JP5299519B2 - モータ用電圧変換制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、複数個のモータを制御するモータ制御回路と電源との間で電源の直流電圧をモータの駆動に必要となる入力直流電圧に変換する電圧変換回路に対する電圧変換制御を行うモータ用電圧変換制御装置に関する。

近年、環境に配慮した車両としてハイブリッド車両や電気自動車等が開発されており、これらの車両は駆動源としてモータを備えている。このような車両には、複数個のモータ（モータジェネレータやジェネレータの場合もある）を備えるものもある。このモータとしては交流モータが用いられ、インバータによって直流電力を三相交流電力に変換して、三相交流電力によってモータを駆動している。さらに、モータで高回転や高トルクを出力するためには高電圧が必要となるので、昇圧コンバータによってバッテリの直流電圧を直流高電圧に昇圧して、その直流高電圧をインバータに供給している。そのため、車両では、モータを制御するために、インバータのスイッチング素子をスイッチング制御するためのインバータ制御と昇圧コンバータのスイッチング素子をスイッチング制御するための昇圧制御を行っている。昇圧コンバータとインバータとの間には平滑コンデンサが設けられ、この平滑コンデンサの両端間の電圧（昇圧コンバータによる昇圧後の直流高電圧）が電圧センサで検出される。昇圧制御では、この電圧センサで検出された直流高電圧を用いて、モータの駆動に必要となる目標電圧になるように制御を行っている。特に、複数個のモータを備えるシステムの場合、モータ毎に駆動に必要となる目標電圧をそれぞれ設定し、その複数の目標電圧の中からシステムの目標電圧を選択している。

特許文献１には、２個のモータジェネレータを備える車両の制御装置において、直流電源の電圧のセンサ値、平滑コンデンサの両端電圧のセンサ値、各モータジェネレータのモータトルク指令値及びモータ回転数に基づいて昇圧コンバータのスイッチング素子を制御するためのゲート信号を生成するとともに、モータジェネレータ毎に平滑コンデンサの両端電圧のセンサ値、モータトルク指令値及びモータ電流のセンサ値に基づいてインバータのスイッチング素子を制御するためのゲート信号をそれぞれ生成することが記載されている。

特開２００９−２０１１９５号公報

車両開発では低コスト化や小型化が求められるので、昇圧コンバータとインバータとの間の平滑コンデンサの容量の低減が求められている。平滑コンデンサの容量を小さくするほど、インバータのスイッチング素子のスイッチングに応じた平滑コンデンサへの電荷の出し入れの比率が大きくなるので、平滑コンデンサの平滑能力を超えると平滑コンデンサの両端電圧が大きく変動し、昇圧後の直流高電圧に脈動が発生する。

具体的には、走行状態の制約（例えば、インバータのスイッチング素子の温度が高い場合）等により一時的にインバータ制御のキャリア周波数（インバータのスイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦするためのスイッチング周波数）を低くすると、スイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦする周期が長くなり、インバータ制御のスイッチングノイズが平滑コンデンサの両端電圧（昇圧後の直流高電圧）に大きな変動分（脈動成分）として重畳される。図１０には、キャリア周波数が２．５ｋＨｚの場合の直流高電圧の時間変化ＶＨ_２．５とキャリア周波数が１．２５ｋＨｚの場合の直流高電圧の時間変化ＶＨ_１．２５を示している。また、符号ＶＨ_Ｆで示す曲線は、直流高電圧の時間変化ＶＨ_２．５，ＶＨ_１．２５を所定の時定数でフィルタリングしたフィルタ値の時間変化である。この図１０からも判るように、昇圧後の直流高電圧は、キャリア周波数が高い場合より低い場合に大きな脈動成分が重畳し、大きく変動する。ちなみに、キャリア周波数が高いほど、モータの電流脈動成分が少なくなるが、スイッチング素子の発熱が大きくなる等によりシステム損失が大きくなる。

また、モータの回転数やトルクによって、モータの駆動に必要となる目標電圧が変わる。この目標電圧が高く、昇圧後の直流高電圧がモータ誘起電圧に対して高くなると、その電圧差に応じて直流高電圧に脈動成分が重畳される。

図１１（ａ）には、直流高電圧が高い場合の電圧ＶＨ_Ｈ及び低い場合の電圧ＶＨ_Ｌとモータ誘起電圧Ｖｅｍｆとの関係を示している。高い場合の直流高電圧ＶＨ_Ｈとモータ誘起電圧Ｖｅｍｆとの電圧差Ｖｄｅｆ_Ｈ１，Ｖｄｅｆ_Ｈ２と、低い場合の直流高電圧ＶＨ_Ｌとモータ誘起電圧Ｖｅｍｆとの電圧差Ｖｄｅｆ_Ｌ１，Ｖｄｅｆ_Ｌ２とを比較すると、電圧差Ｖｄｅｆは、高い場合の直流高電圧ＶＨ_Ｈのときの方が大きくなる。この電圧差Ｖｄｅｆが大きくなるほど、モータ電流に重畳される変動分が大きくなる。

図１１（ｂ）には、インバータ制御でのキャリア信号ＳＣとデューティ信号ＳＤを示しており、このキャリア信号ＳＣとデューティ信号ＳＤの交点に応じてインバータのスイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦするためのゲート信号を生成している。また、図１１（ｃ）には、モータの目標電流ＭＩ_Ｔと、大きい電圧差Ｖｄｅｆ_Ｈの場合のモータの実電流ＭＩ_Ｈと、小さい電圧差Ｖｄｅｆ_Ｌの場合のモータの実電流ＭＩ_Ｌを示している。モータの実電流ＭＩ_Ｈ，ＭＩ_Ｌは、目標電流ＭＩ_Ｔに対して変動しており、インバータのスイッチング素子のスイッチングの影響による脈動成分が重畳しており、図１１（ｂ）、（ｃ）から判るようにキャリア信号ＳＣとデューティ信号ＳＤの交点（ゲート信号のＯＮ／ＯＦＦの切り替えタイミング）で脈動成分の増減が変化している。この図１１（ｃ）から判るように、電圧差Ｖｄｅｆが大きいほど、モータ電流に重畳される脈動成分が大きくなる。さらに、図１１（ｄ）には、大きい電圧差Ｖｄｅｆ_Ｈの場合のモータの実電流ＭＩ_Ｈのときの昇圧後の直流高電圧ＶＨを示している。直流高電圧ＶＨは、モータの実電流の脈動に応じて脈動し、大きく変動している。

つまり、インバータ制御でのスイッチングの影響によってモータ電流に重畳される脈動成分は、直流高電圧ＶＨとモータ誘起電圧Ｖｅｍｆとの電圧差Ｖｄｅｆ及びインバータ制御のキャリア周波数によって決まる。そのため、電圧差Ｖｄｅｆが大きいときにインバータ周波数が低くなると、モータ電流に重畳される脈動成分が大きくなる。平滑コンデンサの容量が小さい場合、モータ電流に重畳される脈動成分が大きくなると、平滑コンデンサの平滑能力を超え、平滑コンデンサの両端電圧が大きく変動し、昇圧後の直流高電圧に脈動が発生する。

図１１（ｄ）には、実際の直流高電圧ＶＨとともに直流高電圧の期待値（直流高電圧ＶＨの山と谷との中間値であり、脈動成分が含まれない直流高電圧である）ＶＨ_Ｅ及び昇圧制御における直流高電圧のサンプリングタイミング要求信号ＤＳ_１，ＤＳ_２，ＤＳ_３を示している。サンプリングタイミング要求信号ＤＳ_１，ＤＳ_２，ＤＳ_３は、サンプリングタイミング周期ＰＳ毎に出力される。従来の昇圧制御では、サンプリングタイミング要求信号ＤＳ_１，ＤＳ_２，ＤＳ_３が出力されると電圧センサによって平滑コンデンサの両端電圧を検出し、その検出した直流高電圧ＶＨ_１，ＶＨ_２，ＶＨ_３を用いて目標電圧になるように制御を行う。しかし、例えば、サンプリングタイミング要求信号ＤＳ_１で検出した直流高電圧ＶＨ_１の場合、インバータ制御側のスイッチングノイズによるモータ電流の脈動成分の影響により大きな脈動成分が加味されており、直流高電圧の期待値ＶＨ_Ｅ１から大きく乖離している。このような直流高電圧ＶＨ_１を用いて昇圧制御を行った場合、昇圧制御が不安定になる。

特許文献１に記載の制御では、昇圧コンバータのスイッチング素子を制御するためのゲート信号と各モータジェネレータのインバータのスイッチング素子を制御するためのゲート信号とを別々に生成しており、昇圧制御とインバータ制御とが連携していない。そのため、昇圧コンバータで昇圧後の直流高電圧に脈動が発生している場合には、昇圧制御に用いられる平滑コンデンサの両端電圧のセンサ値にはその脈動成分が含まれ、昇圧制御が不安定になる。

特に、複数個のモータを備えるシステムの場合、各モータで必要となる目標電圧が異なり、通常の制御ではその複数の目標電圧の中で最も高い目標電圧をシステムの目標電圧として選択し、昇圧制御ではその最も高い目標電圧になるように直流高電圧を制御する。そのため、システムの目標電圧として選択されていない目標電圧が低いモータでは上記した直流高電圧ＶＨとモータ誘起電圧Ｖｅｍｆとの電圧差Ｖｄｅｆがより大きくなるので、モータ電流に重畳される脈動成分が大きくなる。

そこで、本発明は、複数個のモータを備えるシステムにおいてモータ電流の脈動によって引き起こされるモータの入力直流電圧に脈動がある場合でも安定した電圧変換制御を行うモータ用電圧変換制御装置を提供することを課題とする。

本発明に係るモータ用電圧変換制御装置は、複数個のモータを制御するモータ制御回路と電源との間で電源の直流電圧をモータの駆動に必要となる入力直流電圧に変換する電圧変換回路に対する電圧変換制御を行うモータ用電圧変換制御装置であって、モータ制御回路と電圧変換回路との間に設けられたコンデンサの両端電圧を検出し、電圧変換回路で変換された入力直流電圧をサンプリングするサンプリング手段と、モータ毎に入力直流電圧の目標電圧をそれぞれ設定する目標電圧設定手段と、目標電圧設定手段で設定した複数の目標電圧の中から電圧変換回路で変換する目標電圧を選択する選択手段と、選択手段で選択されなかった目標電圧のモータのうちのいずれか１個のモータに対するモータ制御のゲート信号に基づいて電圧変換回路で変換された入力直流電圧をサンプリングするサンプリングタイミングを発生するサンプリングタイミング発生手段と、電圧変換制御のサンプリングタイミング要求毎にサンプリングタイミング発生手段で発生したサンプリングタイミングに応じてサンプリング手段でサンプリングされた入力直流電圧を用いて電圧変換制御を行う制御手段とを備えることを特徴とする。

このモータ用電圧変換制御装置では、複数個のモータ、モータ制御回路、電圧変換回路、電源等を備える複数モータシステムにおいて、電圧変換回路に対する電圧変換制御を行う装置である。モータ制御回路と電圧変換回路との間にはコンデンサが設けられており、サンプリング手段によってそのコンデンサの両端電圧を検出することにより電圧変換回路で電圧変換された入力直流電圧をサンプリングしている。また、モータ用電圧変換制御装置では、目標電圧設定手段によってモータ毎にモータの駆動に必要となる入力直流電圧の目標電圧をそれぞれ設定し、選択手段によってそのモータ毎の目標電圧の中から電圧変換回路で変換する目標電圧を選択する。そして、モータ用電圧変換制御装置では、サンプリング手段でサンプリングされた入力直流電圧を用いて、入力直流電圧が選択手段で選択された目標電圧になるように制御を行っている。なお、モータは、駆動機能を有するモータだけでなく、発電機能を有するモータジェネレータやジェネレータも含む。

モータの入力直流電圧の脈動は、モータ電流の脈動によって引き起こされる。モータ電流に重畳される脈動成分は、モータ制御のスイッチングによる影響であり、モータ制御側のゲート信号（モータ制御側で生成される信号であり、モータ制御回路のスイッチング素子をスイッチング制御するためのゲート信号）及びモータの入力直流電圧とモータ誘起電圧との電圧差によって決まる。そのため、脈動成分が重畳されているモータ電流の山と谷は、ゲート信号のＯＮ／ＯＦＦの切り替えタイミングとなる。したがって、脈動成分が重畳された入力直流電圧の山と谷との中間値（すなわち、脈動成分が除かれた入力直流電圧であり、電圧変換制御を安定に行うための入力直流電圧の期待値）も、ゲート信号の連続する切り替えタイミングの中間のタイミングで得られる。また、複数個のモータを備えるシステムの場合、上記のようにモータ毎に入力直流電圧の目標電圧を設定し、モータ毎の目標電圧の中からシステムとしての目標電圧を１つ選択している。そのため、目標電圧として選択されなかったモータでは、システムの目標電圧として選択されたモータよりも、入力直流電圧とモータ誘起電圧との電圧差が大きくなり、モータ電流に重畳される脈動成分が大きくなる。

そこで、このモータ用電圧変換制御装置では、サンプリングタイミング発生手段によって、選択手段で選択されなかった目標電圧のモータのうちのいずれか１個のモータに対するモータ制御のゲート信号に基づいて入力直流電圧をサンプリングするためのサンプリングタイミングを発生する。選択手段で選択されなかった目標電圧のモータが１個の場合にはその１個のモータのゲート信号を用い、選択手段で選択されなかった目標電圧のモータが複数個の場合には、例えば、その複数個のモータのゲート信号の中からモータ電流の脈動成分に最も影響を与えるモータのゲート信号を選択する。そして、モータ用電圧変換制御装置では、制御手段によって、電圧変換制御における入力直流電圧に対するサンプリングタイミング要求（電圧変換制御において入力直流電圧が必要なタイミングで出力されるタイミングであり、モータ制御側のゲート信号とは同期していない）毎に、サンプリングタイミング発生手段で発生したサンプリングタイミングに応じてサンプリング手段でサンプリングされた入力直流電圧（実電圧）を用いてシステムとしての目標電圧になるように制御を行う。このように、このモータ用電圧変換制御装置は、電圧変換回路で変換する入力直流電圧の目標電圧として選択されなかったモータのゲート信号を考慮して電圧変換制御に用いる入力直流電圧をサンプリングすることにより、モータの入力直流電圧に脈動がある場合でも、サンプリングタイミング要求のときの入力直流電圧の期待値に近い入力直流電圧をサンプリングできるので、入力直流電圧の期待値と電圧変換制御において実際に用いるサンプリング値との差が小さくなり、安定した電圧変換制御を行うことができる。これによって、コンデンサの容量を低減することができ、複数モータシステムの低コスト及び小型化を図ることができる。

本発明の上記モータ用電圧変換制御装置では、サンプリングタイミング発生手段は、ゲート信号のＯＮとＯＦＦとの切り替えタイミングに応じてサンプリングタイミングを発生し、サンプリング手段は、サンプリングタイミング発生手段でサンプリングタイミングを発生する毎に、今回のサンプリングタイミングに応じて電圧変換回路で変換された入力直流電圧と前回のサンプリングタイミングに応じて電圧変換回路で変換された入力直流電圧との平均値を算出し、制御手段は、電圧変換制御のサンプリングタイミング要求毎に、該サンプリングタイミング要求直前にサンプリング手段で算出されている入力直流電圧の平均値を用いて電圧変換制御を行うと好適である。

このモータ用電圧変換制御装置では、サンプリングタイミング発生手段によって、ゲート信号のＯＮ／ＯＦＦの切り替えタイミングに応じてサンプリングタイミングを発生する。そして、モータ用電圧変換制御装置では、サンプリング手段によって、そのサンプリングタイミング毎に、今回のサンプリングタイミングに応じて電圧変換回路で変換された入力直流電圧と前回のサンプリングタイミングに応じて電圧変換回路で変換された入力直流電圧との平均値を算出し、その入力直流電圧の平均値をサンプリングしておく。このゲート信号の連続する切り替えタイミング（連続する立ち上がりタイミングと立ち下がりタイミング）でそれぞれサンプリングされた入力直流電圧の平均値は入力直流電圧の山と谷との中間値である。そして、モータ用電圧変換制御装置では、制御手段によって、サンプリングタイミング要求毎に、サンプリングタイミング要求直前にサンプリング手段で算出された入力直流電圧の平均値を用いて目標電圧になるように制御を行う。このサンプリングタイミング要求直前のゲート信号の連続する切り替えタイミングでそれぞれサンプリングされた入力直流電圧の平均値は、サンプリングタイミング要求のときの入力直流電圧の期待値に近い電圧である。このように、このモータ用電圧変換制御装置は、モータ制御のゲート信号の連続する切り替えタイミングでそれぞれサンプリングされた入力直流電圧の平均値をサンプリングしておくことにより、モータの入力直流電圧に脈動がある場合でも、サンプリングタイミング要求のときの入力直流電圧の期待値に近い入力直流電圧を用いて電圧変換制御ができ、安定した電圧変換制御を行うことができる。

本発明の上記モータ用電圧変換制御装置では、サンプリングタイミング発生手段でサンプリングタイミングを発生する毎に、電圧変換回路で変換された入力直流電圧をアナログ値からデジタル値に変換するＡＤ変換手段を備え、ＡＤ変換手段でのＡＤ変換時間よりもゲート信号のＯＮとＯＦＦとの切り替え時間が短い場合、サンプリングタイミング発生手段はサンプリングタイミングの発生を中止し、ＡＤ変換手段はＡＤ変換を行わない構成としてもよい。

このモータ用電圧変換制御装置では、サンプリングタイミング発生手段でサンプリングタイミングを発生する毎に、ＡＤ変換手段によって電圧変換回路で変換された入力直流電圧をアナログ値からデジタル値に変換し、サンプリング手段にそのデジタル値の入力直流電圧を出力する。ＡＤ変換手段でのＡＤ変換に要する時間よりもゲート信号のＯＮ／ＯＦＦの切り替え時間が短い場合、ＡＤ変換手段でＡＤ変換が終了する前に、サンプリングタイミング発生手段でのサンプリングタイミングを発生するタイミングになる。この場合、サンプリングタイミングを発生しても、ＡＤ変換手段でＡＤ変換を行えず、サンプリング手段での処理も行えない。そこで、モータ用電圧変換制御装置では、ＡＤ変換手段でのＡＤ変換時間よりもゲート信号のＯＮとＯＦＦとの切り替え時間が短い場合、サンプリングタイミング発生手段がサンプリングタイミングの発生を中止する。この場合、ＡＤ変換手段では、ゲート信号の今回の切り替えタイミングに応じたＡＤ変換を行わない。したがって、サンプリング手段では、ゲート信号の今回の切り替えタイミングに応じた入力直流電圧を用いた平均値の算出が行われない。その結果、サンプリング手段での最新のサンプリング値としては、ゲート信号の前回の切り替えタイミングに応じた入力直流電圧とゲート信号の前々回の切り替えタイミングに応じた入力直流電圧との平均値（前回値）となる。この平均値（前回値）も、入力直流電圧の山と谷との中間値であるので、入力直流電圧の期待値に近い電圧であり、安定した電圧変換制御を行うことができる。

本発明の上記モータ用電圧変換制御装置では、サンプリングタイミング発生手段でサンプリングタイミングを発生する毎に、電圧変換回路で変換された入力直流電圧をアナログ値からデジタル値に変換するＡＤ変換手段を備え、ＡＤ変換手段でのＡＤ変換時間よりもゲート信号のＯＮとＯＦＦとの切り替え時間が短い場合、サンプリングタイミング発生手段はＡＤ変換手段でのＡＤ変換終了直後にサンプリングタイミングを発生し、ＡＤ変換手段はＡＤ変換終了直後にＡＤ変換を開始する構成としてもよい。

このモータ用電圧変換制御装置では、上記のモータ用電圧変換制御装置と同様にＡＤ変換手段を備えており、ＡＤ変換手段でのＡＤ変換時間よりもゲート信号のＯＮ／ＯＦＦの切り替え時間が短い場合には同様の問題が発生する。そこで、モータ用電圧変換制御装置では、ＡＤ変換手段でのＡＤ変換時間よりもゲート信号のＯＮとＯＦＦとの切り替え時間が短い場合、サンプリングタイミング発生手段がＡＤ変換手段でのＡＤ変換終了直後にサンプリングタイミングを発生する。この場合、ＡＤ変換手段ではＡＤ変換終了直後にＡＤ変換を開始する。したがって、サンプリング手段では、ゲート信号の今回の切り替えタイミングから少し遅れたタイミングに応じた入力直流電圧とゲート信号の前回の切り替えタイミングに応じた入力直流電圧との平均値を算出することになる。ゲート信号の今回の切り替えタイミングから少し遅れたタイミングの入力直流電圧を用いるが、その値と前回の切り替えタイミングの入力直流電圧を用いた平均値は入力直流電圧の期待値から大きくずれることはないので、安定した電圧変換制御を行うことができる。

本発明の上記モータ用電圧変換制御装置では、複数個のモータは、２個のモータであり、目標電圧設定手段では、２個のモータの目標電圧をそれぞれ設定し、選択手段では、目標電圧設定手段で設定した２個のモータの目標電圧の中から電圧変換回路で変換する目標電圧を選択し、サンプリングタイミング発生手段では、選択手段で選択されなかった目標電圧のモータのゲート信号に基づいて電圧変換回路で変換された入力直流電圧をサンプリングするサンプリングタイミングを発生する。

本発明によれば、電圧変換回路で変換する入力直流電圧の目標電圧として選択されなかったモータのゲート信号を考慮して電圧変換制御に用いる入力直流電圧をサンプリングすることにより、モータの入力直流電圧に脈動がある場合でも、サンプリングタイミング要求のときの入力直流電圧の期待値に近い入力直流電圧をサンプリングできるので、入力直流電圧の期待値と電圧変換制御において実際に用いるサンプリング値との差が小さくなり、安定した電圧変換制御を行うことができる。

第１の実施の形態に係る２モータシステムの構成を示すブロック図である。 各モータの目標電圧の算出方法の説明図である。 ２モータシステムでの目標電圧の決定方法の説明図であり、（ａ）が決定方法の流れであり、（ｂ）が２個のモータについてのシステム電圧とシステム損失とのマップの一例である。 第１の実施の形態に係る直流高電圧のサンプリングタイミングの説明図であり、（ａ）が直流高電圧が高い場合及び低い場合とモータ誘起電圧との関係図であり、（ｂ）がインバータ制御でのキャリア信号とデューティ信号であり、（ｃ）がインバータ制御でのゲート信号であり、（ｄ）がモータ目標電流とモータ実電流であり、（ｅ）が直流高電圧とサンプリングタイミング要求信号である。 第２の実施の形態に係る２モータシステムの構成を示すブロック図である。 ＡＤ変換時間とゲート信号の切り替え時間との関係図である。 第２の実施の形態に係る直流高電圧のサンプリングタイミングの説明図であり、（ａ）が直流高電圧であり、（ｂ）がインバータ制御でのゲート信号であり、（ｃ）がゲート信号の切り替えタイミングであり、（ｄ）がＡＤ変換器へのＡＤ変換起動信号であり、（ｅ）が平均化禁止信号であり、（ｆ）がＡＤ変換器からのＡＤ変換終了信号であり、（ｇ）がＡＤ変換器によるＡＤ変換値であり、（ｈ）が２値平均化値である。 第３の実施の形態に係る２モータシステムの構成を示すブロック図である。 第３の実施の形態に係る直流高電圧のサンプリングタイミングの説明図であり、（ａ）が直流高電圧であり、（ｂ）がインバータ制御でのゲート信号であり、（ｃ）がゲート信号の切り替えタイミングであり、（ｄ）がＡＤ変換器へのＡＤ変換起動信号であり、（ｅ）がＡＤ変換器からのＡＤ変換終了信号であり、（ｆ）がＡＤ変換器によるＡＤ変換値であり、（ｇ）が２値平均化値である。 キャリア周波数が高い場合と低い場合の直流高電圧の変化を示す図である。 直流高電圧の脈動の発生の説明図であり、（ａ）が直流高電圧が高い場合及び低い場合とモータ誘起電圧との関係図であり、（ｂ）がインバータ制御でのキャリア信号とデューティ信号であり、（ｃ）がモータ目標電流とモータ実電流であり、（ｄ）が直流高電圧とサンプリングタイミング要求信号である。

以下、図面を参照して、本発明に係るモータ用電圧変換制御装置の実施の形態を説明する。なお、各図において同一又は相当する要素については同一の符号を付し、重複する説明を省略する。

本実施の形態では、本発明に係るモータ用電圧変換制御装置を、２個のモータを有する２モータシステムの車両（例えば、ハイブリッド車両、電気自動車、燃料電池車両）のモータＥＣＵ[Electronic Control Unit]における昇圧制御機能に適用する。本実施の形態に係る２モータシステムでは、昇圧コンバータによってバッテリの直流電圧を昇圧してモータの駆動に必要となる直流高電圧に変換し、その直流高電圧が供給される各モータのインバータによって直流電力を各モータの三相交流電力にそれぞれ変換して、各三相交流電力によって各モータをそれぞれ駆動する。本実施の形態には、昇圧後の直流高電圧をサンプリングするタイミングの設定方法が異なる３つの形態があり、第１の実施の形態が基本となる形態であり、第２及び第３の実施の形態が第１の実施の形態に追加機能を加えた形態である。

図１〜図４を参照して、第１の実施の形態に係る２モータシステム１について説明する。図１は、第１の実施の形態に係る２モータシステムの構成を示すブロック図である。図２は、各モータの目標電圧の算出方法の説明図である。図３は、２モータシステムでの目標電圧の決定方法の説明図であり、（ａ）が決定方法の流れであり、（ｂ）が２個のモータについてのシステム電圧とシステム損失とのマップの一例である。図４は、第１の実施の形態に係る直流高電圧のサンプリングタイミングの説明図であり、（ａ）が直流高電圧が高い場合及び低い場合とモータ誘起電圧との関係図であり、（ｂ）がインバータ制御でのキャリア信号とデューティ信号であり、（ｃ）がインバータ制御でのゲート信号であり、（ｄ）がモータ目標電流とモータ実電流であり、（ｅ）が直流高電圧とサンプリングタイミング要求信号である。

２モータシステム１は、バッテリ１０、フィルタコンデンサ１１、昇圧コンバータ１２、平滑コンデンサ１３、第１インバータ１４、第２インバータ１５、第１モータ１６、第２モータ１７及びモータＥＣＵ１８を備えている。なお、本実施の形態では、バッテリ１０が請求の範囲に記載する電源に相当し、昇圧コンバータ１２が請求の範囲に記載する電圧変換回路に相当し、平滑コンデンサ１３が請求の範囲に記載するコンデンサに相当し、第１インバータ１４及び第２インバータ１５が請求の範囲に記載するモータ制御回路に相当し、第１モータ１６及び第２モータ１７が請求の範囲に記載する複数個のモータに相当する。

２モータシステム１では、走行制御ＥＣＵ１９からの各モータ１６，１７に対するモータトルク指令ＤＴ_１，ＤＴ_２に応じて、バッテリ１０の直流電力を各モータ１６，１７に対する三相交流電力にそれぞれ変換し、その各三相交流電力をモータ１６，１７にそれぞれ供給する。そのために、モータＥＣＵ１８では、各モータ１６，１７の駆動に必要となる目標電圧ＶＨ_Ｔ１，ＶＨ_Ｔ２の中からシステムとしての目標電圧ＶＨ_Ｔを選択し、バッテリ１０の直流低電圧ＶＬからシステムとしての目標電圧ＶＨ_Ｔ（直流高電圧ＶＨ）まで昇圧するために昇圧コンバータ１２に対する昇圧制御を行うとともに、直流電力から各モータ１６，１７に対するモータトルク指令ＤＴ_１，ＤＴ_２を発生させるために必要な三相交流電力にそれぞれ変換するために各インバータ１４，１５に対するインバータ制御をそれぞれ行う。特に、モータＥＣＵ１８では、インバータ制御側でのスイッチングノイズの影響によるモータ電流の脈動によって引き起こされる直流高電圧ＶＨの脈動がある場合でも安定した昇圧制御を行うために、各モータ１６，１７のインバータ制御のゲート信号ＧＳ_１，ＧＳ_２の中からシステムの目標電圧ＶＨ_Ｔとして選択されなかった方のモータのインバータ制御のゲート信号を選択し、その選択したゲート信号の連続する切り替えタイミング（連続する立ち上がりタイミングと立ち下がりタイミング）の直流高電圧（平滑コンデンサ１３の両端電圧）ＶＨの平均値ＶＨＡを算出してサンプリングしておき、ＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳ毎にその要求信号ＤＳ直前のゲート信号ＧＳの連続する立ち上がりタイミングと立ち下がりタイミングの直流高電圧の平均値ＶＨＡを用いて昇圧制御を行う。

なお、走行制御ＥＣＵ１９は、車両の走行を制御するためのＥＣＵである。走行制御ＥＣＵ１９では、運転者あるいは自動運転によるアクセル要求やブレーキ要求に応じて、そのときの車両の走行状態に基づいて第１モータ１６で必要となる目標のモータトルク及び第２モータで必要となる目標のモータトルクを算出し、その目標の各モータトルクをモータトルク指令ＤＴ_１，ＤＴ_２としてモータＥＣＵ１８に出力している。

バッテリ１０は、直流電源であり、二次電池である。フィルタコンデンサ１１は、バッテリ１０と昇圧コンバータ１２との間に設けられ、バッテリ１０に並列に接続される。フィルタコンデンサ１１では、バッテリ１０の直流電圧を平滑化し、その直流電圧の電荷を蓄電する。このフィルタコンデンサ１１の両端電圧が、直流低電圧ＶＬである。なお、フィルタコンデンサ１１は、スイッチングによる脈動電流をバッテリ１０側に流さないようにするためのコンデンサである。

昇圧コンバータ１２は、リアクトル１２ａ、スイッチング素子１２ｂ，１２ｃ、還流ダイオード１２ｄ，１２ｅからなる。リアクトル１２ａの一端には、フィルタコンデンサ１１の高電圧側が接続される。リアクトル１２ａの他端には、スイッチング素子１２ｂとスイッチング素子１２ｃの接続点が接続される。ＩＬセンサ１２ｆでは、このリアクトル１２ａに流れる電流ＩＬ（アナログ値）を検出し、その検出した電流ＩＬをモータＥＣＵ１８に出力する。スイッチング素子１２ｂとスイッチング素子１２ｃとは直列に接続され、スイッチング素子１２ｂのコレクタに平滑コンデンサ１３の高電圧側が接続され、スイッチング素子１２ｃのエミッタに平滑コンデンサ１３の低電圧側が接続される。スイッチング素子１２ｂ，１２ｃには、還流ダイオード１２ｄ，１２ｅがそれぞれ逆並列接続される。このような回路構成によって、昇圧コンバータ１２では、モータＥＣＵ１８から出力されるスイッチング素子１２ｂ，１２ｃに対する各ゲート信号に基づいてスイッチング素子１２ｂ，１２ｃがそれぞれスイッチング制御され、フィルタコンデンサ１１の直流低電圧ＶＬを直流高電圧ＶＨに変換する。

平滑コンデンサ１３は、昇圧コンバータ１２と第１インバータ１４及び第２インバータ１５との間に設けられる。平滑コンデンサ１３は、昇圧コンバータ１２で昇圧された直流電圧を平滑化し、その直流電圧の電荷を蓄電する。この平滑コンデンサ１３の両端電圧が、直流高電圧ＶＨである。ＶＨセンサ１３ａでは、この平滑コンデンサ１３の両端電圧（アナログ値）ＶＨを検出し、その検出した電圧をモータＥＣＵ１８に出力する。

第１インバータ１４は、２モータシステムにおける第１モータ１６を駆動するために、直流電力を三相交流電力に変換するインバータである。第２インバータ１５は、２モータシステムにおける第２モータ１７を駆動するために、直流電力を三相交流電力に変換するインバータである。第１インバータ１４と第２インバータ１５は、同様の回路であり、直流電力を三相交流電力に変換する従来の一般的なインバータ回路であるので、詳細な回路構成については説明を省略する。第１インバータ１４では、平滑コンデンサ１３の直流高電圧ＶＨが供給され、モータＥＣＵ１８から出力される第１モータ１６の各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）に対応したスイッチング素子に対する各ゲート信号ＧＳ_１に基づいて各相のスイッチング素子がそれぞれスイッチング制御され、直流電力を三相交流電力に変換し、第１モータ１６に供給する。同様に、第２インバータ１５でも、モータＥＣＵ１８から出力される第２モータ１７の各相に対応した各ゲート信号ＧＳ_２に基づいて、直流電力を三相交流電力に変換し、第２モータ１７に供給する。

第１モータ１６及び第２モータ１７は、交流モータであり、車両の駆動源である。第１モータ１６は、第１インバータ１４からの三相交流電力が各相のコイル（図示せず）に供給され、回転駆動する。第２モータ１７は、第２インバータ１５からの三相交流電力が各相のコイル（図示せず）に供給され、回転駆動する。なお、２個のモータのうち一方のモータがジェネレータあるいはモータジェネレータでもよいし、２個共にモータジェネレータでもよい。

モータＥＣＵ１８は、マイクロコンピュータ（マイコン）や各種メモリ等からなる電子制御ユニットであり、モータ制御を行う。特に、モータＥＣＵ１８は、インバータ１４，１５に対する制御を行うインバータ制御機能（第１モータ制御１８ａ、第２モータ制御１８ｂ、第１モータゲート生成１８ｃ、第２モータゲート生成１８ｄ）と昇圧コンバータ１２に対する制御を行う昇圧制御機能（第１モータ目標電圧算出１８ｅ、第２モータ目標電圧算出１８ｆ、電圧制御１８ｇ、電流制御１８ｈ、ゲート生成１８ｉ、ゲート選択＆目標電圧選択１８ｊ、ＶＨセンササンプリングタイミング発生器１８ｋ、ＶＨセンサデータ更新＆２値平均化処理１８ｌ）を有している。インバータ制御機能と昇圧制御機能とを同じマイコンで構成してもよいし、別々のマイコンで構成してもよい。なお、第１の実施の形態では、第１モータ目標電圧算出１８ｅ及び第２モータ目標電圧算出１８ｆが請求の範囲に記載する目標電圧設定手段に相当し、ゲート選択＆目標電圧選択１８ｊが請求の範囲に記載する選択手段に相当し、ＶＨセンササンプリングタイミング発生器１８ｋが請求の範囲に記載するサンプリングタイミング発生手段に相当し、電圧制御１８ｇが請求の範囲に記載する制御手段に相当し、ＶＨセンサ１３ａ、ＡＤ変換器１８ｍ及びＶＨセンサデータ更新＆２値平均化処理１８ｌが請求の範囲に記載するサンプリング手段に相当する。

インバータ制御機能について説明する。インバータ制御機能では、第１モータ制御１８ａと第１モータゲート生成１８ｃが第１インバータ１４（ひいては、第１モータ１６）に対するインバータ制御を行い、第２モータ制御１８ｂと第２モータゲート生成１８ｄが第２インバータ１５（ひいては、第２モータ１７）に対するインバータ制御を行う。

第１モータ制御１８ａでは、走行制御ＥＣＵ１９から第１モータ１６に対する第１モータトルク指令ＤＴ_１が入力され、第１モータ１６から角度センサで検出されたモータ角度及び電流センサで検出されたモータ電流を用いて、第１モータトルク指令ＤＴ_１の目標となるモータトルクを発生させるための第１キャリア信号ＳＣ_１と第１デューティ信号ＳＤ_１を生成し、第１モータゲート生成１８ｃに出力する。また、第１モータ制御１８ａでは、第１モータ１６の第１モータ回転数ＭＲ_１と第１モータトルク指令ＤＴ_１を昇圧制御機能の第１モータ目標電圧算出１８ｅに出力する。

第２モータ制御１８ｂでは、走行制御ＥＣＵ１９から第２モータ１７に対する第２モータトルク指令ＤＴ_２が入力され、第２モータ１７から角度センサで検出されたモータ角度及び電流センサで検出されたモータ電流を用いて、第２モータトルク指令ＤＴ_２の目標となるモータトルクを発生させるための第２キャリア信号ＳＣ_２と第２デューティ信号ＳＤ_２を生成し、第２モータゲート生成１８ｄに出力する。また、第２モータ制御１８ｂでは、第２モータ１７の第２モータ回転数ＭＲ_２と第２モータトルク指令ＤＴ_２を昇圧制御機能の第２モータ目標電圧算出１８ｆに出力する。

第１モータゲート生成１８ｃでは、第１モータ制御１８ａから第１キャリア信号ＳＣ_１と第１デューティ信号ＳＤ_１が入力され、第１キャリア信号ＳＣ_１と第１デューティ信号ＳＤ_１に基づいて第１インバータ１４の各相のスイッチング素子のゲート信号ＧＳ_１（例えば、ＰＷＭ信号）をそれぞれ生成し、第１インバータ１４に出力する。また、第１モータゲート生成１８ｃでは、第１ゲート信号ＧＳ_１を昇圧制御機能のＶＨセンササンプリングタイミング発生器１８ｋに出力する。

第２モータゲート生成１８ｄでは、第２モータ制御１８ｂから第２キャリア信号ＳＣ_２と第２デューティ信号ＳＤ_２が入力され、第２キャリア信号ＳＣ_２と第２デューティ信号ＳＤ_２に基づいて第２インバータ１５の各相のスイッチング素子のゲート信号ＧＳ_２をそれぞれ生成し、第２インバータ１５に出力する。また、第２モータゲート生成１８ｄでは、第２ゲート信号ＧＳ_２を昇圧制御機能のＶＨセンササンプリングタイミング発生器１８ｋに出力する。図４（ｂ）には第２モータ１７のインバータ制御の第２キャリア信号ＳＣ_２と第２デューティ信号ＳＤ_２の一例を示しており、第２キャリア信号ＳＣ_２と第２デューティ信号ＳＤ_２との交点のタイミングで第２インバータ１５のスイッチング素子がＯＮ／ＯＦＦするゲート信号ＧＳ_２が生成され、図４（ｃ）にそのゲート信号ＧＳ_２を示す。

キャリア信号ＳＣは、キャリア周波数であり、インバータ１４，１５のスイッチング素子のスイッチング周波数である。キャリア信号ＳＣは、図４（ｂ）に示すように、例えば、山と谷を頂点とする三角波である。モータ１６，１７を高回転や高トルクにするためには、キャリア周波数を高くする必要がある。しかし、インバータ１４，１５のスイッチング素子が高温度になる等によってシステム損失が大きくなると、キャリア周波数を低くする必要がある。デューティ信号ＳＤは、インバータ１４，１５のスイッチング素子のＯＮとＯＦＦのデューティ比を決めるための信号である。デューティ信号ＳＤは、図４（ｂ）に示すように、例えば、正弦波である。ゲート信号ＧＳは、インバータ１４，１５のスイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦするための信号である。ゲート信号ＧＳは、図４（ｃ）に示すように、例えば、ＰＷＭ信号である。

ゲート信号ＧＳ_１，ＧＳ_２のＯＮ／ＯＦＦの切り替えタイミングでインバータ１４，１５のスイッチング素子がスイッチングし、そのスイッチングの影響によってモータ電流には脈動成分が重畳する。図４（ｄ）には、図４（ｃ）の第２ゲート信号ＧＳ_２から生成される第２モータ１７の目標電流ＭＩ_Ｔと、大きな脈動成分が重畳された場合の第２モータ１７の実電流ＭＩ_Ｈと、小さい脈動成分が重畳された場合の第２モータ１７の実電流ＭＩ_Ｌを示している。図４（ｄ）から判るように、第２モータ１７の実電流ＭＩ_Ｈ，ＭＩ_Ｌでは、ゲート信号ＧＳ_２の立ち上がりタイミングと立ち下がりタイミングで山と谷となり、脈動成分の増減の変化点となっている。

昇圧制御機能について説明する。第１モータ目標電圧算出１８ｅでは、インバータ制御機能の第１モータ制御１８ａから第１モータ回転数ＭＲ_１と第１モータトルク指令ＤＴ_１が入力され、第１モータ回転数ＭＲ_１と第１モータトルク指令ＤＴ_１に基づいて第１モータ１６についての第１目標電圧ＶＨ_Ｔ１を算出し、ゲート選択＆目標電圧選択１８ｊに出力する。第２モータ目標電圧算出１８ｆでは、インバータ制御機能の第２モータ制御１８ｂから第２モータ回転数ＭＲ_２と第２モータトルク指令ＤＴ_２が入力され、第２モータ回転数ＭＲ_２と第２モータトルク指令ＤＴ_２に基づいて第２モータ１７についての第２目標電圧ＶＨ_Ｔ２を算出し、ゲート選択＆目標電圧選択１８ｊに出力する。

第１モータ目標電圧算出１８ｅと第２モータ目標電圧算出１８ｆは同様の処理で目標電圧を算出しており、その処理を以下で説明する。図２に示すように、まず、モータ回転数とモータトルクとのマップＭ１から、モータ回転数ＭＲ_１，ＭＲ_２とモータトルク指令ＤＴ_１，ＤＴ_２のモータトルクとの交点Ｐ１を抽出する。このマップＭ１には、弱め界磁制御領域Ａ１（斜線で示す領域）とＰＷＭ制御領域Ａ２があり、２モータシステム１のシステム電圧（直流高電圧ＶＨ）の高低によりその制御領域の範囲が変わる。図２に示す例では、交点Ｐ１が弱め界磁制御領域Ａ１内に入っているので、弱め界磁制御となる。さらに、図２に示すように、その交点Ｐ１に応じて変わるシステム電圧とシステム損失とのマップＭ２から、システム損失が最小点となる目標電圧ＶＨ_Ｔを算出する。

なお、システム損失は、２モータシステム１におけるスイッチング素子等における損失である。システム電圧が高電圧になると、モータ１６，１７が回転し易くなるが、システム損失が大きくなる。なお、昇圧制御の目標電圧の求める方法については、上記のようにマップを利用した方法を説明したが、他の方法でもよい。

電圧制御１８ｇでは、図４（ｅ）に示すように、サンプリングタイミング周期ＰＳ毎にＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳをＶＨセンサデータ更新＆２値平均化処理１８ｌに出力し、ＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳに応じてＶＨセンサデータ更新＆２値平均化処理１８ｌから昇圧制御で用いるためにサンプリングされた直流高電圧ＶＨ（デジタル値）の平均値ＶＨＡが入力される。サンプリングタイミング周期ＰＳは、予め決められた固定値でもよいしあるいは可変値でもよい。サンプリングタイミング周期ＰＳはインバータ制御とは関係なく設定されているので、ＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳはインバータ制御のゲート信号ＧＳとは同期していない。電圧制御１８ｇでは、ゲート選択＆目標電圧選択１８ｊからシステムとしての目標電圧ＶＨ_Ｔが入力され、ＶＨセンサデータ更新＆２値平均化処理１８ｌからの直流高電圧ＶＨ（デジタル値）の平均値ＶＨＡを用いて、平滑コンデンサ１３の両端電圧（直流高電圧）が目標電圧ＶＨ_Ｔになるための制御を行う。この際、電圧制御１８ｇでは、その制御に必要な目標電流ＩＬ_Ｔを算出し、電流制御１８ｈに出力する。

電流制御１８ｈでは、電圧制御１８ｇから目標電流ＩＬ_Ｔが入力され、リアクトル１２ａに流れる電流ＩＬ（デジタル値）を用いて、リアクトル１２ａに流れる電流が目標電流ＩＬ_Ｔになるための制御を行う。制御に用いる電流ＩＬ（デジタル値）は、ＩＬセンサ１２ｆによって検出された電流（アナログ値）をモータＥＣＵ１８内のＡＤ変換器１８ｎでＡＤ変換された電流（デジタル値）である。

ゲート生成１８ｉでは、電圧制御１８ｇでの目標電圧ＶＨ_Ｔになるための制御と電流制御１８ｈでの目標電流ＩＬ_Ｔになるための制御に基づいて、昇圧コンバータ１２のスイッチング素子１２ｂ，１２ｃの各ゲート信号（例えば、ＰＷＭ信号）をそれぞれ生成し、昇圧コンバータ１２に出力する。

ゲート選択＆目標電圧選択１８ｊには、第１モータ目標電圧算出１８ｅから第１目標電圧ＶＨ_Ｔ１が入力されるとともに、第２モータ目標電圧算出１８ｆから第２目標電圧ＶＨ_Ｔ２が入力される。図３に示すように、第１モータ目標電圧算出１８ｅでは第１モータ回転数ＭＲ_１と第１モータトルク指令ＤＴ_１のモータトルクとの交点に対応したマップＭ２ａから第１モータ１６側でシステム損失が最小となる第１目標電圧ＶＨ_Ｔ１を算出しており、第２モータ目標電圧算出１８ｆでは第２モータ回転数ＭＲ_２と第２モータトルク指令ＤＴ_２のモータトルクとの交点に対応するマップＭ２ｂから第２モータ１７側でシステム損失が最小となる第２目標電圧ＶＨ_Ｔ２を算出している。図３の例からも判るように、第１目標電圧ＶＨ_Ｔ１と第２目標電圧ＶＨ_Ｔ２とは、各モータ１６，１７についてのモータ回転数とモータトルク指令から別々に算出されているので、通常は異なる電圧となる。そのため、その２つの第１目標電圧ＶＨ_Ｔ１と第２目標電圧ＶＨ_Ｔ２から２モータシステム１としての目標電圧を選択する必要があり、システム効率が最適になるように、図３（ａ）で示すように第１目標電圧ＶＨ_Ｔ１と第２目標電圧ＶＨ_Ｔ２のうちの最大値（大きいほうの電圧）を２モータシステム１として目標電圧の指令値としている。そこで、ゲート選択＆目標電圧選択１８ｊでは、第１目標電圧ＶＨ_Ｔ１と第２目標電圧ＶＨ_Ｔ２が入力される毎に、第１目標電圧ＶＨ_Ｔ１と第２目標電圧ＶＨ_Ｔ２のうちの大きい方の電圧を２モータシステム１の目標電圧ＶＨ_Ｔとして選択する。そして、ゲート選択＆目標電圧選択１８ｊでは、その目標電圧ＶＨ_Ｔを電圧制御１８ｇに出力する。さらに、ゲート選択＆目標電圧選択１８ｊでは、２モータシステム１の目標電圧ＶＨ_Ｔとして選択されなかった方の目標電圧のモータのゲート信号を選択するためのゲート選択信号ＧＳＳをＶＨセンササンプリングタイミング発生器１８ｋに出力する。ゲート選択信号ＧＳＳとしては、例えば、第１モータ１６と第２モータ１７のいずれかを一方（２モータシステム１の目標電圧ＶＨ_Ｔとして選択されなかった方のモータ）を示す信号とする。

ＶＨセンササンプリングタイミング発生器１８ｋには、インバータ制御機能の第１モータゲート生成１８ｃからの第１ゲート信号ＧＳ_１と第２モータゲート生成１８ｄからの第２ゲート信号ＧＳ_２が入力されるとともに、ゲート選択＆目標電圧選択１８ｊからゲート選択信号ＧＳＳが入力される。そして、ＶＨセンササンプリングタイミング発生器１８ｋでは、ゲート選択信号ＧＳＳに基づいて、第１ゲート信号ＧＳ_１と第２ゲート信号ＧＳ_２から２モータシステム１の目標電圧ＶＨ_Ｔとして選択されなかった方のモータのゲート信号をＶＨセンササンプリングタイミングＴＳの発生に利用するゲート信号ＧＳ_Ｓとして選択する。さらに、ＶＨセンササンプリングタイミング発生器１８ｋでは、その選択したゲート信号ＧＳ_ＳのＯＮからＯＦＦへの切り替えのタイミング（立ち下がりタイミング）及びＯＦＦからＯＮへの切り替えタイミング（立ち上がりタイミング）をＶＨセンササンプリングタイミングＴＳ（ＡＤ変換起動信号）としてＡＤ変換器１８ｍに出力する。ＡＤ変換器１８ｍでは、ＶＨセンササンプリングタイミング発生器１８ｋからＶＨセンササンプリングタイミングＴＳが入力される毎に、ＶＨセンサ１３ａで検出されている直流高電圧（アナログ値）ＶＨをＡＤ変換し、ＡＤ変換後の直流高電圧（デジタル値）ＶＨをＶＨセンサデータ更新＆２値平均化処理１８ｌに出力する。なお、第１、第２モータゲート生成１８ｃ，１８ｄからのゲート信号としては、３相のＵ相、Ｖ相、Ｗ相のいずれのゲート信号でもよい。

ＶＨセンサデータ更新＆２値平均化処理１８ｌでは、ＡＤ変換器１８ｍから直流高電圧（デジタル値）ＶＨが入力される毎に、その直流高電圧（デジタル値）ＶＨを時系列で記憶しておく。さらに、ＶＨセンサデータ更新＆２値平均化処理１８ｌでは、今回入力された直流高電圧（デジタル値）ＶＨと時系列で記憶している前回入力された直流高電圧（デジタル値）ＶＨとの平均値ＶＨＡを算出し、その今回と前回の直流高電圧の平均値ＶＨＡを時系列で記憶しておく。ここでは、最新の平均値ＶＨＡだけを記憶しておいてもよい。そして、ＶＨセンサデータ更新＆２値平均化処理１８ｌでは、電圧制御１８ｇからＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳが入力される毎に、そのＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳの直前に算出した直流高電圧の平均値ＶＨＡを昇圧制御に用いるＶＨセンサ値として電圧制御１８ｇに出力する。

ここで、図４を参照して、上記のような昇圧制御機能における処理より、インバータ制御側でのスイッチングの影響によるモータ電流の脈動によって引き起こされる直流高電圧ＶＨの脈動がある場合でも安定した昇圧制御を行うことができる理由について説明する。なお、図４に示す例は、２モータシステム１の目標電圧ＶＨ_Ｔとして選択されなかった方のモータが第２モータ１７の場合である。

システム損失を抑えるためにインバータ制御におけるキャリア周波数を低くすると、インバータ制御のスイッチングノイズにより、平滑コンデンサの両端電圧（昇圧後の直流高電圧）に脈動成分が重畳される。また、モータの回転数やトルクによってモータの駆動に必要となる目標電圧が変わるが、目標電圧が高くなり、直流高電圧ＶＨがモータ誘起電圧Ｖｅｍｆに対して高くなるほど、その電圧差Ｖｄｅｆが大きくなり、直流高電圧の脈動成分も大きくなる。

図４（ａ）には、直流高電圧ＶＨが高い場合の電圧ＶＨ_Ｈ及び低い場合の電圧ＶＨ_Ｌとモータ誘起電圧Ｖｅｍｆとの関係を示している。高い直流高電圧ＶＨ_Ｈとモータ誘起電圧Ｖｅｍｆとの電圧差Ｖｄｅｆ_Ｈ１，Ｖｄｅｆ_Ｈ２と、低い直流高電圧ＶＨ_Ｌとモータ誘起電圧Ｖｅｍｆとの電圧差Ｖｄｅｆ_Ｌ１，Ｖｄｅｆ_Ｌ２とを比較すると、電圧差Ｖｄｅｆは高い直流高電圧ＶＨ_Ｈのときの方が大きくなる。この電圧差Ｖｄｅｆが大きくなるほど、モータ電流に重畳される脈動成分が大きくなる。特に、２モータシステム１の場合、各モータ１６，１７の第１目標電圧ＶＨ_Ｔ１と第２目標電圧ＶＨ_Ｔ２のうちの大きいほうの電圧を２モータシステム１の目標電圧ＶＨ_Ｔとして選択しており、この目標電圧ＶＨ_Ｔになるように直流高電圧ＶＨが制御されている。そのため、２モータシステム１の目標電圧ＶＨ_Ｔとして選択されなかった方のモータ側では、直流高電圧ＶＨに対してモータ誘起電圧Ｖｅｍｆがより低くなり、直流高電圧ＶＨとモータ誘起電圧Ｖｅｍｆとの電圧差Ｖｄｅｆがより大きくなる。

図４（ｄ）には、第２モータ１７の目標電流ＭＩ_Ｔと、大きい電圧差Ｖｄｅｆ_Ｈの場合の第２モータ１７の実電流ＭＩ_Ｈと、小さい電圧差Ｖｄｅｆ_Ｌの場合の第２モータ１７の実電流ＭＩ_Ｌを示している。第２モータ１７の実電流ＭＩ_Ｈ，ＭＩ_Ｌには、第２インバータ１５のスイッチング素子のスイッチングに応じて脈動成分が重畳しており、図４（ｃ）に示すゲート信号ＧＳ_２の立ち上がりタイミングと立ち下がりタイミング（図４（ｂ）に示す第２キャリア信号ＳＣ_２と第２デューティ信号ＳＤ_２との交点）で脈動成分の増減が切り替わる。この図４（ｄ）から判るように、電圧差Ｖｄｅｆが大きいほど、モータ電流ＭＩに重畳される脈動成分が大きくなる。特に、上記したように、２モータシステム１の場合、２モータシステム１の目標電圧ＶＨ_Ｔとして選択されなかった方のモータ側の電圧差Ｖｄｅｆがより大きくなるので、２モータシステム１の目標電圧ＶＨ_Ｔとして選択されなかった方のモータの実電流ＭＩに重畳される脈動成分がより大きくなる。

さらに、図４（ｅ）には、大きい電圧差Ｖｄｅｆ_Ｈの場合のモータ電流ＭＩ_Ｈのときの直流高電圧ＶＨを示している。直流高電圧ＶＨは、モータ電流ＭＩ_Ｈの脈動成分に応じて脈動成分が重畳され、図４（ｃ）に示すゲート信号ＧＳ_２の立ち上がりタイミングと立ち下がりタイミングで脈動成分の増減が切り替わる。このように、インバータ側（特に、２モータシステム１の目標電圧ＶＨ_Ｔとして選択されなかった方のモータのインバータ側）のスイッチングの影響によってモータ電流に脈動が発生すると、昇圧後の直流高電圧にも脈動成分が重畳される。なお、２モータシステム１の目標電圧ＶＨ_Ｔとして選択された方のモータのインバータ側のスイッチングも、モータ電流の脈動（ひいては、昇圧後の直流高電圧の脈動）に影響を与えるが、２モータシステム１の目標電圧ＶＨ_Ｔとして選択されなかった方のモータのインバータ側のスイッチングによる影響と比べると非常に小さい。

つまり、インバータ制御によるスイッチングによってモータ電流ＭＩに重畳される脈動成分（変動分）は、直流高電圧ＶＨとモータ誘起電圧Ｖｅｍｆとの電圧差Ｖｄｅｆ及びインバータ制御のキャリア周波数（キャリア信号ＳＣ（ゲート信号ＧＳ））によって決まる。そのため、電圧差Ｖｄｅｆが大きいときにインバータ周波数が低くなると、モータ電流ＭＩに重畳される脈動成分が大きくなる。特に、その脈動成分は、２モータシステム１の目標電圧ＶＨ_Ｔとして選択されなかった方のモータのインバータ制御のスイッチングの影響を受ける。平滑コンデンサ１３の容量が小さい場合、モータ電流ＭＩに重畳される脈動成分が大きくなると、平滑コンデンサ１３の平滑能力を超え、平滑コンデンサ１３の両端電圧（直流高電圧）ＶＨにも脈動成分が重畳され、昇圧後の直流高電圧ＶＨが大きく変動する。なお、２モータシステム１の低コスト化や小型化を進める上、容量の大きい平滑コンデンサ１３の容量を出来る限り小さくすることが求められている。したがって、その要求に応じて平滑コンデンサ１３の容量を小さくすると、上記のように、直流高電圧ＶＨに脈動が発生することになる。

上記したように、インバータ制御によるスイッチングによる脈動成分は、ゲート信号の立ち上がりタイミングと立ち下がりタイミングで脈動成分の増減が切り替わる。したがって、図４（ｃ）、（ｄ）からも判るように、ゲート信号ＧＳ_２の立ち上がりタイミングと立ち下がりタイミングが脈動成分が重畳されているモータ電流ＭＩの山と谷となるので、モータ電流ＭＩの山と谷との中間値はゲート信号ＧＳ_２の連続する立ち上がりタイミングと立ち下がりタイミングの中間タイミングで得られる。したがって、図４（ｃ）、（ｅ）からも判るように、脈動成分が重畳されている直流高電圧ＶＨの山と谷との中間値（すなわち、昇圧制御を安定に行うための直流高電圧の期待値ＶＨ_Ｅ）も、ゲート信号ＧＳ_２の連続する立ち上がりタイミングと立ち下がりタイミングの中間タイミングで得られる。図４（ｅ）に示す例からも判るように、ゲート信号ＧＳ_２の連続する立ち上がりタイミングと立ち下がりタイミングでの直流高電圧ＶＨの平均値は、直流高電圧の期待値ＶＨ_Ｅと略一致している。直流高電圧の期待値ＶＨ_Ｅは、直流高電圧ＶＨの山と谷との中間値であり、脈動成分が略除去された直流高電圧である。

そこで、モータＥＣＵ１８の昇圧制御機能では、ＶＨセンササンプリングタイミング発生器１８ｋにおいて、モータ電流の脈動により大きな影響を与える２モータシステム１の目標電圧ＶＨ_Ｔとして選択されなかった方のモータのゲート信号ＧＳのＯＮ／ＯＦＦの切り替えタイミング毎にＶＨセンササンプリングタイミングＴＳを発生し、ＶＨセンササンプリングタイミングＴＳ毎にＡＤ変換器１８ｍにおいてＶＨセンサ１３ａで検出されている直流高電圧（アナログ値）ＶＨをＡＤ変換し、直流高電圧（デジタル値）ＶＨを取得している。

さらに、図４（ｅ）に示す例からも判るように、ＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳ_１、ＤＳ_２，ＤＳ_３のタイミングでの直流高電圧の期待値ＶＨ_Ｅ１、ＶＨ_Ｅ２，ＶＨ_Ｅ３と、ＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳ_１、ＤＳ_２，ＤＳ_３直前のゲート信号ＧＳ_２の立ち上がりタイミングと立ち下がりタイミングのときの直流高電圧ＶＨ_Ｃ１と直流高電圧ＶＨ_Ｃ２の平均値、直流高電圧ＶＨ_Ｃ３と直流高電圧ＶＨ_Ｃ４の平均値、直流高電圧ＶＨ_Ｃ５と直流高電圧ＶＨ_Ｃ６の平均値とを比較すると、その差は非常に小さい。したがって、ＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳ直前のゲート信号ＧＳ_２の連続する立ち上がりタイミングと立ち下がりタイミングのときの直流高電圧ＶＨ（ＶＨセンサ値）の平均値ＶＨＡを取得することにより、ＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳのタイミングのときの直流高電圧の期待値ＶＨ_Ｅに非常に近い値を得ることができる。

そこで、モータＥＣＵ１８の昇圧制御機能では、ＶＨセンサデータ更新＆２値平均化処理１８ｌにおいて、電圧制御１８ｇからＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳが入力される毎に、ＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳ直前にＡＤ変換器１８ｍから入力されたゲート信号ＧＳのＯＮ／ＯＦＦ切り替えタイミングの直流高電圧（デジタル値）ＶＨと前回入力されたゲート信号ＧＳのＯＮ／ＯＦＦ切り替えタイミングの直流高電圧（デジタル値）ＶＨの平均値ＶＨＡを算出し、電圧制御１８ｇに出力している。電圧制御１８ｇでは、このＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳ直前のゲート信号ＧＳの連続するＯＮ／ＯＦＦ切り替えタイミングの直流高電圧（デジタル値）ＶＨの平均値ＶＨＡを用いて昇圧制御を行うことにより、ＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳのときの直流高電圧の期待値ＶＨ_Ｅに近い直流高電圧の平均値ＶＨＡを用いて制御を行うことができる。

この２モータシステム１（特に、モータＥＣＵ１８での昇圧制御）によれば、２モータシステム１の目標電圧ＶＨ_Ｔとして選択されなかった方のモータのインバータ制御のゲート信号に基づいて昇圧制御に用いる直流高電圧ＶＨ（平均値ＶＨＡ）をサンプリングすることにより（インバータ制御と昇圧制御とを連携させている）、直流高電圧ＶＨに脈動成分が重畳されている場合でも、ＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳのときの直流高電圧の期待値ＶＨ_Ｅに近い直流高電圧ＶＨ（平均値ＶＨＡ）をサンプリングでき、ＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳのときの直流高電圧の期待値ＶＨ_Ｅと昇圧制御において実際に用いるＶＨセンサ値との差が小さくなり、安定した昇圧制御を行うことができる。これによって、平滑コンデンサ１３の容量を限界まで低減することができ、２モータシステム１の低コスト及び小型化を図ることができる。

特に、第１の実施の形態に係る２モータシステム１では、２モータシステム１の目標電圧ＶＨ_Ｔとして選択されなかった方のモータのインバータ制御のゲート信号を選択し、その選択したゲート信号の連続する立ち上がりタイミングと立ち下がりタイミング（ＯＮ／ＯＦＦ切り替えタイミング）での直流高電圧ＶＨの平均値ＶＨＡをサンプリングしておき、ＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳ直前にサンプリングされたゲート信号ＧＳの連続する立ち上がりタイミングと立ち下がりタイミングでの直流高電圧ＶＨの平均値ＶＨＡを昇圧制御に用いることにより、ＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳのときの直流高電圧の期待値ＶＨ_Ｅに近い直流高電圧ＶＨのセンサ値を用いて昇圧制御ができ、安定した昇圧制御を行うことができる。

次に、図５〜図７を参照して、第２の実施の形態に係る２モータシステム２について説明する。図５は、第２の実施の形態に係る２モータシステムの構成を示すブロック図である。図６は、ＡＤ変換時間とゲート信号の切り替え時間との関係図である。図７は、第２の実施の形態に係る直流高電圧のサンプリングタイミングの説明図であり、（ａ）が直流高電圧であり、（ｂ）がインバータ制御でのゲート信号であり、（ｃ）がゲート信号の切り替えタイミングであり、（ｄ）がＡＤ変換器へのＡＤ変換起動信号であり、（ｅ）が平均化禁止信号であり、（ｆ）がＡＤ変換器からのＡＤ変換終了信号であり、（ｇ）がＡＤ変換器によるＡＤ変換値であり、（ｈ）が２値平均化値である。

２モータシステム２は、バッテリ１０、フィルタコンデンサ１１、昇圧コンバータ１２、平滑コンデンサ１３、第１インバータ１４、第２インバータ１５、第１モータ１６、第２モータ１７及びモータＥＣＵ２８を備えている。２モータシステム２は、第１の実施の形態に係る２モータシステム１と比較すると、モータＥＣＵ２８での制御が異なる。モータＥＣＵ２８では、ＡＤ変換時間がゲート信号ＧＳのＯＮ／ＯＦＦの切り替え時間よりも短い場合、ＡＤ変換を中止し、昇圧制御では直流高電圧の平均値ＶＨＡとして前回値を用いる。ここでは、モータＥＣＵ２８についてのみ詳細に説明する。

ここで、図６を参照して、ＡＤ変換時間とゲート信号ＧＳのＯＮ／ＯＦＦの切り替え時間（ＯＮ時間、ＯＦＦ時間）の関係について説明する。図６には、ゲート信号ＧＳ、ＡＤ変換器へのＡＤ変換起動信号ＳＳ（ＶＨセンササンプリングタイミングＴＳ）、ＡＤ変換器からのＡＤ変換終了信号ＥＳの一例を示している。ＡＤ変換時間ＣＨはＡＤ変換器によって決まっており、一定の時間である。ゲート信号ＧＳの切り替え時間ＳＨ_１，ＳＨ_２がある程度長い場合、ゲート信号ＧＳのＯＮ／ＯＦＦ切り替えタイミングでＡＤ変換起動信号ＳＳ_１，ＳＳ_２が出力されても、切り替え時間ＳＨ_１，ＳＨ_２内にＡＤ変換が終了し、ゲート信号ＧＳの次のＯＮ／ＯＦＦ切り替えタイミングになるまでにＡＤ変換器からＡＤ変換終了信号ＥＳ_１，ＥＳ_２が出力される。しかし、ゲート信号ＧＳの切り替え時間ＳＨ_３が短くなると、ゲート信号ＧＳのＯＮ／ＯＦＦ切り替えタイミングでＡＤ変換起動信号ＳＳ_３が出力されても、ゲート信号ＧＳの次のＯＮ／ＯＦＦ切り替えタイミングになるまでにＡＤ変換が終了せず、ＡＤ変換器からＡＤ変換終了信号ＥＳ_３が出力され前にＡＤ変換起動信号ＳＳ_４が出力されることになる。このような場合、ＡＤ変換器では、ＡＤ変換起動信号ＳＳ_４に対するＡＤ変換ができない。そこで、モータＥＣＵ２８は、このような場合に対応できる追加機能を有している。

モータＥＣＵ２８は、マイクロコンピュータや各種メモリ等からなる電子制御ユニットであり、モータ制御を行う。特に、モータＥＣＵ２８は、インバータ１４，１５に対する制御を行うインバータ制御機能（第１モータ制御２８ａ、第２モータ制御２８ｂ、第１モータゲート生成２８ｃ、第２モータゲート生成２８ｄ）と昇圧コンバータ１２に対する制御を行う昇圧制御機能（第１モータ目標電圧算出２８ｅ、第２モータ目標電圧算出２８ｆ、電圧制御２８ｇ、電流制御２８ｈ、ゲート生成２８ｉ、ゲート選択＆目標電圧選択２８ｊ、ＶＨセンササンプリングタイミング発生器＆切替時判定器２８ｋ、ＶＨセンサデータ更新＆２値平均化処理２８ｌ）を有している。インバータ制御機能と昇圧制御機能とを同じマイコンで構成してもよいし、別々のマイコンで構成してもよい。なお、第２の実施の形態では、第１モータ目標電圧算出２８ｅ及び第２モータ目標電圧算出２８ｆが請求の範囲に記載する目標電圧設定手段に相当し、ゲート選択＆目標電圧選択２８ｊが請求の範囲に記載する選択手段に相当し、ＶＨセンササンプリングタイミング発生器＆切替時判定器２８ｋが請求の範囲に記載するサンプリングタイミング発生手段に相当し、電圧制御２８ｇが請求の範囲に記載する制御手段に相当し、ＶＨセンサ１３ａ、ＡＤ変換器２８ｍ及びＶＨセンサデータ更新＆２値平均化処理２８ｌが請求の範囲に記載するサンプリング手段に相当し、ＡＤ変換器２８ｍが請求の範囲に記載するＡＤ変換手段に相当する。

なお、第１モータ制御２８ａ、第２モータ制御２８ｂ、第１モータゲート生成２８ｃ、第２モータゲート生成２８ｄ、第１モータ目標電圧算出２８ｅ、第２モータ目標電圧算出２８ｆ、電圧制御２８ｇ、電流制御２８ｈ、ゲート生成２８ｉ、ゲート選択＆目標電圧選択２８ｊ、ＡＤ変換器２８ｎについては、第１の実施の形態に係る第１モータ制御１８ａ、第２モータ制御１８ｂ、第１モータゲート生成１８ｃ、第２モータゲート生成１８ｄ、第１モータ目標電圧算出１８ｅ、第２モータ目標電圧算出１８ｆ、電圧制御１８ｇ、電流制御１８ｈ、ゲート生成１８ｉ、ゲート選択＆目標電圧選択１８ｊ、ＡＤ変換器１８ｎと同様の処理を行うので、説明を省略する。

ＶＨセンササンプリングタイミング発生器＆切替時判定器２８ｋには、インバータ制御機能の第１モータゲート生成２８ｃからの第１ゲート信号ＧＳ_１と第２モータゲート生成２８ｄからの第２ゲート信号ＧＳ_２が入力され、ＡＤ変換器２８ｍからＡＤ変換終了信号ＥＳが入力され、ゲート選択＆目標電圧選択２８ｊからゲート選択信号ＧＳＳが入力される。そして、ＶＨセンササンプリングタイミング発生器＆切替時判定器２８ｋでは、ゲート選択信号ＧＳＳに基づいて、第１ゲート信号ＧＳ_１と第２ゲート信号ＧＳ_２から２モータシステム２の目標電圧ＶＨ_Ｔとして選択されなかった方のモータのゲート信号をＶＨセンササンプリングタイミングＴＳの発生に利用するゲート信号ＧＳ_Ｓとして選択する。そして、ＶＨセンササンプリングタイミング発生器＆切替時判定器２８ｋでは、ＶＨセンササンプリングタイミングＴＳ（ＡＤ変換起動信号）を出力する毎に、そのＶＨセンササンプリングタイミングＴＳ（ＡＤ変換起動信号）に対するＡＤ変換終了信号ＥＳとゲート信号ＧＳ_Ｓの次のＯＮ／ＯＦＦの切り替えタイミングとに基づいて、ＡＤ変換終了信号ＥＳの後にゲート信号ＧＳ_Ｓの次のＯＮ／ＯＦＦの切り替えタイミングになった場合にはその次のＯＮ／ＯＦＦの切り替えタイミングに応じてＶＨセンササンプリングタイミングＴＳ（ＡＤ変換起動信号）をＡＤ変換器２８ｍに出力し、ＡＤ変換終了信号ＥＳの前にゲート信号ＧＳ_Ｓの次のＯＮ／ＯＦＦの切り替えタイミングになった場合にはその次のＯＮ／ＯＦＦの切り替えタイミングに対するＶＨセンササンプリングタイミングＴＳ（ＡＤ変換起動信号）をＡＤ変換器２８ｍに出力しない（ＡＤ変換中止）とともに平均化禁止信号ＲＳをＶＨセンサデータ更新＆２値平均化処理２８ｌに出力する。平均化禁止信号ＲＳのＯＮタイミングはＡＤ変換中止後のゲート信号ＧＳ_Ｓの次の切り替えタイミングであり、平均化禁止信号ＲＳのＯＦＦタイミングはゲート信号ＧＳ_Ｓのその次の切り替えタイミングである。ＡＤ変換器２８ｍでは、ＶＨセンササンプリングタイミング発生器＆切替時判定器２８ｋからＶＨセンササンプリングタイミングＴＳが入力される毎に、ＶＨセンサ１３ａで検出されている直流高電圧（アナログ値）ＶＨをＡＤ変換し、ＡＤ変換後の直流高電圧（デジタル値）ＶＨをＶＨセンサデータ更新＆２値平均化処理２８ｌに出力する。ＡＤ変換器２８ｍでは、ＡＤ変換が終了すると、ＡＤ変換終了信号ＥＳをＶＨセンササンプリングタイミング発生器＆切替時判定器２８ｋに出力する。特に、ＡＤ変換終了信号ＥＳの前にゲート信号ＧＳ_Ｓの次のＯＮ／ＯＦＦの切り替えタイミングになった場合（ＡＤ変換時間よりゲート信号ＧＳ_Ｓの切り替え時間が短い場合）、ＡＤ変換器２８ｍでは、ＡＤ変換を中止する。

ＶＨセンサデータ更新＆２値平均化処理２８ｌでは、ＡＤ変換器２８ｍから直流高電圧（デジタル値）ＶＨが入力される毎に、その直流高電圧（デジタル値）ＶＨを時系列で記憶しておく。さらに、ＶＨセンサデータ更新＆２値平均化処理２８ｌでは、今回入力された直流高電圧（デジタル値）ＶＨと時系列で記憶している前回入力された直流高電圧（デジタル値）ＶＨとの平均値ＶＨＡを算出し、その今回と前回の直流高電圧の平均値ＶＨＡを時系列で記憶しておく。特に、ＶＨセンササンプリングタイミング発生器＆切替時判定器２８ｋから平均化禁止信号ＲＳが入力されている場合、ＶＨセンサデータ更新＆２値平均化処理２８ｌでは、直流高電圧の平均値ＶＨＡの算出を禁止する。この場合、前回算出されている直流高電圧の平均値ＶＨＡが最新値として保持されている。そして、ＶＨセンサデータ更新＆２値平均化処理２８ｌでは、電圧制御２８ｇからＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳが入力される毎に、そのＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳの直前に算出した直流高電圧の平均値ＶＨＡ（保持している最新の平均値ＶＨＡ）を昇圧制御に用いるＶＨセンサ値として電圧制御２８ｇに出力する。したがって、平均化禁止信号ＲＳが入力されている場合、前回算出した直流高電圧の平均値ＶＨＡを出力することになる。

ここで、図７を参照して、上記のような昇圧制御機能において、目標電圧ＶＨ_Ｔとして選択されなかった方のモータのゲート信号ＧＳの切り替え時間がＡＤ変換時間より長い場合とゲート信号ＧＳの切り替え時間がＡＤ変換時間より短い場合のゲート信号ＧＳの連続するＯＮ／ＯＦＦ切り替えタイミングの直流高電圧ＶＨの平均値ＶＨＡの算出過程について説明する。図７（ａ）には直流高電圧ＶＨを示しており、図７（ｂ）にはゲート信号ＧＳを示しており、図７（ｃ）にはゲート信号ＧＳのＯＮ／ＯＦＦの切り替えタイミングＳＴを示しており、図７（ａ）には切り替えタイミングＳＴ_１，ＳＴ_２，ＳＴ_３，・・・のときの直流高電圧値としてＢ値，Ｃ値，Ｄ値，・・・（山と谷の各値）を示している。また、図７（ｄ）には、切り替えタイミングＳＴ_１，ＳＴ_２，ＳＴ_３，・・・に応じてＶＨセンササンプリングタイミング発生器＆切替時判定器２８ｋから出力されるＡＤ変換起動信号ＳＳ_１，ＳＳ_２，ＳＳ_３，・・・（ＶＨセンササンプリングタイミングＴＳに相当）を示している。さらに、図７（ｆ）には、ＡＤ変換起動信号ＳＳ_１，ＳＳ_２，ＳＳ_３，・・・に応じて行われるＡＤ変換が終了したときにＡＤ変換器２８ｍから出力されるＡＤ変換終了信号ＥＳ_１，ＥＳ_２，ＥＳ_３，・・・を示している。また、図７（ｇ）には、ＡＤ変換器２８ｍから出力されてＶＨセンサデータ更新＆２値平均化処理２８ｌで保持されるＡＤ変換後の直流電圧値ＡＤＣであるＡ値，Ｂ値，Ｃ値，Ｄ値，・・・（直流高電圧ＶＡの山と谷の各値）を示している。さらに、図７（ｈ）には、ＶＨセンサデータ更新＆２値平均化処理２８ｌで算出され、保持される直流高電圧値の平均値ＶＨＡとして（Ａ＋Ｂ）／２，（Ｂ＋Ｃ）／２，・・・を示している。

ゲート信号ＧＳの切り替え時間がＡＤ変換時間より長い場合、例えば、ゲート信号ＧＳの切り替えタイミングＳＴ_１，ＳＴ_２のときで説明する。ＶＨセンササンプリングタイミング発生器＆切替時判定器２８ｋでは切り替えタイミングＳＴ_１に応じてＡＤ変換起動信号ＳＳ_１を出力し、ＡＤ変換器２８ｍではＡＤ変換を開始し、ＡＤ変換が終了すると直流高電圧（デジタル値）としてＢ値をＶＨセンサデータ更新＆２値平均化処理２８ｌに出力するとともにＡＤ変換終了信号ＥＳ_１をＶＨセンササンプリングタイミング発生器＆切替時判定器２８ｋに出力する。この場合、ＶＨセンサデータ更新＆２値平均化処理２８ｌでは、Ｂ値を保持するとともに、前回保持しているＡ値と今回のＢ値を用いて平均値（Ａ＋Ｂ）／２を算出し、その平均値（Ａ＋Ｂ）／２を保持する。次に、ＶＨセンササンプリングタイミング発生器＆切替時判定器２８ｋではＡＤ変換終了信号ＥＳ_１の後に切り替えタイミングＳＴ_２がきたので、その切り替えタイミングＳＴ_２に応じてＡＤ変換起動信号ＳＳ_２を出力し、ＡＤ変換器２８ｍではＡＤ変換を開始し、ＡＤ変換が終了すると直流高電圧（デジタル値）としてＣ値をＶＨセンサデータ更新＆２値平均化処理２８ｌに出力するとともにＡＤ変換終了信号ＥＳ_２をＶＨセンササンプリングタイミング発生器＆切替時判定器２８ｋに出力する。この場合、ＶＨセンサデータ更新＆２値平均化処理２８ｌでは、Ｃ値を保持するとともに、前回保持しているＢ値と今回のＣ値を用いて平均値（Ｂ＋Ｃ）／２を算出し、その平均値（Ｂ＋Ｃ）／２を保持する。この後に、電圧制御２８ｇからＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳが入力されると、ＶＨセンサデータ更新＆２値平均化処理２８ｌでは、平均値（Ｂ＋Ｃ）／２を電圧制御２８ｇに出力する。

ゲート信号ＧＳの切り替え時間がＡＤ変換時間より短い場合、例えば、ゲート信号ＧＳの切り替えタイミングＳＴ_５，ＳＴ_６のときで説明する。ＶＨセンササンプリングタイミング発生器＆切替時判定器２８ｋでは切り替えタイミングＳＴ_５に応じてＡＤ変換起動信号ＳＳ_５を出力し、ＡＤ変換器２８ｍではＡＤ変換を開始し、ＡＤ変換が終了すると直流高電圧（デジタル値）としてＦ値をＶＨセンサデータ更新＆２値平均化処理２８ｌに出力するとともにＡＤ変換終了信号ＥＳ_５をＶＨセンササンプリングタイミング発生器＆切替時判定器２８ｋに出力する。この場合、ＶＨセンサデータ更新＆２値平均化処理２８ｌでは、Ｆ値を保持するとともに、前回保持しているＥ値と今回のＦ値を用いて平均値（Ｅ＋Ｆ）／２を算出し、その平均値（Ｅ＋Ｆ）／２を保持する。次に、ＶＨセンササンプリングタイミング発生器＆切替時判定器２８ｋでは、ＡＤ変換終了信号ＥＳ_５の前に切り替えタイミングＳＴ_６がきたので、その切り替えタイミングＳＴ_６に応じたＡＤ変換起動信号を出力しない。したがって、ＡＤ変換器２８ｍでは、切り替えタイミングＳＴ_６に応じたＡＤ変換が行われない。ＶＨセンサデータ更新＆２値平均化処理２８ｌでは、最新の直流高電圧としてＦ値を保持し続けるとともに、最新の平均値として（Ｅ＋Ｆ）／２を保持し続ける。この後に、電圧制御２８ｇからＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳが入力されると、ＶＨセンサデータ更新＆２値平均化処理２８ｌでは、平均値（Ｅ＋Ｆ）／２を電圧制御２８ｇに出力する。やがて、次の切り替えタイミングＳＴ_７がくると、ＶＨセンササンプリングタイミング発生器＆切替時判定器２８ｋでは、平均化禁止信号ＲＳをその次の切り替えタイミングＳＴ_８までの間出力する。ＶＨセンサデータ更新＆２値平均化処理２８ｌでは、平均化禁止信号ＲＳに応じて平均値の算出を禁止し、前回の平均値（Ｅ＋Ｆ）／２を保持し続ける。また、ＶＨセンササンプリングタイミング発生器＆切替時判定器２８ｋでは、切り替えタイミングＳＴ_７に応じてＡＤ変換起動信号ＳＳ_７を出力し、ＡＤ変換器２８ｍではＡＤ変換を開始し、ＡＤ変換が終了すると直流高電圧（デジタル値）としてＨ値をＶＨセンサデータ更新＆２値平均化処理２８ｌに出力するとともにＡＤ変換終了信号ＥＳ_７をＶＨセンササンプリングタイミング発生器＆切替時判定器２８ｋに出力する。この場合、ＶＨセンサデータ更新＆２値平均化処理２８ｌでは、Ｈ値を保持するが、平均値の算出を禁止している。この後に、電圧制御２８ｇからＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳが入力されると、ＶＨセンサデータ更新＆２値平均化処理２８ｌでは、平均値（Ｅ＋Ｆ）／２を電圧制御２８ｇに出力する。この平均値（Ｅ＋Ｆ）／２は、前回値であるが、直流高電圧ＶＨの山と谷の中間値なので、直流高電圧の期待値ＶＨ_Ｅに近い値である。

この２モータシステム２（特に、モータＥＣＵ２８での昇圧制御）によれば、第１の実施の形態に係る２モータシステム１と同様の効果を有する。特に、第２の実施の形態に係る２モータシステム２では、ＡＤ変換時間がゲート信号ＧＳの切り替え時間よりも短い場合でも、ＡＤ変換を中止するとともに直流高電圧ＶＨの平均値ＶＨＡの算出も禁止し、昇圧制御には直流高電圧ＶＨの平均値ＶＨＡの前回値を用いる。この平均値ＶＨＡの前回値も直流高電圧の期待値ＶＨ_Ｅに近い電圧であるので、安定した電圧変換制御を行うことができる。

次に、図８及び図９を参照して、第３の実施の形態に係る２モータシステム３について説明する。図８は、第３の実施の形態に係る２モータシステムの構成を示すブロック図である。図９は、第３の実施の形態に係る直流高電圧のサンプリングタイミングの説明図であり、（ａ）が直流高電圧であり、（ｂ）がインバータ制御でのゲート信号であり、（ｃ）がゲート信号の切り替えタイミングであり、（ｄ）がＡＤ変換器へのＡＤ変換起動信号であり、（ｅ）がＡＤ変換器からのＡＤ変換終了信号であり、（ｆ）がＡＤ変換器によるＡＤ変換値であり、（ｇ）が２値平均化値である。

２モータシステム３は、バッテリ１０、フィルタコンデンサ１１、昇圧コンバータ１２、平滑コンデンサ１３、第１インバータ１４、第２インバータ１５、第１モータ１６、第２モータ１７及びモータＥＣＵ３８を備えている。２モータシステム３は、第１の実施の形態に係る２モータシステム１と比較すると、モータＥＣＵ３８での制御だけが異なる。モータＥＣＵ３８では、ＡＤ変換時間がゲート信号ＧＳのＯＮ／ＯＦＦの切り替え時間よりも短い場合、ＡＤ変換終了直後にＡＤ変換を直ちに開始する。ここでは、モータＥＣＵ３８についてのみ詳細に説明する。

モータＥＣＵ３８は、マイクロコンピュータや各種メモリ等からなる電子制御ユニットであり、モータ制御を行う。特に、モータＥＣＵ３８は、インバータ１４，１５に対する制御を行うインバータ制御機能（第１モータ制御３８ａ、第２モータ制御３８ｂ、第１モータゲート生成３８ｃ、第２モータゲート生成３８ｄ）と昇圧コンバータ１２に対する制御を行う昇圧制御機能（第１モータ目標電圧算出３８ｅ、第２モータ目標電圧算出３８ｆ、電圧制御３８ｇ、電流制御３８ｈ、ゲート生成３８ｉ、ゲート選択＆目標電圧選択３８ｊ、ＶＨセンササンプリングタイミング発生器＆切替時判定器３８ｋ、ＶＨセンサデータ更新＆２値平均化処理３８ｌ）を有している。インバータ制御機能と昇圧制御機能とを同じマイコンで構成してもよいし、別々のマイコンで構成してもよい。なお、第３の実施の形態では、第１モータ目標電圧算出３８ｅ及び第２モータ目標電圧算出３８ｆが請求の範囲に記載する目標電圧設定手段に相当し、ゲート選択＆目標電圧選択３８ｊが請求の範囲に記載する選択手段に相当し、ＶＨセンササンプリングタイミング発生器＆切替時判定器３８ｋが請求の範囲に記載するサンプリングタイミング発生手段に相当し、電圧制御３８ｇが請求の範囲に記載する制御手段に相当し、ＶＨセンサ１３ａ、ＡＤ変換器３８ｍ及びＶＨセンサデータ更新＆２値平均化処理３８ｌが請求の範囲に記載するサンプリング手段に相当し、ＡＤ変換器３８ｍが請求の範囲に記載するＡＤ変換手段に相当する。

なお、第１モータ制御３８ａ、第２モータ制御３８ｂ、第１モータゲート生成３８ｃ、第２モータゲート生成３８ｄ、第１モータ目標電圧算出３８ｅ、第２モータ目標電圧算出３８ｆ、電圧制御３８ｇ、電流制御３８ｈ、ゲート生成３８ｉ、ゲート選択＆目標電圧選択３８ｊ、ＶＨセンサデータ更新＆２値平均化処理３８ｌ、ＡＤ変換器３８ｎについては、第１の実施の形態に係る第１モータ制御１８ａ、第２モータ制御１８ｂ、第１モータゲート生成１８ｃ、第２モータゲート生成１８ｄ、第１モータ目標電圧算出１８ｅ、第２モータ目標電圧算出１８ｆ、電圧制御１８ｇ、電流制御１８ｈ、ゲート生成１８ｉ、ゲート選択＆目標電圧選択１８ｊ、ＶＨセンサデータ更新＆２値平均化処理１８ｌ、ＡＤ変換器１８ｎと同様の処理を行うので、説明を省略する。

ＶＨセンササンプリングタイミング発生器＆切替時判定器３８ｋには、インバータ制御機能の第１モータゲート生成３８ｃからの第１ゲート信号ＧＳ_１と第２モータゲート生成３８ｄからの第２ゲート信号ＧＳ_２が入力され、ＡＤ変換器３８ｍからＡＤ変換終了信号ＥＳが入力され、ゲート選択＆目標電圧選択３８ｊからゲート選択信号ＧＳＳが入力される。そして、ＶＨセンササンプリングタイミング発生器＆切替時判定器３８ｋでは、ゲート選択信号ＧＳＳに基づいて、第１ゲート信号ＧＳ_１と第２ゲート信号ＧＳ_２から２モータシステム２の目標電圧ＶＨ_Ｔとして選択されなかった方のモータのゲート信号をＶＨセンササンプリングタイミングＴＳの発生に利用するゲート信号ＧＳ_Ｓとして選択する。ＶＨセンササンプリングタイミング発生器＆切替時判定器３８ｋでは、ＶＨセンササンプリングタイミングＴＳ（ＡＤ変換起動信号）を出力する毎に、そのＶＨセンササンプリングタイミングＴＳ（ＡＤ変換起動信号）に対するＡＤ変換終了信号ＥＳとゲート信号ＧＳ_Ｓの次のＯＮ／ＯＦＦの切り替えタイミングとに基づいて、ＡＤ変換終了信号ＥＳの後にゲート信号ＧＳ_Ｓの次のＯＮ／ＯＦＦの切り替えタイミングになった場合にはその次のＯＮ／ＯＦＦの切り替えタイミングに応じてＶＨセンササンプリングタイミングＴＳ（ＡＤ変換起動信号）をＡＤ変換器３８ｍに出力し、ＡＤ変換終了信号ＥＳの前にゲート信号ＧＳ_Ｓの次のＯＮ／ＯＦＦの切り替えタイミングになった場合にはＡＤ変換終了信号ＥＳに応じてＶＨセンササンプリングタイミングＴＳ（ＡＤ変換起動信号）をＡＤ変換器３８ｍに出力する。ＡＤ変換器３８ｍでは、ＶＨセンササンプリングタイミング発生器＆切替時判定器３８ｋからＶＨセンササンプリングタイミングＴＳが入力される毎に、ＶＨセンサ１３ａで検出されている直流高電圧（アナログ値）ＶＨをＡＤ変換し、ＡＤ変換後の直流高電圧（デジタル値）ＶＨをＶＨセンサデータ更新＆２値平均化処理３８ｌに出力する。ＡＤ変換器３８ｍでは、ＡＤ変換が終了すると、ＡＤ変換終了信号ＥＳをＶＨセンササンプリングタイミング発生器＆切替時判定器３８ｋに出力する。特に、ＡＤ変換終了信号ＥＳの前にゲート信号ＧＳ_Ｓの次のＯＮ／ＯＦＦの切り替えタイミングになった場合（ＡＤ変換時間よりゲート信号ＧＳ_Ｓの切り替え時間が短い場合）、ＡＤ変換器３８ｍでは、ＡＤ変換終了直後にＡＤ変換を開始する。

ここで、図９を参照して、上記のような昇圧制御機能において、目標電圧ＶＨ_Ｔとして選択されなかった方のモータのゲート信号ＧＳの切り替え時間がＡＤ変換時間より長い場合とゲート信号ＧＳの切り替え時間がＡＤ変換時間より短い場合のゲート信号ＧＳの連続するＯＮ／ＯＦＦ切り替えタイミングの直流高電圧ＶＨの平均値ＶＨＡの算出過程について説明する。図９（ａ）には直流高電圧ＶＨを示しており、図９（ｂ）にはゲート信号ＧＳを示しており、図９（ｃ）にはゲート信号ＧＳのＯＮ／ＯＦＦの切り替えタイミングＳＴを示しており、図９（ａ）には切り替えタイミングＳＴ_１，ＳＴ_２，ＳＴ_３，・・・のときの直流高電圧値としてＢ値，Ｃ値，Ｄ値，・・・を示している。また、図９（ｄ）には、切り替えタイミングＳＴ_１，ＳＴ_２，ＳＴ_３，・・・に応じてＶＨセンササンプリングタイミング発生器＆切替時判定器３８ｋから出力されるＡＤ変換起動信号ＳＳ_１，ＳＳ_２，ＳＳ_３，・・・を示している。さらに、図９（ｅ）には、ＡＤ変換起動信号ＳＳ_１，ＳＳ_２，ＳＳ_３，・・・に応じて行われるＡＤ変換が終了したときにＡＤ変換器３８ｍから出力されるＡＤ変換終了信号ＥＳ_１，ＥＳ_２，ＥＳ_３，・・・を示している。また、図９（ｆ）には、ＡＤ変換器３８ｍから出力されてＶＨセンサデータ更新＆２値平均化処理３８ｌで保持されるＡＤ変換後の直流電圧値ＡＤＣであるＡ値，Ｂ値，Ｃ値，Ｄ値，・・・を示している。さらに、図９（ｇ）には、ＶＨセンサデータ更新＆２値平均化処理３８ｌで算出され、保持される直流高電圧値の平均値ＶＨＡとして（Ａ＋Ｂ）／２，（Ｂ＋Ｃ）／２，・・・を示している。なお、ゲート信号ＧＳの切り替え時間がＡＤ変換時間より長い場合については、第２の実施の形態での説明と同様なので、説明を省略する。

ゲート信号ＧＳの切り替え時間がＡＤ変換時間より短い場合、例えば、ゲート信号ＧＳの切り替えタイミングＳＴ_５，ＳＴ_６のときで説明する。ＶＨセンササンプリングタイミング発生器＆切替時判定器３８ｋでは切り替えタイミングＳＴ_５に応じてＡＤ変換起動信号ＳＳ_５を出力し、ＡＤ変換器３８ｍではＡＤ変換を開始し、ＡＤ変換が終了すると直流高電圧（デジタル値）としてＦ値をＶＨセンサデータ更新＆２値平均化処理３８ｌに出力するとともにＡＤ変換終了信号ＥＳ_５をＶＨセンササンプリングタイミング発生器＆切替時判定器３８ｋに出力する。この場合、ＶＨセンサデータ更新＆２値平均化処理３８ｌでは、Ｆ値を保持するとともに、前回保持しているＥ値と今回のＦ値を用いて平均値（Ｅ＋Ｆ）／２を算出し、その平均値（Ｅ＋Ｆ）／２を保持する。次に、ＶＨセンササンプリングタイミング発生器＆切替時判定器３８ｋでは、ＡＤ変換終了信号ＥＳ_５の前に切り替えタイミングＳＴ_６がきたので、その切り替えタイミングＳＴ_６に応じたＡＤ変換起動信号の出力を一時待機し、ＡＤ変換終了信号ＥＳ_５が入力されるとＡＤ変換起動信号ＳＳ_６を出力する。ＡＤ変換器３８ｍでは、ＡＤ変換起動信号ＳＳ_６に応じてＡＤ変換を開始し（したがって、ＡＤ変換終了直後にＡＤ変換を開始することになる）、ＡＤ変換が終了すると直流高電圧（デジタル値）としてＧ’値をＶＨセンサデータ更新＆２値平均化処理３８ｌに出力するとともにＡＤ変換終了信号ＥＳ_６をＶＨセンササンプリングタイミング発生器＆切替時判定器３８ｋに出力する。このＧ’値は、直流高電圧ＶＨにおけるゲート信号ＧＳの切り替えタイミングＳＴ_６のときのＧ値から少し小さくなるが近い値である。この場合、ＶＨセンサデータ更新＆２値平均化処理３８ｌでは、Ｇ’値を保持するとともに、前回保持しているＦ値と今回のＧ’値を用いて平均値（Ｆ＋Ｇ’）／２を算出し、その平均値（Ｆ＋Ｇ’）／２を保持する。この後に、電圧制御３８ｇからＶＨセンササンプリングタイミング要求信号ＤＳが入力されると、ＶＨセンサデータ更新＆２値平均化処理３８ｌでは、平均値（Ｆ＋Ｇ’）／２を電圧制御３８ｇに出力する。この平均値（Ｆ＋Ｇ’）／２は、Ｇ’値が直流高電圧ＶＨの山のときのＧ値から少し小さいが、直流高電圧の谷のときのＦ値との平均値なでので、直流高電圧値の期待値に近い値である。

この２モータシステム３（特に、モータＥＣＵ３８での昇圧制御）によれば、第１の実施の形態に係る２モータシステム１と同様の効果を有する。特に、第３の実施の形態に係る２モータシステム３では、ＡＤ変換時間がゲート信号ＧＳの切り替え時間よりも短い場合でも、ＡＤ変換終了直後にＡＤ変換を行い、その直後のＡＤ変換による直流高電圧ＶＨを用いて平均値ＶＨＡを算出し、昇圧制御にはその平均値ＶＨＡを用いる。このＡＤ変換直後のＡＤ変換による直流高電圧ＶＨを用いた平均値ＶＨＡも直流高電圧の期待値に近い電圧であるので、安定した電圧変換制御を行うことができる。

以上、本発明に係る実施の形態について説明したが、本発明は上記実施の形態に限定されることなく様々な形態で実施される。

例えば、本実施の形態では２モータシステムの車両に適用したが、２モータシステムの装置や移動体等の様々なものに適用できる。また、３個以上のモータを備えるモータシステムにも適用できる。また、複数個のモータとしては、モータジェネレータやジェネレータも適用できる。

また、本実施の形態では昇圧コンバータに対する昇圧制御に適用したが、降圧コンバータに対する降圧制御、昇降圧コンバータに対する昇降圧制御にも適用可能である。

また、本実施の形態では昇圧制御に用いる直流高電圧のサンプリングのタイミングについてインバータ制御のゲート信号を利用した３つの設定方法を示したが、インバータ制御のゲート信号を利用した他の設定方法でもよい。

また、本実施の形態では２個のモータの各目標電圧から大きい方をシステムの目標電圧として選択し、目標電圧として選択されなかった方のモータのゲート信号を利用してサンプリングタイミングを設定する構成としたが、３個以上のモータを備えるシステムの場合、３個以上のモータの各目標電圧からシステムの目標電圧を選択し、目標電圧として選択されなかった複数のモータのゲート信号の中からモータ電流の脈動に最も影響を与えるモータのゲート信号を選択し、その選択したゲート信号を利用してサンプリングタイミングを設定するようにする。

本発明は、複数個のモータを制御するモータ制御回路と電源との間で電源の直流電圧をモータの駆動に必要となる入力直流電圧に変換する電圧変換回路に対する電圧変換制御を行うモータ用電圧変換制御装置であって、電圧変換回路で変換する入力直流電圧の目標電圧として選択されなかったモータのゲート信号を考慮して電圧変換制御に用いる入力直流電圧をサンプリングすることにより、モータの入力直流電圧に脈動がある場合でも、サンプリングタイミング要求のときの入力直流電圧の期待値に近い入力直流電圧をサンプリングできるので、入力直流電圧の期待値と電圧変換制御において実際に用いるサンプリング値との差が小さくなり、安定した電圧変換制御を行うことができる。

１，２，３…２モータシステム、１０…バッテリ、１１…フィルタコンデンサ、１２…昇圧コンバータ、１２ａ…リアクトル、１２ｂ，１２ｃ…スイッチング素子、１２ｄ，１２ｅ…還流ダイオード、１２ｆ…ＩＬセンサ、１３…平滑コンデンサ、１３ａ…ＶＨセンサ、１４…第１インバータ、１５…第２インバータ、１６…第１モータ、１７…第２モータ、１８，２８，３８…モータＥＣＵ、１８ａ，２８ａ，３８ａ…第１モータ制御、１８ｂ，２８ｂ，３８ｂ…第２モータ制御、１８ｃ，２８ｃ，３８ｃ…第１モータゲート生成、１８ｄ，２８ｄ，３８ｄ…第２モータゲート生成、１８ｅ，２８ｅ，３８ｅ…第１モータ目標電圧算出、１８ｆ，２８ｆ，３８ｆ…第２モータ目標電圧算出、１８ｇ，２８ｇ，３８ｇ…電圧制御、１８ｈ，２８ｈ，３８ｈ…電流制御、１８ｉ，２８ｉ，３８ｉ…ゲート生成、１８ｊ，２８ｊ，３８ｊ…ゲート選択＆目標電圧選択、１８ｋ…ＶＨセンササンプリングタイミング発生器、２８ｋ，３８ｋ…ＶＨセンササンプリングタイミング発生器＆切替時判定器、１８ｌ，２８ｌ，３８ｌ…ＶＨセンサデータ更新＆２値平均化処理、１８ｍ，１８ｎ，２８ｍ，２８ｎ，３８ｍ，３８ｎ…ＡＤ変換器、１９…走行制御ＥＣＵ。

Claims (5)

1. 複数個のモータを制御するモータ制御回路と電源との間で前記電源の直流電圧を前記モータの駆動に必要となる入力直流電圧に変換する電圧変換回路に対する電圧変換制御を行うモータ用電圧変換制御装置であって、
   前記モータ制御回路と前記電圧変換回路との間に設けられたコンデンサの両端電圧を検出し、前記電圧変換回路で変換された入力直流電圧をサンプリングするサンプリング手段と、
   前記モータ毎に入力直流電圧の目標電圧をそれぞれ設定する目標電圧設定手段と、
   前記目標電圧設定手段で設定した複数の目標電圧の中から前記電圧変換回路で変換する目標電圧を選択する選択手段と、
   前記選択手段で選択されなかった目標電圧のモータのうちのいずれか１個のモータに対するモータ制御のゲート信号に基づいて前記電圧変換回路で変換された入力直流電圧をサンプリングするサンプリングタイミングを発生するサンプリングタイミング発生手段と、
   電圧変換制御のサンプリングタイミング要求毎に前記サンプリングタイミング発生手段で発生したサンプリングタイミングに応じて前記サンプリング手段でサンプリングされた入力直流電圧を用いて電圧変換制御を行う制御手段と、
   を備えることを特徴とするモータ用電圧変換制御装置。
2. 前記サンプリングタイミング発生手段は、前記ゲート信号のＯＮとＯＦＦとの切り替えタイミングに応じてサンプリングタイミングを発生し、
   前記サンプリング手段は、前記サンプリングタイミング発生手段でサンプリングタイミングを発生する毎に、今回のサンプリングタイミングに応じて前記電圧変換回路で変換された入力直流電圧と前回のサンプリングタイミングに応じて前記電圧変換回路で変換された入力直流電圧との平均値を算出し、
   前記制御手段は、電圧変換制御のサンプリングタイミング要求毎に、該サンプリングタイミング要求直前に前記サンプリング手段で算出されている入力直流電圧の平均値を用いて電圧変換制御を行うことを特徴とする請求項１に記載のモータ用電圧変換制御装置。
3. 前記サンプリングタイミング発生手段でサンプリングタイミングを発生する毎に、前記電圧変換回路で変換された入力直流電圧をアナログ値からデジタル値に変換するＡＤ変換手段を備え、
   前記ＡＤ変換手段でのＡＤ変換時間よりも前記ゲート信号のＯＮとＯＦＦとの切り替え時間が短い場合、前記サンプリングタイミング発生手段はサンプリングタイミングの発生を中止し、前記ＡＤ変換手段はＡＤ変換を行わないことを特徴とする請求項２に記載のモータ用電圧変換制御装置。
4. 前記サンプリングタイミング発生手段でサンプリングタイミングを発生する毎に、前記電圧変換回路で変換された入力直流電圧をアナログ値からデジタル値に変換するＡＤ変換手段を備え、
   前記ＡＤ変換手段でのＡＤ変換時間よりも前記ゲート信号のＯＮとＯＦＦとの切り替え時間が短い場合、前記サンプリングタイミング発生手段は前記ＡＤ変換手段でのＡＤ変換終了直後にサンプリングタイミングを発生し、前記ＡＤ変換手段はＡＤ変換終了直後にＡＤ変換を開始することを特徴とする請求項２に記載のモータ用電圧変換制御装置。
5. 前記複数個のモータは、２個のモータであり、
   前記目標電圧設定手段では、前記２個のモータの目標電圧をそれぞれ設定し、
   前記選択手段では、前記目標電圧設定手段で設定した２個のモータの目標電圧の中から前記電圧変換回路で変換する目標電圧を選択し、
   前記サンプリングタイミング発生手段では、前記選択手段で選択されなかった目標電圧のモータのゲート信号に基づいて前記電圧変換回路で変換された入力直流電圧をサンプリングするサンプリングタイミングを発生することを特徴とする請求項１〜請求項４のいずれか１項に記載のモータ用電圧変換制御装置。

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