、本明細書ではクロック周波数ｆ_ＣＬＫとも呼ぶ。ホールオフセット信号成分Ｖ_ｏｐを変調する例示的な従来の変調回路について、図２〜２Ｃに関連して示しかつ説明し、磁気信号成分Ｖ_Ｈを変調する例示的な従来の変調回路について、図３〜３Ｃに関連して示しかつ説明する。

ホールプレート変調回路２２がホールオフセット信号成分Ｖ_ｏｐを変調する実施形態では、ホール効果センサ１０は、選択フィルタ４０が変調済みオフセット信号成分を除去できるようにするために、ホールプレート変調回路２２の出力とフィルタ段３４の入力との間に偶数の変調回路を含む。このタイプの１つの例示的なホール効果センサを図４に示す。この構成では、増幅器段内の偶数の変調回路は、オフセット信号成分を１回または複数回復調しかつ再び変調するように動作して、オフセット信号成分がフィルタ段に達したときには確実に変調済みで、したがって磁気信号成分を回復するために、選択フィルタ４０によって除去できるようにする。実際にはそのような実施形態では、増幅器段２４は、チョップ増幅器としてはならず、したがっていかなる信号変調も実行することができず、その結果、ホールプレート変調回路２２の出力とフィルタ段３４への入力との間には変調回路が存在しない。

ホールプレート変調回路２２が磁気信号成分Ｖ_Ｈを変調する実施形態では、ホール効果センサ１０は、選択フィルタ４０がオフセット信号成分を除去できるようにするために、ホールプレート変調回路２２の出力とフィルタ段３４の入力との間に奇数の変調回路を含む。このタイプの１つの例示的なホール効果センサを図５に示す。この構成では、増幅器段内の奇数の変調回路は、オフセット信号成分がフィルタ段に達したときには確実に変調済みで、したがって磁気信号成分を回復するために、選択フィルタ４０によって除去できるようにする。明らかになるように、変調回路２２が磁気信号成分を変調する実施形態では、増幅器段２４を構成する少なくとも１つの増幅器３０ａ〜３０ｎはチョップ増幅器である。そうでない場合は、オフセット信号成分がアップコンバートされず、選択フィルタによって除去されないからである（任意選択で、奇数のチョッパ段が使用される限り、２つ以上の増幅器３０ａ〜３０ｎがチョップされる）。

増幅器段２４は、１つまたは複数の増幅器３０ａ〜３０ｎを含むことができる。各増幅器３０ａ〜３０ｎは、利得段３２ａ〜３２ｎを有し、チョップしてもしなくてもよい。チョップされる場合、増幅器は、１対のクロスカップル型スイッチ４６ａ〜４６ｎによって提供できる少なくとも１つの変調回路を含み、またさらに、増幅器３０ａには点線で、また増幅器３０ｎには実線で示す、１対のクロスカップル型スイッチ４２ａ〜４２ｎによって提供できる第２の変調回路を含むことができる。ホール素子１８と同様に、増幅器３０ａ〜３０ｎはそれぞれ、ここでは対応する利得段３２ａ〜３２ｎへの入力にある対応する電圧源４８ａ〜４８ｎで示す、関連するオフセット電圧を有する。変調回路４２ａ〜４２ｎおよび４６ａ〜４６ｎは、処理された信号を変調しまたは復調するように動作し、たとえばＭＯＳＦＥＴスイッチとともに実装することができる。図示の実施形態では、変調回路４２ａ〜４２ｎおよび４６ａ〜４６ｎは、クロック周波数ｆ_ＣＬＫで動作する。しかし、増幅器段２４は、ホールプレート変調回路２２によって使用されるクロック周波数とは異なる周波数でチョップできることを理解されるであろう。

増幅器段２４を構成する増幅器３０ａ〜３０ｎの数の具体的な選択は、一般に、増幅器２４に対する所望の全体的な利得に基づく。増幅器利得は、フィルタ段３４に続くチョップされていないあらゆる回路に関連するあらゆるオフセットをホールおよび増幅器オフセットより大幅に小さくするのに十分なほど大きくし、それによって、そのような「バックエンド（ｂａｃｋ−ｅｎｄ）」オフセットの寄与を最小限にすることが望ましい。全体的な利得が選択された後は、任意の所与の増幅器３０ａ〜３０ｎによってどれだけの利得が提供されるかについては、帯域幅および応答時間などの様々な要因を考慮することを必要とする。たとえば、閉ループ構成では、特定の段に対する利得が高ければ高いほど、帯域幅は小さくなるが、帯域幅が小さければ小さいほど、センサ応答時間が遅くなる。２つ以上の増幅器３０ａ〜３０ｎを含む実施形態では、各増幅器が、トポロジーおよび仕様の点で同一である必要はないことを理解されるであろう。たとえば、異なる増幅器３０ａ〜３０ｎの利得は、変えることができる。また、トポロジーも変えることができる。たとえば、増幅器３０ａ〜３０ｎは、閉または開ループ増幅器とすることができる。

１つまたは複数の増幅器３０ａ〜３０ｎが変調回路４２ａ〜４２ｎ、４６ａ〜４６ｎを１つ含むのかそれとも２つ含むのかは、ホールプレート変調回路２２がホールオフセット信号成分Ｖ_ｏｐを変調するのかそれとも磁気信号成分Ｖ_Ｈを変調するのかに基づく。前述のように、前者の場合、オフセット信号成分を取り消すために、ホールプレート変調回路２２の出力とフィルタ段３４の入力との間に偶数の変調回路が必要とされ、また後者の場合、オフセット信号成分を取り消すために、ホールプレート変調回路の出力とフィルタ段の入力との間に奇数の変調回路が必要とされるからである。

前述のように、アンチエイリアジングフィルタ３８は、必要に応じて周波数成分を除去して、選択フィルタ４０がノイズ信号に対するナイキスト基準を確実に満たすようにする。選択フィルタ４０が周波数２ｆ_ＣＬＫでサンプリングする例示的な実施形態では、フィルタ３８のカットオフ周波数は、０．３５ｆ_ＣＬＫ程度である。当業者には理解されるように、低域通過フィルタには様々なフィルタ設計が可能であり、フィルタ３８の具体的なカットオフ周波数は、選択フィルタ４０のサンプリング周波数および所望のセンサ応答時間に応じる。

選択フィルタ４０は、入ってくる信号が排除される周波数に同調され、また所与の帯域幅を超える他の周波数成分を減衰させる。特に、選択フィルタ４０は、オフセット信号成分をそれに関連するリップルとともに確実に除去するように選択された周波数に同調される。したがって、選択フィルタはクロック周波数ｆ_ＣＬＫに同調され、オフセット信号成分は、選択フィルタに達したときにはクロック周波数ｆ_ＣＬＫで変調済みである。

例示的な実施形態では、選択フィルタ４０は、シンクフィルタの形のサンプルデータフィルタであり、シンク関数（図７Ａ参照）のような形状の周波数領域伝達関数と、矩形関数のような形状の時間領域伝達関数とを有する。選択フィルタ４０は、周波数領域内のゼロが厳密にサンプル周波数の２分の１に関連する高調波にあるという意味で、離散時間フィルタである。より好ましい一実施形態では、選択フィルタは、センサクロック周波数ｆ_ＣＬＫの２倍に等しい周波数でサンプリングする。したがって、この実施形態では、ゼロは、Ｎ（ｆ_ＳＦ／２）またはＮｆ_ＣＬＫに位置する。上式で、Ｎは任意の整数である。したがって、フィルタ４０は、クロック周波数ｆ_ＣＬＫおよびその高調波にあるすべての信号成分を除去し、かつ所与の帯域幅を超える他の周波数成分を減衰させる。このようにして、選択フィルタは、その振幅がＤＣ入力オフセット信号成分に比例する望ましくない出力リップルを排除する。したがって、選択フィルタがオフセット信号成分をそれに関連するリップルとともに完全に排除するので、その結果生じるセンサ出力信号３６は、磁気信号成分だけを含む。クロック周波数の高調波以外の周波数での減衰の程度は、１クロック周期内に採取される入力信号のサンプルの数に応じ、より多くのサンプルを採取することによって、より大きな減衰が実現される。サンプル周波数の具体的な選択には、より多くのサンプルを平均することによって実現されるより大きな信号減衰（より高い全体的なサンプリング周波数を提供する）と、最小数のサンプルを使用することによって実現される面積効率（より低い全体的なサンプリング周波数を提供する）との間でのトレードオフを必要とすることが、当業者には理解されるであろう。

例示的な選択フィルタ４０はサンプルに基づくシンクフィルタであるが、例示的な選択フィルタの利益、すなわちオフセット信号成分をそれに関連するリップルとともに排除することをなお実現しながら、代替フィルタ設計が可能であることが、当業者には理解されるであろう。より好ましい実施形態では、選択フィルタ４０は、平均化フィルタであり、連続時間フィルタ、離散時間フィルタ、アナログフィルタ、またはデジタルフィルタの形をとることができる。一例として、連続時間くし形フィルタを使用することができる。

フィルタ段３４は、選択フィルタ４０によってすでに与えられた減衰に加えて、（クロック高調波に位置しない）高周波数成分をさらに減衰させるために、任意選択の平滑フィルタ４４を含むことができる。さらに、この平滑フィルタ４４は、高周波数の減衰（選択フィルタ伝達関数の二次サイドローブ）だけを目的とするので、そのカットオフ周波数を小さくする必要はない。たとえば、例示的な実施形態では、平滑フィルタのカットオフ周波数は、少なくともｆ_ＣＬＫである。したがって、平滑フィルタ４４は、センサに対して、いかなる著しい遅延ももたらさない。

また図２を参照すると、ホールオフセット信号成分を変調するタイプの従来のスイッチトホールプレート５０を示す。スイッチトホールプレート５０は、ホール素子またはプレート５２とホールプレート変調スイッチ回路５４とを含む。図示のように、ホール素子５２は、４つの均等に離隔された接点５２ａ、５２ｂ、５２ｃ、および５２ｄを含み、それぞれが、対応するスイッチ５６ａ、５６ｂ、５６ｃ、および５６ｄの第１の端子に結合される。スイッチ５６ｂおよび５６ｃの第２の端子は、ここではＶｏ＋と表記するスイッチホール出力信号１６の正ノードを設けるように結合され、スイッチ５６ａおよび５６ｄの第２の端子は、ここではＶｏ−と表記するスイッチホール出力信号１６の負ノードを設けるように結合される。

追加のスイッチ６０ａ、６０ｂ、６０ｃ、および６０ｄは、ホール接点５２ａ、５２ｂ、５２ｃ、５２ｄを供給電圧Ｖｓおよび接地に選択的に結合するように配置される。より具体的には、図示のように、スイッチ５６ｂ、５６ｄ、６０ａ、および６０ｃは、クロック信号ＣＬＫによって制御され、スイッチ５６ａ、５６ｃ、６０ｂ、および６０ｄは、相補クロック信号ＣＬＫ／によって制御される。図２Ａに示すように、クロック信号ＣＬＫおよびＣＬＫ／には、Φ_０°状態およびΦ_９０°状態という２つの状態がある。

動作の際には、位相Φ_０°中は、電流は端子５２ａから５２ｃへ流れ、スイッチホール出力信号ＶｏはＶ_Ｈ＋Ｖ_ｏｐに等しい。上式で、Ｖ_ｏｐはホールプレートオフセット電圧またはホールオフセット信号成分であり、Ｖ_Ｈは磁気信号成分である。位相Φ_９０°中は、電流は端子５２ｂから５２ｄへ流れ、スイッチホール出力信号ＶｏはＶ_Ｈ−Ｖ_ｏｐに等しい。したがって、図２Ｂに示すように、変調スイッチ回路５４は、ゼロガウスの場合、ホールオフセット信号成分Ｖ_ｏｐを変調する。図２Ｃに示すように、磁気信号成分Ｖ_Ｈは実質上一定のままである。

また図３を参照すると、磁気信号成分を変調するタイプの代替の従来のスイッチトホールプレート７０を示す。スイッチトホールプレート７０は、ホール素子７２とホールプレート変調スイッチ回路７４とを含む。ホール素子７２は、図２の素子５２と同一であり、４つの接点７２ａ、７２ｂ、７２ｃ、および７２ｄを含み、それぞれが、対応するスイッチ７６ａ、７６ｂ、７６ｃ、および７６ｄの第１の端子に結合される。スイッチ７６ａおよび７６ｂの第２の端子は、ここではＶｏ＋と表記するスイッチホール出力信号の正ノードを設けるように結合され、スイッチ５６ｃおよび５６ｄの第２の端子は、ここではＶｏ−と表記するスイッチホール出力信号の負ノードを設けるように結合される。したがって、図２と３の比較により、Φ_９０°位相中はホール素子の出力接点が入れ替わることが明らかである。

追加のスイッチ８０ａ、８０ｂ、８０ｃ、および８０ｄは、ホール接点７２ａ、７２ｂ、７２ｃ、および７２ｄを供給電圧Ｖｓおよび接地に選択的に結合するように配置される。図示のように、スイッチ７６ｂ、７６ｄ、８０ａ、および８０ｃは、クロック信号ＣＬＫによって制御され、スイッチ７６ａ、７６ｃ、８０ｂ、および８０ｄは、相補クロック信号ＣＬＫ／によって制御される。クロック信号ＣＬＫおよびＣＬＫ／は、図２内の同様の信号と同一であり、したがって図示のように、２つの状態Φ_０°およびΦ_９０°がある。

動作の際には、位相Φ_０°中は、電流は端子７２ａから７２ｃへ流れ、スイッチホール出力信号ＶｏはＶ_Ｈ＋Ｖ_ｏｐに等しい。位相Φ_９０°中は、電流は端子７２ｂから７２ｄへ流れ、スイッチホール出力信号Ｖｏは−Ｖ_Ｈ＋Ｖ_ｏｐに等しい。したがって、図３Ｃに示すように、変調スイッチ回路５４は、ゼロガウスの場合、磁気信号成分を変調して、変調済み磁気信号成分Ｖ_Ｈを供給する。図３Ｂに示すように、ホールオフセット信号成分Ｖ_ｏｐは実質上一定のままである。

図２のスイッチトホールプレート５０では、ホールオフセット電圧を、ホール素子５２とホールプレート変調スイッチ回路５４との間の電圧源５８として表すことができることは注目に値する。したがって、ホールオフセット電圧５８は、ホールプレート変調回路５４（図２）によって変調されかつ変調回路４２ａによって復調された後、たとえば増幅器オフセット電圧４８ａ（図１）に印加される（ホール素子および増幅器に対して同じクロック周波数ｆ_ＣＬＫが使用される場合）。一方、図３のスイッチトホールプレート７０では、ホールオフセット電圧は、電圧源７８で示すように、スイッチトホールプレートの出力に現れる。したがって、たとえば任意選択の変調回路４２ａ（図１）を含まない実施形態では、ホールオフセット電圧７８は、増幅器オフセット電圧４８ａと区別できない。したがって、どちらの場合でも、ホールオフセット電圧および増幅器オフセット電圧は、本発明のセンサ１０によって同時に処理されかつ取り消される。

図４を参照すると、本発明によるチョップホール効果センサ１００は、図２に示すタイプのスイッチトホールプレート５０を含む。スイッチトホールプレート５０は、図４Ａに示すように変調済みホールオフセット信号成分Ｖ_ｏｐと実質上一定の磁気信号成分Ｖ_Ｈとを含むスイッチホール出力信号１１４を供給する。また、図４Ａに点線で示すのは、信号１１４の実質上一定の磁気信号成分である。センサ１００は、スイッチトホールプレート５０の出力に結合された入力と増幅された信号１１６が供給される出力とを有するチョップ増幅器１１０をさらに含む。フィルタ段１２０は、図１のフィルタ段３４と同様に、増幅器段１１０の出力に結合された入力と、センサ出力信号１１８が供給される出力とを有する。フィルタ段１２０は、任意選択の平滑フィルタ（図１では４４と表記）をもたないものとして示す。

図示のように、増幅器１１０は、フィードバックネットワーク１２４を有する閉ループ増幅器である。フィードバックネットワーク１２４の例示的な一実施形態について、図６に関連して示しかつ説明する。閉ループ増幅器の使用は、その結果、周波数、温度、処理、および電源レベルにおいて高い直線性および利得安定性が得られるので望ましい。さらに、磁気信号成分Ｖ_Ｈ（図４Ａ）はベースバンドにあるので、閉ループ増幅器１１０に必要なより狭い帯域幅は、磁気信号成分の回復に悪影響を及ぼさない。図４の実施形態における閉ループ増幅器１１０の追加の利点は、同じ利得帯域幅積を維持しながら、利得のより高い増幅器を提供できることであり、したがって、安定性を実現するのに必要となりうる量だけ閉ループ帯域幅を減らすことができる。

使用されるフィードバックネットワークの種類に応じて、フィルタ段３４内で大幅な省面積化を実現することができる。たとえば、「反射」容量がカットオフ周波数を設定するミラー補償方式が使用され、またループ安定性を実現しかつ選択フィルタ１５０がナイキスト基準を満たすことができるように帯域幅を設定できる場合、低域通過フィルタ１４４は、ミラー段とアンチエイリアジングフィルタの両方の機能を実行することができる。別法として、安定性とアンチエイリアジングの両方の要件を満たすように帯域幅を設定できない場合、補償方式がミラー段を含むかどうかに関わらず、別個のアンチエイリアジングフィルタを設けなければならず、フィードバックループは、このアンチエイリアジングフィルタの前で閉じることができる。

図示のように、スイッチホール出力信号１１４は、加算ノード１２６の入力に結合され、フィードバックネットワーク１２４もまた、加算ノード１２６の入力に結合される。加算ノード１２６は、本明細書に記載の他のノードと同様に、電流または電圧加算ノードとすることができる。加算ノード１２６の出力は、ここでは１対のクロスカップル型スイッチ１３０の形で示す第１の変調回路に結合され、スイッチ１３０は、入ってくる信号をクロック周波数ｆ_ＣＬＫで変調する。したがって、変調回路１３０の出力信号１３２は、図４Ｂに示すように、変調済み磁気信号成分と復調済みオフセット信号成分とを含む。また、図４Ｂに点線で示すのは、復調済みオフセット信号成分１３２ａである。信号１３２のオフセット信号成分は、ホールオフセット信号成分Ｖ_ｏｐ（図２に電圧源５８で表す）と増幅器オフセット信号成分Ｖ_ｏａ（図４に電圧源１３４で表す）とを含むことに留意されたい。

速いセンサステップ応答時間を得るために、クロック周波数ｆ_ＣＬＫは、クロック周期が所望のステップ応答時間（ＳＲＴ）の２分の１程度（またはそれ以下）となるように選択される。所望のステップ応答時間が２．０μｓ程度である例示的な一実施形態では、クロック周波数は１ＭＨｚ程度である。

図示のように、利得段１３８は、増幅された信号を、ここでは１対のクロスカップル型スイッチ１４０の形で示すさらなる変調回路に供給する。利得段１３８は、変調済み磁気信号成分を通過させるのに十分なほど大きな帯域幅をもたなければならない。例示的な一実施形態では、利得段の帯域幅は、クロック周波数ｆ_ＣＬＫの少なくとも５倍である。したがって、閉ループの形で増幅器１１０を実装するのに必要なより狭い帯域幅は、所望の磁気信号成分を通過させるのに必要な最小限の帯域幅と均衡させなければならない。変調済み磁気信号成分は、フィルタ１４４またはミラーフィードバック段１２４を通過しないので、閉ループの帯域幅は、変調済み信号の帯域幅に影響しない。増幅器のうちの変調済み磁気信号成分が通過する部分だけが、所望の磁気信号成分を通過させるのに十分な帯域幅を有する必要がある。

変調回路１４０は、クロック周波数ｆ_ＣＬＫで動作して、図４Ｃに示すように復調済み磁気信号成分と変調済みオフセット信号成分とを含む増幅された信号１１６を供給する。また、図４Ｃに点線で示すのは、復調済み磁気信号成分１１６ａである。この場合も、変調回路１４０によって変調されるオフセットは、ホールオフセットと第１の変調回路１３０の出力で加えられた増幅器オフセットとを含むことに留意されたい。

図示のように、増幅された信号１１６は、フィルタ段１２０に、より具体的にはアンチエイリアジング低域通過フィルタ１４４に結合される。フィルタ１４４の目的は、ベースバンドへ折り返すはずの周波数成分を除去することによってアンチエイリアジング機能を実行することであることを想起されたい。例示的な実施形態では、選択フィルタ１５０は、クロック周波数ｆ_ＣＬＫの２倍に等しい周波数でサンプリングする。したがって、そのアンチエイリアジング機能を実行するために、フィルタ１４４のカットオフ周波数は、クロック周波数ｆ_ＣＬＫの最大値までに制限されなければならず、例示的な一実施形態では、０．３５ｆ_ＣＬＫ程度である。

低域通過フィルタ１４４は、部分的に減衰された変調済みオフセット信号成分と復調済み磁気信号成分とを含む図４Ｄのフィルタリングされた信号１４８を供給する。したがって、信号１４８は、連続して極性が交番する指数応答を含む。これが、チョップ増幅器の残留リップルである。リップルの減衰の程度は、フィルタ１４４のカットオフ周波数に直接依存する。また、図４Ｄに点線で示すのは、復調済み磁気信号成分１４８ａである。

速い応答時間を得るために、フィルタ１４４の時定数τは、立上り時間が所望のステップ応答時間（ＳＲＴ）の２分の１を超えないようにしなければならない。立上り時間が（一次システムで典型的なように）約２．２τに等しいものであり、クロック周期が所望の応答時間の２分の１であるものとすると、フィルタ１４４のカットオフ周波数は、０．３５ｆ_ＣＬＫ程度となるように選択される。より具体的には、Ｔ_ＣＬＫ＝１／２^＊ＳＲＴ＝１／２^＊（２^＊立上り時間）＝２．２τである。ｆ_{ｃｕｔｏｆｆ}＝１／（２^＊π^＊τ）なので、１／（２^＊π^＊（Ｔ_ＣＬＫ／２．２）、すなわちｆ_{ｃｕｔｏｆｆ}＝０．３５ｆ_ＣＬＫが得られる。そのようなカットオフ周波数の場合、リップルがｆ_ＣＬＫの高調波を含むので、フィルタ１４４は、リップルを完全には減衰させない。しかし、明らかになるように、選択フィルタ１５０が、リップルを完全に排除する。

選択フィルタ１５０は、ゼロがＮ（ｆ_ＳＦ／２）に位置する離散時間フィルタである。上式で、Ｎは任意の整数であり、ｆ_ＳＦはサンプリング周波数である。図７に関連して以下に示しかつ説明する例示的な一実施形態では、選択フィルタ１５０は時間領域平均化フィルタであり、このフィルタによって、入力信号１４８は率ｆ_ＣＬＫで平均され、サンプリング周波数ｆ_ＳＦはクロック周波数ｆ_ＣＬＫの２倍に等しくなるように選択される。その結果生じるセンサ出力信号１１８を図４Ｅに示す。センサ出力信号１１８は、選択フィルタがオフセット信号成分１４８をそれに関連するリップルとともに完全に排除するので、（フィルタ１４４の出力で供給される磁気信号成分１４８ａと同一の）磁気信号成分だけを含む。

図４を考慮すると明らかなように、この実施形態は、ホールオフセット信号成分を変調するホールプレート変調回路５０の出力とフィルタ段１２０への入力との間に偶数の変調回路を含む。具体的には、変調回路出力信号１１４は、低域通過フィルタ１４４に達する前に、２つの変調回路１３０および１４０によって処理される。変調回路１３０がオフセット信号成分をベースバンドに復調し、次いで変調回路１４０がオフセット信号成分をアップコンバートし、その結果選択フィルタ１５０が、オフセットおよびそれに関連するリップルを除去して、それによって所望の磁気信号成分を回復することができる。

図５を参照すると、本発明による代替ホール効果センサ２００は、図３に示すタイプのスイッチトホールプレート７０を含む。スイッチトホールプレート７０は、図５Ａに示すように実質上一定のホールオフセット信号成分Ｖ_ｏｐと変調済み磁気信号成分Ｖ_Ｈとを含むスイッチトホールプレート出力信号２１４を供給する。また、図５Ａに点線で示すのは、実質上一定のホールオフセット信号成分Ｖ_ｏｐである。センサ２００は、スイッチトホールプレート７０の出力に結合された入力と増幅された信号２１６が供給される出力とを有するチョップ増幅器２１０をさらに含む。フィルタ段２２０は、増幅器段２１０の出力に結合された入力と、センサ出力信号２１８が供給される出力とを有する。この場合も、任意選択の平滑フィルタは図示しない。

図４の実施形態の場合のように、増幅器２１０は、図示のように、フィードバックネットワーク２２４を有する閉ループ増幅器である。図６に示す例示的なフィードバックネットワークは、図５の実施形態におけるフィードバックネットワーク２２４を提供するのに適している。図４の閉ループ増幅器１１０に関連して前述した同じ利点（たとえば、高い直線性、利得安定性、より高い利得、および省面積化）が、図５のセンサでも実現されることが、当業者には理解されるであろう。

図４の実施形態の場合のように、利得段２３８への入力での磁気信号成分は変調済みであるため、閉ループの形で増幅器２１０を実装するのに必要なより狭い帯域幅は、所望の磁気信号成分を通過させるのに必要な最小限の帯域幅と均衡させなければならない。変調済み磁気信号成分は、フィルタ２４４またはミラーフィードバック段２２４を通過しないので、閉ループの帯域幅は、変調済み信号の帯域幅に影響しない。増幅器のうちの変調済み磁気信号成分が通過する部分だけが、所望の磁気信号成分を通過させるのに十分な帯域幅を有する必要がある。

加算ノード２２６は、フィードバックネットワーク２２４に結合された入力と、ここでは１対のクロスカップル型スイッチ２３０の形で示す第１の変調回路に結合された出力とを有する。スイッチ２３０は、入ってくる信号をクロック周波数ｆ_ＣＬＫで変調する。変調回路２３０の出力信号は、利得段２３８の入力に結合される。図示のように、スイッチホール出力信号２１４もまた、利得段２３８の入力に結合される。したがって、この実施形態では、スイッチホール出力信号２１４は、変調回路２３０によって処理されない。また、利得段２３８への入力に示すのは、増幅器オフセット信号成分Ｖ_ｏａに相当する電圧源２３４である。

図示のように、利得段２３８は、増幅された信号を、ここでは１対のクロスカップル型スイッチ２４０の形で示すさらなる変調回路に供給する。前述のように、利得段２３８は、スイッチトホールプレート７０によって変調された磁気信号成分を通過させるのに十分なほど大きな帯域幅をもたなければならない。例示的な一実施形態では、利得段の帯域幅は、クロック周波数ｆ_ＣＬＫの少なくとも５倍である。

変調回路２４０は、クロック周波数ｆ_ＣＬＫで動作して、図５Ｂに示すように復調済み磁気信号成分と変調済みオフセット信号成分とを有する増幅された信号２１６を供給する。また、図５Ｂに点線で示すのは、復調済み磁気信号成分２１６ａである。この場合も、第２の変調回路２４０によって変調されるオフセットは、ホールオフセット信号成分Ｖ_ｏｐ（図３に電圧源７８で表す）と増幅器オフセット信号成分Ｖ_ｏａ（図５に電圧源２３４で表す）とを含み、これらのオフセットが、利得段２３８への入力で加えられることに留意されたい。

図４に関連して前述した理由のため、フィルタ２４４のカットオフ周波数は、０．３５ｆ_ＣＬＫ程度となるように選択される。そのようなカットオフ周波数の場合、リップルがｆ_ＣＬＫの高調波を含むので、フィルタ２４４は、オフセット信号成分によって生じるリップルを完全には減衰させない。しかし、選択フィルタ２５０が、リップルを完全に排除する。低域通過フィルタ２４４の出力信号２４８を図５Ｃに示す。また、図５Ｃに点線で示すのは、信号２４８の復調済み磁気信号成分２４８ａである。

ここでは、選択フィルタ２５０のサンプリング周波数ｆ_ＳＦは、クロック周波数ｆ_ＣＬＫの２倍に等しくなるように選択され、その結果、フィルタのゼロは、ｆ_ＣＬＫおよびその高調波に位置する。したがって、選択フィルタ２５０は、ｆ_ＣＬＫおよびその高調波にある周波数成分を除去するので、ＤＣオフセット信号成分に比例する振幅を有する望ましくない出力リップルが排除され、したがってオフセット信号成分自体が排除される。その結果生じるセンサ出力信号２１８を図５Ｄに示す。センサ出力信号２１８は、選択フィルタがオフセット信号成分を完全に排除するので、（フィルタ２４４の出力で供給される磁気信号成分２４８ａと同一の）磁気信号成分だけを含む。

図４の実施形態の場合のように、選択フィルタ２５０は時間領域平均化フィルタであり、このフィルタによって、入力信号２４８は率ｆ_ＣＬＫで平均される。選択フィルタ２５０に対する例示的な一実施形態について、図７に関連して説明しかつ示す。

図５を考慮すると明らかなように、この実施形態は、磁気信号成分を変調するホールプレート変調回路７０の出力とフィルタ段２２０への入力との間に奇数の変調回路を含む。具体的には、変調回路出力信号２１４は、低域通過フィルタ２４４に達する前に、１つの変調回路２４０によって処理される。変調回路２４０はオフセット信号成分をアップコンバートし、その結果選択フィルタ２５０は、オフセットおよびそれに関連するリップルを除去して、それによって所望の磁気信号成分を回復することができる。

変調回路２３０は、その位置を変えてもよいことを図示するために点線で示す。より具体的には、変調回路２３０は、図５に示すように、加算ノード２２６と利得段２３８との間に位置決めすることができる。別法として、変調回路２３０は、フィードバックネットワーク２２４の一部として設けることもできる。いずれの位置でも、変調回路２３０は、利得段２３８への入力で変調済み磁気信号成分に加えられる前に、フィードバック信号を変調する。

図６を参照すると、図４のホール効果センサ２００と類似のホール効果センサ３００の一部分を示す。ホール効果センサ３００は、図４のフィードバックネットワーク１２４または図５のフィードバックネットワーク２２４を提供するのに適したタイプの例示的フィードバックネットワーク３１０を含む。センサ部分３００は、図４の増幅器２１０と類似の増幅器３１２を含み、したがって、加算ノード３１４と、ここでは１対のクロスカップル型スイッチ３１８の形で示す第１の変調回路と、利得段３２０と、ここでは１対のクロスカップル型スイッチ３２４の形で示す第２の変調回路とを含み、すべてが、図４の類似の対応する素子１２６、１３０、１３８、および１４０に関連して前述したように構成されかつ動作可能である。センサ部分３００は、図４の類似のフィルタ１４４に関連して前述したように構成されかつ動作可能なアンチエイリアジング低域通過フィルタ３２８をさらに含む。

フィードバックネットワーク３１０は、図４のフィードバックネットワーク１２４と同様に、フィルタ３２８の出力に結合された入力を有し、かつフィードバック信号を加算ノード３１４の入力に供給する。いくつかの実施形態では、フィードバックネットワーク３１０に、増幅器３１２の利得を調整する能力を提供することが望ましい。この特徴は、感度／利得の微調整を提供する適用分野、たとえば空隙を特定の範囲に較正しかつ調整する必要がある適用分野では特に有利である。この目的のため、フィードバックネットワーク３１０は、出力電流を所望のレベルに調整できるトランスコンダクタンス増幅器などの能動増幅器を含むことが好ましい。一例として、フィードバックネットワーク３１０は、フィードバック増幅器３３４の利得を調整し、したがって全体的な閉ループの利得を調整するために使用できる電流乗算器であるギルバートセル含むことができる。他のフィードバックネットワークを使用して、抵抗、電圧、または電流を変えることなどによってフィードバック増幅器に対する利得調整能力を提供し、それによってホール効果センサの全体的な利得を調整しまたはプログラムできることが、当業者には理解されるであろう。

より具体的には、フィードバックネットワーク３１０は、ここでは１対のクロスカップル型スイッチ３３０の形で示す第１の変調回路を含む。スイッチ３３０は、フィルタ３２８の出力に結合された入力と、フィードバック利得段３３４に結合された出力とを有する。利得段３３４の出力は、ここでも１対のクロスカップル型スイッチ３３８の形で示すさらなる変調回路の入力に結合される。図示のように、スイッチ３３８は、出力で、加算ノード３１４に結合するためのフィードバック信号を供給する。変調回路３３０、３３８は、それぞれの入力信号をクロック周波数ｆ_ＣＬＫで変調する。

ギルバートセルネットワーク３１０は能動素子であるので、このネットワークからオフセットの寄与を排除すると望ましい可能性がある。この目的のため、図６の実施形態で変調回路３３０および３３８とともに設けられるフィードバック増幅器３３４をチョップすることができる。この構成では、フィードバック増幅器３３４から生じる変調済みオフセットは、ループを回り、またフィルタ３２８を通り、したがって、このオフセットは、ホールプレートからのオフセット信号成分と前方の増幅器３２０からのオフセット信号成分のどちらとも同じように扱われる。

図６のフィードバックネットワーク３１０は、フィードバックネットワークを実装する様々な方法のうちの１つであることが、当業者には理解されるであろう。一例として、抵抗フィードバックネットワークを使用することができる。

図７を参照すると、図１の選択フィルタ４０、図４の選択フィルタ１５０、または図５の選択フィルタ２５０としての使用に適したタイプの例示的な選択フィルタ４００は、第１のサンプルホールド回路４０４と第２のサンプルホールド回路４０８とを含み、それぞれが、図４の信号１４８または図５の信号２４８と同様のエイリアジングを防止するようにフィルタリングされた信号に応答する入力を有する。図示のように、各サンプルホールド回路４０４、４０８は、平均化ネットワーク４１０に結合された出力を有する。平均化ネットワーク４００の出力信号４１２は、選択フィルタ４００の出力を供給する。

また図７Ａを参照すると、周波数領域では、フィルタ４００の伝達関数４２０はシンク関数の形状であり、一方時間領域では、矩形関数の形状である。フィルタ４００は、Ｎ（ｆ_ＳＦ／２）にある周波数成分を除去する。上式で、Ｎは任意の整数であり、ｆ_ＳＦはサンプリング周波数でありかつより高い周波数成分を減衰させる。サンプリング周波数ｆ_ＳＦがクロック周波数ｆ_ＣＬＫの２倍に等しい例示的な実施形態では、フィルタは、ｆ_ＣＬＫおよびその高調波にある成分を除去する。

選択フィルタ４００は、ＤＣから最高約ｆ_ＳＦ／８までの無視できる減衰を提供し、この減衰は、その周波数から最高ｆ_ＳＦ／２まで徐々に増えることに留意することが重要である。図７Ａに示すように、周波数ｆ_ＳＦ／２で、減衰が無限（すなわち、周波数領域内でゼロ）になることが理想的である。しかし、処理される磁気信号成分に対する帯域幅がｆ_ＳＦよりはるかに小さいものとすると、これは、システムに制約を課さない。たとえばバッテリ電流センサの適用分野で障害状態を表しうる入力ステップ信号は、ｆ_ＳＦよりはるかに小さいそのような帯域幅をもたないはずであるが、これもまた問題にはならない。このシナリオでは、システムは、入力波形の厳密な複製を提供することに集中するのではなく、むしろ最終的に比較器にバッテリ供給条件を制御させるのに十分なほど速く反応することに集中するからである。

また図７Ｂを参照すると、図４Ｄの信号１４８および１４８ａを、選択フィルタ４００の動作を図示する表記とともに示す。動作の際には、第１のサンプルホールド回路４０４は、変調周波数ｆ_ＣＬＫに等しい周波数および位相Φを有するサンプルクロック信号４０６に応答して入力信号をサンプリングし、一方第２のサンプルホールド回路４０８は、同じ周波数ｆ_ＣＬＫであるが位相Φ＋θにあるサンプルクロック信号４１２に応答して入力信号をサンプリングする。上式で、θは１８０°に等しい。別の方法で説明すると、第１のサンプルホールド回路４０４は、時間ｔ＝ｔ０＋Ｎ^＊Ｔ_ＳＦ＝ｔ０＋（Ｎ／２）^＊Ｔ_ＣＬＫで入力信号をサンプリングし、一方第２のサンプルホールド回路４０８は、時間ｔ＝ｔ０＋（Ｎ＋１）^＊Ｔ_ＳＦ＝ｔ０＋（（Ｎ＋１）／２）^＊Ｔ_ＣＬＫで入力信号をサンプリングする。上式で、ｔ０は任意の時間であり、Ｎは整数である。サンプリング動作を実行するために、短パルスが使用される。パルスの持続時間は、サンプルホールドスイッチの抵抗およびコンデンサの容量に関連するＲＣ時定数に応じて、信号がホールド前にその最終値に達するのに十分なほど大きく設定される。例示的な一実施形態では、パルス幅は２００ｎｓ程度である。

説明を簡単にするために、サンプルホールド回路４０４を、信号１４８の山で入力信号をサンプリングするものとして図７Ｂに示し、サンプルホールド回路４０８は、信号の谷で入力信号をサンプリングする。図示の例では、入力信号１４８の山は、変調クロック信号の遷移に対応するので、サンプルクロック信号は、変調クロック信号の遷移と同時に起こる。しかし、サンプルクロック信号と変調クロック信号との間の位相シフトは任意とすることができることを理解されるであろう。実際には、大きな信号の偏位を回避するために、リップルのゼロ交差のより近くで入力信号をサンプリングすることが望ましい可能性がある。

こうしてリップル周波数の２倍で同期をとって入力信号をサンプリングすることで、リップル信号を平均し、それによってリップル信号を完全に除去することができる。さらに、リップル平均値は、ちょうど１変調クロック周期１／ｆ_ＣＬＫ後に得られ、したがってこれは、選択フィルタがもたらす唯一の遅延である。

入力信号が変調周波数率ｆ_ＣＬＫで平均される、ここまで説明した選択フィルタ動作によれば、いくつかのサンプルが累積され、平均され、次いで破棄されて新しいサンプルを累積しかつ平均し、次の平均信号値を提供する。このタイプのフィルタ動作は、「累積およびダンプ」動作と呼ぶことができ、例示的な回路では、複数の信号平均を含む選択フィルタ出力信号として説明することができる。各信号平均は、単一の変調クロックサイクル内で採取されるアンチエイリアジングフィルタ出力信号のサンプルに基づく。

しかし、別法として、Ｎ個のサンプルが記憶されかつ平均されて第１の平均信号値を提供し、新しいサンプル（すなわち、サンプルＮ＋１）が採取されると、前に記憶された最も古いサンプル（すなわち、サンプル１）が廃棄され、前に記憶されたサンプル（すなわち、サンプル２、３、．．．Ｎ）および新しいサンプル（すなわち、サンプルＮ＋１）に基づいて新しい平均化が実行されるという移動平均を使用してもよいことが、当業者には理解されるであろう。この場合、入力信号は、サンプリング率ｆ_ＳＦで平均される。例示的な回路では、このタイプの移動平均動作について、複数の信号平均を含む選択フィルタ出力信号として説明することができる。各信号平均は、前の信号平均を提供するために使用されたアンチエイリアジングフィルタ出力信号の複数のサンプルと、このアンチエイリアジングフィルタ出力信号の新しいサンプルとに基づく。

選択フィルタ４００は、たとえば温度または処理の変動のために生じうるクロック周波数上のあらゆる変化を追跡する特性を有すると有利である。これは、サンプリング周波数ｆ_ＳＦが、クロック信号周波数ｆ_ＣＬＫの２倍になるように選択され、実際にクロック信号から生成されるからである。この構成では、リップル周波数ｆ_ＣＬＫへのフィルタ４００の正確な同期が実現され、それによって、オフセットリップルの厳密な取り消しを確実にする。

図１に関連して前述したように、クロック周波数ｆ_ＣＬＫおよびその高調波にあるすべての信号成分を除去することに加えて、フィルタはまた、所与の帯域幅を超える他の周波数成分も減衰させる。クロック周波数の高調波以外の周波数での減衰の程度は、１クロック周期内に採取される入力信号のサンプルの数に応じ、より多くのサンプルを採取することによって、フィルタのサイドローブでより大きな減衰が実現される。サンプル周波数の具体的な選択には、より多くのサンプルを採取することによって実現されるより大きな信号減衰（すなわち、より高い全体的なサンプリング周波数）と、より少ないサンプルを採取することによって実現される面積効率（すなわち、より低い全体的なサンプリング周波数）との間でのトレードオフを必要とする。サンプル周波数ｆ_ＳＦがクロック周波数ｆ_ＣＬＫの２倍である例示的な実施形態は、選択フィルタの平均化動作を実現するのに可能な最小限のサンプル周波数を示すことが、当業者には理解されるであろう。

より一般的には、選択フィルタは、各クロックサイクル中に入力信号のＮ対のサンプルを採取するように設計することができる。この場合も、１がＮの最小値である。各クロックサイクル中のリップルを平均するために、サンプルは、対で採取される（すなわち、各クロックサイクル中に偶数のサンプルが採取される）。このリップルは、磁気信号成分の周囲で対称である。この構成では、サンプリング周波数ｆ_ＳＦは、変調周波数ｆ_ＣＬＫの倍数である。適切な選択フィルタ動作のために、所与のサンプル対を制御するクロック信号は、位相で１８０度離され、また異なるサンプル対を制御するクロック信号は、位相で任意に離される。

したがって、より一般的なフィルタについて、対で配置された複数のサンプルホールド回路を含み、それぞれが、アンチエイリアジングフィルタの出力に結合された入力と出力とを有するものとして、説明することができる。具体的には、フィルタは、Ｎ対のサンプルホールド回路、すなわち２Ｎ個のサンプルホールド回路を含む。フィルタは、それぞれ対応するサンプルホールド回路の出力に結合された複数の入力と選択フィルタ出力信号が供給される出力とを有する平均化回路をさらに含む。２Ｎ個のサンプルホールド回路はそれぞれ、低域通過でフィルタリングされた信号を、変調周波数ｆ_ＣＬＫで（信号が各クロックサイクル中に変調周波数の倍数でサンプリングされるように）、同じ対の他方のサンプルホールド回路の位相から１８０度離しかつ他のサンプルホールド回路対の位相から任意で離した位相でサンプリングする。

図８を参照すると、本発明によるさらなる代替チョップホール効果センサ５００は、図３に記載したオフセット信号成分を変調するタイプのスイッチトホールプレート５０を含む。センサ５００は、スイッチトホールプレート５０の出力に結合された入力と増幅された信号５１６が供給される出力とを有するチョップ増幅器５１０をさらに含む。フィルタ段５２０は、増幅器段５１０の出力に結合された入力と、センサ出力信号５１８が供給される出力とを有する。この場合も、任意選択の平滑フィルタは図示しない。

増幅器５１０は、図４の増幅器１１０と実質上同一であり、したがって、加算ノード５２６と、ここでは１対のクロスカップル型スイッチ５３０の形で示す第１の変調回路と、利得段５３８と、ここでも１対のクロスカップル型スイッチ５４０の形で示す第２の変調回路とを含み、すべてが、図４内の同様の対応する構成要素１２６、１３０、１３８、および１４０と同じように構成されかつ動作可能である。フィルタ段５２０は、図４のフィルタ段１２０と実質上同一であり、したがって、アンチエイリアジングフィルタ５４４と、選択フィルタ５５０（図７に示すタイプのものとすることができる）とを含み、これらが、図４内の同様の対応する構成要素１４４および１５０と同じように構成されかつ動作可能である。

図４の実施形態の場合のように、増幅器５１０は、図示のように、フィードバックネットワーク５２４を有する閉ループ増幅器である。図６に示す例示的なフィードバックネットワーク３１０は、図８の実施形態におけるフィードバックネットワーク５２４を提供するために使用するのに適している。

図８のセンサ５００は、図８では増幅器ループが選択フィルタ５５０を囲んで閉じているという点で、図４のセンサ１００とは異なる。したがって、図示のように、フィードバックネットワーク５２４は、選択フィルタ５５０の出力に結合された入力と、加算ノード５２６に結合された出力とを有する。

この構成は、選択フィルタ５５０によってもたらされるゼロがループ安定性に悪影響を及ぼさないように増幅器ループに関連する極が配置される実施形態で有利である。すなわち、図８に示すように選択フィルタ５５０が増幅器ループ内に位置決めされる場合、選択フィルタによってもたらされるゼロ（サンプル周波数の高調波に位置する）は、ループ安定性に寄与することとなる。この場合も、極の位置に応じて、これは問題とはならない可能性がある。また、選択フィルタ５５０を増幅器ループ内に位置決めすることで、選択フィルタに関連するあらゆるオフセットが全体的なシステムオフセットに与える影響を最小限にするという利益を提供する。これは、図８に示すように選択フィルタが位置決めされる場合、そのオフセットの寄与は、通常６０〜１００ｄＢ程度である開ループ利得によって分割され、それによって全体的なシステムオフセット性能への寄与は無視できるものとなるからである。対照的に、対応する選択フィルタが増幅器ループの外側に位置する図４および５の実施形態では、特にチョップ増幅器利得が比較的大きくない場合、選択フィルタに関連するあらゆるオフセットが、全体的なオフセット性能に影響を及ぼす可能性がある。

図９を参照すると、例示的な磁気のステップ外乱を表す波形９００を示す。図９Ａは、図９の入力されたステップ外乱に応答して２５０ＫＨｚ程度の増幅器帯域幅を有するセンサに対する、本発明のホール効果センサのアンチエイリアジングフィルタ、たとえば図１のフィルタ３８、図４のフィルタ１４４、図５のフィルタ２４４、および図８のフィルタ５４４の例示的なステップ応答を示す。具体的には、ホールオフセット電圧が存在する場合（９０４と表記）とホールオフセット電圧が存在しない場合（９０８と表記）の両方のアンチエイリアジングフィルタの出力を、図９Ａに示す。また図９Ｂは、図９の入力されたステップ外乱に応答する、本発明のチョップホール効果センサの選択フィルタ、たとえば図１のフィルタ４０、図４のフィルタ１５０、図５のフィルタ２５０、および図８のフィルタ５５０の例示的なステップ応答９１０を示す。図９でわかるように、選択フィルタは、１クロックサイクルだけの遅延をもたらす。

要約すると、図１の前述のホール効果センサ１０、図４の１００、図５の２００、および図８の５００は、望ましくないホールおよび増幅器オフセット信号成分を除去するのに効果的な回路トポロジーを提供し、かつリップルのない回復された磁気信号成分を、折り返しノイズなしで、速い応答時間で提供する。選択フィルタは、リップルを平均し、それによって、著しい遅延をもたらすことなく（１／ｆ_ＣＬＫのみ）リップルを完全に除去する。アンチエイリアジング低域通過フィルタは、ノイズの折り返しを防止し、またクロック信号周波数ｆ_ＣＬＫおよびアンチエイリアジングフィルタのカットオフ周波数の選択を含む適切な設計上の考慮によって、速いステップ応答時間が実現される。

本明細書で引用したすべての参照の全体を、参照により本明細書に組み込む。

本発明のより好ましい実施形態について説明してきたが、それらの概念を組み込む他の実施形態を使用できることが、当業者にはここで明らかになるであろう。

たとえば、本明細書に記載のホール効果センサの実施形態は、増幅器段によって実行される信号変調と同じ変調周波数で動作するホールプレート変調回路を有するが、特定の例では、ホールオフセット信号成分をある周波数で変調し、増幅器オフセットを別の周波数で変調することが望ましい可能性があることが、当業者には理解されるであろう。この場合、これらの変調周波数は十分に離さなければならず、また選択フィルタは、これらの信号を適切に復調しかつ分けて保持するために、両方の周波数に対して同調させなければならない。

本発明によるホール効果センサは、２つ以上（すなわち、Ｎ個）のホールプレートを含んで、感知された磁界の様々な算術的組合せでそれぞれの電流または電圧出力信号を供給できることも、当業者には理解されるであろう。この場合、Ｎ個の変調回路が設けられ、それぞれが、対応するホールプレートの出力信号を処理し、かつ、本発明の様々な実施形態に関連して前述したようにさらに処理するために加算ノードに結合するように出力信号を供給する。

したがって、これらの実施形態は、開示の実施形態に限定されるべきではなく、むしろ添付の特許請求の範囲の精神および範囲によってのみ限定されるべきであるものと思われる。

Claims (27)

1. 磁界に応答して変動し、磁気信号成分およびオフセット信号成分を含むホール出力信号が供給される出力を有するホール素子と、
   前記ホール出力信号に応答する入力を有しかつ変調回路出力信号が供給される出力を有し、前記磁気信号成分または前記オフセット信号成分のうちの１つを変調周波数ｆ_ＣＬＫで変調するように動作可能なホールプレート変調回路と、
   前記ホールプレート変調回路の出力信号に応答する入力、および増幅器出力信号が供給される出力を有する増幅器と、
   前記増幅器の出力信号に応答する入力、およびセンサ出力信号が供給される出力を有し、アンチエイリアジングフィルタおよび前記変調周波数に同調された選択フィルタを備えるフィルタと、
   を備えるホール効果センサ。
2. 前記増幅器はチョップ増幅器である、請求項１に記載のホール効果センサ。
3. 前記増幅器は前記変調周波数でチョップされる、請求項２に記載のホール効果センサ。
4. 前記増幅器は前記変調周波数とは異なる周波数でチョップされる、請求項２に記載のホール効果センサ。
5. 前記増幅器は閉ループ増幅器である、請求項１に記載のホール効果センサ。
6. 前記増幅器は、前記増幅器の利得を調整するように調整可能なフィードバックネットワークを備える、請求項５に記載のホール効果センサ。
7. 前記ホールプレート変調回路は、前記オフセット信号成分を変調するように動作し、前記ホール効果センサは、前記ホールプレート変調回路の前記出力と前記フィルタの前記入力との間に偶数の変調回路を備える、請求項１に記載のホール効果センサ。
8. 前記増幅器は、
   前記ホールプレート変調回路の前記出力に結合された第１の入力、第２のフィードバック入力、および出力を有する加算ノードと、
   前記加算ノードの前記出力に結合された入力、および出力を有する第１の変調回路と、
   前記第１の変調回路の前記出力に結合された入力、および出力を有する利得段と、
   前記利得段の前記出力に結合された入力、および出力を有する第２の変調回路と、
   前記フィルタに結合された入力、および前記加算ノードの前記第２の入力に結合された出力を有するフィードバックネットワークとを備える、請求項７に記載のホール効果センサ。
9. 前記フィードバックネットワークの前記入力は、前記アンチエイリアジングフィルタの入力に結合される、請求項８に記載のホール効果センサ。
10. 前記フィードバックネットワークの前記入力は、前記アンチエイリアジングフィルタの出力に結合される、請求項８に記載のホール効果センサ。
11. 前記フィードバックネットワークの前記入力は、前記選択フィルタの出力に結合される、請求項８に記載のホール効果センサ。
12. 前記フィードバックネットワークはチョップされる、請求項８に記載のホール効果センサ。
13. 前記ホールプレート変調回路は、前記磁気信号成分を変調するように動作し、前記ホール効果センサは、前記ホールプレート変調回路の前記出力と前記フィルタの前記入力との間に奇数の変調回路を備える、請求項１に記載のホール効果センサ。
14. 前記増幅器は、
    入力および出力を有する加算ノードと、
    前記加算ノードの前記出力に結合された入力、および出力を有する第１の変調回路と、
    前記ホールプレート変調回路の前記出力および前記第１の変調回路の前記出力に結合された入力、ならびに出力を有する利得段と、
    前記利得段の前記出力に結合された入力、および前記フィルタに結合された出力を有する第２の変調回路と、
    前記フィルタに結合された入力、および前記加算ノードの前記入力に結合された出力を有するフィードバックネットワークとを備える、請求項１３に記載のホール効果センサ。
15. 前記フィードバックネットワークの前記入力は、前記アンチエイリアジングフィルタの入力に結合される、請求項１４に記載のホール効果センサ。
16. 前記フィードバックネットワークの前記入力は、前記アンチエイリアジングフィルタの出力に結合される、請求項１４に記載のホール効果センサ。
17. 前記フィードバックネットワークの前記入力は、前記選択フィルタの出力に結合される、請求項１４に記載のホール効果センサ。
18. 前記増幅器は、
    入力および出力を有する加算ノードと、
    前記ホールプレート変調回路の前記出力および前記加算ノードの前記出力に結合された入力、ならびに出力を有する利得段と、
    前記利得段の前記出力に結合された入力、および前記フィルタに結合された出力を有する第１の変調回路と、
    前記フィルタに結合された入力、および前記加算ノードの前記入力に結合された出力を有し、チョップされたフィードバックネットワークと、
    を備える、請求項１３に記載のホール効果センサ。
19. 前記フィードバックネットワークの前記入力は、前記アンチエイリアジングフィルタの入力に結合される、請求項１８に記載のホール効果センサ。
20. 前記フィードバックネットワークの前記入力は、前記アンチエイリアジングフィルタの出力に結合される、請求項１８に記載のホール効果センサ。
21. 前記フィードバックネットワークの前記入力は、前記選択フィルタの出力に結合される、請求項１８に記載のホール効果センサ。
22. 前記アンチエイリアジングフィルタは、前記増幅器出力信号に応答する入力と、低域通過でフィルタリングされた信号が供給される出力とを有し、前記選択フィルタは、前記アンチエイリアジングフィルタの前記出力に結合された入力と、選択フィルタ出力信号が供給される出力とを有し、前記選択フィルタは、
    対で配置され、それぞれ前記アンチエイリアジングフィルタの前記出力に結合された入力、および出力を有する、複数のサンプルホールド回路と、
    前記サンプルホールド回路のうちの対応する１つの前記出力にそれぞれ結合された複数の入力、および前記選択フィルタ出力信号が供給される出力を有する平均化回路とを備え、各前記サンプルホールド回路は、前記低域通過でフィルタリングされた信号を、前記変調周波数で、そして同じ対の他方のサンプルホールド回路の位相から１８０度離しかつ他方の対の前記サンプルホールド回路の位相から任意に離した位相でサンプリングする、請求項１に記載のホール効果センサ。
23. 前記選択フィルタ出力信号が複数の信号平均を含み、各信号平均は、前記変調周波数を有する変調クロック信号の単一のサイクル内で採取される前記アンチエイリアジングフィルタの出力信号のサンプルに基づく、請求項２２に記載のホール効果センサ。
24. 前記選択フィルタ出力信号が複数の信号平均を含み、各信号平均は、前の信号平均を提供するために使用された前記アンチエイリアジングフィルタの出力信号の複数のサンプルと、前記アンチエイリアジングフィルタの出力信号の新しいサンプルとに基づく、請求項２２に記載のホール効果センサ。
25. 前記アンチエイリアジングフィルタは、前記増幅器出力信号に応答する入力と、低域通過でフィルタリングされた信号が供給される出力とを有し、前記選択フィルタは、前記アンチエイリアジングフィルタの前記出力に結合された入力と、選択フィルタ出力信号が供給される出力とを有し、前記選択フィルタは、
    前記アンチエイリアジングフィルタの前記出力に結合された入力、および出力を有する第１のサンプルホールド回路と、
    前記アンチエイリアジングフィルタの前記出力に結合された入力、および出力を有する第２のサンプルホールド回路と、
    前記第１および第２のサンプルホールド回路の前記出力に結合された入力、ならびに前記選択フィルタ出力信号が供給される出力を有する平均化回路とを備え、前記第１のサンプルホールド回路は、前記低域通過でフィルタリングされた信号を、時間ｔ＝ｔ０＋Ｎ・Ｔ_ＳＦでサンプリングし、前記第２のサンプルホールド回路は、前記低域通過でフィルタリングされた信号を、時間ｔ＝ｔ０＋（Ｎ＋１）・Ｔ_ＳＦでサンプリングし、上式で、ｔ０が任意の時間であり、Ｎが整数であり、Ｔ_ＳＦが１／（２・ｆ_ＣＬＫ）であり、ここでｆ_ＣＬＫは前記変調周波数である、請求項１に記載のホール効果センサ。
26. 前記フィルタは平滑フィルタをさらに備える、請求項１に記載のホール効果センサ。
27. 磁界に応答して変動するホール出力信号が供給される出力をそれぞれ有する複数のホール素子と、
    前記複数のホール素子の各１つからの前記ホール出力信号に応答する入力、および変調回路出力信号が供給される出力とをそれぞれ有する複数の変調回路と、
    各前記変調回路出力信号に応答して、前記変調回路出力信号を、前記複数の変調出力信号の数学的組合せとして前記増幅器へ供給する素子とをさらに備える、請求項１に記載のホール効果センサ。

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