JP2010148158A - Ｐｗｍインバータの出力電流検出方法 - Google Patents

Abstract

【課題】ＰＷＭ制御の制御率が大きい場合にも、スイッチングノイズによる電流検出精度への影響を回避した電流検出ができる。
【解決手段】Ｕ．Ｖ．Ｗ相の電圧指令と三角波キャリア信号との比較により各相のゲート信号を生成し、三角波キャリア信号の上下頂点タイミングでホールＣＴの電流検出信号をサンプリングするＰＷＭインバータの出力電流検出方法において、正弦波電圧指令の正負極性別に、ｄＶ／ｄｔの影響を受けにくい、ゲート信号のＯＮ又はＯＦＦのパルス幅が広くなる三角波キャリア信号の上頂点または下頂点でホールＣＴの電流検出信号をサンプリングして、ＰＷＭインバータの電流検出値とする。
電流検出値は、ホールＣＴの電流検出信号の複数回のサンプリングで得る電流検出値の移動平均値とする。
【選択図】図１

Description

本発明は、ＰＷＭインバータの出力電流検出方法に係り、特にスイッチングノイズによる電流検出精度への影響を回避した検出方法に関する。

図５は速度制御系とトルク制御系およびベクトル制御方式による電流制御系を備えてＰＷＭインバータでＰＭモータを速度制御する装置構成例を示し、ＰＭモータの回転速度はエンコーダで検出する場合を示す。このような構成で、ＰＷＭインバータによるモータ制御での制御特性は、電流検出器の検出精度に依存するが、直流から２００Ｈｚ程度までの電流を検出する必要があるため、磁性体とホール素子、電子回路を組み合わせた電流検出器（以下ホールＣＴと略記）が適用される。

図６は一般的なホールＣＴの動作原理図である。ホールＣＴ内部で扱う電流や電圧はｍＡやｍＶのレンジであるが、検出対象は４００Ｖ系のＰＷＭインバータの場合、インバータを構成するスイッチング素子のオン・オフ動作で発生する数百ボルト／μｓのｄＶ／ｄｔを持って数ｋＨｚで電位変動する導体に流れる電流であり、検出対象の導体のｄＶ／ｄｔの影響が検出信号に現れることが知られている。

図７には、ホールＣＴ貫通導体に電流は流さずに、貫通導体に電圧Ａを印加したときのホールＣＴの検出信号Ｂを示す。導体には電流が流れていないのに見かけ上スパイク状電流が流れているように見えるのは、導体には対地（この場合は筐体）に対し容量分があるので、筐体に対して導体部にｄＶ／ｄｔの大きな電圧を印加すれば電流が流れ、この電流も測定されてしまう影響でもあると考えられる。このスパイク状の信号の影響で、真のモータ電流が検出できず、モータ出力トルクに脈動が発生し、エレベータ装置では乗り心地を悪化させる原因となる。

ホールＣＴの出力信号に現れるｄＶ／ｄｔの影響を最小限に抑制するため、ホールＣＴ単体の特性改善に加え、信号出力に電流検出の応答速度を悪化させない範囲でＬＰＦ（ローパスフィルタ）を挿入する方式がある（図５参照）。また、インバータ制御において、スイッチング動作の後、ｄＶ／ｄｔの影響が小さくなるタイミング（三角波キャリアの上下頂点）で、ホールＣＴの出力信号をサンプルする方式が採用されている。

他の電流検出方法として、ＰＷＭインバータの出力電圧ベクトルの２つの零ベクトルタイミングで電流サンプリングを行い、両サンプル値のうち出力電圧スイッチによるノイズの影響を受けにくい方のサンプル値を検出値とする方法がある（たとえば、特許文献１参照）。また、電流検出タイミングで複数回のサンプリングを行い、このサンプル値の平均値を検出値とする方法がある（たとえば、特許文献２参照）。
特開平５−２９２７５３号公報 特開平９−２３６５８号公報

しかし、従来の電流検出方法では、複数のサンプル値を選択または特定のタイミングのサンプル値を使用するため、ＰＷＭのＯＮ又はＯＦＦのパルス幅が狭くなる、制御率の大きな領域でサンプルの遅れ時間を確保できなくなり、ｄＶ／ｄｔの影響を回避できなくなったり、制御率に制限を設けた運転を強いられたりする問題がある。

本発明の目的は、ＰＷＭ制御の制御率が大きい場合にも、スイッチングノイズによる電流検出精度への影響を回避した電流検出ができるＰＷＭインバータの出力電流検出方法を提供することにある。

図１はＰＷＭ制御部内の正弦波−三角波比較方式のＰＷＭ波形と電流サンプリングタイミングを示す。同図中、三角波キャリア信号の上下頂点のタイミングでホールＣＴの出力信号をサンプリングした場合、Ｕ相検出値に含まれるｄＶ／ｄｔの影響を受けやすいタイミングと受けにくいタイミングがある。

同図中では、Ｕ相電圧指令の振幅が正の期間ではＵ相ゲート信号のＯＮ（オン）のパルス幅が広くなる三角波キャリア信号の上頂点でのサンプリングタイミングではスパイク状のノイズが発生し、ｄＶ／ｄｔの影響を受けやすくなる。逆に、三角波キャリア信号の下頂点でのサンプリングタイミングではスパイク状のノイズが発生することなく、ｄＶ／ｄｔの影響を受けにくくなる。

同様に、Ｕ相電圧指令の振幅が負の期間ではＵ相ゲート信号のＯＦＦ（オフ）のパルス幅が広くなる三角波キャリア信号の下頂点でのサンプリングタイミングではスパイク状のノイズが発生し、ｄＶ／ｄｔの影響を受けやすくなる。逆に、三角波キャリア信号の上頂点でのサンプリングタイミングではスパイク状のノイズが発生することなく、ｄＶ／ｄｔの影響を受けにくくなる。

そこで、本発明は、正弦波電圧指令と三角波キャリア信号との比較により生成するＰＷＭゲート信号のうち、ｄＶ／ｄｔの影響を受けにくい、ＯＮ又はＯＦＦのパルス幅が広くなる三角波キャリア信号の上頂点または下頂点のタイミングでホールＣＴの出力信号をサンプリングして電流検出値を得ること、さらには複数のサンプル値の移動平均値を電流検出値とすることで、前記の課題を解決するもので、以下の方法を特徴とする。

（１）正弦波電圧指令と三角波キャリア信号との比較によりＰＷＭインバータのゲート信号を生成し、三角波キャリア信号の上下頂点タイミングでホールＣＴの電流検出信号をサンプリングするＰＷＭインバータの出力電流検出方法において、
前記正弦波電圧指令の正負極性別に、ｄＶ／ｄｔの影響を受けにくい、前記ゲート信号のＯＮ又はＯＦＦのパルス幅が広くなる三角波キャリア信号の上頂点または下頂点で前記ホールＣＴの電流検出信号をサンプリングして、ＰＷＭインバータの電流検出値とすることを特徴とする。

（２）前記ホールＣＴの電流検出信号のうち、前記三角波キャリア信号の上頂点および下頂点を各１回間引き、上下交互のタイミングでサンプリングした電流検出値でＰＷＭインバータの電流制御を行うことを特徴とする。

（３）前記電流検出値は、前記ホールＣＴの電流検出信号の複数回のサンプリングで得る電流検出値の移動平均値とすることを特徴とする。

以上のとおり、本発明によれば、正弦波電圧指令と三角波キャリア信号との比較により生成するＰＷＭゲート信号のうち、ｄＶ／ｄｔの影響を受けにくい、ＯＮ又はＯＦＦのパルス幅が広くなる三角波キャリア信号の上頂点または下頂点のタイミングでホールＣＴの出力信号をサンプリングして電流検出値を得るため、ＰＷＭ制御の制御率が大きい場合にも、スイッチングノイズによる電流検出精度への影響を回避した電流検出ができる。

また、複数のサンプル値の移動平均値を電流検出値とするため、一過性のノイズによる誤検出を回避できる。

（実施形態１）
本実施形態では、正弦波−三角波比較方式のＰＷＭインバータで、三角波キャリアの上下頂点でホールＣＴの出力信号をサンプリングする電流検出方法において、ｄＶ／ｄｔの影響を受けにくい、ＯＮ又はＯＦＦのパルス幅が広くなる三角波キャリア信号の上頂点または下頂点のタイミングでのサンプリング値をＰＷＭインバータの電流検出値とする。

図２は、ＰＷＭインバータの正弦波電圧指令と三角波キャリア信号を示し、電圧指令はＵ相が正、Ｖ相およびＷ相が負の期間の場合である。また、図３には電圧指令はＵ相が負、Ｖ相およびＷ相が正の期間の場合を示す。

図２および図３において、三角波キャリア信号の上側頂点でサンプリングしたＵ．Ｖ．Ｗ相のデータを、Ｉｕ＿ＭＵ［０］，Ｉｕ＿ＭＵ［１］，Ｉｕ＿ＭＵ［２］，Ｉｖ＿ＭＵ［０］，Ｉｖ＿ＭＵ［１］，Ｉｖ＿ＭＵ［２］，Ｉｗ＿ＭＵ［０］，Ｉｗ＿ＭＵ［１］，Ｉｗ＿ＭＵ［２］とし、これらデータは３×３のメモリに順番に保存する。

また、図２および図３の下側頂点でサンプリングしたＵ．Ｖ．Ｗ相のデータを、Ｉｕ＿ＭＬ［０］，Ｉｕ＿ＭＬ［１］，Ｉｕ＿ＭＬ［２］，Ｉｖ＿ＭＬ［０］，Ｉｖ＿ＭＬ［１］，Ｉｖ＿ＭＬ［２］，Ｉｗ＿ＭＬ［０］，Ｉｗ＿ＭＬ［１］，Ｉｗ＿ＭＬ［２］とし、これらデータは３×３のメモリに順番に保存する。

この保存処理フローは図４に示す。三角波キャリア信号の上下頂点タイミングになったとき、このタイミングが上頂点ＭＵのタイミングか下頂点ＭＬのタイミングかを判別する（Ｓ１）。上頂点のタイミングの場合、前回のＭＵ（＝０〜２）を今回のＭＵに進めるためにインクリメントし（Ｓ２）、今回のＭＵが［２］を越えたか否かを判別し（Ｓ３）、超えていなければ今回のＭＵ番目のＵ，Ｖ，Ｗ相の電流サンプル値をＩｕ＿ＭＵ［ＭＵ］、Ｉｖ＿ＭＵ［ＭＵ］、Ｉｗ＿ＭＵ［ＭＵ］とし（Ｓ５）、上頂点側のメモリ領域に保存する（Ｓ６）。超えていればＭＵを［０］に戻し（Ｓ４）、［０］番目のＵ，Ｖ，Ｗ相の電流サンプル値とし（Ｓ５）、メモリに保存する（Ｓ６）。

同様に、三角波キャリア信号の下頂点ＭＬのタイミングの場合、ＭＬの値を順次インクリメントと［０］戻しを行い（Ｓ７〜Ｓ９）、ＭＬ番目のＵ，Ｖ，Ｗ相の電流サンプル値をＩｕ＿ＭＬ［ＭＬ］、Ｉｖ＿ＭＬ［ＭＬ］、Ｉｗ＿ＭＬ［ＭＬ］とし（Ｓ１０）、下頂点側のメモリ領域に保存する（Ｓ６）。

なお、モータの電流制御演算は、三角波キャリアの上下頂点で毎回行うことが望ましいが、ＣＰＵの演算処理能力の制限から、図２および図３の例では、三角波キャリア信号の上下頂点を各１回間引き、上下交互のタイミング（…、−ＭＵ＝２、−ＭＬ＝２、−ＭＵ＝２、−ＭＬ＝２、…）で実行する。

次に、メモリに保存されたサンプル値のうち、ｄＶ／ｄｔの影響を受けにくいサンプリングデータの選択処理を説明する。電流制御演算を実施するための電流値は前回演算したある相の電圧指令の振幅が正（≧０）の場合は、図１のＵ相ｔ０〜ｔ１で示すようにその相のＯＮ時間がＯＦＦ時間より長いため、最新の三角波キャリアの下頂点での電流サンプル値を採用する。反対に、電圧指令の振幅が負（＜０）の場合は、図１のＵ相ｔ１〜ｔ２で示すようにその相のＯＦＦ時間がＯＮ時間より長いため、最新の三角波キャリアの上頂点での電流サンプル値を採用する。

図２の場合では下記のデータを採用する。

電流制御演算タイミングが三角波キャリアの上頂点（ＡのＭＵ＝２）の場合、
Ｕ相電流検出値：三角波キャリアの下頂点の最新値（ＭＬ＝０でのサンプル値）を採用
Ｖ相電流検出値：三角波キャリアの上頂点の最新値（ＭＵ＝２でのサンプル値）を採用
Ｗ相電流検出値：三角波キャリアの上頂点の最新値（ＭＵ＝２でのサンプル値） を採用
電流制御演算タイミングが三角波キャリアの下頂点（ＢのＭＬ＝２）の場合、
Ｕ相電流検出値：三角波キャリアの下頂点の最新値（ＭＬ＝２でのサンプル値）を採用
Ｖ相電流検出値：三角波キャリアの上頂点の最新値（ＭＵ＝０でのサンプル値）を採用
Ｗ相電流検出値：三角波キャリアの上頂点の最新値（ＭＵ＝０でのサンプル値）を採用
図３の場合では下記のデータを採用する。

電流制御演算タイミングが三角波キャリアの上頂点（ＣのＭＵ＝２）の場合、
Ｕ相電流検出値：三角波キャリアの上頂点の最新値（ＭＵ＝２でのサンプル値）を採用
Ｖ相電流検出値：三角波キャリアの下頂点の最新値（ＭＬ＝０でのサンプル値）を採用
Ｗ相電流検出値：三角波キャリアの下頂点の最新値（ＭＬ＝０でのサンプル値）を採用
電流制御演算タイミングが三角波キャリアの下頂点（ＤのＭＬ＝２）の場合、
Ｕ相電流検出値：三角波キャリアの上頂点の最新値（ＭＵ＝０でのサンプル値）を採用
Ｖ相電流検出値：三角波キャリアの下頂点の最新値（ＭＬ＝２でのサンプル値）を採用
Ｗ相電流検出値：三角波キャリアの下頂点の最新値（ＭＬ＝２でのサンプル値）を採用
したがって、本実施形態では、ＰＷＭゲート信号のうち、ｄＶ／ｄｔの影響を受けにくい、ＯＮ又はＯＦＦのパルス幅が広くなる三角波キャリア信号の上頂点または下頂点のタイミングでホールＣＴの出力信号をサンプリングして電流検出値を得るため、ＰＷＭ制御の制御率が大きい場合にも、スイッチングノイズによる電流検出精度への影響を回避した電流検出ができる。

（実施形態２）
実施形態１では、電流制御演算を実施するための電流値を１サンプルに限定していたが、一過性のノイズによる誤検出の影響を受ける可能性がある。

そこで、実施形態１の考え方に基づくが、本実施形態では、三角波キャリア信号の上頂点と下頂点のどちら側の電流サンプル値を採用するか決定した後、複数回のサンプリングで得る電流検出値の移動平均値を電流検出値とし、電流制御演算に供する。

例えば、電流制御演算を実施するタイミングで、前回演算したある相の電圧指令の振幅が正（≧０）の場合は、その相のＯＮ時間がＯＦＦ時間より長いため、三角波キャリアの下頂点２回を平均した電流サンプル値を採用する。また、電流制御演算を実施するタイミングで、前回演算したある相の電圧指令の振幅が負（＜０）の場合は、その相のＯＦＦ時間がＯＮ時間より長くなるため、三角波キャリアの上頂点２回を平均した電流サンプル値を採用する。

図２の場合では下記となる。

電流制御演算タイミングが三角波キャリアの上頂点（ＡのＭＵ＝２）の場合、
Ｕ相電流検出値：三角波キャリアの下頂点２回（ＭＬ＝２とＭＬ＝０でのサンプル値）の平均値
Ｖ相電流検出値：三角波キャリアの上頂点２回（ＭＵ＝１とＭＵ＝２でのサンプル値）の平均値
Ｗ相電流検出値：三角波キャリアの上頂点２回（ＭＵ＝１とＭＵ＝２でのサンプル値）の平均値
電流制御演算タイミングが三角波キャリアの下頂点（ＢのＭＬ＝２）の場合、
Ｕ相電流検出値：三角波キャリアの下頂点２回（ＭＬ＝１とＭＬ＝２でのサンプル値）の平均値
Ｖ相電流検出値：三角波キャリアの上頂点２回（ＭＵ＝２とＭＵ＝０でのサンプル値）の平均値
Ｗ相電流検出値：三角波キャリアの上頂点２回（ＭＵ＝２とＭＵ＝０でのサンプル値）の平均値
図３の場合では下記となる。

電流制御演算タイミングが三角波キャリアの上頂点（ＣのＭＵ＝２）の場合、
Ｕ相電流検出値：三角波キャリアの上頂点２回（ＭＵ＝１とＭＵ＝２でのサンプル値）の平均値
Ｖ相電流検出値：三角波キャリアの下頂点２回（ＭＬ＝２とＭＬ＝０でのサンプル値）の平均値
Ｗ相電流検出値：三角波キャリアの下頂点２回（ＭＬ＝２とＭＬ＝０でのサンプル値）の平均値
電流制御演算タイミングが三角波キャリアの下頂点（ＤのＭＬ＝２）の場合、
Ｕ相電流検出値：三角波キャリアの上頂点２回（ＭＵ＝２とＭＵ＝０でのサンプル値）の平均値
Ｖ相電流検出値：三角波キャリアの下頂点２回（ＭＬ＝１とＭＬ＝２でのサンプル値）の平均値
Ｗ相電流検出値：三角波キャリアの下頂点２回（ＭＬ＝１とＭＬ＝２でのサンプル値）の平均値
なお、ここで示した例は、三角波の上下頂点３回の電流サンプル毎に１回の電流制御演算を行う方式であるが、電流サンプル回数がｎ回の場合は、上又は下頂点のｎ−１回の平均を行う。

正弦波−三角波比較方式のＰＷＭ波形と電流サンプリングタイミング。 ＰＷＭインバータの正弦波電圧指令と三角波キャリア信号。 ＰＷＭインバータの正弦波電圧指令と三角波キャリア信号。 電流サンプリング順とデータ保存処理フロー。 ＰＷＭインバータによるモータ制御回路の例。 一般的なホールＣＴの動作原理図。 ホールＣＴの信号出力に現れるｄＶ／ｄｔ波形例。

Claims (3)

1. 正弦波電圧指令と三角波キャリア信号との比較によりＰＷＭインバータのゲート信号を生成し、三角波キャリア信号の上下頂点タイミングでホールＣＴの電流検出信号をサンプリングするＰＷＭインバータの出力電流検出方法において、
   前記正弦波電圧指令の正負極性別に、ｄＶ／ｄｔの影響を受けにくい、前記ゲート信号のＯＮ又はＯＦＦのパルス幅が広くなる三角波キャリア信号の上頂点または下頂点で前記ホールＣＴの電流検出信号をサンプリングして、ＰＷＭインバータの電流検出値とすることを特徴とするＰＷＭインバータの出力電流検出方法。
2. 前記ホールＣＴの電流検出信号のうち、前記三角波キャリア信号の上頂点および下頂点を各１回間引き、上下交互のタイミングでサンプリングした電流検出値でＰＷＭインバータの電流制御を行うことを特徴とする請求項１に記載のＰＷＭインバータの出力電流検出方法。
3. 前記電流検出値は、前記ホールＣＴの電流検出信号の複数回のサンプリングで得る電流検出値の移動平均値とすることを特徴とする請求項１に記載のＰＷＭインバータの出力電流検出方法。

Images