JP2010187092A

JP2010187092A - ピークホールド回路

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Publication number: JP2010187092A
Application number: JP2009028563A
Authority: JP
Inventors: Koichi Shimada; 耕一嶋田; Kazuo Ozawa; 一夫小澤; Takehito Okumura; 剛人奥村; Masao Mizuno; 雅夫水野; Ichinaga Ono; 壱永大野
Original assignee: DKK TOA Corp
Current assignee: DKK TOA Corp
Priority date: 2009-02-10
Filing date: 2009-02-10
Publication date: 2010-08-26

Abstract

【課題】入力電圧のピーク値を高応答かつ追従性良く検出し、保持すると共に、回路構成が簡単で小型化が可能なピークホールド回路を提供する。
【解決手段】ピーク検出部１０は、入力電圧がピーク検出部１０の出力電圧より大きくなったときにアクティブの信号を出力する比較器１２と、その出力信号によりオンするアナログスイッチ１４と、オン状態のアナログスイッチ１４を介して入力電圧により充電され、かつ、両端電圧がピーク検出部１０の出力電圧となるコンデンサ１５と、を有し、ピークホールド部２０は、Ａ／Ｄ変換器３０のトリガ信号によりオンするアナログスイッチ２１と、オン状態のアナログスイッチ２１を介してピーク検出部１０の出力電圧により充電され、かつ、両端電圧がピークホールド部２０のアナログ出力電圧となるコンデンサ２２と、を備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、入力電圧のピーク値を高精度に検出して保持するピークホールド回路に関し、例えば、浄水場や河川、湖沼等の水面（検出対象面）に存在する油膜を検出するための油膜検出装置の信号処理回路として好適なピークホールド回路に関するものである。

検出対象面に検出光を照射した際に油膜による反射率が水面からの反射率よりも大きいことを利用して、検出対象面からの反射光量に比例した電圧のピーク値を検出して水面か油膜面かを判断するための閾値と比較することにより、検出対象面に存在する油膜を検出するようにした油膜検出装置が、種々提供されている。

例えば、特許文献１には、水位に変動や波立ちがある場合にも検出対象面からの反射光を確実に検出できるように、水位の変動に応じて発光手段から検出対象面に照射されるレーザ光の角度を周期的に変化させると共に、発光手段及び受光手段を含む検出手段を昇降させて検出対象面との間の距離を一定に保つことが記載されている。
また、特許文献２には、検出光を発散ビームとして検出対象面に照射し、検出対象面からの反射光を回帰性反射部材を介して受光させることにより、検出対象面に存在する小さな油膜も確実に検出することが記載されている。
更に、特許文献３には、光源の照射角度を変化させて検出対象面における照射範囲を二次元的に変化させることで、油膜検出範囲を広くすることが開示されている。

上記のように、この種の油膜検出装置では、検出対象面の変動の影響を受けず、広範囲にわたって油膜の存在を確実に検出することが課題となっている。
しかしながら、検出光の照射角度を変化させて検出対象面を二次元的に走査し、検出対象面からの反射光を集光反射鏡などを介して広範囲に集光したとしても、水位の変動や波立ちによって検出対象面の状態が不規則に変化すると、常に移動する測定点からの反射光は発生頻度の低いパルスとなり、その反射光量に比例した電圧のピーク値を短時間で確実に捕捉することは一般に困難である。また、検出対象面が細かく振動するような場合には、反射光のパルスも極めて短時間の急峻な波形となるので、そのピーク値を正確に検出することは難しい。

更に、太陽光や周囲の照明光が存在する環境で油膜を検出する場合には、これらの直接光や反射光がノイズとなって油膜を誤検出するおそれがあるので、その解決が求められている。
加えて、光源からのレーザ光の照射空間に人が侵入する可能性があれば、安全対策上、人体に影響がない微弱強度のレーザ光を用いて油膜を検出できることが望ましい。
このように、従来の油膜検出装置には、特に反射光量に比例した電圧のピーク値を検出する技術に関して改良の余地が残されている。

一方、用途として油膜検出装置に限らず、入力電圧のピーク値を検出するピーク検出器は、例えば特許文献４により公知となっている。
図７は、この従来技術を示すものであり、２００はピーク検出回路、１０１，１０２はその入力端子，出力端子、２０１は差動増幅器、２０２は検波用のダイオード、２０３はリセットスイッチ、２０４はコンデンサ、２０５はバッファ、３００はサンプルホールド回路、１０３はその出力端子、３０１，３０４はバッファ、３０２はサンプルスイッチ、３０３はコンデンサ、１０４はリセット信号入力端子、４０１は遅延回路、４０２は比較回路、４０３はオア回路である。

このピーク検出器により、入力電圧の正のピーク値を検出する場合の動作を略述すると、以下の通りである。
リセットスイッチ２０３は平常時、オフであり、入力端子１０１から入力された電圧は差動増幅器２０１により出力端子１０２の電圧と比較され、入力電圧の方が大きいと、ダイオード２０２を介してコンデンサ２０４に入力電圧のピーク値が充電される。このコンデンサ２０４の電圧は、バッファ２０５を介して出力端子１０２に現れる。これにより、出力端子１０２には常に入力電圧のピーク値が保持されることになり、リセットパルスによってリセットスイッチ２０３がオンされると、コンデンサ２０４が放電してピーク検出回路２００の出力電圧はゼロとなる。

ピーク検出回路２００により検出された入力電圧のピーク値は、サンプルホールド回路３００のサンプルスイッチ３０２がオンすることにより、バッファ３０１を介してコンデンサ３０３を充電する。このコンデンサ３０３の電圧は、バッファ３０４を介して出力端子１０３から出力される。

また、前記リセットパルスは、遅延回路４０１により僅かに遅延されてオア回路４０３の一方の入力端子に加えられている。更に、ピーク検出回路２００の出力電圧は比較回路４０２の非反転入力端子に入力され、サンプルホールド回路３００の出力電圧は比較回路４０２の反転入力端子に入力されており、比較回路４０２の出力信号がオア回路４０３の他方の入力端子に加えられている。このオア回路４０３の出力をサンプルパルスとして、前記サンプルスイッチ３０２をオンさせるように構成されている。
ここで、比較回路４０２は、ピーク検出回路２００の出力電圧の絶対値がサンプルホールド回路３００の出力電圧の絶対値よりも大きい場合に「High」レベル（アクティブ）の信号を出力し、この信号がオア回路４０３を介してサンプルパルスとなるものである。

リセットパルスによってリセットスイッチ２０３がオンされた直後に、コンデンサ２０４は入力電圧のピーク値に充電されるが、その後、遅延回路４０１及びオア回路４０３を経た遅延パルスがサンプルパルスとしてサンプルスイッチ３０２をオンさせるため、コンデンサ２０４に充電されたピーク値がコンデンサ３０３に移り、バッファ３０４を介して出力端子１０３に現れる。
このサンプルホールド動作の後に、入力電圧が上昇してサンプルホールド回路３００の出力電圧よりも大きくなると、比較回路４０２及びオア回路４０３を介してサンプルパルスが再び出力されてサンプルスイッチ３０２をオンさせることにより、ピーク検出回路２００の出力電圧によってコンデンサ３０３が充電される。これにより、コンデンサ３０３は常に入力電圧のピーク値を保持することになる。

図７の回路によれば、サンプルホールド回路３００の出力電圧は、リセットパルスとリセットパルスとの間の入力電圧のピーク値に常に等しくなる。
また、コンデンサ２０４の容量を小さくすることでピーク検出回路２００の周波数帯域を拡げ、これに伴ってコンデンサ２０４の電圧のリークが速くなったとしても、コンデンサ２０４の電圧が低下しないうちに比較回路４０２の出力によってサンプルパルスを発生させ、ピーク検出回路２００により検出したピーク値をサンプルホールド回路３００のコンデンサ３０３に保持させることができる。更に、ピーク検出回路２００の出力電圧は直流電圧であるから、サンプルホールド回路３００は周波数特性が要求されず、安価な大容量のコンデンサ３０３を使用して長い保持時間を確保することができる等の利点がある。

特開２００３−１４９１４６号公報（段落［００１９］〜［００２２］、図１，図２等）特許第４０８７７５９号公報（段落［００２４］〜［００３５］、図１〜図４等）特開２００１−１５３８００号公報（段落［００３７］〜［００３９］、図１０等）特許第２９１５９２８号公報（第４欄第１９行〜第６欄第１５行、第１図，第２図等）

図７に示したピーク検出器は、ダイオードスイッチングするピーク検出回路２００において、コンデンサ２０４の容量を大きくせずにリーク電流を減少させ、かつ、広範囲の周波数帯域を持たせることや、後段のサンプルホールド回路３００において、スペクトラムアナライザに適用した場合のリセット間隔（例えば１．４秒）以上の時間にわたってピーク値を保持可能なことを解決課題として提供されたものである。
すなわち、この従来技術は、ダイオード２０２等を流れるリーク電流によってコンデンサ２０４の電圧が低下する前に、リセットパルスを遅延させてサンプルパルスを発生させ、コンデンサ２０４に充電されているピーク値相当の電圧をサンプルホールド回路３００内のコンデンサ３０３に速やかに移し替えて長時間保持しようとする着想に基づいている。
また、ピーク検出回路２００に着目すると、一般にダイオード２０２のオン抵抗とオフ抵抗との境界値は明確ではないため、コンデンサ２０４の電圧を入力側に帰還して差動増幅器２０１により入力電圧との差を増幅し、この差電圧をダイオード２０２に加えることによってダイオード２０２のスイッチング動作を明確にしている。

しかしながら、油膜検出装置においては、振動的かつ急峻なパルス状電圧を含む入力電圧のピーク値を時々刻々検出し、これをディジタル信号として処理するために短時間でＡ／Ｄ変換する必要があり、図７のピーク検出器の如く、ピーク値を長期にわたって保持するという要請はない。言い換えれば、回路全体の小型化等の観点から言えば、ピーク値を保持する終段のコンデンサの容量は、より少ないことが望ましい。
また、図７の従来技術では、ピーク検出回路２００がダイオードスイッチングを前提としているためダイオード２０２が不可欠であり、回路構成が複雑になるという問題がある。
更に、ピーク検出回路２００内の帰還ループの動作遅れにより、コンデンサ２０４の充電電圧の立ち上がりが遅れるおそれもある。
従って、図７に示したピーク検出器をそのまま油膜検出装置に適用することはできない。

そこで、本発明の解決課題は、油膜検出装置等の用途に最適であって、入力電圧のピーク値を高応答かつ追従性良く検出し、保持すると共に、回路構成が簡単で小型化が可能なピークホールド回路を提供することにある。

上記課題を解決するため、請求項１に係るピークホールド回路は、入力電圧のピーク値を検出するピーク検出部と、このピーク検出部の後段に接続されて前記ピーク値を保持するピークホールド部と、このピークホールド部の後段に接続されて前記ピークホールド部のアナログ出力電圧を周期的にディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、を備えたピークホールド回路において、
前記ピーク検出部は、前記入力電圧が前記ピーク検出部の出力電圧より大きくなったときにアクティブとなる信号を出力する比較手段と、この比較手段の出力信号によりオンする第１のスイッチと、オン状態の前記第１のスイッチを介して前記入力電圧により充電され、かつ、両端電圧が前記ピーク検出部の出力電圧となる第１のコンデンサと、を有し、
前記ピークホールド部は、前記Ａ／Ｄ変換手段の動作を開始させるトリガ信号によりオンする第２のスイッチと、オン状態の前記第２のスイッチを介して前記ピーク検出部の出力電圧により充電され、かつ、両端電圧が前記ピークホールド部のアナログ出力電圧となる第２のコンデンサと、を有するものである。

請求項２に係るピークホールド回路は、請求項１において、前記Ａ／Ｄ変換手段の動作終了時に発生する終了信号により前記第１のスイッチをオンさせる手段を更に備えたものである。

請求項３に係るピークホールド回路は、請求項１または２において、第１のスイッチのオン抵抗が小さく、第２のスイッチのオフ抵抗が大きいことを特徴とする。

本発明によれば、油膜検出装置のように、検査対象面からの反射光量に比例する入力電圧が振動的かつ急峻なパルス状電圧を含む場合でも、そのピーク値を高応答で追従性良く検出し、保持することができる。また、ピーク検出原理としてダイオードスイッチングを用いず、出力側のピーク値ホールド用コンデンサに大容量のものを必要としないため、回路構成の簡略化、小型化が可能になる。

本発明の実施形態を示す回路図である。図１における各部の電圧をＡ／Ｄ変換トリガ信号と共に示した動作説明図である。本発明の実施例１によるピークホールド波形（２００［ｐｐｓ］のパルス駆動時）を示す図である。従来技術によるピークホールド波形（２００［ｐｐｓ］のパルス駆動時）を示す図である。本発明の実施例２によるピークホールド波形（３００［ｐｐｓ］のパルス駆動時）を示す図である。従来技術によるピークホールド波形（３００［ｐｐｓ］のパルス駆動時）を示す図である。特許文献４に記載されたピーク検出器の回路図である。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。なお、この実施形態は、本発明を油膜検出装置に適用して油膜からの反射光量に比例した電圧のピーク値を検出する場合のものである。
図１は、本実施形態に係るピークホールド回路の回路図であり、１０はピーク検出部、２０はピークホールド部、３０はＡ／Ｄ変換器である。

まず、ピーク検出部１０において、１１は検出対象面からの反射光量に比例した電圧が入力される入力端子であり、この入力端子１１は比較器１２の非反転入力端子に接続されていると共に、ＦＥＴ等からなる第１のアナログスイッチ１４の一端に接続されている。
アナログスイッチ１４の他端は、第１のコンデンサ１５の一端及び高入力インピーダンスのバッファ１６を介して中間端子１７に接続されており、コンデンサ１５の他端は接地されている。
バッファ１６の出力端子は比較器１２の反転入力端子に接続され、比較器１２の出力信号は、オア回路１３を介して前記アナログスイッチ１４の操作端（例えばＦＥＴのゲート）に加えられている。また、オア回路１３には、後述するＡ／Ｄ変換器３０によるＡ／Ｄ変換動作の終了信号も入力されている。

他方、ピークホールド部２０において、前記中間端子１７にはＦＥＴ等からなる第２のアナログスイッチ２１の一端が接続され、その他端は、第２のコンデンサ２２の一端及び高入力インピーダンスのバッファ２３を介して出力端子２４に接続されている。なお、コンデンサ２２の他端は接地されている。
出力端子２４にはＡ／Ｄ変換器３０が接続されており、このＡ／Ｄ変換器３０にＡ／Ｄ変換動作を開始させるためのトリガ信号が、Ａ／Ｄ変換器３０及び前記アナログスイッチ２１の操作端に加えられている。

上記構成において、第１のアナログスイッチ１４はオン抵抗が大きく、第２のアナログスイッチ２１にはオフ抵抗が大きいスイッチング素子が使用される。また、Ａ／Ｄ変換器３０としては、逐次比較型やΣ−Δ型のように、Ａ／Ｄ変換の動作中に、標本化されたアナログ入力電圧を変化させることなく保持する機能を有する変換器が用いられる。

次に、入力電圧の正のピーク値を検出する場合の動作について、図２を参照しつつ説明する。
図２は、図１における各部の電圧をＡ／Ｄ変換トリガ信号と共に示した波形図である。なお、この図では理解を容易にするために各波形を簡略化し、また、特性線が重ならないように意図的にずらして描いてある。
図２において、ａは、検出対象面からの反射光量に比例する入力電圧（入力端子１１の電圧）を、ｂは中間端子１７の電圧（ピーク検出部１０の出力電圧）を、ｃは出力端子２４の電圧（ピークホールド部２０の出力電圧）を、それぞれ示している。

まず、図１の比較器１２は、入力電圧ａとピーク検出部１０の出力電圧ｂとを比較し、前者が後者より大きい場合に「High」レベル（アクティブ）の信号を出力する。これにより、オア回路１３を介して第１のアナログスイッチ１４がオンするため、コンデンサ１５は入力電圧ａにより充電されていく。なお、後述するＡ／Ｄ変換動作が終了する都度、Ａ／Ｄ変換終了信号が発生してオア回路１３を介しアナログスイッチ１４をオンさせるので、コンデンサ１５は周期的に入力電圧ａを充電可能な状態となる。

コンデンサ１５への充電と同時に、ピーク検出部１０の出力電圧ｂも入力電圧ａに追従して増加していく。この時、第１のアナログスイッチ１４を構成するスイッチング素子のオン抵抗を小さくし、コンデンサ１４の容量を適切な値に設定すれば、入力電圧ａに対する出力電圧ｂの応答性を高めることができ、入力電圧ａのピーク値を確実に検出することができる。
ちなみに、前述したように第１のアナログスイッチ１４としてＦＥＴを用い、そのドレイン−ソース間に形成されるダイオードを利用することで、例えばシリコンダイオード等に比べてオン抵抗を減少させることが可能であり、反射光量に比例する電圧として急峻なパルス状電圧がピーク検出部１０に入力された場合にも、そのピーク値をコンデンサ１５によって短時間で確実に検出し、保持することができる。

次に、入力電圧ａが減少に転じると比較器１２の出力信号が反転して「Low」レベルとなり、Ａ／Ｄ変換終了信号が発生するまではアナログスイッチ１４がオフし、コンデンサ１５は充電電圧を保持するので、ピーク検出部１０の出力電圧ｂはほぼ一定値を保っている。
そして、Ａ／Ｄ変換トリガ信号が発生すると、Ａ／Ｄ変換器３０に保持されている前サイクルの出力電圧ｃのＡ／Ｄ変換動作が開始され、同時に、それまでオフ状態であったピークホールド部２０の第２のアナログスイッチ２１がオンする。

このため、コンデンサ２２はピーク検出部１０の出力電圧ｂにより充電されていき、このコンデンサ２２による保持電圧が、バッファ２３を介してピークホールド部２０の出力電圧ｃとなる。そして、この出力電圧ｃが、Ａ／Ｄ変換器３０による次サイクルのＡ／Ｄ変換動作によってディジタル信号に変換される。なお、第２のアナログスイッチ２１にオフ抵抗が大きいスイッチング素子を使用すれば、コンデンサ２２の電圧のリークを防止することができる。

上記の動作はＡ／Ｄ変換トリガ信号が発生する都度、繰り返されるので、このトリガ信号の前サイクルにおけるピーク検出部１０の出力電圧ｂを保持したピークホールド部２０の出力電圧ｃがＡ／Ｄ変換されると共に、Ａ／Ｄ変換動作の終了後にはピーク検出部１０内のコンデンサ１５が入力電圧ａのピーク値まで充電されることになる。つまり、現サイクルのピークホールド部２０の出力電圧ｃに対するＡ／Ｄ変換を開始すると同時に、次のサイクルでＡ／Ｄ変換するピーク検出部１０の出力電圧ｂをピークホールド部２０のコンデンサ２２に送ってピーク値の初期値とするものである。
上述したように、この実施形態によれば、ピーク検出部１０により検出した入力電圧のピーク値を、Ａ／Ｄ変換動作の開始時に次段のピークホールド部２０に送り、このピーク値を初期値として次のＡ／Ｄ変換を開始するまでの間、保持することができる。

油膜検出装置において、水位の変動や波立ちのある検出対象面を検出光により二次元的に走査してその反射光量に比例した電圧のピーク値を検出する場合、入力電圧には鋭いピークを持ったパルス波形が含まれる。この場合、特許文献４のように、ダイオードスイッチングを検出原理とするピーク検出器では、オン抵抗及びオフ抵抗の不確定さ等に起因してピーク値を短時間で高精度に検出することが困難である。

これに対し、本実施形態では、前述したように第１のアナログスイッチ１４のオン抵抗を小さくすることで、急峻なパルス波形が入力された場合でも、ピーク検出部１０により高応答かつ追従性良くピーク値を検出し、保持することができる。
また、ピークホールド部２０のコンデンサ２２は、Ａ／Ｄ変換の周期で初期値（ピーク検出部１０の出力電圧ｂ）にリセットされるので、大容量である必要はなく、小型化が可能である。更に、ダイオードスイッチングによるピーク検出原理ではないから、検波用のダイオードを不要にして回路構成の簡略化を図ることができる。
更に、入力電圧ａによるコンデンサ１５の充電経路に帰還ループが存在せず、Ａ／Ｄ変換終了信号によるアナログスイッチ１４のオンによってコンデンサ１５を直ちに充電可能であるため、この点でも応答性の向上が可能である。

なお、上述した実施形態において、検出光を照射する光源のオン・オフに同期した入力電圧の差を予め測定しておき、この差を用いて測定結果を補正するようにすれば、太陽光や周囲の照明光によるノイズの影響を除去することも可能である。

次に、本発明の実施例を説明する。
図３は、実施例１として、２００［ｐｐｓ］（pulse per second）のパルスによりパルスモータを駆動して波を発生させた水面からの反射光量に比例する入力電圧のピーク値を、図１のピークホールド回路を用いて測定した場合の出力電圧を示している。
また、図４は、同様の条件でパルス駆動により波を発生させた水面からの反射光量に比例する入力電圧のピーク値を、従来技術（前述した特許文献４に記載されている前段のピーク検出回路のように、出力電圧と入力電圧との差電圧によりダイオードを介してコンデンサを充電し、このコンデンサの電圧を入力電圧のピーク値として検出するもの）により測定した場合の出力電圧である。
これら図３，図４の比較から明らかなように、図４の従来技術では入力電圧の振幅の変化に十分に追従できていないのに対し、図３の本発明によれば、Ａ／Ｄ変換の周期でピーク値が保持されるため、入力電圧に忠実に追従しており、急峻なパルス波形のピーク値も確実に検出できることが判る。
なお、図３のように出力されたピーク値は、更に一定期間の平均値を求める等の方法により、最終的な油膜検出結果として出力される。このように一定期間にわたって高速に油膜を検出し、その結果得られた大量の有意なデータを信号処理によって圧縮し、適当なデータサイズに変換することにより、解析や報告に適した検出結果を得ることができ、油膜検出装置としての有用性、信頼性、優位性を高めることができる。

図５は、実施例２として、パルスモータにより３００［ｐｐｓ］のパルスを発生させ、このパルスを用いて駆動した波からの反射光量に比例する入力電圧のピーク値を、図１のピークホールド回路を用いて測定した場合の出力電圧を示し、図６は、同様の条件のもとで上記従来技術により測定した場合の出力電圧である。
この場合、図６の従来技術では入力電圧に対する追従性がないのはもとより、長期間にわたってピーク値が保持されない不感期間が発生しているが、図５の本発明によれば、不感期間の発生頻度も少なく、入力電圧のピーク値が実用上十分な程度に検出され、保持されているのが明らかである。

本発明は、油膜検出装置だけなく、変動するアナログ入力電圧のピーク値を検出して保持する種々の用途に利用可能である。

１０：ピーク検出部
１１：入力端子
１２：比較器
１３：オア回路
１４：アナログスイッチ
１５：コンデンサ
１６：バッファ
１７：中間端子
２０：ピークホールド部
２１：アナログスイッチ
２２：コンデンサ
２３：バッファ
２４：出力端子
３０：Ａ／Ｄ変換器

Claims

入力電圧のピーク値を検出するピーク検出部と、このピーク検出部の後段に接続されて前記ピーク値を保持するピークホールド部と、このピークホールド部の後段に接続されて前記ピークホールド部のアナログ出力電圧を周期的にディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、を備えたピークホールド回路において、
前記ピーク検出部は、
前記入力電圧が前記ピーク検出部の出力電圧より大きくなったときにアクティブとなる信号を出力する比較手段と、この比較手段の出力信号によりオンする第１のスイッチと、オン状態の前記第１のスイッチを介して前記入力電圧により充電され、かつ、両端電圧が前記ピーク検出部の出力電圧となる第１のコンデンサと、を有し、
前記ピークホールド部は、
前記Ａ／Ｄ変換手段の動作を開始させるトリガ信号によりオンする第２のスイッチと、オン状態の前記第２のスイッチを介して前記ピーク検出部の出力電圧により充電され、かつ、両端電圧が前記ピークホールド部のアナログ出力電圧となる第２のコンデンサと、を有することを特徴とするピークホールド回路。
請求項１に記載したピークホールド回路において、
前記Ａ／Ｄ変換手段の動作終了時に発生する終了信号により前記第１のスイッチをオンさせる手段を更に備えたことを特徴とするピークホールド回路。
請求項１または２に記載したピークホールド回路において、
前記第１のスイッチのオン抵抗を小さくし、第２のスイッチのオフ抵抗を大きくしたことを特徴とするピークホールド回路。