JP2010193684A - 電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】スイッチング動作によって電力変換を行う複数の電圧変換回路を並列接続して構成される電源装置において、広い出力範囲において従来よりも電力変換効率を高くする。
【解決手段】この電源装置は、共通の電圧を入力して運転台数切換を含むフライバック方式の電圧変換動作を行う複数の電圧変換回路と、電圧変換回路の出力電流を合成する出力合成回路と、電圧変換回路の入力電圧を検出する入力電圧検出回路と、少なくとも１つの電圧変換回路の入力電流を検出する少なくとも１つの入力電流検出回路と、出力合成回路の出力電圧を検出する出力電圧検出回路と、少なくとも上記検出回路の検出結果に基づいて、少なくとも１つの電圧変換回路における電力変換効率を計算することにより、該電圧変換回路のスイッチング素子に印加される駆動信号の周波数又はデューティを制御する制御部とを具備する。
【選択図】図１

Description

本発明は、スイッチング動作によって電力変換を行う電源装置に関し、特に、スイッチング動作によって電力変換を行う複数の電圧変換回路を並列接続して構成される電源装置に関する。

近年においては、小型軽量で効率良く電力を取り出すことのできるＤＣ／ＤＣコンバータ等のスイッチング電源が広く使用されている。例えば、トランスを用いる絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータにおいては、トランスの１次側においてスイッチング動作を行うことによってトランスの２次側に交流電圧を発生し、この交流電圧をダイオード及びコンデンサで整流及び平滑することによって直流電圧が得られる。また、トランスの替わりにチョークコイルを用いる非絶縁型のスイッチング電源も用いられている。

しかしながら、スイッチング電源において、大きな出力電流を得るためには、トランス又はチョークコイルやコンデンサ等の部品が大型化してしまう。また、スイッチングによって発生する出力電圧のリップルも大きくなってしまう。そこで、異なる位相で動作する複数の電圧変換回路を並列接続したマルチフェーズ方式の電源装置が開発されている。マルチフェーズ方式の電源装置によれば、部品を小型化すると共に、出力電圧のリップルを低減することができる。

関連する技術として、特許文献１には、出力波形の歪を低減するＡＣ／ＤＣコンバータが開示されている。このＡＣ／ＤＣコンバータは、ＡＣ電圧をフィルタ処理する第１のフィルタと、フィルタ処理されたＡＣ電圧を整流する整流回路と、スイッチに直列に接続された第１の巻線、及び、該第１の巻線と電磁誘導関係にある第２の巻線を各々が有する複数のフライバック回路と、該複数のフライバック回路のスイッチを異なる位相でオン／オフさせるコントローラとを含んでいる。

ところで、スイッチング電源において、負荷電流が大きいときに電力変換効率が高くなるように設計を行うと、負荷電流が小さいときに不要な消費電流が生じて電力変換効率が低くなってしまう。そこで、負荷電流が小さいときから負荷電流が大きいときまでの広い負荷範囲において電力変換効率を高くすることが求められている。

関連する技術として、特許文献２には、軽負荷時に効率を上げることができるＤＣ／ＤＣコンバータが開示されている。このＤＣ／ＤＣコンバータは、入力電圧を受け、複数のスイッチを互いに同一周期かつ異なる位相でオン／オフ動作させることにより、１つの出力電圧を負荷に供給するマルチフェーズ方式のＤＣ／ＤＣコンバータであって、軽負荷時に、複数のスイッチをオン／オフ動作させる制御信号のスイッチング周波数を下げる制御回路を備えたことを特徴としている。

また、特許文献３には、低電流から高電流までの広いダイナミックレンジにおいてリップルの少ない良質の変換出力を高効率で得られるスイッチング制御方式のＤＣ／ＤＣコンバータが開示されている。このＤＣ／ＤＣコンバータは、共通の入力電源から供給される入力電流をオン／オフ制御する複数のスイッチング回路と、各スイッチング回路においてオン／オフ制御された電流を合成及び平滑して負荷に供給する平滑回路と、複数のスイッチング回路を互いに同一周期かつ異なる位相でオン／オフ動作させると共に、平滑回路の出力電圧が所定の目標値となるように各スイッチング回路のオン時間幅をフィードバック制御する多相ＰＷＭ制御回路を有し、入力電流のオン／オフ通電路を形成するスイッチング回路を低電流出力時に減数させる動作制御手段を備えたことを特徴としている。

このように、出力電流の大きさに応じて、スイッチング周波数を変化させたり、動作するスイッチング回路の数を変化させたりすることによって、電源装置全体の電力変換効率が改善される。しかしながら、動作しているスイッチング回路が電力変換効率の高い状態にあるという保証はなく、さらなる改善が望まれる。
米国特許第５０１９９５４号明細書（コラム１、図１） 特開２００６−３４０４４２号公報（第１−２頁、図１） 特開２００２−４４９４１号公報（第１−２頁、図１）

そこで、上記の点に鑑み、本発明は、スイッチング動作によって電力変換を行う複数の電圧変換回路を並列接続して構成される電源装置において、負荷電流が小さいときから負荷電流が大きいときまでの広い負荷範囲において従来よりも電力変換効率を高くすることを目的とする。

上記課題を解決するため、本発明の１つの観点に係る電源装置は、（ａ）コア及び該コアに回巻された１次側巻線及び２次側巻線を有するトランスと、トランスの１次側巻線に直列に接続され、パルス状の駆動信号に従ってトランスの１次側巻線に電流を流すスイッチング素子と、トランスの２次側巻線に発生する電圧を整流する出力回路とを各々が含み、共通の電圧を入力して運転台数切換を含むフライバック方式の電圧変換動作を行う複数の電圧変換回路と、（ｂ）複数の電圧変換回路の出力電流を合成する出力合成回路と、（ｃ）複数の電圧変換回路の共通の入力電圧を検出する入力電圧検出回路と、（ｄ）少なくとも１つの電圧変換回路の入力電流を検出する少なくとも１つの入力電流検出回路と、（ｅ）出力合成回路の出力電圧を検出する出力電圧検出回路と、（ｆ）少なくとも入力電圧検出回路、少なくとも１つの入力電流検出回路、及び、出力電圧検出回路の検出結果に基づいて、少なくとも１つの電圧変換回路における電力変換効率を計算することにより、少なくとも１つの電圧変換回路のスイッチング素子に印加される駆動信号の周波数及びデューティの内の少なくとも一方を制御する制御部とを具備する。

本発明によれば、複数の検出回路の検出結果に基づいて電力変換効率を計算することにより、駆動信号の周波数及びデューティの内の少なくとも一方を制御するので、広い負荷範囲において従来よりも電力変換効率を高くすることができる。

以下に、本発明を実施するための最良の形態について、図面を参照しながら詳しく説明する。
図１は、本発明の第１の実施形態に係る電源装置の構成を示す図である。この電源装置は、交流電源電圧の入力端子１及び２と、直流電源電圧の出力端子３及び４と、入力される交流電源電圧を整流及び平滑する整流平滑回路１０と、整流平滑回路１０によって整流及び平滑された電圧が供給され、スイッチング動作を行うことによって電力変換を行う複数の電圧変換回路（図１においては、第１チャンネルの電圧変換回路１１〜第４チャンネルの電圧変換回路１４を示す）と、電圧変換回路１１〜１４の出力電流を合成する出力合成回路３０と、電圧変換回路１１〜１４を制御する制御部４０とを有している。

さらに、この電源装置は、電圧変換回路１１〜１４の共通の入力電圧を検出する入力電圧検出回路５１と、出力合成回路３０の出力電圧を検出する出力電圧検出回路５２と、電圧変換回路１１〜１４の入力電流（即ち、トランス２０の１次側電流に対応する）をそれぞれ検出する入力電流検出回路６１〜６４と、電圧変換回路１１〜１４の出力電流をそれぞれ検出する出力電流検出回路７１〜７４とを有している。

ここで、出力電流検出回路７１〜７４を省略し、制御部４０が、入力電流検出回路６１〜６４の検出結果に基づいて電圧変換回路１１〜１４の出力電流をそれぞれ算出しても良い。あるいは、待機モードや通常動作モード等の安定運転時には、出力合成回路３０の出力電流を検出し、過負荷状態においては、各チャンネルの出力電流を個別に検出し、又は、各チャンネルの入力電流を個別に検出するように、制御部４０の動作を切り替えるようにしても良い。

整流平滑回路１０は、例えば、ダイオードブリッジとコンデンサとを含んでおり、入力端子１と入力端子２との間に印加される交流電圧をダイオードブリッジによって全波整流し、コンデンサによって平滑する。

第１の電圧変換回路１１は、１次側の交流電圧を昇圧又は降圧して２次側に出力するトランス２０と、トランスの１次側巻線２１に直列に接続され、パルス状の駆動信号に従ってトランスの１次側巻線２１に電流を流すＭＯＳＦＥＴ等のスイッチング素子２４と、制御部４０から供給される制御信号に基づいて、スイッチング素子２４を駆動するための駆動信号を生成する駆動回路２５と、トランスの２次側巻線２２に発生する電圧を半波整流するダイオード２６と、整流された電圧を平滑するコンデンサ２７とを含んでいる。ここで、ダイオード２６及び／又はコンデンサ２７は、出力回路を構成している。

トランス２０は、磁性体のコア２３と、コア２３に回巻された１次側巻線２１及び２次側巻線２２とを有している。なお、トランス２０に付されたドットの記号は、巻線の極性を示している。

一般に、スイッチング電源において、トランスの１次側から２次側への電力伝達方式としては、スイッチング素子がオンした時に１次側から２次側に電力を伝達するフォワード方式と、スイッチング素子がオフした時に１次側から２次側に電力を伝達するフライバック方式とがある。

１次側巻線２１の巻数をＮ１とし、２次側巻線２２の巻数をＮ２とすると、損失がないとした場合に、フォワード方式においては、１次側と２次側との間の電圧変換率はＮ２／Ｎ１に比例し、電流変換率はＮ１／Ｎ２となる。また、フライバック方式においては、１次側と２次側との間の電圧変換率はデューティ（Ｔ_ＯＮ／（Ｔ_ＯＮ＋Ｔ_ＯＦＦ））比に比例する。

本実施形態においては、高い出力電圧を得ることができるフライバック方式を採用している。フライバック方式は、チョークコイルが不要で部品点数が少なく、回路が簡単になるというメリットを有しているが、小電力用であり、出力電圧のリップルも比較的大きい。そこで、異なる位相で動作する複数の電圧変換回路を並列接続することが有効となる。

また、本実施形態においては、トランスのコア２３として、高い飽和磁束密度を有するアモルファス金属の磁性体が用いられる。具体的な材料としては、例えば、鉄（Ｆｅ）とコバルト（Ｃｏ）を含むアモルファス合金Ｆｅ−Ｃｏ（６０〜８０ｗｔ％）を用いることができる。コアのタイプとしては、粉末材料を焼結することにより成型したバルクタイプや、リボン状のコアを積層したラミネートタイプを用いることができる。

アモルファス金属の磁性体は、フェライトよりも飽和磁束密度が高く、粉末材料を用いる場合にはＥ型形状のコア成型を行う際にも成型が容易であり、温度による磁気特性の変化が小さく、ヒステリシス損失や渦電流損失が小さくて高周波特性が良いという特徴を有している。また、アモルファス金属の磁性体をトランスのコアとして用いることにより、コアが磁気的に飽和し難く、発熱量も小さいので、同じサイズのフェライトを用いる場合の２倍以上の電力を供給でき、瞬間的な電流供給能力はフェライトの１０倍程度にもなる。

トランスの１次側巻線２１に接続される回路と、トランスの２次側巻線２２に接続される回路とは、フォトカプラ等の光信号伝送素子を用いることにより、互いにアイソレートされる。例えば、制御部４０をトランスの１次側巻線２１に接続する場合には、出力電圧検出回路５２及び出力電流検出回路７１〜７４から制御部４０への信号経路の一部に光信号伝送素子が用いられる。一方、制御部４０をトランスの２次側巻線２２に接続する場合には、入力電圧検出回路５１及び入力電流検出回路６１〜６４から制御部４０への信号経路の一部に光信号伝送素子が用いられると共に、制御部４０から駆動回路２５への信号経路の一部に光信号伝送素子が用いられる。なお、電流を電磁誘導による起電力に基づいて検出するタイプの電流検出回路については、アイソレートのための素子を設ける必要はない。

一般に、光アイソレータを用いると、検出回路から制御部４０へのフィードバック信号に線形特性の変化と応答遅延時間が生じ、しかも、部品数が増える。そこで、制御部４０をトランスの１次側巻線２１に接続し、トランスの１次側巻線に流れる電流を検出してフィードバック制御を行うようにすれば、入力電流検出回路６１〜６４と制御部４０との間、及び、制御部４０と駆動回路２５との間にアイソレータが不要となり、フィードバック動作における応答性も改善される。

図１に示すようなフライバック方式の電圧変換回路１１においては、トランスの１次側巻線２１と２次側巻線２２とが逆極性の関係となっており、スイッチング素子２４がオンしている間は、トランス２０の１次側電流は増加するが、トランス２０の２次側においてはダイオード２６で逆バイアスされているので２次側電流は流れない。トランス２０は、スイッチング素子２４がオンしている時に、コア２４にエネルギーを蓄える。

次に、スイッチング素子２４がオフすると、磁場が電流を維持しようとするので、トランス２０の電圧極性が反転して、トランス２０の２次側において電流が流れる。トランス２０の２次側電流は、トランスの２次側巻線２２に直列接続されたダイオード２６を介してコンデンサ２７に充電されることにより、出力端子３と出力端子４との間に直流出力電圧を発生させる。

以上、第１の電圧変換回路１１について説明したが、第２〜第４の電圧変換回路１２〜１４についても同様である。出力合成回路３０は、複数のダイオード３１〜３４を含んでいる。ダイオード３１〜３４のアノードは、電圧変換回路１１〜１４の出力にそれぞれ接続されており、ダイオード３１〜３４のカソードは、電源装置の出力端子３に接続されている。ダイオード３１〜３４によって、電圧変換回路１１〜１４の出力電流が合成されると共に、出力電流の逆流が防止される。なお、出力合成回路３０において、ダイオード３１〜３４を省略して、電圧変換回路１１〜１４の出力を出力端子３に直接接続するようにしても良い。

制御部４０は、制御信号を生成するコントロールブロックを一体化して収めたＤＳＰ（digital signal processor）を含んでおり、ＤＳＰの内部又は外部において、ソフトウェア（制御プログラム）やデータを格納する不揮発性メモリ等の格納部４１を含んでいる。格納部４１は、データテーブルを有しており、このデータテーブルには、電源装置の動作を制御するために用いられる各種の設定情報が格納されている。

フライバック方式の電圧変換回路において、トランスの２次側に電流が流れている間に、さらにスイッチング素子をオン状態としてトランスの１次側に電流を流す動作形態を、「連続モード」という。一方、トランスの２次側に電流が流れ終えてから時間が経過した後に、スイッチング素子をオン状態としてトランスの１次側に電流を流す動作形態を、「不連続モード」という。連続モードと不連続モードとの中間として、トランスの２次側に電流が流れ終えた直後に、スイッチング素子をオン状態としてトランスの１次側に電流を流す動作形態を、「臨界モード」という。

電圧変換回路がいずれのモードで動作するかは、スイッチング素子に印加される駆動信号の周波数及びデューティによって決定され、電力変換効率は、臨界モードにおいて最も高くなると考えられる。いずれにしても、フライバック方式の電圧変換回路において、駆動信号の周波数とデューティとを変化させることによって、電力変換効率を変化させることができる。

制御部４０は、入力電圧検出回路５１によって検出される電圧変換回路１１〜１４の入力電圧の値と、入力電流検出回路６１〜６４によって検出される電圧変換回路１１〜１４の入力電流（即ち、トランス２０の１次側電流に対応する）の値とに基づいて、電圧変換回路１１〜１４の入力電力の値を求めると共に、出力電圧検出回路５２によって検出される出力合成回路３０の出力電圧の値と、出力電流検出回路７１〜７４によって検出される電圧変換回路１１〜１４の出力電流の値（又は、入力電流検出回路６１〜６４の検出結果、制御部４０が供給する制御信号のデューティ比、さらには、トランスの巻数やインダクタンス値に基づいて算出される電圧変換回路１１〜１４の出力電流の計算値）とに基づいて、電圧変換回路１１〜１４の出力電力の値を求め、各々の電圧変換回路における電力変換効率（＝出力電力値／入力電力値）を計算する。

それにより、制御部４０は、電圧変換回路１１〜１４における電力変換効率に基づいて、各々の電圧変換回路のスイッチング素子２４に印加される駆動信号の周波数及びデューティの内の少なくとも一方を制御する。例えば、制御部４０は、出力合成回路３０の出力電圧が目標値となるように、電圧変換回路１１〜１４のスイッチング素子２４に印加される駆動信号のデューティを制御すると共に、各々の電圧変換回路における電力変換効率が最大値に近づくように、駆動信号の周波数を個別に制御するようにしても良い。

また、制御部４０は、電圧変換回路１１〜１４の出力電力、及び／又は、電圧変換回路１１〜１４における電力変換効率に基づいて、電圧変換回路１１〜１４のスイッチング素子２４に印加される駆動信号のデューティに差を設けても良い。さらに、負荷に供給される電力が小さい場合には、特定の駆動信号のデューティをゼロにすることにより、電圧変換回路１１〜１４の内の１つ〜３つを停止させて、それらの消費電流をゼロにすることもできる。

ここで、制御部４０は、電圧変換回路１１〜１４の内の少なくとも１つ（例えば、電圧変換回路１１）における電力変換効率を計算した後に、駆動信号の周波数及びデューティの内の少なくとも一方を変化させ、その状態における検出結果に基づいて電力変換効率を再び計算し、駆動信号の変化の前後における電力変換効率の変化に基づいて駆動信号の周波数及びデューティの内の少なくとも一方を制御するようにしても良い。

また、制御部４０は、電圧変換回路１１〜１４における電力変換効率を計算した後に、電圧変換回路１１〜１４の内の少なくとも１つについて入力電流を増加させると共に電圧変換回路１１〜１４の内の少なくとも他の１つについて入力電流を減少させ、その状態における検出結果に基づいて電力変換効率を再び計算し、入力電流の変化の前後における電力変換効率の変化に基づいて駆動信号の周波数及びデューティの内の少なくとも一方を制御するようにしても良い。その場合について、以下に説明する。

入力電圧をｖ_ＩＮ、入力電流をｉ_ＩＮ、サンプル数をＮとすると、入力電力Ｐ_ＩＮは、次式で表される。
Ｐ_ＩＮ＝Σ（ｖ_ＩＮ×ｉ_ＩＮ）／Ｎ
ここで、電圧変換回路のチャンネル数が「２」である場合に、第１チャンネルの電圧変換回路の入力電流をｉ_ＩＮ１とし、第２チャンネルの電圧変換回路の入力電流をｉ_ＩＮ２とすると、次式が成立する。
ｉ_ＩＮ＝ｉ_ＩＮ１＋ｉ_ＩＮ２

また、出力電圧をｖ_ＯＵＴ、出力電流をｉ_ＯＵＴ、サンプル数をＮとすると、出力電力Ｐ_ＯＵＴは、次式で表される。
Ｐ_ＯＵＴ＝Σ（ｖ_ＯＵＴ×ｉ_ＯＵＴ）／Ｎ
従って、電力変換効率ηは、次式で表される。
η＝Ｐ_ＯＵＴ／Ｐ_ＩＮ＝Σ（ｖ_ＯＵＴ×ｉ_ＯＵＴ）／Σ（ｖ_ＩＮ×ｉ_ＩＮ）
＝Σ（ｖ_ＯＵＴ×ｉ_ＯＵＴ）／Σ（ｖ_ＩＮ×（ｉ_ＩＮ１＋ｉ_ＩＮ２））

制御部４０は、例えば、第１チャンネルの電圧変換回路の入力電流ｉ_ＩＮ１を所定の割合で増加させると共に、第２チャンネルの電圧変換回路の入力電流ｉ_ＩＮ２を所定の割合で減少させることにより、電力変換効率ηの変化を計算する。その結果、制御部４０は、電力変換効率ηが上昇すれば、さらに入力電流ｉ_ＩＮ１を増加させて入力電流ｉ_ＩＮ２を減少させ、電力変換効率ηが下降すれば、入力電流ｉ_ＩＮ１を減少させて入力電流ｉ_ＩＮ２を増加させる。このようにして、制御部４０は、電源装置全体の電力変換効率ηを最大とするように、入力電流ｉ_ＩＮ１及びｉ_ＩＮ２を逐次に制御する。

ところで、トランス２０の１次側電流は、スイッチング素子２４に流れる電流であり、駆動サイクル毎の励磁電流に相当する。制御部４０のＤＳＰは、高速の演算を行うことができるので、駆動サイクル毎に励磁電流を検出して電力変換効率を演算することが可能である。従って、制御部４０は、高速逐次のサイクル制御を行うことにより、スイッチング素子２４の過電流破損を防止することができる。

図２は、複数チャンネルの電圧変換回路の運転台数切換を示す図である。図２において、横軸は電源装置の出力電力を表しており、縦軸は電圧変換回路１１〜１４の負荷率Ｕ_１〜Ｕ_４を表している。各チャンネルの電圧変換回路の負荷率Ｕは、次式で表される。
Ｕ＝｛Ｐ（ｔ）／Ｐ_ＭＡＸ｝×１００ （％）
ここで、Ｐ_ＭＡＸは、各チャンネルの電圧変換回路について設定されている最大電力負荷を表し、Ｐ（ｔ）は、各チャンネルの電圧変換回路が時刻ｔにおいて実際に荷う電力負荷を表している。

最初に、制御部４０は、動作させる電圧変換回路のチャンネル数の初期値を設定し、設定されたチャンネル数の電圧変換回路を起動する。例えば、制御部４０は、チャンネル１の電圧変換回路１１を起動する。電源装置の出力電圧が上昇するのに伴って、負荷に供給される電力が増加する。電源装置の出力電圧が所定値に達すると、負荷のインピーダンスが一定である場合には、電源装置の出力電力が一定値となる。負荷が次第に重くなる場合には、電源装置の出力電力も次第に増加する。チャンネル１の電圧変換回路１１の出力電力だけで不足する場合には、図２に示すように、チャンネル２、３、４の電圧変換回路１２、１３、１４が順次起動される。

例えば、電圧変換回路１１のみが動作している場合に、電圧変換回路１１の負荷率Ｕ_１が約１００％に達すると、制御部４０は、動作させる電圧変換回路のチャンネル数を「２」に設定し、チャンネル２の電圧変換回路１２を起動する。ここで、制御部４０は、格納部４１に格納されている設定値に基づいて、電圧変換回路１２の負荷率Ｕ_２を約５０％に上昇させると共に、電圧変換回路１１の負荷率Ｕ_１を約５０％に下降させるように、チャンネル１及び２の駆動信号を生成する。そのようにすれば、チャンネル数を増加させる際に、電源装置の出力電圧の変動が抑えられると共に、電圧変換回路１１及び１２の負荷率Ｕ_１及びＵ_２が略等しくなるので、電源装置の動作が安定する。

一方、負荷が次第に軽くなる場合には、制御部４０は、少なくとも１つの電圧変換回路を停止させると共に、他の起動している電圧変換回路の出力電流を増加させる。例えば、電圧変換回路１１〜１４が動作している場合に、電圧変換回路１１〜１４の負荷率Ｕ_１〜Ｕ_４が約７５％よりも低下すると、制御部４０は、動作させる電圧変換回路のチャンネル数を「３」に設定し、チャンネル４の電圧変換回路１４を停止させる。

ここで、制御部４０は、格納部４１に格納されている設定値に基づいて、電圧変換回路１４の負荷率Ｕ_４を０％に下降させると共に、電圧変換回路１１〜１３の負荷率Ｕ_１〜Ｕ_３を約１００％に上昇させるように、チャンネル１〜３の駆動信号を生成する。そのようにすれば、チャンネル数を減少させる際に電源装置の出力電圧の変動が抑えられると共に、電圧変換回路１１〜１３の負荷率Ｕ_１〜Ｕ_３が略等しくなるので、電源装置の動作が安定する。

このように、動作する電圧変換回路のチャンネル数を変更する場合に、動作する電圧変換回路のチャンネル数が増加する際には、新たに起動される電圧変換回路に過度の負担がかかる。また、動作する電圧変換回路のチャンネル数が減少する際には、動作を継続する電圧変換回路に過度の負担がかかる。そこで、本実施形態においては、制御部４０が、トランス２０の１次側巻線に電流を流す期間に制限を設けるようにしている。

１次側巻線に電流を流す期間に制限を設ける動作について、図３を参照しながら説明する。図３は、図１に示す電圧変換回路の過負荷状態における動作を説明するための波形図である。図３の（ａ）は、制御信号を生成する際に用いられるクロック信号Ｖ_ＣＫの波形を示している。クロック信号Ｖ_ＣＫに含まれているパルスの周期はＴであり、パルス幅（ハイレベルの期間）はＴ_Ｈである。ここでは、クロック信号Ｖ_ＣＫのデューティ（Ｔ_Ｈ／Ｔ）が５０％となっている。

本実施形態においては、トランスのコアにアモルファス金属を含む磁性体を用いているので、フェライトを用いた場合と比較して、巻数が同じ場合には１次側巻線のインピーダンスが小さくなっている。そのために、図３の（ｂ）に示すように、フェライトを用いた場合と比較して、１次側巻線に流れる電流（スイッチング素子２４としてＭＯＳＦＥＴを用いる場合には、ドレイン電流Ｉ_Ｄ）の値が大きくなり、トランスの飽和磁束密度が大きいとは言え、過大電流によってＭＯＳＦＥＴが破壊されるおそれがある。一方、巻線のインピーダンスを大きくするためには、巻数を増やさなければならず、トランスが大型化してしまう。そこで、本実施形態においては、以下のような手法によって、この問題を解決した。

トランスの１次側電流が増加すれば、コアにエネルギーが蓄積されるスピードが速くなる。さらに、プリンタ等の負荷において瞬間的に消費電力が大きくなった場合には、ドレイン電流Ｉ_Ｄを流す期間を増加させることによって対応することができる。その際に、ドレイン電流Ｉ_Ｄを流す期間に上限を設けておけば、ＭＯＳＦＥＴの温度が異常に上昇する前に消費電力が元に戻るので、ＭＯＳＦＥＴが破壊されるおそれはない。そのような動作を行うために、制御部４０は、図３の（ｂ）に示すＡ点においてＭＯＳＦＥＴをオフ状態とするように、駆動信号におけるパルス幅の上限を設定している。

図３の（ｃ）に示すゲート電圧Ｖ_Ｇがハイレベルになると、ドレイン電流Ｉ_Ｄが流れ始め、ゲート電圧Ｖ_Ｇがローレベルになると、ドレイン電流Ｉ_Ｄが停止する。図３の（ｃ）において、ＭＯＳＦＥＴがオンする期間がＴ_ＯＮで表され、ＭＯＳＦＥＴがオフする期間がＴ_ＯＦＦで表されている。図２に示すように、動作する電圧変換回路のチャンネル数を変更してから所定の期間においては、電圧変換回路が過負荷状態に近い状態となっているので、パルス幅の上限を設定することによって、ＭＯＳＦＥＴの破壊を防止することができる。図３の（ｃ）に示す期間Ｔ_ＯＮが、駆動信号におけるパルス幅の上限を表している。

次に、本発明の第１の実施形態に係る電源装置の動作の例について、図１〜図６を参照しながら説明する。
図４は、本発明の第１の実施形態に係る電源装置の動作の例を示すフローチャートである。図４に示すように、電源装置の動作が開始すると、ステップＳ１１において、初期設定が行われる。初期設定においては、制御部４０が、電圧変換回路１１〜１４のスイッチング素子に印加される駆動信号の周波数の初期値ｆｉｎｉ１〜ｆｉｎｉ４、最小値ｆｍｉｎ１〜ｆｍｉｎ４、最大値ｆｍａｘ１〜ｆｍａｘ４、及び、周波数を段階的に変化させる際の変化量等を、格納部４１のデータテーブルに基づいて設定する。ここで、複数の電圧変換回路１１〜１４についての設定値は、同じ値でも良いし、互いに異なる値でも良い。

ステップＳ１２において、制御部４０が、入力電圧検出回路５１、入力電流検出回路６１〜６４、出力電圧検出回路５２、及び、出力電流検出回路７１〜７４の検出結果に基づいて入出力状態を検出し、電圧変換回路１１〜１４の各々における電力変換効率を計算する。この電力変換効率の計算には、制御部４０が生成する制御信号のデューティ比の可変範囲や、トランスの巻数比やインダクタンス値を用いることもできる。

ステップＳ１３以降の処理は、必要に応じて、電圧変換回路１１〜１４の内の少なくとも１つについて実行されるが、複数の電圧変換回路について処理が実行される場合には、それらの処理を順次実行しても良いし、同時に実行しても良い。以下においては、第１の電圧変換回路１１について処理が実行される場合を説明する。

ステップＳ１３において、制御部４０が、駆動信号の周波数を変化させる。例えば、制御部４０が、駆動信号の周波数を１段階上げる。次に、ステップＳ１４において、制御部４０が、入力電圧検出回路５１、入力電流検出回路６１、出力電圧検出回路５２、出力電流検出回路７１の検出結果に基づいて入出力状態を検出し、第１の電圧変換回路１１における電力変換効率を計算する。

ここで、出力電力の値を求めるために、出力電流の検出値を用いる替わりに入力電流（トランス２０の１次側電流）の検出値を用いると、スイッチングサイクル毎の運転状態も知ることができる。また、トランス２０の１次側電流を検出することにより、過渡的な運転において生じがちな過渡的な過電流による出力不安定性を防止することができ、スイッチング素子２４のストレスも軽減することができる。トランス２０の２次側においては、出力電圧の安定性とノイズ除去の目的でＬＰＦが多用されており、フィードバック動作にも時間遅れが生じがちであるが、このような問題が解消される。

ステップＳ１５において、制御部４０が、ステップＳ１４において計算された第１の電圧変換回路１１における電力変換効率を、直前に求めた第１の電圧変換回路１１における電力変換効率と比較して、電力変換効率が良くなったか否かを判定する。電力変換効率が良くなった場合には、処理がステップＳ１６に移行し、電力変換効率が良くならなかった場合には、処理がステップＳ１７に移行する。

ステップＳ１６において、制御部４０が、駆動信号の周波数が最大値ｆｍａｘ１であるか否かを判定する。駆動信号の周波数が最大値ｆｍａｘ１でない場合には、処理がステップＳ１３に戻って、駆動信号の周波数がさらに１段階上げられる。一方、駆動信号の周波数が最大値ｆｍａｘ１である場合には、処理がステップＳ１４に戻って、駆動信号の周波数が最大値ｆｍａｘ１を維持する。

駆動信号の周波数を上げても電力変換効率が良くならなかった場合には、ステップＳ１７において、制御部４０が、駆動信号の周波数を１段階下げる。次に、ステップＳ１８において、制御部４０が、入力電圧検出回路５１、入力電流検出回路６１、出力電圧検出回路５２、出力電流検出回路７１の検出結果に基づいて入出力状態を検出し、第１の電圧変換回路１１における電力変換効率を計算する。

ステップＳ１９において、制御部４０が、ステップＳ１７において計算された第１の電圧変換回路１１における電力変換効率を、直前に求めた第１の電圧変換回路１１における電力変換効率と比較して、電力変換効率が良くなったか否かを判定する。電力変換効率が良くなった場合には、処理がステップＳ２０に移行する。一方、電力変換効率が良くならなかった場合には、処理がステップＳ１３に戻って、駆動信号の周波数が１段階上げられる。あるいは、複数の電圧変換回路の制御を順次行う場合には、処理を次の電圧変換回路の制御動作に移行させても良い。

ステップＳ２０において、制御部４０が、駆動信号の周波数が最小値ｆｍｉｎ１であるか否かを判定する。駆動信号の周波数が最小値ｆｍｉｎ１でない場合には、処理がステップＳ１７に戻って、駆動信号の周波数がさらに１段階下げられる。一方、駆動信号の周波数が最小値ｆｍｉｎ１である場合には、処理がステップＳ１８に戻って、駆動信号の周波数が最小値ｆｍｉｎ１を維持する。以上のような制御が、必要に応じて、第２の電圧変換回路１２〜第４の電圧変換回路１４についても行われて、電源装置全体の電力変換効率が改善される。なお、駆動信号の周波数を増減する替わりに、パルスの追加や間引き（ブロッキング制御、中抜き制御）を行うようにしても良い。

一方、電圧変換回路１１〜１４の出力電力は、電圧変換回路１１〜１４のスイッチング素子に供給される駆動信号のデューティによって決定される。ここで、電圧変換回路１１〜１４を、負荷に供給される電力（検出される出力電力）に応じて、第１の電圧変換回路１１、第２の電圧変換回路１２、第３の電圧変換回路１３、第４の電圧変換回路１４の順で、優先的に動作させるようにしても良い。

例えば、電圧変換回路１１〜１４の各々の定格電力が５０Ｗである場合に、負荷に供給される電力が５０Ｗ以下であるときには、第２の電圧変換回路１２〜第４の電圧変換回路１４のスイッチング素子に供給される駆動信号のデューティがゼロとされて、第１の電圧変換回路１１のみが動作する。一般に、スイッチング素子がオン／オフするときには大きな電力損失が発生するが、第２の電圧変換回路１２〜第４の電圧変換回路１４のスイッチング素子が完全にオフ状態となれば、第２の電圧変換回路１２〜第４の電圧変換回路１４における電力損失がゼロとなる。

また、負荷に供給される電力が５０Ｗを超えて１００Ｗ以下であるときには、第３の電圧変換回路１３及び第４の電圧変換回路１４のスイッチング素子に供給される駆動信号のデューティがゼロとされて、第１の電圧変換回路１１及び第２の電圧変換回路１２が動作する。さらに、負荷に供給される電力が１００Ｗを超えて１５０Ｗ以下であるときには、第４の電圧変換回路１４のスイッチング素子に供給される駆動信号のデューティがゼロとされて、第１の電圧変換回路１１〜第３の電圧変換回路１３が動作する。

負荷に供給される電力が１５０Ｗを超えるときには、全ての電圧変換回路１１〜１４が動作する。例えば、負荷に供給される電力が１６０Ｗである場合に、電圧変換回路１１〜１４が４０Ｗずつの電力を同等に出力しても良いし、第１の電圧変換回路１１〜第３の電圧変換回路１３が５０Ｗずつの定格電力を出力し、第４の電圧変換回路１４が残りの１０Ｗの電力を出力しても良いし、電圧変換回路１１〜１４がそれぞれ５０Ｗ、４５Ｗ、４０Ｗ、２５Ｗのように異なる電力を出力しても良い。

ここで、電力変換効率を最適化するために、制御部４０は、電圧変換回路１１〜１４のスイッチング素子に印加される駆動信号の周波数を固定して、入力電圧検出回路５１、入力電流検出回路６１〜６４、出力電圧検出回路５２、及び、出力電流検出回路７１〜７４の検出結果に基づいて入出力状態を検出することにより電圧変換回路１１〜１４の電力変換効率を計算する。その後、制御部４０は、電圧変換回路１１〜１４のスイッチング素子に印加される駆動信号のデューティを変化させて入出力状態を検出することにより電圧変換回路１１〜１４の電力変換効率を計算し、これを繰り返すことにより、電力変換効率の変化に基づいて駆動信号のデューティを制御するようにしても良い。このようにして、様々な負荷状態に対して、電圧変換回路１１〜１４の動作が決定される。

図５は、負荷状態に対する駆動信号の変化の例を示す図である。図５に示すように、負荷が非常に軽い負荷レベル１の状態においては、第１の電圧変換回路１１のスイッチング素子に供給される１相の駆動信号ＤＳ１のみが活性化される。負荷が増加して負荷レベル２の状態になると、第１の電圧変換回路１１及び第２の電圧変換回路１２のスイッチング素子に供給される２相の駆動信号ＤＳ１及びＤＳ２が活性化される。さらに負荷が増加して負荷レベル３の状態になると、第１の電圧変換回路１１〜第３の電圧変換回路１３のスイッチング素子に供給される３相の駆動信号ＤＳ１〜ＤＳ３が活性化される。負荷が最も重い負荷レベル４の状態においては、第１の電圧変換回路１１〜第４の電圧変換回路１４のスイッチング素子に供給される４相の駆動信号ＤＳ１〜ＤＳ４が活性化される。負荷が減少する場合には、その逆の過程をたどる。本実施形態においては、各相の駆動信号の位相を異ならせることによってスイッチングに伴うストレスを分散させ、ノイズの低減、出力の安定化、及び、使用部品の小型化を図っている。

図６は、負荷状態に対する電力変換効率の変化の例を示す図である。図６に示すように、１相の駆動信号のみを活性化するときには、負荷が非常に軽い状態において電力変換効率が最大となる臨界モードが存在する。同様に、２相の駆動信号を活性化するときには、２つの電圧変換回路の出力電力を同等にする場合に、出力負荷がやや軽い状態において電力変換効率が最大となる臨界モードが存在し、３相の駆動信号を活性化するときには、負荷がやや重い状態において電力変換効率が最大となる臨界モードが存在し、４相の駆動信号を活性化するときには、負荷が非常に重い状態において電力変換効率が最大となる臨界モードが存在する。本実施形態によれば、いずれの負荷状態においても、電源装置は、電力変換効率が最大となる臨界モード、又は、それに近い状態において、電圧変換動作を行うことができる。

次に、本発明の第２の実施形態について説明する。
図７は、本発明の第２の実施形態に係る電源装置の構成を示す図である。第２の実施形態に係る電源装置は、スイッチング動作を行うことによって電力変換を行う複数の電圧変換回路（図７においては、第１チャンネルの電圧変換回路１１及び第２チャンネルの電圧変換回路１２ａを示す）を有しており、第１チャンネルの電圧変換回路１１については電力変換効率に基づいて周波数及びデューティの内の少なくとも一方が制御されるのに対して、それ以外の電圧変換回路においては、周波数及びデューティが固定又は半固定にされる。

ここで、周波数及びデューティが固定にされるとは、電圧変換回路が動作モードと停止モードとの内のいずれかに制御されることをいう。また、周波数及びデューティが半固定にされるとは、周波数及びデューティの内の少なくとも一方が、設定された範囲内で可変となるように制御されることをいう。

これに伴い、図７に示すように、第１チャンネルの電圧変換回路１１においては入力電流検出回路６１が設けられているが、それ以外の電圧変換回路においては入力電流検出回路が設けられていない。また、入力端子１ａ及び２ａに直流電源電圧が供給されるので、図１に示す整流平滑回路１０が省略されており、さらに、図１に示す制御部４０の替わりに、制御部４０ａが設けられている。第２の実施形態においては、制御部４０ａに含まれているＤＳＰの機能によって、第１の実施形態におけるよりも少ない部品点数で、電源装置の電力変換効率を高めることができる。

制御部４０ａは、入力電圧検出回路５１によって検出される入力電圧と、入力電流検出回路６１によって検出される入力電流と、出力電圧検出回路５２によって検出される出力電圧とに基づいて、第１チャンネルの電圧変換回路１１における電力変換効率を計算することにより、第１チャンネルの電圧変換回路１１のスイッチング素子２４に印加される駆動信号の周波数及びデューティの内の少なくとも一方を制御する。これに対し、第２チャンネルの電圧変換回路１２ａにおいては、所定の負荷条件範囲において電力変換効率が最適となるように周波数及びデューティが設定されている。

制御部４０ａは、負荷が所定の負荷条件範囲よりも軽いときには、第１チャンネルの電圧変換回路１１のみを動作させ、負荷が所定の負荷条件範囲内のときには、第２チャンネルの電圧変換回路１２ａのみを動作させ、負荷が所定の負荷条件範囲よりも重いときには、第２チャンネルの電圧変換回路１２ａに加えて第１チャンネルの電圧変換回路１１を動作させて、第１チャンネルの電圧変換回路１１及び第２チャンネルの電圧変換回路１２ａの出力を合成することにより、重い負荷にも対応可能とする。

ここで、制御部４０ａは、第１チャンネルの電圧変換回路１１のみが動作しているときには、入力電流検出回路６１及び出力電圧検出回路５２の検出結果に基づいて負荷の状態を判定し、第２チャンネルの電圧変換回路１２ａのみが動作しているときには、第２チャンネルの電圧変換回路１２ａの駆動信号のデューティに基づいて負荷の状態を判定し、第１チャンネルの電圧変換回路１１及び第２チャンネルの電圧変換回路１２ａが動作しているときには、第１チャンネルの電圧変換回路１１及び第２チャンネルの電圧変換回路１２ａの駆動信号のデューティに基づいて負荷の状態を判定することができる。

本実施形態によれば、所定の負荷条件範囲においては、第２チャンネルの電圧変換回路１２ａを高い電力変換効率で動作させ、第２チャンネルの電圧変換回路１２ａの電力変換効率が低くなる軽負荷時においては、第２チャンネルの電圧変換回路１２ａを停止させ、第２チャンネルの電圧変換回路１２ａの電力変換効率が低くなる重負荷時においては、第２チャンネルの電圧変換回路１２ａに加えて第１チャンネルの電圧変換回路１１を動作させることにより、広い負荷範囲において電源装置全体の電力変換効率を高めることができる。

ここで、第２チャンネルの電圧変換回路１２ａに印加される駆動信号の周波数及びデューティの内の少なくとも一方を、出力電圧検出回路５２の検出結果等に基づいて、設定された範囲内で変化させるようにしても良い。このように、周波数又はデューティを変化させると、スイッチング基本周波数がｆ_１〜ｆ_２の間で変動することになり、ノイズスペクトラムが拡散して、特定周波数におけるノイズレベルを実質的に低下させることができる。

次に、本発明の第３の実施形態について説明する。
図８は、本発明の第３の実施形態に係る電源装置の構成を示す図である。第３の実施形態においては、図７に示す第２の実施形態に係る電源装置に、電圧変換回路全体の入力電流を検出する入力電流検出回路６０が追加されており、入力電流検出回路６０の検出結果が、制御部４０ｂに供給される。

このような構成によれば、制御部４０ｂが、入力電流検出回路６０及び入力電流検出回路６１の検出結果に基づいて、第２チャンネルの電圧変換回路１２ａの入力電流値を計算によって求めることができる。これにより、第２チャンネルの電圧変換回路１２ａに入力電流検出回路を設けなくても、第２チャンネルの電圧変換回路１２ａの入力電流値が正確に求められ、第１の実施形態におけるよりも部品点数を少なくできるのみならず、計算によって求められた入力電流値に基づいて第２チャンネルの電圧変換回路１２ａを制御することも可能となる。

本発明は、スイッチング動作によって電力変換を行う電源装置において利用することが可能である。

本発明の第１の実施形態に係る電源装置の構成を示す図である。 複数チャンネルの電圧変換回路の運転台数切換を示す図である。 図１に示す電圧変換回路の過負荷状態における動作を説明するための波形図である。 本発明の第１の実施形態に係る電源装置の動作の例を示すフローチャートである。 負荷状態に対する駆動信号の変化の例を示す図である。 負荷状態に対する電力変換効率の変化の例を示す図である。 本発明の第２の実施形態に係る電源装置の構成を示す図である。 本発明の第３の実施形態に係る電源装置の構成を示す図である。

１、２、１ａ、２ａ 入力端子
３、４ 出力端子
１０ 整流平滑回路
１１〜１４、１２ａ 電圧変換回路
２０ トランス
２１ １次側巻線
２２ ２次側巻線
２３ コア
２４ スイッチング素子
２５ 駆動回路
２６ ダイオード
２７ コンデンサ
３０ 出力合成回路
３１〜３４ ダイオード
４０、４０ａ、４０ｂ 制御部
４１ 格納部
５１ 入力電圧検出回路
５２ 出力電圧検出回路
６０〜６４ 入力電流検出回路
７１〜７４ 出力電流検出回路

Claims (7)

1. コア及び該コアに回巻された１次側巻線及び２次側巻線を有するトランスと、前記トランスの１次側巻線に直列に接続され、パルス状の駆動信号に従って前記トランスの１次側巻線に電流を流すスイッチング素子と、前記トランスの２次側巻線に発生する電圧を整流する出力回路とを各々が含み、共通の電圧を入力して運転台数切換を含むフライバック方式の電圧変換動作を行う複数の電圧変換回路と、
   前記複数の電圧変換回路の出力電流を合成する出力合成回路と、
   前記複数の電圧変換回路の共通の入力電圧を検出する入力電圧検出回路と、
   少なくとも１つの電圧変換回路の入力電流を検出する少なくとも１つの入力電流検出回路と、
   前記出力合成回路の出力電圧を検出する出力電圧検出回路と、
   少なくとも前記入力電圧検出回路、前記少なくとも１つの入力電流検出回路、及び、前記出力電圧検出回路の検出結果に基づいて、前記少なくとも１つの電圧変換回路における電力変換効率を計算することにより、前記少なくとも１つの電圧変換回路の前記スイッチング素子に印加される駆動信号の周波数及びデューティの内の少なくとも一方を制御する制御部と、
   を具備する電源装置。
2. 前記制御部が、少なくとも１つの電圧変換回路における電力変換効率を計算した後に、駆動信号の周波数及びデューティの内の少なくとも一方を変化させ、その状態における検出結果に基づいて電力変換効率を再び計算し、駆動信号の変化の前後における電力変換効率の変化に基づいて駆動信号の周波数及びデューティの内の少なくとも一方を制御する、請求項１記載の電源装置。
3. 前記制御部が、前記複数の電圧変換回路における電力変換効率を計算した後に、少なくとも１つの電圧変換回路の入力電流を増加させると共に少なくとも他の１つの電圧変換回路の入力電流を減少させ、その状態における検出結果に基づいて電力変換効率を再び計算し、入力電流の変化の前後における電力変換効率の変化に基づいて駆動信号の周波数及びデューティの内の少なくとも一方を制御する、請求項１記載の電源装置。
4. 前記制御部が、少なくとも１つの電圧変換回路における電力変換効率を計算した後に、前記少なくとも１つの電圧変換回路以外の他の電圧変換回路を運転開始すると共に、前記少なくとも１つの電圧変換回路の入力電流を減少させ、その状態における検出結果に基づいて電力変換効率を再び計算し、入力電流の変化の前後における電力変換効率の変化に基づいて駆動信号の周波数及びデューティの内の少なくとも一方を制御する、請求項１記載の電源装置。
5. 前記制御部が、前記トランスの１次側巻線に電流を流す期間に制限を設ける、請求項１〜４のいずれか１項記載の電源装置。
6. 前記トランスが、アモルファス金属の磁性体を含むコアを有する、請求項１〜５のいずれか１項記載の電源装置。
7. 前記制御部が、ＤＳＰ（ディジタル信号処理装置）を含む、請求項１〜６のいずれか１項記載の電源装置。

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