JP2010161830A - 直流電源の制御方法および前記直流電源の制御方法を用いた移動車両 - Google Patents

Abstract

【課題】バッテリーとキャパシタとを組み合わせた電源全体での損失を最小にした直流電源の制御方法を提供する。
【解決手段】キャパシタＣとその電圧を昇降圧するためのチョッパ回路ｃｈとを有する回生電流蓄積部Ｒ_AをバッテリーＢに並列接続した直流電源の制御方法において、電流指令値算出部１０により、バッテリー内部抵抗Ｒ_Bと、回生電流蓄積部の等価抵抗値Ｒ_Xと、直流電源電流値Ｉ_DCと、から前記チョッパ回路ｃｈに流すアシスト電流指令値Ｉ_L ^*を算出し、減算部２４において、前記アシスト電流指令値Ｉ_L ^*と前記チョッパ回路ｃｈに流れるアシスト電流値Ｉ_Lとの差演算を実行し、ＰＷＭ制御部２６において、この差信号に応じたゲート信号を生成してチョッパ回路ｃｈを制御する。
【選択図】図２

Description

本発明は、直流電源の制御方法に係り、特に前記直流電源の制御方法を用いた移動車両に関する。

バッテリーフォークリフトなどのようなバッテリーを電源とする移動車両には、例えば鉛バッテリーなどの二次電池が搭載されており、ブレーキ時等に発生するモータからの回生電流をバッテリーに充電している。しかしながら、現存するバッテリーでは、回生時の急激に増大する回生電流を充電した場合、充電効率が悪く、またバッテリーの劣化を早め、電池寿命の低下に繋がる。

そのため、バッテリーにキャパシタ（例えば、電気二重層キャパシタ）を接続し、バッテリーに回生される電流の急変を抑制する方法が採用されている。その一つとして、バッテリーとキャパシタとを直接並列接続し、回生電力をキャパシタに充電させてバッテリーの寿命を延ばすとともに、回生電力の有効利用を図った方法が知られている。しかしながら、前記の方法では、キャパシタの内部抵抗がバッテリーの内部抵抗よりも高い場合、キャパシタに電流が流れにくいという問題があった。また、その解決策としてキャパシタの並列数を増やしキャパシタ接続回路の端子間抵抗を小さくする方法があるが、この方法ではコストが高くなってしまっていた。

一般的にバッテリー寿命を延ばす手法としては、バッテリーと電力変換部（インバータやチョッパ）の直流回路間に、回生電流阻止用のダイオードを接続し、回生エネルギーをキャパシタに蓄える方法や、図４に示すように、直流電源回路にチョッパ回路ｃｈを接続し、このチョッパ回路ｃｈとキャパシタＣ（以下、回生電流蓄積部Ｒ_Aと称する）とを内部抵抗０，容量Ｃ_S（Ｃ_S＝任意に設定されたキャパシタ容量）と仮定し、前記チョッパ回路ｃｈによりバッテリー電流Ｉ_Bを制御してキャパシタＣに回生エネルギーを蓄える方法等が挙げられる。また、２つのバッテリー間にスイッチング素子を介挿し、スイッチング素子をオンオフ制御することにより、２つのバッテリーを直列接続した状態と並列接続した状態とを交互に生じさせ、出力電圧を変動させる方法が知られている（特許文献１）。

特開２００３−２１９５６６号公報

本願発明者は、前記のようにチョッパ回路によってバッテリー電流の制御を行う方法では、以下に示す課題があることに着目した。

すなわち、バッテリーＢに接続された回生電流蓄積部Ｒ_Aを内部抵抗０、容量Ｃ_S（Ｃ_S＝任意に設定されたキャパシタ容量）のキャパシタとして動作させていたが、使用しているチョッパ回路ｃｈとキャパシタＣには内部抵抗があり、損失も発生する。そのため、回生電流蓄積部Ｒ_Aを内部抵抗０のキャパシタとして制御することで、必要以上にキャパシタＣで充放電が行われ、キャパシタＣでの損失が大きくなる問題があった。

また、その解決策としては、例えば、回生電流蓄積部Ｒ_Aの内部抵抗Ｒ_Sとキャパシタ容量Ｃ_Sを任意に設定して、バッテリー電流Ｉ_Bとアシスト電流Ｉ_Lとの分担比率を調整し、直流電源全体での損失を低減させる方法が挙げられる。しかしながら、この方法では、回生電流蓄積部Ｒ_Aを内部抵抗０，容量Ｃ_Sと仮定した場合と比べてキャパシタＣでの損失を低減させることができるものの、直流電源全体での損失が最小となるキャパシタ容量Ｃ_Sを算出するのが困難であった。

以上示したようなことから本発明の課題は、バッテリーとキャパシタとを組み合わせた電源全体での損失を最小にした直流電源の制御方法を提供することにある。

本発明の請求項１は、キャパシタとその電圧を昇降圧するためのチョッパ回路とを有する回生電流蓄積部をバッテリーに並列接続した直流電源の制御方法であって、電流指令値算出部において、バッテリーの内部抵抗値と、回生電流蓄積部の等価抵抗値と、直流電源電流値と、から下記式により前記チョッパ回路に流すアシスト電流指令値を算出し、減算部において、前記アシスト電流指令値と前記チョッパ回路に流れるアシスト電流値との差演算を実行し、ＰＷＭ制御部において、この差信号に応じたゲート信号を生成してチョッパ回路を制御することを特徴とする。

本発明の請求項２は、請求項１記載の発明において、前記回生電流蓄積部の等価抵抗値は、直流電源電圧とキャパシタ電圧との比から成る定数と、キャパシタの内部抵抗値と、リアクトルの内部抵抗値と、から下記式により算出されることを特徴とする。

本発明の請求項３は、請求項１または２記載の直流電源の制御方法を用いた移動車両であって、前記直流電源は回生動作可能なインバータを介して移動車両のモータに接続されたことを特徴とする。

以上の説明で明らかなように、請求項１〜３記載の発明によれば、バッテリーと回生電流蓄積部とを組み合わせた電源全体での損失を最小とし、効率的に充放電を行うことができる。その結果、従来と比べてバッテリーの放電時間の延長および充電時間の短縮化を図ることが可能となる。

請求項３記載の発明によれば、バッテリーと回生電流蓄積部とを組み合わせた電源全体での損失を最小とし、移動車両を効率的に稼動することができる。その結果、移動車両の高出力化，稼動時間の延長および充電時間の短縮化を図ることが可能となる。

実施形態における移動車両の直流電源を示す回路構成図。 実施形態における直流電源のチョッパ制御ブロック図。 実施形態における直流電源の等価回路。 従来の直流電源を示す回路構成図。

〔実施形態〕
以下、本発明の実施形態における移動車両に用いられる直流電源を図１（主回路の回路構成図），図２（チョッパ制御ブロック図），図３（等価回路の回路構成図）に基づいて詳細に説明する。

図１において、符号Ｂは鉛バッテリーなどの二次電池を示し、このバッテリーＢに回生動作可能なインバータＩＮＶを接続し、このインバータＩＮＶを介してモータＭが制御される。また、Ｒ_Aは回生電流蓄積部を示し、リアクトルＬとスイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂とを有するチョッパ回路ｃｈと、キャパシタＣと、脈動した電流を平滑化させる電解コンデンサＣ１と、で構成され、前記バッテリーＢに並列接続される。なお、Ｒ_BはバッテリーＢの内部抵抗を示し、Ｒ_CはキャパシタＣの内部抵抗を示す。

上記のような構成の移動車両に用いられる直流電源において、回生電流蓄積部Ｒ_Aに流出入するアシスト電流Ｉ_Lをチョッパ回路ｃｈによって制御することにより、バッテリー電流Ｉ_Bを制御する。図２のチョッパ制御ブロック図に示すように、電流指令値算出部１０において、直流電源電流Ｉ_DC，バッテリー内部抵抗Ｒ_B，回生電流蓄積部Ｒ_Aの等価抵抗値Ｒ_Xからアシスト電流指令値Ｉ_L ^*｛＝［Ｒ_B／（Ｒ_B＋Ｒ_X）］・Ｉ_DC｝が算出される。アシスト電流指令値Ｉ_L ^*の算出方法については後述する。

電流指令値算出部１０から出力されたアシスト電流指令値Ｉ_L ^*は、ゲート信号作成部２０に出力される。そのゲート信号作成部２０は判定部２１と、ＮＯＴ回路２２と、第１ＡＮＤ回路２３ａおよび第２ＡＮＤ回路２３ｂと、減算部２４と、ＰＩ演算部２５と、ＰＷＭ制御部２６と、を備えている。このゲート信号作成部２０は、チョッパ回路ｃｈにおけるスイッチング損失の低減を図るために、キャパシタＣの充放電の状況に応じて片側のスイッチング素子のみオンオフ制御するものである。なお、スイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂を交互にオンオフ制御させるようにゲート信号作成部２０を構成してもよい。

アシスト電流指令値算出部１０から出力されたアシスト電流指令値Ｉ_L ^*は判定部２１に入力され、判定部２１においてアシスト電流指令値Ｉ_L ^*と０との比較（すなわち、アシスト電流指令値Ｉ_L ^*の正負の判定）を行う。その比較の結果、アシスト電流指令値Ｉ_L ^*＞０と判定された場合には、判定部２１から「０」レベルの信号が出力され、ＮＯＴ回路２２を介して第１ＡＮＤ回路２３ａに「１」レベルの信号が出力される。また、アシスト電流指令値Ｉ_L ^*は減算部２４に出力され、減算部２４およびＰＩ演算部２５，ＰＷＭ制御部２６を介してスイッチング信号が第１ＡＮＤ回路２３ａに出力される。その結果、第１ＡＮＤ回路２３ａからスイッチング信号が出力され、スイッチング素子Ｓ₁がオンオフ制御される。なお、この場合、第２ＡＮＤ回路２３ｂはＰＷＭ制御部２６からのスイッチング信号が入力されるものの、判定部２１から「０」レベルの信号が入力されるため、スイッチング素子Ｓ₂はオフ状態となる。

また、前記比較の結果、アシスト電流指令値Ｉ_L ^*≦０と判定された場合には、判定部２１から「１」レベルの信号が出力され、第２ＡＮＤ回路２３ｂに「１」レベルの信号が出力される。また、アシスト電流指令値Ｉ_L ^*は減算部２４に出力され、減算部２４およびＰＩ演算部２５，ＰＷＭ制御部２６を介してスイッチング信号が第２ＡＮＤ回路２３ｂに出力される。その結果、第２ＡＮＤ回路２３ｂからスイッチング信号が出力され、スイッチング素子Ｓ₂がオンオフ制御される。なお、この場合、第１ＡＮＤ回路２３ａは、ＰＷＭ制御部２６からスイッチング信号が出力されるものの、ＮＯＴ回路２２から「０」レベルの信号が出力されるため、スイッチング素子Ｓ₁はオフ制御となる。

すなわち、アシスト電流指令値Ｉ_L ^*＞０の場合スイッチング素子Ｓ₁をオンオフ制御し、アシスト電流指令値Ｉ_L ^*≦０の場合はスイッチング素子Ｓ₂をオンオフ制御する。

なお、減算部２４では、アシスト電流指令値Ｉ_L ^*と回生電流蓄積部Ｒ_Aに流入するアシスト電流値Ｉ_Lとの差演算が実行される。その差信号はＰＩ演算部２５においてＰＩ制御され、ＰＷＭ制御部２６においてスイッチング素子のゲートオン時間（通電率）が決定される。

ここで、本実施形態におけるアシスト電流指令値Ｉ_L ^*の決定方法を、図１，図３に基づいて説明する。なお、図３は、図１に示す回生電流蓄積部Ｒ_Aを、定電流源３と、回生電流蓄積部Ｒ_A（チョッパ回路ｃｈとキャパシタＣ）の等価抵抗を表す等価抵抗Ｒ_Xと、で仮定した場合の等価回路である。

まず、図１におけるキャパシタ電流値Ｉ_Cとアシスト電流値Ｉ_Lとの関係を説明する。回生電流蓄積部Ｒ_Aの損失は、スイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂によるスイッチング損失とリアクトルＬの内部抵抗Ｒ_Lによる損失とキャパシタＣの内部抵抗Ｒ_Cによる損失との和であり、キャパシタＣで発生する損失が全損失に対して大部分を占める。そのため、スイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂およびリアクトルＬで発生する損失を０とみなし、なおかつキャパシタＣに並列に接続された電解コンデンサＣ１によりキャパシタ電流値Ｉ_Cの変動が平滑化されていると仮定すると、図１のキャパシタ電力Ｖ_EDLCＩ_Cと図３の回生電力蓄積部Ｒ_Aの出力電力Ｖ_DCＩ_Lは等しくなる。この関係を数式で表すと下記（１）となり、（１）式を変形することにより（１´）式を得ることができる。

この（１´）式からキャパシタ電流Ｉ_Cはアシスト電流値Ｉ_LのＶ_DC／Ｖ_EDLC倍となることがわかる。下記（２）式に示すように、上記（１´）式におけるＶ_DC／Ｖ_EDLCをスイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂およびリアクトルＬに損失がある時の定数ｋとする。

また、図１のスイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂によるスイッチング損失はチョッパ制御条件によっては非常に小さな値となる。このスイッチング損失を無視した場合、回生電流蓄積部Ｒ_Aの損失はリアクトルＬの内部抵抗Ｒ_Lによる損失Ｒ_LＩ_L ²とキャパシタＣの内部抵抗Ｒ_Cによる損失Ｒ_CＩ_C ²との和となる。それに対し、図３の回生電流蓄積部Ｒ_Aの等価抵抗Ｒ_Xによる損失はＲ_XＩ_L ²となる。この図１におけるスイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂のスイッチング損失を無視した場合の回生電流蓄積部Ｒ_Aによる損失と、図３の回生電流蓄積部Ｒ_Aの等価抵抗Ｒ_Xによる損失とが等しいと考えた場合の関係は下記（３）式となる。そして、この（３）式のキャパシタ電流Ｉ_Cに（１´）式を代入すると（３´）式が得られる。

そして、上記（３´）式の両辺をＩ_L ²で割ることで、下記（４）式が得られ、回生電流蓄積部Ｒ_Aの等価抵抗値Ｒ_Xが算出される。

次に、直流電源全体での損失が最小となるアシスト電流値Ｉ_Lを算出する。図３における直流電源電流Ｉ_DCはバッテリー電流Ｉ_Bとアシスト電流Ｉ_Lとの和であるため下記（５）式が成り立ち、直流電源側からインバータＩＮＶに供給される直流出力電力Ｐ_DCは直流電源電圧Ｖ_DCと直流電源電流Ｉ_DCとの積であるため、下記（６）式が成り立つ。

また、直流電源回路全体（バッテリーＢ，チョッパ回路ｃｈ，キャパシタＣ）での損失Ｐ_Lは、バッテリーＢにおける損失と回生電流蓄積部Ｒ_Aにおける損失との和であるため、回生電流蓄積部Ｒ_Aの等価抵抗をＲ_Xとすると下記（７）式となる。

上記（６）式における直流出力電力Ｐ_DCが一定となる負荷を想定し、この時の直流電源回路全体での損失Ｐ_Lが最小となるアシスト電流値Ｉ_Lを算出する。まず、上記（７）式におけるバッテリー電流Ｉ_Bに、上記（５）式からＩ_DC−Ｉ_Lを代入し、損失Ｐ_Lをアシスト電流Ｉ_Lの２次関数とする。前記アシスト電流Ｉ_Lの２次関数の式を変形（平方完成）して（７´）式を算出する。

この（７´）式中のアシスト電流値Ｉ_Lに、下記（８）式のＩ_{L_lossmin}を代入することにより右辺第一項が０となり、損失Ｐ_Lは右辺第二項のみとなるため損失の最小値Ｐ_{L_min}は下記（９）式となる。

そのため、アシスト電流指令値Ｉ_L ^*を下記（１０）式として電流制御を行うことにより、アシスト電流指令値Ｉ_Lが上記（８）式に示すＩ_{L_lossmin}となり、直流電源回路全体での損失を上記（９）式に示す損失最小値Ｐ_{L_min}とすることができる。

上述したようにアシスト電流指令値Ｉ_L ^*を上記（１０）式に示す値として電流制御を行うことにより、直流電源全体での損失を最小とすることができる、なお、上記（１０）式中の等価抵抗Ｒ_Xは上記（４）式に示す値とし、上記（４）式中の定数ｋは上記（２）式に示す値とする。

以下、上述の移動車両における直流電源の制御方法を図２のチョッパ制御ブロック図の電流指令値算出部１０に基づいて詳細に説明する。まず、直流電源電圧値Ｖ_DCおよびキャパシタ電圧値Ｖ_EDLCを検出し、その検出された直流電源電圧値Ｖ_DCおよびキャパシタ電圧値Ｖ_EDLCをそれぞれローパスフィルタＬＰＦ１，ＬＰＦ２に通過させる。そして、第１除算部１１において、ローパスフィルタＬＰＦ１から出力された値をローパスフィルタＬＰＦ２から出力された値で除算して、定数ｋ（直流電源電圧Ｖ_DCとキャパシタ電圧Ｖ_EDLCの比）を算出する。

前記第１除算部１１から出力された定数ｋは、第１乗算部１２において乗算され、算出されたｋ²の値は第２乗算部１３に出力される。第２乗算部１３では、前記ｋ²の値とキャパシタ内部抵抗Ｒ_Cとの乗算が行われ、算出されたｋ²Ｒ_Cの値が第１加算部１４に出力される。その第１加算部１４においては、リアクトルＬの内部抵抗Ｒ_Lと前記ｋ²Ｒ_Cの値との加算が行われ、算出されたＲ_L＋ｋ²Ｒ_C（＝回生電流蓄積部Ｒ_Aの等価抵抗値Ｒ_X）が第２加算部１５に出力される。

前記第２加算部１５においては、バッテリー内部抵抗値Ｒ_Bと前記等価抵抗値Ｒ_Xとの加算が行われ、算出されたＲ_B＋Ｒ_Xの値が第２除算部１６に出力される。その第２除算部１６では、バッテリー内部抵抗Ｒ_Bを第２加算部１５から出力されたＲ_B＋Ｒ_Xの値で除算し、算出されたＲ_B／（Ｒ_B＋Ｒ_X）の値を第３乗算部１７に出力する。第３乗算部１７においては、直流電流Ｉ_DCをローパスフィルタＬＰＦ３に通過させた値と、前記第２除算部１６から出力されたＲ_B／（Ｒ_B＋Ｒ_X）の値との乗算が行われる。前記第３乗算部１７で算出された（Ｒ_B／（Ｒ_B＋Ｒ_X））・Ｉ_DCはアシスト電流値Ｉ_L ^*としてゲート信号作成部２０に出力され、そのアシスト電流指令値Ｉ_L ^*に応じてスイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂が制御される。

本実施形態のように電流指令値算出部１０を図２のように構成し、アシスト電流指令値Ｉ_L ^*を算出することにより、バッテリーＢと回生電流蓄積部Ｒ_Aを組み合わせた電源全体での損失を最小とし、効率的に充放電を行うことができる。その結果、従来と比べてバッテリーの放電時間の延長および充電時間の短縮化を図ることが可能となる。

また、前記直流電源の制御方法を用いた移動車両においては、移動車両を効率的に稼動することができ、移動車両の高出力化，稼動時間の延長および充電時間の短縮化を図ることが可能となる。

以上、本発明において、記載された具体例に対してのみ詳細に説明したが、本発明の技術思想の範囲で多彩な変形および修正が可能であることは、当業者にとって明白なことであり、このような変形および修正が特許請求の範囲に属することは当然のことである。

例えば、本実施形態では、特定の構成のチョッパ制御ブロック図について説明したが、本発明の技術思想の範囲で適宜変更可能である。

Ｃ…キャパシタ
ｃｈ…チョッパ回路
Ｒ_A…回生電流蓄積部
Ｂ…バッテリー
Ｒ_B…バッテリー内部抵抗
Ｒ_X…回生電流蓄積部の等価抵抗
Ｉ_DC…直流電源電流
Ｉ_L…アシスト電流
Ｉ_L ^*…アシスト電流指令値
Ｖ_DC…直流電源電圧
Ｖ_C…キャパシタ電圧
Ｒ_C…キャパシタ内部抵抗
Ｒ_L…リアクトル内部抵抗
１０…電流指令値算出部
２４…減算部
２６…ＰＷＭ制御部

Claims (3)

1. キャパシタとその電圧を昇降圧するためのチョッパ回路とを有する回生電流蓄積部をバッテリーに並列接続した直流電源の制御方法であって、
   電流指令値算出部において、バッテリーの内部抵抗値と、回生電流蓄積部の等価抵抗値と、直流電源電流値と、から下記式により前記チョッパ回路に流すアシスト電流指令値を算出し、
   減算部において、前記アシスト電流指令値と前記チョッパ回路に流れるアシスト電流値との差演算を実行し、
   ＰＷＭ制御部において、この差信号に応じたゲート信号を生成してチョッパ回路を制御することを特徴とする直流電源の制御方法。
   

   
2. 前記回生電流蓄積部の等価抵抗値は、直流電源電圧とキャパシタ電圧との比からなる定数と、キャパシタの内部抵抗値と、リアクトルの内部抵抗値と、から下記式により算出されることを特徴とする請求項１記載の直流電源の制御方法。
   

   
3. 請求項１または２記載の直流電源の制御方法を用いた移動車両であって、前記直流電源は回生動作可能なインバータを介して移動車両のモータに接続されたことを特徴とする移動車両。

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