JP2012222984A - モータ用電圧変換制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】モータの入力直流電圧に脈動がある場合でも安定した電圧変換制御を行うモータ用電圧変換制御装置を提供することを課題とする。
【解決手段】モータ１５を制御するモータ制御回路１４と電源１０との間で電源１０の直流電圧をモータ１５の入力直流電圧に変換する電圧変換回路１２を制御するモータ用電圧変換制御装置１６であって、コンデンサ１３の両端電圧を検出して電圧変換後の入力直流電圧をサンプリングするサンプリング手段１３，１６ｈ，１６ｉと、モータ制御のゲート信号ＧＳに基づいて入力直流電圧のサンプリングタイミングＴＳを発生するサンプリングタイミング発生手段１６ｇと、電圧変換制御のサンプリングタイミング要求ＤＳ毎にサンプリングタイミングＴＳに応じてサンプリング手段１３，１６ｈ，１６ｉでサンプリングされた入力直流電圧を用いて電圧変換制御を行う制御手段１６ｄを備えることを特徴とする。
【選択図】図１

Description

本発明は、モータを制御するモータ制御回路と電源との間で電源の直流電圧をモータの駆動に必要となる入力直流電圧に変換する電圧変換回路に対する電圧変換制御を行うモータ用電圧変換制御装置に関する。

近年、環境に配慮した車両としてハイブリッド車両や電気自動車等が開発されており、これらの車両は駆動源としてモータを備えている。このモータとしては交流モータが用いられ、インバータによって直流電力を三相交流電力に変換して、三相交流電力によってモータを駆動している。さらに、モータで高回転や高トルクを出力するためには高電圧が必要となるので、昇圧コンバータによってバッテリの直流電圧を直流高電圧に昇圧して、その直流高電圧をインバータに供給している。そのため、車両では、モータを制御するために、インバータのスイッチング素子をスイッチング制御するためのインバータ制御と昇圧コンバータのスイッチング素子をスイッチング制御するための昇圧制御を行っている。昇圧コンバータとインバータとの間には平滑コンデンサが設けられ、この平滑コンデンサの両端間の電圧（昇圧コンバータによる昇圧後の直流高電圧）が電圧センサで検出される。昇圧制御では、この電圧センサで検出された直流高電圧を用いて、モータの駆動に必要となる目標電圧になるように制御を行っている。

特許文献１には、駆動源として１個のモータを備える車両のモータ駆動装置において、直流電源の電圧のセンサ値、平滑コンデンサの両端電圧のセンサ値、モータトルク指令値及びモータ回転数に基づいて昇圧コンバータのスイッチング素子を制御するためのゲート信号を生成するとともに、平滑コンデンサの両端電圧のセンサ値、モータトルク指令値及びモータ電流のセンサ値に基づいてインバータのスイッチング素子を制御するためのゲート信号を生成することが記載されている。

特開２００５−３４１６９８号公報

車両開発では低コスト化や小型化が求められるので、昇圧コンバータとインバータとの間の平滑コンデンサの容量の低減が求められている。平滑コンデンサの容量を小さくするほど、インバータのスイッチング素子のスイッチングに応じた平滑コンデンサへの電荷の出し入れの比率が大きくなるので、平滑コンデンサの平滑能力を超えると平滑コンデンサの両端電圧が大きく変動し、昇圧後の直流高電圧に脈動が発生する。

具体的には、走行状態の制約（例えば、インバータのスイッチング素子の温度が高い場合）等により一時的にインバータ制御のキャリア周波数（インバータのスイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦするためのスイッチング周波数）を低くすると、スイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦする周期が長くなり、インバータ制御のスイッチングノイズが平滑コンデンサの両端電圧（昇圧後の直流高電圧）に大きな変動分（脈動成分）として重畳される。図９には、キャリア周波数が２．５ｋＨｚの場合の直流高電圧の時間変化ＶＨ_２．５とキャリア周波数が１．２５ｋＨｚの場合の直流高電圧の時間変化ＶＨ_１．２５を示している。また、符号ＶＨ_Ｆで示す曲線は、直流高電圧の時間変化ＶＨ_２．５，ＶＨ_１．２５を所定の時定数でフィルタリングしたフィルタ値の時間変化である。この図９からも判るように、昇圧後の直流高電圧は、キャリア周波数が高い場合より低い場合に大きな脈動成分が重畳し、大きく変動する。ちなみに、キャリア周波数が高いほど、モータが回転し易くなるが、スイッチング素子の発熱が大きくなる等によりシステム損失が大きくなる。

また、モータの回転数やトルクによって、モータの駆動に必要となる目標電圧が変わる。この目標電圧が高く、昇圧後の直流高電圧がモータ誘起電圧に対して高くなると、その電圧差に応じて直流高電圧に大きな脈動成分が重畳される。

例えば、図１０（ａ）には、直流高電圧が高い場合の電圧ＶＨ_Ｈ及び低い場合の電圧ＶＨ_Ｌとモータ誘起電圧Ｖｅｍｆとの関係を示している。高い場合の直流高電圧ＶＨ_Ｈとモータ誘起電圧Ｖｅｍｆとの電圧差Ｖｄｅｆ_Ｈ１，Ｖｄｅｆ_Ｈ２と、低い場合の直流高電圧ＶＨ_Ｌとモータ誘起電圧Ｖｅｍｆとの電圧差Ｖｄｅｆ_Ｌ１，Ｖｄｅｆ_Ｌ２とを比較すると、電圧差Ｖｄｅｆは、高い場合の直流高電圧ＶＨ_Ｈのときの方が大きくなる。この電圧差Ｖｄｅｆが大きくなるほど、モータ電流に重畳される変動分が大きくなる。

図１０（ｂ）には、インバータ制御でのキャリア信号ＳＣとデューティ信号ＳＤを示しており、このキャリア信号ＳＣとデューティ信号ＳＤの交点に応じてインバータのスイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦするためのゲート信号を生成している。また、図１０（ｃ）には、モータの目標電流ＭＩ_Ｔと、大きい電圧差Ｖｄｅｆ_Ｈの場合のモータの実電流ＭＩ_Ｈと、小さい電圧差Ｖｄｅｆ_Ｌの場合のモータの実電流ＭＩ_Ｌを示している。モータの実電流ＭＩ_Ｈ，ＭＩ_Ｌは、目標電流ＭＩ_Ｔに対して変動しており、インバータのスイッチング素子のスイッチングの影響による脈動成分が重畳しており、図１０（ｂ）、（ｃ）から判るようにキャリア信号ＳＣとデューティ信号ＳＤの交点（ゲート信号のＯＮ／ＯＦＦの切り替えタイミング）で脈動成分の増減が変化している。この図１０（ｃ）から判るように、電圧差Ｖｄｅｆが大きいほど、モータ電流に重畳される脈動成分が大きくなる。さらに、図１０（ｄ）には、大きい電圧差Ｖｄｅｆ_Ｈの場合のモータの実電流ＭＩ_Ｈのときの昇圧後の直流高電圧ＶＨを示している。直流高電圧ＶＨは、モータの実電流の脈動に応じて脈動し、大きく変動している。

つまり、インバータ制御でのスイッチングの影響によってモータ電流に重畳される脈動成分は、直流高電圧ＶＨとモータ誘起電圧Ｖｅｍｆとの電圧差Ｖｄｅｆ及びインバータ制御のキャリア周波数によって決まる。そのため、電圧差Ｖｄｅｆが大きいときにインバータ周波数が低くなると、モータ電流に重畳される脈動成分が大きくなる。平滑コンデンサの容量が小さい場合、モータ電流に重畳される脈動成分が大きくなると、平滑コンデンサの平滑能力を超え、平滑コンデンサの両端電圧が大きく変動し、昇圧後の直流高電圧に脈動が発生する。

図１０（ｄ）には、実際の直流高電圧ＶＨとともに直流高電圧の期待値（直流高電圧ＶＨの山と谷との中間値であり、脈動成分が含まれない直流高電圧である）ＶＨ_Ｅ及び昇圧制御における直流高電圧のサンプリングタイミング要求信号ＤＳ_１，ＤＳ_２，ＤＳ_３を示している。サンプリングタイミング要求信号ＤＳ_１，ＤＳ_２，ＤＳ_３は、サンプリングタイミング周期ＰＳ毎に出力される。従来の昇圧制御では、サンプリングタイミング要求信号ＤＳ_１，ＤＳ_２，ＤＳ_３が出力されると電圧センサによって平滑コンデンサの両端電圧を検出し、その検出した直流高電圧ＶＨ_１，ＶＨ_２，ＶＨ_３を用いて目標電圧になるように制御を行う。しかし、例えば、サンプリングタイミング要求信号ＤＳ_１で検出した直流高電圧ＶＨ_１の場合、インバータ制御側のスイッチングノイズによるモータ電流の脈動成分の影響により大きな脈動成分が重畳されており、直流高電圧の期待値ＶＨ_Ｅ１から大きく乖離している。このような直流高電圧ＶＨ_１を用いて昇圧制御を行った場合、昇圧制御が不安定になる。

特許文献１に記載の制御では、昇圧コンバータのスイッチング素子を制御するためのゲート信号とインバータのスイッチング素子を制御するためのゲート信号を別々に生成しており、昇圧制御とインバータ制御が連携していない。そのため、昇圧コンバータで昇圧後の直流高電圧に脈動が発生している場合には、昇圧制御に用いられる平滑コンデンサの両端電圧のセンサ値にはその脈動成分が含まれ、昇圧制御が不安定になる。

そこで、本発明は、モータシステムにおいてモータ電流の脈動によって引き起こされるモータの入力直流電圧に脈動がある場合でも安定した電圧変換制御を行うモータ用電圧変換制御装置を提供することを課題とする。

本発明に係るモータ用電圧変換制御装置は、モータを制御するモータ制御回路と電源との間で電源の直流電圧をモータの駆動に必要となる入力直流電圧に変換する電圧変換回路に対する電圧変換制御を行うモータ用電圧変換制御装置であって、モータ制御回路と電圧変換回路との間に設けられたコンデンサの両端電圧を検出し、電圧変換回路で変換された入力直流電圧をサンプリングするサンプリング手段と、モータに対するモータ制御のゲート信号に基づいて電圧変換回路で変換された入力直流電圧をサンプリングするサンプリングタイミングを発生するサンプリングタイミング発生手段と、電圧変換制御のサンプリングタイミング要求毎にサンプリングタイミング発生手段で発生したサンプリングタイミングに応じてサンプリング手段でサンプリングされた入力直流電圧を用いて電圧変換制御を行う制御手段とを備えることを特徴とする。

このモータ用電圧変換制御装置は、モータ、モータ制御回路、電圧変換回路、電源等を備えるモータシステムにおいて、電圧変換回路に対する電圧変換制御を行う装置である。モータ制御回路と電圧変換回路との間にはコンデンサが設けられており、サンプリング手段によってそのコンデンサの両端電圧を検出することにより電圧変換回路で電圧変換された入力直流電圧をサンプリングしている。モータ用電圧変換制御装置では、このサンプリング手段でサンプリングされた入力直流電圧を用いて、入力直流電圧がモータの駆動に必要となる目標電圧になるように制御を行っている。なお、モータは、駆動機能を有するモータだけでなく、発電機能を有するモータジェネレータやジェネレータも含む。

モータの入力直流電圧の脈動は、モータ電流の脈動によって引き起こされる。モータ電流に重畳される脈動成分は、モータ制御のスイッチングによる影響であり、モータ制御側のスイッチングを行うゲート信号（モータ制御側で生成される信号であり、モータ制御回路のスイッチング素子をスイッチング制御するためのゲート信号）によって決まる。そのため、脈動成分が重畳されているモータ電流の山と谷は、ゲート信号のＯＮ／ＯＦＦの切り替えタイミングとなる。したがって、脈動成分が重畳された入力直流電圧の山と谷との中間値（すなわち、脈動成分が除かれた入力直流電圧であり、電圧変換制御を安定に行うための入力直流電圧の期待値）は、ゲート信号の連続する切り替えタイミング間の中間のタイミングで得られる。

そこで、このモータ用電圧変換制御装置では、サンプリングタイミング発生手段によって、モータ制御のゲート信号に基づいて入力直流電圧をサンプリングするためのサンプリングタイミングを発生する。そして、モータ用電圧変換制御装置では、制御手段によって、電圧変換制御における入力直流電圧に対するサンプリングタイミング要求（電圧変換制御において入力直流電圧が必要なタイミングで出力されるタイミングであり、モータ制御側のゲート信号とは同期していない）毎に、サンプリングタイミング発生手段で発生したサンプリングタイミングに応じてサンプリング手段でサンプリングされた入力直流電圧（実電圧）を用いて目標電圧になるように制御を行う。このように、このモータ用電圧変換制御装置は、モータ制御のゲート信号を考慮して電圧変換制御に用いる入力直流電圧をサンプリングすることにより、モータの入力直流電圧に脈動がある場合でも、サンプリングタイミング要求のときの入力直流電圧の期待値に近い入力直流電圧をサンプリングできるので、入力直流電圧の期待値と電圧変換制御において実際に用いるサンプリング値との差が小さくなり、安定した電圧変換制御を行うことができる。これによって、コンデンサの容量を低減することができ、モータシステムの低コスト及び小型化を図ることができる。

本発明の上記モータ用電圧変換制御装置では、サンプリングタイミング発生手段は、ゲート信号のＯＮとＯＦＦとの切り替えタイミングに応じてサンプリングタイミングを発生し、サンプリング手段は、サンプリングタイミング発生手段でサンプリングタイミングを発生する毎に、今回のサンプリングタイミングに応じて電圧変換回路で変換された入力直流電圧と前回のサンプリングタイミングに応じて電圧変換回路で変換された入力直流電圧との平均値を算出し、制御手段は、電圧変換制御のサンプリングタイミング要求毎に、該サンプリングタイミング要求直前にサンプリング手段で算出されている入力直流電圧の平均値を用いて電圧変換制御を行うと好適である。

このモータ用電圧変換制御装置では、サンプリングタイミング発生手段によって、ゲート信号のＯＮ／ＯＦＦの切り替えタイミングに応じてサンプリングタイミングを発生する。そして、モータ用電圧変換制御装置では、サンプリング手段によって、そのサンプリングタイミング毎に、今回のサンプリングタイミングに応じて電圧変換回路で変換された入力直流電圧と前回のサンプリングタイミングに応じて電圧変換回路で変換された入力直流電圧との平均値を算出し、その入力直流電圧の平均値をサンプリングしておく。このゲート信号の連続する切り替えタイミング（連続する立ち上がりタイミングと立ち下がりタイミング）でそれぞれサンプリングされた入力直流電圧の平均値は入力直流電圧の山と谷との中間値である。そして、モータ用電圧変換制御装置では、制御手段によって、サンプリングタイミング要求毎に、サンプリングタイミング要求直前にサンプリング手段で算出された入力直流電圧の平均値を用いて目標電圧になるように制御を行う。このサンプリングタイミング要求直前のゲート信号の連続する切り替えタイミングでそれぞれサンプリングされた入力直流電圧の平均値は、サンプリングタイミング要求のときの入力直流電圧の期待値に近い電圧である。このように、このモータ用電圧変換制御装置は、モータ制御のゲート信号の連続する切り替えタイミングでそれぞれサンプリングされた入力直流電圧の平均値をサンプリングしておくことにより、モータの入力直流電圧に脈動がある場合でも、サンプリングタイミング要求のときの入力直流電圧の期待値に近い入力直流電圧を用いて電圧変換制御ができ、安定した電圧変換制御を行うことができる。

本発明の上記モータ用電圧変換制御装置では、サンプリングタイミング発生手段でサンプリングタイミングを発生する毎に、電圧変換回路で変換された入力直流電圧をアナログ値からデジタル値に変換するＡＤ変換手段を備え、ＡＤ変換手段でのＡＤ変換時間よりもゲート信号のＯＮとＯＦＦとの切り替え時間が短い場合、サンプリングタイミング発生手段はサンプリングタイミングの発生を中止し、ＡＤ変換手段はＡＤ変換を行わない構成としてもよい。

このモータ用電圧変換制御装置では、サンプリングタイミング発生手段でサンプリングタイミングを発生する毎に、ＡＤ変換手段によって電圧変換回路で変換された入力直流電圧をアナログ値からデジタル値に変換し、サンプリング手段にそのデジタル値の入力直流電圧を出力する。ＡＤ変換手段でのＡＤ変換に要する時間よりもゲート信号のＯＮ／ＯＦＦの切り替え時間が短い場合、ＡＤ変換手段でＡＤ変換が終了する前に、サンプリングタイミング発生手段でのサンプリングタイミングを発生するタイミングになる。この場合、サンプリングタイミングを発生しても、ＡＤ変換手段でＡＤ変換を行えず、サンプリング手段での処理も行えない。そこで、モータ用電圧変換制御装置では、ＡＤ変換手段でのＡＤ変換時間よりもゲート信号のＯＮとＯＦＦとの切り替え時間が短い場合、サンプリングタイミング発生手段がサンプリングタイミングの発生を中止する。この場合、ＡＤ変換手段では、ゲート信号の今回の切り替えタイミングに応じたＡＤ変換を行わない。したがって、サンプリング手段では、ゲート信号の今回の切り替えタイミングに応じた入力直流電圧を用いた平均値の算出が行われない。その結果、サンプリング手段での最新のサンプリング値としては、ゲート信号の前回の切り替えタイミングに応じた入力直流電圧とゲート信号の前々回の切り替えタイミングに応じた入力直流電圧との平均値（前回値）となる。この平均値（前回値）も、入力直流電圧の山と谷との中間値であるので、入力直流電圧の期待値に近い電圧であり、安定した電圧変換制御を行うことができる。

本発明の上記モータ用電圧変換制御装置では、サンプリングタイミング発生手段でサンプリングタイミングを発生する毎に、電圧変換回路で変換された入力直流電圧をアナログ値からデジタル値に変換するＡＤ変換手段を備え、ＡＤ変換手段でのＡＤ変換時間よりもゲート信号のＯＮとＯＦＦとの切り替え時間が短い場合、サンプリングタイミング発生手段はＡＤ変換手段でのＡＤ変換終了直後にサンプリングタイミングを発生し、ＡＤ変換手段はＡＤ変換終了直後にＡＤ変換を開始する構成としてもよい。

このモータ用電圧変換制御装置では、上記のモータ用電圧変換制御装置と同様にＡＤ変換手段を備えており、ＡＤ変換手段でのＡＤ変換時間よりもゲート信号のＯＮ／ＯＦＦの切り替え時間が短い場合には同様の問題が発生する。そこで、モータ用電圧変換制御装置では、ＡＤ変換手段でのＡＤ変換時間よりもゲート信号のＯＮとＯＦＦとの切り替え時間が短い場合、サンプリングタイミング発生手段がＡＤ変換手段でのＡＤ変換終了直後にサンプリングタイミングを発生する。この場合、ＡＤ変換手段ではＡＤ変換終了直後にＡＤ変換を開始する。したがって、サンプリング手段では、ゲート信号の今回の切り替えタイミングから少し遅れたタイミングに応じた入力直流電圧とゲート信号の前回の切り替えタイミングに応じた入力直流電圧との平均値を算出することになる。ゲート信号の今回の切り替えタイミングから少し遅れたタイミングの入力直流電圧を用いるが、その値と前回の切り替えタイミングの入力直流電圧を用いた平均値は入力直流電圧の期待値から大きくずれることはないので、安定した電圧変換制御を行うことができる。

本発明によれば、モータ制御のゲート信号を考慮して電圧変換制御に用いる入力直流電圧をサンプリングすることにより、モータの入力直流電圧に脈動がある場合でも、サンプリングタイミング要求のときの入力直流電圧の期待値に近い入力直流電圧をサンプリングできるので、入力直流電圧の期待値と電圧変換制御において実際に用いるサンプリング値との差が小さくなり、安定した電圧変換制御を行うことができる。

第１の実施の形態に係る１モータシステムの構成を示すブロック図である。 目標電圧の算出方法の説明図である。 第１の実施の形態に係る直流高電圧のサンプリングタイミングの説明図であり、（ａ）が直流高電圧が高い場合及び低い場合とモータ誘起電圧との関係図であり、（ｂ）がインバータ制御でのキャリア信号とデューティ信号であり、（ｃ）がインバータ制御のゲート信号であり、（ｄ）がモータ目標電流とモータ実電流であり、（ｅ）が直流高電圧とサンプリングタイミング要求信号である。 第２の実施の形態に係る１モータシステムの構成を示すブロック図である。 ＡＤ変換時間とゲート信号の切り替え時間との関係図である。 第２の実施の形態に係る直流高電圧のサンプリングタイミングの説明図であり、（ａ）が直流高電圧であり、（ｂ）がインバータ制御でのゲート信号であり、（ｃ）がゲート信号の切り替えタイミングであり、（ｄ）がＡＤ変換器へのＡＤ変換起動信号であり、（ｅ）が平均化禁止信号であり、（ｆ）がＡＤ変換器からのＡＤ変換終了信号であり、（ｇ）がＡＤ変換器によるＡＤ変換値であり、（ｈ）が２値平均化値である。 第３の実施の形態に係る１モータシステムの構成を示すブロック図である。 第３の実施の形態に係る直流高電圧のサンプリングタイミングの説明図であり、（ａ）が直流高電圧であり、（ｂ）がインバータ制御でのゲート信号であり、（ｃ）がゲート信号の切り替えタイミングであり、（ｄ）がＡＤ変換器へのＡＤ変換起動信号であり、（ｅ）がＡＤ変換器からのＡＤ変換終了信号であり、（ｆ）がＡＤ変換器によるＡＤ変換値であり、（ｇ）が２値平均化値である。 キャリア周波数が高い場合と低い場合の直流高電圧の変化を示す図である。 直流高電圧の脈動の発生の説明図であり、（ａ）が直流高電圧が高い場合及び低い場合とモータ誘起電圧との関係図であり、（ｂ）がインバータ制御でのキャリア信号とデューティ信号であり、（ｃ）がモータ目標電流とモータ実電流であり、（ｄ）が直流高電圧とサンプリングタイミング要求信号である。

以下、図面を参照して、本発明に係るモータ用電圧変換制御装置の実施の形態を説明する。なお、各図において同一又は相当する要素については同一の符号を付し、重複する説明を省略する。

本実施の形態では、本発明に係るモータ用電圧変換制御装置を、１個のモータを駆動源として有する１モータシステムの車両（例えば、ハイブリッド車両、電気自動車、燃料電池車両）のモータＥＣＵ[Electronic Control Unit]における昇圧制御機能に適用する。本実施の形態に係る１モータシステムでは、昇圧コンバータによってバッテリの直流電圧を昇圧してモータの駆動に必要となる直流高電圧に変換し、その直流高電圧が供給されるインバータによって直流電力を三相交流電力に変換して、三相交流電力によってモータを駆動する。本実施の形態には、昇圧後の直流高電圧をサンプリングするタイミングの設定方法が異なる３つの形態があり、第１の実施の形態が基本となる形態であり、第２及び第３の実施の形態が第１の実施の形態に追加機能を加えた形態である。

図１〜図３を参照して、第１の実施の形態に係る１モータシステム１について説明する。図１は、第１の実施の形態に係る１モータシステムの構成を示すブロック図である。図２は、目標電圧の算出方法の説明図である。図３は、第１の実施の形態に係る直流高電圧のサンプリングタイミングの説明図であり、（ａ）が直流高電圧が高い場合及び低い場合とモータ誘起電圧との関係図であり、（ｂ）がインバータ制御でのキャリア信号とデューティ信号であり、（ｃ）がインバータ制御のゲート信号であり、（ｄ）がモータ目標電流とモータ実電流であり、（ｅ）が直流高電圧とサンプリングタイミング要求信号である。

１モータシステム１は、バッテリ１０、フィルタコンデンサ１１、昇圧コンバータ１２、平滑コンデンサ１３、インバータ１４、モータ１５及びモータＥＣＵ１６を備えている。なお、本実施の形態では、バッテリ１０が特許請求の範囲に記載する電源に相当し、昇圧コンバータ１２が特許請求の範囲に記載する電圧変換回路に相当し、平滑コンデンサ１３が特許請求の範囲に記載するコンデンサに相当し、インバータ１４が特許請求の範囲に記載するモータ制御回路に相当し、モータ１５が特許請求の範囲に記載するモータに相当する。

１モータシステム１では、走行制御ＥＣＵ１７からのモータトルク指令ＤＴに応じて、バッテリ１０の直流電力を三相交流電力に変換し、その三相交流電力をモータ１５に供給する。そのために、モータＥＣＵ１６では、バッテリ１０の直流低電圧ＶＬからモータ１５の駆動に必要となる目標電圧（直流高電圧ＶＨ）まで昇圧するために昇圧コンバータ１２に対する昇圧制御を行うとともに、直流電力からモータトルク指令ＤＴを発生させるために必要な三相交流電力に変換するためにインバータ１４に対するインバータ制御を行う。特に、モータＥＣＵ１６では、インバータ制御側でのスイッチングノイズの影響によるモータ電流の脈動によって引き起こされる直流高電圧ＶＨの脈動がある場合でも安定した昇圧制御を行うために、インバータ制御のゲート信号ＧＳの連続する切り替えタイミング（連続する立ち上がりタイミングと立ち下がりタイミング）の直流高電圧（平滑コンデンサ１３の両端電圧）ＶＨの平均値ＶＨＡを算出してサンプリングしておき、ＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳ毎にその要求信号ＤＳ直前のゲート信号ＧＳの連続する立ち上がりタイミングと立ち下がりタイミングの直流高電圧の平均値ＶＨＡを用いて昇圧制御を行う。

なお、走行制御ＥＣＵ１７は、車両の走行を制御するためのＥＣＵである。走行制御ＥＣＵ１７では、運転者あるいは自動運転によるアクセル要求やブレーキ要求に応じて、そのときの車両の走行状態に基づいてモータ１５で必要となる目標となるモータトルクを算出し、その目標となるモータトルクをモータトルク指令ＤＴとしてモータＥＣＵ１６に出力している。

バッテリ１０は、直流電源であり、二次電池である。フィルタコンデンサ１１は、バッテリ１０と昇圧コンバータ１２との間に設けられ、バッテリ１０に並列に接続される。フィルタコンデンサ１１では、バッテリ１０の直流電圧を平滑化し、その直流電圧の電荷を蓄電する。このフィルタコンデンサ１１の両端電圧が、直流低電圧ＶＬである。なお、フィルタコンデンサ１１は、スイッチングによる脈動電流をバッテリ１０側に流さないようにするためのコンデンサである。

昇圧コンバータ１２は、リアクトル１２ａ、スイッチング素子１２ｂ，１２ｃ、還流ダイオード１２ｄ，１２ｅからなる。リアクトル１２ａの一端には、フィルタコンデンサ１１の高電圧側が接続される。リアクトル１２ａの他端には、スイッチング素子１２ｂとスイッチング素子１２ｃの接続点が接続される。ＩＬセンサ１２ｆでは、このリアクトル１２ａに流れる電流ＩＬ（アナログ値）を検出し、その検出した電流ＩＬをモータＥＣＵ１６に出力する。スイッチング素子１２ｂとスイッチング素子１２ｃとは直列に接続され、スイッチング素子１２ｂのコレクタに平滑コンデンサ１３の高電圧側が接続され、スイッチング素子１２ｃのエミッタに平滑コンデンサ１３の低電圧側が接続される。スイッチング素子１２ｂ，１２ｃには、還流ダイオード１２ｄ，１２ｅがそれぞれ逆並列接続される。このような回路構成によって、昇圧コンバータ１２では、モータＥＣＵ１６から出力されるスイッチング素子１２ｂ，１２ｃに対する各ゲート信号に基づいてスイッチング素子１２ｂ，１２ｃがそれぞれスイッチング制御され、フィルタコンデンサ１１の直流低電圧ＶＬを直流高電圧ＶＨに変換する。

平滑コンデンサ１３は、昇圧コンバータ１２とインバータ１４との間に設けられる。平滑コンデンサ１３は、昇圧コンバータ１２で昇圧された直流電圧を平滑化し、その直流電圧の電荷を蓄電する。この平滑コンデンサ１３の両端電圧が、直流高電圧ＶＨである。ＶＨセンサ１３ａでは、この平滑コンデンサ１３の両端電圧（アナログ値）ＶＨを検出し、その検出した電圧をモータＥＣＵ１６に出力する。

インバータ１４は、１モータシステムにおける１個のモータに対応して直流電力を三相交流電力に変換する従来の一般的なインバータ回路であるので、詳細な回路構成については説明を省略する。インバータ１４では、平滑コンデンサ１３の直流高電圧ＶＨが供給され、モータＥＣＵ１６から出力されるモータ１５の各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）に対応したスイッチング素子に対する各ゲート信号ＧＳに基づいて各相のスイッチング素子がそれぞれスイッチング制御され、直流電力を三相交流電力に変換し、モータ１５に供給する。

モータ１５は、交流モータであり、車両の駆動源の一つである。モータ１５は、インバータ１４からの三相交流電力が各相のコイル（図示せず）に供給され、回転駆動する。

モータＥＣＵ１６は、マイクロコンピュータ（マイコン）や各種メモリ等からなる電子制御ユニットであり、モータ制御を行う。特に、モータＥＣＵ１６は、インバータ１４に対する制御を行うインバータ制御機能（モータ制御１６ａ、ゲート生成１６ｂ）と昇圧コンバータ１２に対する制御を行う昇圧制御機能（モータ目標電圧算出１６ｃ、電圧制御１６ｄ、電流制御１６ｅ、ゲート生成１６ｆ、ＶＨセンササンプリングタイミング発生器１６ｇ、ＶＨセンサデータ更新＆２値平均化処理１６ｈ）を有している。インバータ制御機能と昇圧制御機能とを同じマイコンで構成してもよいし、別々のマイコンで構成してもよい。なお、第１の実施の形態では、ＶＨセンササンプリングタイミング発生器１６ｇが特許請求の範囲に記載するサンプリングタイミング発生手段に相当し、電圧制御１６ｄが特許請求の範囲に記載する制御手段に相当し、ＶＨセンサ１３ａ、ＡＤ変換器１６ｉ及びＶＨセンサデータ更新＆２値平均化処理１６ｈが特許請求の範囲に記載するサンプリング手段に相当する。

インバータ制御機能について説明する。モータ制御１６ａでは、走行制御ＥＣＵ１７からモータトルク指令ＤＴが入力され、モータ１５から角度センサで検出されたモータ角度及び電流センサで検出されたモータ電流を用いて、モータトルク指令ＤＴの目標となるモータトルクを発生させるためのキャリア信号ＳＣとデューティ信号ＳＤを生成し、ゲート生成１６ｂに出力する。また、モータ制御１６ａでは、モータ回転数ＭＲとモータトルク指令ＤＴを昇圧制御機能のモータ目標電圧算出１６ｃに出力する。

ゲート生成１６ｂでは、モータ制御１６ａからキャリア信号ＳＣとデューティ信号ＳＤが入力され、キャリア信号ＳＣとデューティ信号ＳＤに基づいてインバータ１４の各相のスイッチング素子のゲート信号ＧＳ（例えば、ＰＷＭ信号）をそれぞれ生成し、インバータ１４に出力する。また、ゲート生成１６ｂでは、ゲート信号ＧＳを昇圧制御機能のＶＨセンササンプリングタイミング発生器１６ｇに出力する。図３（ｂ）にはキャリア信号ＳＣとデューティ信号ＳＤの一例を示しており、キャリア信号ＳＣとデューティ信号ＳＤとの交点のタイミングでインバータ１４のスイッチング素子がＯＮ／ＯＦＦするゲート信号ＧＳが生成され、図３（ｃ）にそのゲート信号ＧＳを示す。

キャリア信号ＳＣは、キャリア周波数であり、インバータ１４のスイッチング素子のスイッチング周波数である。キャリア信号ＳＣは、図３（ｂ）に示すように、例えば、山と谷を頂点とする三角波である。モータ１５を高回転や高トルクにするためには、キャリア周波数を高くする必要がある。しかし、インバータ１４のスイッチング素子が高温度になる等によってシステム損失が大きくなると、キャリア周波数を低くする必要がある。デューティ信号ＳＤは、インバータ１４のスイッチング素子のＯＮとＯＦＦのデューティ比を決めるための信号である。デューティ信号ＳＤは、図３（ｂ）に示すように、例えば、正弦波である。ゲート信号ＧＳは、インバータ１４のスイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦするための信号である。ゲート信号ＧＳは、図３（ｃ）に示すように、例えば、ＰＷＭ信号である。

ゲート信号ＧＳのＯＮ／ＯＦＦの切り替えタイミングでインバータ１４のスイッチング素子がスイッチングし、そのスイッチングの影響によってモータ電流には脈動成分が重畳する。図３（ｄ）には、モータ１５の目標電流ＭＩ_Ｔと、大きな脈動成分が重畳された場合のモータ１５の実電流ＭＩ_Ｈと、小さい脈動成分が重畳された場合のモータ１５の実電流ＭＩ_Ｌを示している。図３（ｄ）から判るように、モータ１５の実電流ＭＩ_Ｈ，ＭＩ_Ｌでは、ゲート信号ＧＳの立ち上がりタイミングと立ち下がりタイミングで山と谷となり、脈動成分の増減の変化点となっている。

昇圧制御機能について説明する。モータ目標電圧算出１６ｃでは、インバータ制御機能からモータ回転数ＭＲとモータトルク指令ＤＴが入力され、図２に示すように、モータ回転数とモータトルクとのマップＭ１からモータ回転数ＭＲとモータトルク指令ＤＴのモータトルクとの交点Ｐ１を抽出する。このマップＭ１には、弱め界磁制御領域Ａ１（斜線で示す領域）とＰＷＭ制御領域Ａ２があり、１モータシステム１のシステム電圧（直流高電圧ＶＨ）の高低によりその制御領域の範囲が変わる。図２に示す例では、交点Ｐ１が弱め界磁制御領域Ａ１内に入っているので、弱め界磁制御となる。さらに、モータ目標電圧算出１６ｃでは、図２に示すように、その交点Ｐ１に応じて変わるシステム電圧とシステム損失とのマップＭ２から、システム損失が最小点となるシステム電圧（直流高電圧ＶＨの目標電圧ＶＨ_Ｔ）を算出し、電圧制御１６ｄに出力する。システム損失は、１モータシステム１におけるスイッチング素子等における損失である。システム電圧が高電圧になると、モータ１５が回転し易くなるが、システム損失が大きくなる。なお、昇圧制御の目標電圧の求める方法については、上記のようにマップを利用した方法を説明したが、他の方法でもよい。

電圧制御１６ｄでは、図３（ｅ）に示すように、サンプリングタイミング周期ＰＳ毎にＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳをＶＨセンサデータ更新＆２値平均化処理１６ｈに出力し、ＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳに応じてＶＨセンサデータ更新＆２値平均化処理１６ｈから昇圧制御で用いるためにサンプリングされた直流高電圧ＶＨ（デジタル値）の平均値ＶＨＡが入力される。サンプリングタイミング周期ＰＳは、予め決められた固定値でもよいしあるいは可変値でもよい。サンプリングタイミング周期ＰＳはインバータ制御とは関係なく設定されているので、ＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳはインバータ制御のゲート信号ＧＳとは同期していない。電圧制御１６ｄでは、モータ目標電圧算出１６ｃから目標電圧ＶＨ_Ｔが入力され、ＶＨセンサデータ更新＆２値平均化処理１６ｈからの直流高電圧ＶＨ（デジタル値）の平均値ＶＨＡを用いて、平滑コンデンサ１３の両端電圧（直流高電圧）が目標電圧ＶＨ_Ｔになるための制御を行う。この際、電圧制御１６ｄでは、その制御に必要な目標電流ＩＬ_Ｔを算出し、電流制御１６ｅに出力する。

電流制御１６ｅでは、電圧制御１６ｄから目標電流ＩＬ_Ｔが入力され、リアクトル１２ａに流れる電流ＩＬ（デジタル値）を用いて、リアクトル１２ａに流れる電流が目標電流ＩＬ_Ｔになるための制御を行う。制御に用いる電流ＩＬ（デジタル値）は、ＩＬセンサ１２ｆによって検出された電流（アナログ値）をモータＥＣＵ１６内のＡＤ変換器１６ｊでＡＤ変換された電流（デジタル値）である。

ゲート生成１６ｆでは、電圧制御１６ｄでの目標電圧ＶＨ_Ｔになるための制御と電流制御１６ｅでの目標電流ＩＬ_Ｔになるための制御に基づいて、昇圧コンバータ１２のスイッチング素子１２ｂ，１２ｃの各ゲート信号（例えば、ＰＷＭ信号）をそれぞれ生成し、昇圧コンバータ１２に出力する。

ＶＨセンササンプリングタイミング発生器１６ｇでは、インバータ制御機能のゲート生成１６ｂからゲート信号ＧＳが入力され、ゲート信号ＧＳのＯＮからＯＦＦへの切り替えのタイミング（立ち下がりタイミング）及びＯＦＦからＯＮへの切り替えタイミング（立ち上がりタイミング）をＶＨセンササンプリングタイミングＴＳ（ＡＤ変換起動信号）としてＡＤ変換器１６ｉに出力する。ＡＤ変換器１６ｉでは、ＶＨセンササンプリングタイミング発生器１６ｇからＶＨセンササンプリングタイミングＴＳが入力される毎に、ＶＨセンサ１３ａで検出されている直流高電圧（アナログ値）ＶＨをＡＤ変換し、ＡＤ変換後の直流高電圧（デジタル値）ＶＨをＶＨセンサデータ更新＆２値平均化処理１６ｈに出力する。なお、ゲート生成１６ｂからのゲート信号としては、３相のＵ相、Ｖ相、Ｗ相のいずれのゲート信号でもよい。

ＶＨセンサデータ更新＆２値平均化処理１６ｈでは、ＡＤ変換器１６ｉから直流高電圧（デジタル値）ＶＨが入力される毎に、その直流高電圧（デジタル値）ＶＨを時系列で記憶しておく。さらに、ＶＨセンサデータ更新＆２値平均化処理１６ｈでは、今回入力された直流高電圧（デジタル値）ＶＨと時系列で記憶している前回入力された直流高電圧（デジタル値）ＶＨとの平均値ＶＨＡを算出し、その今回と前回の直流高電圧の平均値ＶＨＡを時系列で記憶しておく。ここでは、最新の平均値ＶＨＡだけを記憶しておいてもよい。そして、ＶＨセンサデータ更新＆２値平均化処理１６ｈでは、電圧制御１６ｄからＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳが入力される毎に、そのＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳの直前に算出した直流高電圧の平均値ＶＨＡを昇圧制御に用いるＶＨセンサ値として電圧制御１６ｄに出力する。

ここで、図３を参照して、上記のような昇圧制御機能における処理より、インバータ制御側でのスイッチングの影響によるモータ電流の脈動によって引き起こされる直流高電圧ＶＨの脈動がある場合でも安定した昇圧制御を行うことができる理由について説明する。システム損失を抑えるためにインバータ制御におけるキャリア周波数を低くすると、インバータ制御のスイッチングノイズにより、平滑コンデンサの両端電圧（昇圧後の直流高電圧）に脈動成分が重畳される。また、モータの回転数やトルクによってモータの駆動に必要となる目標電圧が変わるが、目標電圧が高くなり、直流高電圧ＶＨがモータ誘起電圧Ｖｅｍｆに対して高くなるほど、その電圧差Ｖｄｅｆが大きくなり、直流高電圧の脈動成分も大きくなる。図３（ａ）には、直流高電圧ＶＨが高い場合の電圧ＶＨ_Ｈ及び低い場合の電圧ＶＨ_Ｌとモータ誘起電圧Ｖｅｍｆとの関係を示している。高い直流高電圧ＶＨ_Ｈとモータ誘起電圧Ｖｅｍｆとの電圧差Ｖｄｅｆ_Ｈ１，Ｖｄｅｆ_Ｈ２と、低い直流高電圧ＶＨ_Ｌとモータ誘起電圧Ｖｅｍｆとの電圧差Ｖｄｅｆ_Ｌ１，Ｖｄｅｆ_Ｌ２とを比較すると、電圧差Ｖｄｅｆは高い直流高電圧ＶＨ_Ｈのときの方が大きくなる。この電圧差Ｖｄｅｆが大きくなるほど、モータ電流に重畳される脈動成分が大きくなる。図３（ｄ）には、モータ１５の目標電流ＭＩ_Ｔと、大きい電圧差Ｖｄｅｆ_Ｈの場合のモータ１５の実電流ＭＩ_Ｈと、小さい電圧差Ｖｄｅｆ_Ｌの場合のモータ１５の実電流ＭＩ_Ｌを示している。モータ１５の実電流ＭＩ_Ｈ，ＭＩ_Ｌには、インバータ１４のスイッチング素子のスイッチングに応じて脈動成分が重畳しており、図３（ｃ）に示すゲート信号ＧＳの立ち上がりタイミングと立ち下がりタイミング（図３（ｂ）に示すキャリア信号ＳＣとデューティ信号ＳＤとの交点）で脈動成分の増減が切り替わる。この図３（ｄ）から判るように、電圧差Ｖｄｅｆが大きいほど、モータ電流ＭＩに重畳される脈動成分が大きくなる。さらに、図３（ｅ）には、大きい電圧差Ｖｄｅｆ_Ｈの場合のモータ電流ＭＩ_Ｈのときの直流高電圧ＶＨを示している。直流高電圧ＶＨは、モータ電流ＭＩ_Ｈの脈動成分に応じて脈動成分が重畳され、図３（ｃ）に示すゲート信号ＧＳの立ち上がりタイミングと立ち下がりタイミングで脈動成分の増減が切り替わる。このように、インバータ側のスイッチングの影響によってモータ電流に脈動が発生すると、昇圧後の直流高電圧にも脈動成分が重畳される。

つまり、インバータ制御によるスイッチングによってモータ電流ＭＩに重畳される脈動成分（変動分）は、直流高電圧ＶＨとモータ誘起電圧Ｖｅｍｆとの電圧差Ｖｄｅｆ及びインバータ制御のキャリア周波数（キャリア信号ＳＣ（ゲート信号ＧＳ））によって決まる。そのため、電圧差Ｖｄｅｆが大きいときにインバータ周波数が低くなると、モータ電流ＭＩに重畳される脈動成分が大きくなる。平滑コンデンサ１３の容量が小さい場合、モータ電流ＭＩに重畳される脈動成分が大きくなると、平滑コンデンサ１３の平滑能力を超え、平滑コンデンサ１３の両端電圧（直流高電圧）ＶＨにも脈動成分が重畳され、昇圧後の直流高電圧ＶＨが大きく変動する。なお、１モータシステム１の低コスト化や小型化を進める上、容量の大きい平滑コンデンサ１３の容量を出来る限り小さくすることが求められている。したがって、その要求に応じて平滑コンデンサ１３の容量を小さくすると、上記のように、直流高電圧ＶＨに脈動が発生することになる。

上記したように、インバータ制御によるスイッチングによる脈動成分は、ゲート信号ＧＳの立ち上がりタイミングと立ち下がりタイミングで脈動成分の増減が切り替わる。したがって、図３（ｃ）、（ｄ）からも判るように、ゲート信号ＧＳの立ち上がりタイミングと立ち下がりタイミングが脈動成分が重畳されているモータ電流ＭＩの山と谷となるので、モータ電流ＭＩの山と谷との中間値はゲート信号ＧＳの連続する立ち上がりタイミングと立ち下がりタイミングの中間タイミングで得られる。したがって、図３（ｃ）、（ｅ）からも判るように、脈動成分が重畳されている直流高電圧ＶＨの山と谷との中間値（すなわち、昇圧制御を安定に行うための直流高電圧の期待値ＶＨ_Ｅ）も、ゲート信号ＧＳの連続する立ち上がりタイミングと立ち下がりタイミングの中間タイミングで得られる。図３（ｅ）に示す例からも判るように、ゲート信号ＧＳの連続する立ち上がりタイミングと立ち下がりタイミングでの直流高電圧ＶＨの平均値は、直流高電圧の期待値ＶＨ_Ｅと略一致している。直流高電圧の期待値ＶＨ_Ｅは、直流高電圧ＶＨの山と谷との中間値であり、脈動成分が略除去された直流高電圧である。

そこで、モータＥＣＵ１６の昇圧制御機能では、ＶＨセンササンプリングタイミング発生器１６ｇにおいて、ゲート信号ＧＳのＯＮ／ＯＦＦの切り替えタイミング毎にＶＨセンササンプリングタイミングＴＳを発生し、ＶＨセンササンプリングタイミングＴＳ毎にＡＤ変換器１６ｉにおいてＶＨセンサ１３ａで検出されている直流高電圧（アナログ値）ＶＨをＡＤ変換し、直流高電圧（デジタル値）ＶＨを取得している。

さらに、図３（ｅ）に示す例からも判るように、ＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳ_１、ＤＳ_２，ＤＳ_３のタイミングでの直流高電圧の期待値ＶＨ_Ｅ１、ＶＨ_Ｅ２，ＶＨ_Ｅ３と、ＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳ_１、ＤＳ_２，ＤＳ_３直前のゲート信号ＧＳの立ち上がりタイミングと立ち下がりタイミングのときの直流高電圧ＶＨ_Ｃ１と直流高電圧ＶＨ_Ｃ２の平均値、直流高電圧ＶＨ_Ｃ３と直流高電圧ＶＨ_Ｃ４の平均値、直流高電圧ＶＨ_Ｃ５と直流高電圧ＶＨ_Ｃ６の平均値とを比較すると、その差は非常に小さい。したがって、ＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳ直前の連続するゲート信号ＧＳの立ち上がりタイミングと立ち下がりタイミングのときの直流高電圧ＶＨ（ＶＨセンサ値）の平均値ＶＨＡを取得することにより、ＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳのタイミングのときの直流高電圧の期待値ＶＨ_Ｅに非常に近い値を得ることができる。

そこで、モータＥＣＵ１６の昇圧制御機能では、ＶＨセンサデータ更新＆２値平均化処理１６ｈにおいて、電圧制御１６ｄからＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳが入力される毎に、ＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳ直前にＡＤ変換器１６ｉから入力されたゲート信号ＧＳのＯＮ／ＯＦＦ切り替えタイミングの直流高電圧（デジタル値）ＶＨと前回入力されたゲート信号ＧＳのＯＮ／ＯＦＦ切り替えタイミングの直流高電圧（デジタル値）ＶＨの平均値ＶＨＡを算出し、電圧制御１６ｄに出力している。電圧制御１６ｄでは、このＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳ直前のゲート信号ＧＳの連続するＯＮ／ＯＦＦ切り替えタイミングの直流高電圧（デジタル値）ＶＨの平均値ＶＨＡを用いて昇圧制御を行うことにより、ＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳのときの直流高電圧の期待値ＶＨ_Ｅに近い直流高電圧の平均値ＶＨＡを用いて制御を行うことができる。

この１モータシステム１（特に、モータＥＣＵ１６での昇圧制御）によれば、インバータ制御のゲート信号ＧＳに基づいて昇圧制御に用いる直流高電圧ＶＨ（平均値ＶＨＡ）をサンプリングすることにより（インバータ制御と昇圧制御とを連携させている）、直流高電圧ＶＨに脈動成分が重畳されている場合でも、ＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳのときの直流高電圧の期待値ＶＨ_Ｅに近い直流高電圧ＶＨ（平均値ＶＨＡ）をサンプリングでき、ＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳのときの直流高電圧の期待値ＶＨ_Ｅと昇圧制御において実際に用いるＶＨセンサ値との差が小さくなり、安定した昇圧制御を行うことができる。これによって、平滑コンデンサ１３の容量を限界まで低減することができ、１モータシステム１の低コスト及び小型化を図ることができる。

特に、第１の実施の形態に係る１モータシステム１では、インバータ制御のゲート信号ＧＳの連続する立ち上がりタイミングと立ち下がりタイミング（ＯＮ／ＯＦＦ切り替えタイミング）での直流高電圧ＶＨの平均値ＶＨＡをサンプリングしておき、ＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳ直前にサンプリングされたゲート信号ＧＳの連続する立ち上がりタイミングと立ち下がりタイミングでの直流高電圧ＶＨの平均値ＶＨＡを昇圧制御に用いることにより、ＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳのときの直流高電圧の期待値ＶＨ_Ｅに近い直流高電圧ＶＨのセンサ値を用いて昇圧制御ができ、安定した昇圧制御を行うことができる。

次に、図４〜図６を参照して、第２の実施の形態に係る１モータシステム２について説明する。図４は、第２の実施の形態に係る１モータシステムの構成を示すブロック図である。図５は、ＡＤ変換時間とゲート信号の切り替え時間との関係図である。図６は、第２の実施の形態に係る直流高電圧のサンプリングタイミングの説明図であり、（ａ）が直流高電圧であり、（ｂ）がインバータ制御でのゲート信号であり、（ｃ）がゲート信号の切り替えタイミングであり、（ｄ）がＡＤ変換器へのＡＤ変換起動信号であり、（ｅ）が平均化禁止信号であり、（ｆ）がＡＤ変換器からのＡＤ変換終了信号であり、（ｇ）がＡＤ変換器によるＡＤ変換値であり、（ｈ）が２値平均化値である。

１モータシステム２は、バッテリ１０、フィルタコンデンサ１１、昇圧コンバータ１２、平滑コンデンサ１３、インバータ１４、モータ１５及びモータＥＣＵ２６を備えている。１モータシステム２は、第１の実施の形態に係る１モータシステム１と比較すると、モータＥＣＵ２６での制御だけが異なる。特に、モータＥＣＵ２６では、ＡＤ変換時間がゲート信号ＧＳのＯＮ／ＯＦＦの切り替え時間よりも短い場合、ＡＤ変換を中止し、昇圧制御では直流高電圧の平均値ＶＨＡとして前回値を用いる。ここでは、モータＥＣＵ２６についてのみ詳細に説明する。

ここで、図５を参照して、ＡＤ変換時間とゲート信号ＧＳのＯＮ／ＯＦＦの切り替え時間（ＯＮ時間、ＯＦＦ時間）の関係について説明する。図５には、ゲート信号ＧＳ、ＡＤ変換器へのＡＤ変換起動信号ＳＳ（ＶＨセンササンプリングタイミングＴＳ）、ＡＤ変換器からのＡＤ変換終了信号ＥＳの一例を示している。ＡＤ変換時間ＣＨはＡＤ変換器によって決まっており、一定の時間である。ゲート信号ＧＳの切り替え時間ＳＨ_１，ＳＨ_２がある程度長い場合、ゲート信号ＧＳのＯＮ／ＯＦＦ切り替えタイミングでＡＤ変換起動信号ＳＳ_１，ＳＳ_２が出力されても、切り替え時間ＳＨ_１，ＳＨ_２内にＡＤ変換が終了し、ゲート信号ＧＳの次のＯＮ／ＯＦＦ切り替えタイミングになるまでにＡＤ変換器からＡＤ変換終了信号ＥＳ_１，ＥＳ_２が出力される。しかし、ゲート信号ＧＳの切り替え時間ＳＨ_３が短くなると、ゲート信号ＧＳのＯＮ／ＯＦＦ切り替えタイミングでＡＤ変換起動信号ＳＳ_３が出力されても、ゲート信号ＧＳの次のＯＮ／ＯＦＦ切り替えタイミングになるまでにＡＤ変換が終了せず、ＡＤ変換器からＡＤ変換終了信号ＥＳ_３が出力され前にＡＤ変換起動信号ＳＳ_４が出力されることになる。このような場合、ＡＤ変換器では、ＡＤ変換起動信号ＳＳ_４に対するＡＤ変換ができない。そこで、モータＥＣＵ２６は、このような場合に対応できる追加機能を有している。

モータＥＣＵ２６は、マイクロコンピュータや各種メモリ等からなる電子制御ユニットであり、モータ制御を行う。特に、モータＥＣＵ２６は、インバータ１４に対する制御を行うインバータ制御機能（モータ制御２６ａ、ゲート生成２６ｂ）と昇圧コンバータ１２に対する制御を行う昇圧制御機能（モータ目標電圧算出２６ｃ、電圧制御２６ｄ、電流制御２６ｅ、ゲート生成２６ｆ、ＶＨセンササンプリングタイミング発生器＆切替時判定器２６ｇ、ＶＨセンサデータ更新＆２値平均化処理２６ｈ）を有している。インバータ制御機能と昇圧制御機能とを同じマイコンで構成してもよいし、別々のマイコンで構成してもよい。なお、第２の実施の形態では、ＶＨセンササンプリングタイミング発生器＆切替時判定器２６ｇが特許請求の範囲に記載するサンプリングタイミング発生手段に相当し、電圧制御２６ｄが特許請求の範囲に記載する制御手段に相当し、ＶＨセン１３ａ、ＡＤ変換器２６ｉ及びＶＨセンサデータ更新＆２値平均化処理２６ｈが特許請求の範囲に記載するサンプリング手段に相当し、ＡＤ変換器２６ｉが特許請求の範囲に記載するＡＤ変換手段に相当する。

なお、モータ制御２６ａ、ゲート生成２６ｂ、モータ目標電圧算出２６ｃ、電圧制御２６ｄ、電流制御２６ｅ、ゲート生成２６ｆ、ＡＤ変換器２６ｊについては、第１の実施の形態に係るモータ制御１６ａ、ゲート生成１６ｂ、モータ目標電圧算出１６ｃ、電圧制御１６ｄ、電流制御１６ｅ、ゲート生成１６ｆ、ＡＤ変換器１６ｊと同様の処理を行うので、説明を省略する。

ＶＨセンササンプリングタイミング発生器＆切替時判定器２６ｇには、インバータ制御機能のゲート生成２６ｂからゲート信号ＧＳが入力されるとともにＡＤ変換器２６ｉからＡＤ変換終了信号ＥＳが入力される。ＶＨセンササンプリングタイミング発生器＆切替時判定器２６ｇでは、ＶＨセンササンプリングタイミングＴＳ（ＡＤ変換起動信号）を出力する毎に、そのＶＨセンササンプリングタイミングＴＳ（ＡＤ変換起動信号）に対するＡＤ変換終了信号ＥＳとゲート信号ＧＳの次のＯＮ／ＯＦＦの切り替えタイミングとに基づいて、ＡＤ変換終了信号ＥＳの後にゲート信号ＧＳの次のＯＮ／ＯＦＦの切り替えタイミングになった場合にはその次のＯＮ／ＯＦＦの切り替えタイミングに応じてＶＨセンササンプリングタイミングＴＳ（ＡＤ変換起動信号）をＡＤ変換器２６ｉに出力し、ＡＤ変換終了信号ＥＳの前にゲート信号ＧＳの次のＯＮ／ＯＦＦの切り替えタイミングになった場合にはその次のＯＮ／ＯＦＦの切り替えタイミングに対するＶＨセンササンプリングタイミングＴＳ（ＡＤ変換起動信号）をＡＤ変換器２６ｉに出力しない（ＡＤ変換中止）とともに平均化禁止信号ＲＳをＶＨセンサデータ更新＆２値平均化処理２６ｈに出力する。平均化禁止信号ＲＳのＯＮタイミングはＡＤ変換中止後のゲート信号ＧＳの次の切り替えタイミングであり、平均化禁止信号ＲＳのＯＦＦタイミングはゲート信号ＧＳのその次の切り替えタイミングである。ＡＤ変換器２６ｉでは、ＶＨセンササンプリングタイミング発生器＆切替時判定器２６ｇからＶＨセンササンプリングタイミングＴＳが入力される毎に、ＶＨセンサ１３ａで検出されている直流高電圧（アナログ値）ＶＨをＡＤ変換し、ＡＤ変換後の直流高電圧（デジタル値）ＶＨをＶＨセンサデータ更新＆２値平均化処理２６ｈに出力する。ＡＤ変換器２６ｉでは、ＡＤ変換が終了すると、ＡＤ変換終了信号ＥＳをＶＨセンササンプリングタイミング発生器＆切替時判定器２６ｇに出力する。特に、ＡＤ変換終了信号ＥＳの前にゲート信号ＧＳの次のＯＮ／ＯＦＦの切り替えタイミングになった場合（ＡＤ変換時間よりゲート信号ＧＳの切り替え時間が短い場合）、ＡＤ変換器２６ｇでは、ＡＤ変換を中止する。

ＶＨセンサデータ更新＆２値平均化処理２６ｈでは、ＡＤ変換器２６ｉから直流高電圧（デジタル値）ＶＨが入力される毎に、その直流高電圧（デジタル値）ＶＨを時系列で記憶しておく。さらに、ＶＨセンサデータ更新＆２値平均化処理２６ｈでは、今回入力された直流高電圧（デジタル値）ＶＨと時系列で記憶している前回入力された直流高電圧（デジタル値）ＶＨとの平均値ＶＨＡを算出し、その今回と前回の直流高電圧の平均値ＶＨＡを時系列で記憶しておく。特に、ＶＨセンササンプリングタイミング発生器＆切替時判定器２６ｇから平均化禁止信号ＲＳが入力されている場合、ＶＨセンサデータ更新＆２値平均化処理２６ｈでは、直流高電圧の平均値ＶＨＡの算出を禁止する。この場合、前回算出されている直流高電圧の平均値ＶＨＡが最新値として保持されている。そして、ＶＨセンサデータ更新＆２値平均化処理２６ｈでは、電圧制御２６ｄからＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳが入力される毎に、そのＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳの直前に算出した直流高電圧の平均値ＶＨＡ（保持している最新の平均値ＶＨＡ）を昇圧制御に用いるＶＨセンサ値として電圧制御２６ｄに出力する。したがって、平均化禁止信号ＲＳが入力されている場合、前回算出した直流高電圧の平均値ＶＨＡを出力することになる。

ここで、図６を参照して、上記のような昇圧制御機能において、ゲート信号ＧＳの切り替え時間がＡＤ変換時間より長い場合とゲート信号ＧＳの切り替え時間がＡＤ変換時間より短い場合のゲート信号ＧＳの連続するＯＮ／ＯＦＦ切り替えタイミングの直流高電圧ＶＨの平均値ＶＨＡの算出過程について説明する。図６（ａ）には直流高電圧ＶＨを示しており、図６（ｂ）にはゲート信号ＧＳを示しており、図６（ｃ）にはゲート信号ＧＳのＯＮ／ＯＦＦの切り替えタイミングＳＴを示しており、図６（ａ）には切り替えタイミングＳＴ_１，ＳＴ_２，ＳＴ_３，・・・のときの直流高電圧値としてＢ値，Ｃ値，Ｄ値，・・・（山と谷の各値）を示している。また、図６（ｄ）には、切り替えタイミングＳＴ_１，ＳＴ_２，ＳＴ_３，・・・に応じてＶＨセンササンプリングタイミング発生器＆切替時判定器２６ｇから出力されるＡＤ変換起動信号ＳＳ_１，ＳＳ_２，ＳＳ_３，・・・（ＶＨセンササンプリングタイミングＴＳに相当）を示している。さらに、図６（ｆ）には、ＡＤ変換起動信号ＳＳ_１，ＳＳ_２，ＳＳ_３，・・・に応じて行われるＡＤ変換が終了したときにＡＤ変換器２６ｉから出力されるＡＤ変換終了信号ＥＳ_１，ＥＳ_２，ＥＳ_３，・・・を示している。また、図６（ｇ）には、ＡＤ変換器２６ｉから出力されてＶＨセンサデータ更新＆２値平均化処理２６ｈで保持されるＡＤ変換後の直流電圧値ＡＤＣであるＡ値，Ｂ値，Ｃ値，Ｄ値，・・・（直流高電圧ＶＡの山と谷の各値）を示している。さらに、図６（ｈ）には、ＶＨセンサデータ更新＆２値平均化処理２６ｈで算出され、保持される直流高電圧値の平均値ＶＨＡとして（Ａ＋Ｂ）／２，（Ｂ＋Ｃ）／２，・・・を示している。

ゲート信号ＧＳの切り替え時間がＡＤ変換時間より長い場合、例えば、ゲート信号ＧＳの切り替えタイミングＳＴ_１，ＳＴ_２のときで説明する。ＶＨセンササンプリングタイミング発生器＆切替時判定器２６ｇでは切り替えタイミングＳＴ_１に応じてＡＤ変換起動信号ＳＳ_１を出力し、ＡＤ変換器２６ｉではＡＤ変換を開始し、ＡＤ変換が終了すると直流高電圧（デジタル値）としてＢ値をＶＨセンサデータ更新＆２値平均化処理２６ｈに出力するとともにＡＤ変換終了信号ＥＳ_１をＶＨセンササンプリングタイミング発生器＆切替時判定器２６ｇに出力する。この場合、ＶＨセンサデータ更新＆２値平均化処理２６ｈでは、Ｂ値を保持するとともに、前回保持しているＡ値と今回のＢ値を用いて平均値（Ａ＋Ｂ）／２を算出し、その平均値（Ａ＋Ｂ）／２を保持する。次に、ＶＨセンササンプリングタイミング発生器＆切替時判定器２６ｇではＡＤ変換終了信号ＥＳ_１の後に切り替えタイミングＳＴ_２がきたので、その切り替えタイミングＳＴ_２に応じてＡＤ変換起動信号ＳＳ_２を出力し、ＡＤ変換器２６ｉではＡＤ変換を開始し、ＡＤ変換が終了すると直流高電圧（デジタル値）としてＣ値をＶＨセンサデータ更新＆２値平均化処理２６ｈに出力するとともにＡＤ変換終了信号ＥＳ_２をＶＨセンササンプリングタイミング発生器＆切替時判定器２６ｇに出力する。この場合、ＶＨセンサデータ更新＆２値平均化処理２６ｈでは、Ｃ値を保持するとともに、前回保持しているＢ値と今回のＣ値を用いて平均値（Ｂ＋Ｃ）／２を算出し、その平均値（Ｂ＋Ｃ）／２を保持する。この後に、電圧制御２６ｄからＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳが入力されると、ＶＨセンサデータ更新＆２値平均化処理２６ｈでは、平均値（Ｂ＋Ｃ）／２を電圧制御２６ｄに出力する。

ゲート信号ＧＳの切り替え時間がＡＤ変換時間より短い場合、例えば、ゲート信号ＧＳの切り替えタイミングＳＴ_５，ＳＴ_６のときで説明する。ＶＨセンササンプリングタイミング発生器＆切替時判定器２６ｇでは切り替えタイミングＳＴ_５に応じてＡＤ変換起動信号ＳＳ_５を出力し、ＡＤ変換器２６ｉではＡＤ変換を開始し、ＡＤ変換が終了すると直流高電圧（デジタル値）としてＦ値をＶＨセンサデータ更新＆２値平均化処理２６ｈに出力するとともにＡＤ変換終了信号ＥＳ_５をＶＨセンササンプリングタイミング発生器＆切替時判定器２６ｇに出力する。この場合、ＶＨセンサデータ更新＆２値平均化処理２６ｈでは、Ｆ値を保持するとともに、前回保持しているＥ値と今回のＦ値を用いて平均値（Ｅ＋Ｆ）／２を算出し、その平均値（Ｅ＋Ｆ）／２を保持する。次に、ＶＨセンササンプリングタイミング発生器＆切替時判定器２６ｇでは、ＡＤ変換終了信号ＥＳ_５の前に切り替えタイミングＳＴ_６がきたので、その切り替えタイミングＳＴ_６に応じたＡＤ変換起動信号を出力しない。したがって、ＡＤ変換器２６ｉでは、切り替えタイミングＳＴ_６に応じたＡＤ変換が行われない。ＶＨセンサデータ更新＆２値平均化処理２６ｈでは、最新の直流高電圧としてＦ値を保持し続けるとともに、最新の平均値として（Ｅ＋Ｆ）／２を保持し続ける。この後に、電圧制御２６ｄからＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳが入力されると、ＶＨセンサデータ更新＆２値平均化処理２６ｈでは、平均値（Ｅ＋Ｆ）／２を電圧制御２６ｄに出力する。やがて、次の切り替えタイミングＳＴ_７がくると、ＶＨセンササンプリングタイミング発生器＆切替時判定器２６ｇでは、平均化禁止信号ＲＳをその次の切り替えタイミングＳＴ_８までの間出力する。ＶＨセンサデータ更新＆２値平均化処理２６ｈでは、平均化禁止信号ＲＳに応じて平均値の算出を禁止し、前回の平均値（Ｅ＋Ｆ）／２を保持し続ける。また、ＶＨセンササンプリングタイミング発生器＆切替時判定器２６ｇでは、切り替えタイミングＳＴ_７に応じてＡＤ変換起動信号ＳＳ_７を出力し、ＡＤ変換器２６ｉではＡＤ変換を開始し、ＡＤ変換が終了すると直流高電圧（デジタル値）としてＨ値をＶＨセンサデータ更新＆２値平均化処理２６ｈに出力するとともにＡＤ変換終了信号ＥＳ_７をＶＨセンササンプリングタイミング発生器＆切替時判定器２６ｇに出力する。この場合、ＶＨセンサデータ更新＆２値平均化処理２６ｈでは、Ｈ値を保持するが、平均値の算出を禁止している。この後に、電圧制御２６ｄからＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳが入力されると、ＶＨセンサデータ更新＆２値平均化処理２６ｈでは、平均値（Ｅ＋Ｆ）／２を電圧制御２６ｄに出力する。この平均値（Ｅ＋Ｆ）／２は、前回値であるが、直流高電圧ＶＨの山と谷の中間値であるので、直流高電圧の期待値ＶＨ_Ｅに近い値である。

この１モータシステム２（特に、モータＥＣＵ２６での昇圧制御）によれば、第１の実施の形態に係る１モータシステム１と同様の効果を有する。特に、第２の実施の形態に係る１モータシステム２では、ＡＤ変換時間がゲート信号ＧＳの切り替え時間よりも短い場合でも、ＡＤ変換を中止するとともに直流高電圧ＶＨの平均値ＶＨＡの算出も禁止し、昇圧制御には直流高電圧ＶＨの平均値ＶＨＡの前回値を用いる。この平均値ＶＨＡの前回値も直流高電圧の期待値ＶＨ_Ｅに近い電圧であるので、安定した電圧変換制御を行うことができる。

次に、図７及び図８を参照して、第３の実施の形態に係る１モータシステム３について説明する。図７は、第３の実施の形態に係る１モータシステムの構成を示すブロック図である。図８は、第３の実施の形態に係る直流高電圧のサンプリングタイミングの説明図であり、（ａ）が直流高電圧であり、（ｂ）がインバータ制御でのゲート信号であり、（ｃ）がゲート信号の切り替えタイミングであり、（ｄ）がＡＤ変換器へのＡＤ変換起動信号であり、（ｅ）がＡＤ変換器からのＡＤ変換終了信号であり、（ｆ）がＡＤ変換器によるＡＤ変換値であり、（ｇ）が２値平均化値である。

１モータシステム３は、バッテリ１０、フィルタコンデンサ１１、昇圧コンバータ１２、平滑コンデンサ１３、インバータ１４、モータ１５及びモータＥＣＵ３６を備えている。１モータシステム３は、第１の実施の形態に係る１モータシステムと比較すると、モータＥＣＵ３６での制御だけが異なる。モータＥＣＵ３６では、ＡＤ変換時間がゲート信号ＧＳのＯＮ／ＯＦＦの切り替え時間よりも短い場合、ＡＤ変換終了直後にＡＤ変換を直ちに開始する。ここでは、モータＥＣＵ３６についてのみ詳細に説明する。

モータＥＣＵ３６は、マイクロコンピュータや各種メモリ等からなる電子制御ユニットであり、モータ制御を行う。特に、モータＥＣＵ３６は、インバータ１４に対する制御を行うインバータ制御機能（モータ制御３６ａ、ゲート生成３６ｂ）と昇圧コンバータ１２に対する制御を行う昇圧制御機能（モータ目標電圧算出３６ｃ、電圧制御３６ｄ、電流制御３６ｅ、ゲート生成３６ｆ、ＶＨセンササンプリングタイミング発生器＆切替時判定器３６ｇ、ＶＨセンサデータ更新＆２値平均化処理３６ｈ）を有している。インバータ制御機能と昇圧制御機能とを同じマイコンで構成してもよいし、別々のマイコンで構成してもよい。なお、第３の実施の形態では、ＶＨセンササンプリングタイミング発生器＆切替時判定器３６ｇが特許請求の範囲に記載するサンプリングタイミング発生手段に相当し、電圧制御３６ｄが特許請求の範囲に記載する制御手段に相当し、ＶＨセンサ１３ａ、ＡＤ変換器３６ｉ及びＶＨセンサデータ更新＆２値平均化処理３６ｈが特許請求の範囲に記載するサンプリング手段に相当し、ＡＤ変換器３６ｉが特許請求の範囲に記載するＡＤ変換手段に相当する。

なお、モータ制御３６ａ、ゲート生成３６ｂ、モータ目標電圧算出３６ｃ、電圧制御３６ｄ、電流制御３６ｅ、ゲート生成３６ｆ、ＶＨセンサデータ更新＆２値平均化処理３６ｈ、ＡＤ変換器３６ｊについては、第１の実施の形態に係るモータ制御１６ａ、ゲート生成１６ｂ、モータ目標電圧算出１６ｃ、電圧制御１６ｄ、電流制御１６ｅ、ゲート生成１６ｆ、ＶＨセンサデータ更新＆２値平均化処理１６ｈ、ＡＤ変換器１６ｊと同様の処理を行うので、説明を省略する。

ＶＨセンササンプリングタイミング発生器＆切替時判定器３６ｇには、インバータ制御機能のゲート生成３６ｂからゲート信号ＧＳが入力されるとともにＡＤ変換器３６ｉからＡＤ変換終了信号ＥＳが入力される。ＶＨセンササンプリングタイミング発生器＆切替時判定器３６ｇでは、ＶＨセンササンプリングタイミングＴＳ（ＡＤ変換起動信号）を出力する毎に、そのＶＨセンササンプリングタイミングＴＳ（ＡＤ変換起動信号）に対するＡＤ変換終了信号ＥＳとゲート信号ＧＳの次のＯＮ／ＯＦＦの切り替えタイミングとに基づいて、ＡＤ変換終了信号ＥＳの後にゲート信号ＧＳの次のＯＮ／ＯＦＦの切り替えタイミングになった場合にはその次のＯＮ／ＯＦＦの切り替えタイミングに応じてＶＨセンササンプリングタイミングＴＳ（ＡＤ変換起動信号）をＡＤ変換器３６ｉに出力し、ＡＤ変換終了信号ＥＳの前にゲート信号ＧＳの次のＯＮ／ＯＦＦの切り替えタイミングになった場合にはＡＤ変換終了信号ＥＳに応じてＶＨセンササンプリングタイミングＴＳ（ＡＤ変換起動信号）をＡＤ変換器３６ｉに出力する。ＡＤ変換器３６ｉでは、ＶＨセンササンプリングタイミング発生器＆切替時判定器３６ｇからＶＨセンササンプリングタイミングＴＳが入力される毎に、ＶＨセンサ１３ａで検出されている直流高電圧（アナログ値）ＶＨをＡＤ変換し、ＡＤ変換後の直流高電圧（デジタル値）ＶＨをＶＨセンサデータ更新＆２値平均化処理３６ｈに出力する。ＡＤ変換器３６ｉでは、ＡＤ変換が終了すると、ＡＤ変換終了信号ＥＳをＶＨセンササンプリングタイミング発生器＆切替時判定器３６ｇに出力する。特に、ＡＤ変換終了信号ＥＳの前にゲート信号ＧＳの次のＯＮ／ＯＦＦの切り替えタイミングになった場合（ＡＤ変換時間よりゲート信号ＧＳの切り替え時間が短い場合）、ＡＤ変換器３６ｉでは、ＡＤ変換終了直後にＡＤ変換を開始する。

ここで、図８を参照して、上記のような昇圧制御機能において、ゲート信号ＧＳの切り替え時間がＡＤ変換時間より長い場合とゲート信号ＧＳの切り替え時間がＡＤ変換時間より短い場合のゲート信号ＧＳの連続するＯＮ／ＯＦＦ切り替えタイミングの直流高電圧ＶＨの平均値ＶＨＡの算出過程について説明する。図８（ａ）には直流高電圧ＶＨを示しており、図８（ｂ）にはゲート信号ＧＳを示しており、図８（ｃ）にはゲート信号ＧＳのＯＮ／ＯＦＦの切り替えタイミングＳＴを示しており、図８（ａ）には切り替えタイミングＳＴ_１，ＳＴ_２，ＳＴ_３，・・・のときの直流高電圧値としてＢ値，Ｃ値，Ｄ値，・・・を示している。また、図８（ｄ）には、切り替えタイミングＳＴ_１，ＳＴ_２，ＳＴ_３，・・・に応じてＶＨセンササンプリングタイミング発生器＆切替時判定器３６ｇから出力されるＡＤ変換起動信号ＳＳ_１，ＳＳ_２，ＳＳ_３，・・・を示している。さらに、図８（ｅ）には、ＡＤ変換起動信号ＳＳ_１，ＳＳ_２，ＳＳ_３，・・・に応じて行われるＡＤ変換が終了したときにＡＤ変換器３６ｉから出力されるＡＤ変換終了信号ＥＳ_１，ＥＳ_２，ＥＳ_３，・・・を示している。また、図８（ｆ）には、ＡＤ変換器３６ｉから出力されてＶＨセンサデータ更新＆２値平均化処理３６ｈで保持されるＡＤ変換後の直流電圧値ＡＤＣであるＡ値，Ｂ値，Ｃ値，Ｄ値，・・・を示している。さらに、図８（ｇ）には、ＶＨセンサデータ更新＆２値平均化処理３６ｈで算出され、保持される直流高電圧値の平均値ＶＨＡとして（Ａ＋Ｂ）／２，（Ｂ＋Ｃ）／２，・・・を示している。なお、ゲート信号ＧＳの切り替え時間がＡＤ変換時間より長い場合については、第２の実施の形態での説明と同様なので、説明を省略する。

ゲート信号ＧＳの切り替え時間がＡＤ変換時間より短い場合、例えば、ゲート信号ＧＳの切り替えタイミングＳＴ_５，ＳＴ_６のときで説明する。ＶＨセンササンプリングタイミング発生器＆切替時判定器３６ｇでは切り替えタイミングＳＴ_５に応じてＡＤ変換起動信号ＳＳ_５を出力し、ＡＤ変換器３６ｉではＡＤ変換を開始し、ＡＤ変換が終了すると直流高電圧（デジタル値）としてＦ値をＶＨセンサデータ更新＆２値平均化処理３６ｈに出力するとともにＡＤ変換終了信号ＥＳ_５をＶＨセンササンプリングタイミング発生器＆切替時判定器３６ｇに出力する。この場合、ＶＨセンサデータ更新＆２値平均化処理３６ｈでは、Ｆ値を保持するとともに、前回保持しているＥ値と今回のＦ値を用いて平均値（Ｅ＋Ｆ）／２を算出し、その平均値（Ｅ＋Ｆ）／２を保持する。次に、ＶＨセンササンプリングタイミング発生器＆切替時判定器３６ｇでは、ＡＤ変換終了信号ＥＳ_５の前に切り替えタイミングＳＴ_６がきたので、その切り替えタイミングＳＴ_６に応じたＡＤ変換起動信号の出力を一時待機し、ＡＤ変換終了信号ＥＳ_５が入力されるとＡＤ変換起動信号ＳＳ_６を出力する。ＡＤ変換器３６ｉでは、ＡＤ変換起動信号ＳＳ_６に応じてＡＤ変換を開始し（したがって、ＡＤ変換終了直後にＡＤ変換を開始することになる）、ＡＤ変換が終了すると直流高電圧（デジタル値）としてＧ’値をＶＨセンサデータ更新＆２値平均化処理３６ｈに出力するとともにＡＤ変換終了信号ＥＳ_６をＶＨセンササンプリングタイミング発生器＆切替時判定器３６ｇに出力する。このＧ’値は、直流高電圧ＶＨにおけるゲート信号ＧＳの切り替えタイミングＳＴ_６のときのＧ値から少し小さくなるが近い値である。この場合、ＶＨセンサデータ更新＆２値平均化処理３６ｈでは、Ｇ’値を保持するとともに、前回保持しているＦ値と今回のＧ’値を用いて平均値（Ｆ＋Ｇ’）／２を算出し、その平均値（Ｆ＋Ｇ’）／２を保持する。この後に、電圧制御３６ｄからＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳが入力されると、ＶＨセンサデータ更新＆２値平均化処理３６ｈでは、平均値（Ｆ＋Ｇ’）／２を電圧制御３６ｄに出力する。この平均値（Ｆ＋Ｇ’）／２は、Ｇ’値が直流高電圧ＶＨの山のときのＧ値から少し小さいが、直流高電圧の谷のときのＦ値との平均値なでので、直流高電圧値の期待値に近い値である。

この１モータシステム３（特に、モータＥＣＵ３６での昇圧制御）によれば、第１の実施の形態に係る１モータシステム１と同様の効果を有する。特に、第３の実施の形態に係る１モータシステム３では、ＡＤ変換時間がゲート信号ＧＳの切り替え時間よりも短い場合でも、ＡＤ変換終了直後にＡＤ変換を行い、その直後のＡＤ変換による直流高電圧ＶＨを用いて平均値ＶＨＡを算出し、昇圧制御にはその平均値ＶＨＡを用いる。このＡＤ変換直後のＡＤ変換による直流高電圧ＶＨを用いた平均値ＶＨＡも直流高電圧の期待値に近い電圧であるので、安定した電圧変換制御を行うことができる。

以上、本発明に係る実施の形態について説明したが、本発明は上記実施の形態に限定されることなく様々な形態で実施される。

例えば、本実施の形態では１モータシステムの車両に適用したが、１モータシステムの装置や移動体等の様々なものに適用できる。また、モータとしたが、モータジェネレータやジェネレータにも適用できる。

また、本実施の形態では昇圧コンバータに対する昇圧制御に適用したが、降圧コンバータに対する降圧制御、昇降圧コンバータに対する昇降圧制御にも適用可能である。

また、本実施の形態では昇圧制御に用いる直流高電圧のサンプリングのタイミングについてインバータ制御のゲート信号を利用した３つの方法を示したが、インバータ制御のゲート信号を利用した他の方法でもよい。

１，２，３…１モータシステム、１０…バッテリ、１１…フィルタコンデンサ、１２…昇圧コンバータ、１２ａ…リアクトル、１２ｂ，１２ｃ…スイッチング素子、１２ｄ，１２ｅ…還流ダイオード、１２ｆ…ＩＬセンサ、１３…平滑コンデンサ、１３ａ…ＶＨセンサ、１４…インバータ、１５…モータ、１６，２６，３６…モータＥＣＵ、１６ａ，２６ａ，３６ａ…モータ制御、１６ｂ，２６ｂ，３６ｂ…ゲート生成、１６ｃ，２６ｃ，３６ｃ…モータ目標電圧算出、１６ｄ，２６ｄ，３６ｄ…電圧制御、１６ｅ，２６ｅ，３６ｅ…電流制御、１６ｆ，２６ｆ，３６ｆ…ゲート生成、１６ｇ…ＶＨセンササンプリングタイミング発生器、２６ｇ，３６ｇ…ＶＨセンササンプリングタイミング発生器＆切替時判定器、１６ｈ，２６ｈ，３６ｈ…ＶＨセンサデータ更新＆２値平均化処理、１６ｉ，１６ｊ，２６ｉ，２６ｊ，３６ｉ，３６ｊ…ＡＤ変換器、１７…走行制御ＥＣＵ。

Claims (4)

1. モータを制御するモータ制御回路と電源との間で前記電源の直流電圧を前記モータの駆動に必要となる入力直流電圧に変換する電圧変換回路に対する電圧変換制御を行うモータ用電圧変換制御装置であって、
   前記モータ制御回路と前記電圧変換回路との間に設けられたコンデンサの両端電圧を検出し、前記電圧変換回路で変換された入力直流電圧をサンプリングするサンプリング手段と、
   前記モータに対するモータ制御のゲート信号に基づいて前記電圧変換回路で変換された入力直流電圧をサンプリングするサンプリングタイミングを発生するサンプリングタイミング発生手段と、
   電圧変換制御のサンプリングタイミング要求毎に前記サンプリングタイミング発生手段で発生したサンプリングタイミングに応じて前記サンプリング手段でサンプリングされた入力直流電圧を用いて電圧変換制御を行う制御手段と、
   を備えることを特徴とするモータ用電圧変換制御装置。
2. 前記サンプリングタイミング発生手段は、前記ゲート信号のＯＮとＯＦＦとの切り替えタイミングに応じてサンプリングタイミングを発生し、
   前記サンプリング手段は、前記サンプリングタイミング発生手段でサンプリングタイミングを発生する毎に、今回のサンプリングタイミングに応じて前記電圧変換回路で変換された入力直流電圧と前回のサンプリングタイミングに応じて前記電圧変換回路で変換された入力直流電圧との平均値を算出し、
   前記制御手段は、電圧変換制御のサンプリングタイミング要求毎に、該サンプリングタイミング要求直前に前記サンプリング手段で算出されている入力直流電圧の平均値を用いて電圧変換制御を行うことを特徴とする請求項１に記載のモータ用電圧変換制御装置。
3. 前記サンプリングタイミング発生手段でサンプリングタイミングを発生する毎に、前記電圧変換回路で変換された入力直流電圧をアナログ値からデジタル値に変換するＡＤ変換手段を備え、
   前記ＡＤ変換手段でのＡＤ変換時間よりも前記ゲート信号のＯＮとＯＦＦとの切り替え時間が短い場合、前記サンプリングタイミング発生手段はサンプリングタイミングの発生を中止し、前記ＡＤ変換手段はＡＤ変換を行わないことを特徴とする請求項２に記載のモータ用電圧変換制御装置。
4. 前記サンプリングタイミング発生手段でサンプリングタイミングを発生する毎に、前記電圧変換回路で変換された入力直流電圧をアナログ値からデジタル値に変換するＡＤ変換手段を備え、
   前記ＡＤ変換手段でのＡＤ変換時間よりも前記ゲート信号のＯＮとＯＦＦとの切り替え時間が短い場合、前記サンプリングタイミング発生手段は前記ＡＤ変換手段でのＡＤ変換終了直後にサンプリングタイミングを発生し、前記ＡＤ変換手段はＡＤ変換終了直後にＡＤ変換を開始することを特徴とする請求項２に記載のモータ用電圧変換制御装置。

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