JP2010147983A - 歪補償器、送信機、歪補償方法 - Google Patents

歪補償器、送信機、歪補償方法 Download PDF

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Abstract

【課題】消費電力や発熱などを効果的に抑制するとともに装置規模を抑えることのできる歪補償器、送信機および歪補償方法を提供する。
【解決手段】この歪補償器は、本発明の態様に係る歪補償器は、増幅器の入力信号および出力信号に基づき出力信号に含まれる歪成分のレベルを低減する歪補償器であって、第1のデジタル信号および増幅器の歪特性値に基づき増幅器を補償する補償値を算出し、第1のデジタル信号と補償値とを乗算する前置補償部と、前置補償部の乗算結果をアナログ信号に変換して増幅器に与えるD/A変換部と、増幅器の出力信号を第2のデジタル信号に変換するA/D変換部と、第1のデジタル信号および第2のデジタル信号に基づき増幅器の歪特性値を算出して前置補償部に与える比較部と、第1のデジタル信号および第2のデジタル信号に基づきA/D変換部のサンプリング速度を制御するレート制御部とを具備する。
【選択図】図1

Description

この発明は、たとえば無線通信システムなどに用いられる歪補償器、送信機、歪補償方法に係り、特に電力増幅器の歪補償技術を用いた歪補償器、送信機、歪補償方法に関する。
デジタル歪補償技術は、従来、電力増幅器の歪補償技術の1つとして用いられてきた。デジタル歪補償技術を適用した送信機では、電力増幅器の出力信号が、アナログ・デジタル変換器(以下「ADC」と称する。)を介してデジタル信号処理部へフィードバックされ、電力増幅器の入力信号と比較される。この比較結果に基づいて、電力増幅器の歪特性の逆の歪特性が計算され、この逆の歪特性が電力増幅器の入力信号に乗算される。そして、乗算により得られた信号を電力増幅器に入力することで、電力増幅器の出力信号に含まれる歪成分が打ち消される(非特許文献1参照)。
従来のデジタル歪補償技術では、ADCのサンプリング速度が常に一定であるため、電力増幅器の出力信号の歪成分の有無にかかわらず一定の精度でA/D変換が行われていた。そのため、歪補償処理において常に一定の演算量が要求され、結果として常に一定の消費電力・装置規模・発熱対策などが要求されていた。
Junxiong Deng, Prasad S. Gudem, Lawrence E. Larson, Donald F. Kimball, and Peter M. Asbeck," A SiGe PA With Dual Dynamic Bias Control and Memoryless Digital Predistortion for WCDMA Handset Applications", IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS, VOL. 41, NO. 5, pp. 1210-1221, MAY 2006.
このように、従来のデジタル歪補償技術では、残留歪レベルと無関係に常に一定の精度でA/D変換を行っていたため、常に一定の消費電力を必要とし、装置規模や発熱対策なども一定の水準が要求されていた。本発明はこのような課題を解決するためになされたもので、消費電力や発熱などを効果的に抑制するとともに装置規模を抑えることのできる歪補償器、送信機および歪補償方法を提供することを目的としている。
本発明の態様に係る歪補償器は、増幅器の入力信号および出力信号に基づき出力信号に含まれる歪成分のレベルを低減する歪補償器であって、第1のデジタル信号および増幅器の歪特性値に基づき増幅器を補償する補償値を算出し、第1のデジタル信号と補償値とを乗算する前置補償部と、前置補償部の乗算結果をアナログ信号に変換して増幅器に与えるD/A変換部と、増幅器の出力信号を第2のデジタル信号に変換するA/D変換部と、第1のデジタル信号および第2のデジタル信号に基づき増幅器の歪特性値を算出して前置補償部に与える比較部と、第1のデジタル信号および第2のデジタル信号に基づきA/D変換部のサンプリング速度を制御するレート制御部とを具備する。
本発明の態様に係る送信機は、送信信号を電力増幅する電力増幅部と、デジタル変調信号および電力増幅部の歪特性値に基づき電力増幅部を補償する補償値を算出し、デジタル変調信号と補償値とを乗算する前置補償部と、前置補償部の乗算結果をアナログ形式の送信信号に変換して電力増幅部に与えるD/A変換部と、電力増幅部の出力信号の一部をフィードバック信号として分配する電力分配部と、フィードバック信号をデジタル復調信号に変換するA/D変換部と、デジタル変調信号およびデジタル復調信号に基づき電力増幅部の歪特性値を算出して前置補償部に与える比較部と、デジタル変調信号およびデジタル復調信号に基づきA/D変換部のサンプリング速度を制御するレート制御部とを具備する。
本発明の態様に係る補償方法は、増幅器の入力信号および出力信号に基づき出力信号に含まれる歪信号成分のレベルを低減する歪補償方法であって、第1のデジタル信号および増幅器の歪特性値に基づき前置補償部により増幅器を補償する補償値を算出し、前置補償部により第1のデジタル信号と補償値とを乗算し、乗算した結果をD/A変換部によりアナログ信号に変換して増幅器に与え、増幅器の出力信号をA/D変換部により第2のデジタル信号に変換し、第1のデジタル信号および第2のデジタル信号に基づき比較部により増幅器の歪特性値を算出して前置補償部に与え、第1のデジタル信号および第2のデジタル信号に基づきレート制御部によりA/D変換部のサンプリング速度を制御することを特徴とする。
本発明によれば、消費電力や発熱などを効果的に抑制するとともに、装置規模を抑えることのできる歪補償器、送信機および歪補償方法を提供することができる。
本発明は、デジタル歪補償技術を用いた無線送信機の消費電力の低減を可能とする技術に関する。すなわち、デジタル歪補償処理において使用する回路等の電気的特性を、電力増幅器の出力信号に含まれる残留歪レベルに応じて適応的に変化させることで、送信機の消費電力を低減する。併せて、消費電力の低減により、発熱を抑えるとともに装置規模を小さくすることができるものである。以下、図面を参照しながら本発明の実施の形態について詳細に説明する。
(実施形態の説明)図1は、本発明の実施形態に係る送信機の構成を示すブロック図である。図1に示すように、この実施形態に係る送信機1は、変調信号生成部100、DPD処理部110、デジタル・アナログ変換器120(DAC120)、送信信号処理部130、電力増幅器140(PA140)、電力分配器150(CPL150)、受信信号処理部160、アナログ・デジタル変換器170(ADC170)、比較部180、レート制御部185およびレート変換部190を備えている。
変調信号生成部100は、この実施形態の送信機が利用する変調信号を生成する。変調信号生成部100は、たとえば、QPSKや64QAMのようなデジタル変調が施された複素の変調信号(Ich・Qch)や、OFDMなどのように二次変調が施された変調信号などを生成する信号処理回路により実現される。変調信号生成部100が生成する変調信号は、所定の伝送速度(第1のサンプリング速度)とされている。変調信号生成部100は、生成した変調信号をDPD処理部110およびレート変換部190に供給する。
DPD(Digital Pre-Distortion)処理部110は、送信信号をデジタル信号の段階で歪補償処理する。DPD処理部110は、たとえば信号処理プロセッサなどにより実現され、振幅計算部112、乗算値計算部114および複素乗算部116を有している。DPD処理部110が変調信号生成部100から受け取った変調信号は、それぞれ振幅計算部112および複素乗算部116に与えられる。
振幅計算部112は、変調信号生成部100から受け取った変調信号の振幅値Aを算出して、算出結果を乗算値計算部114に与える。変調信号生成部100が生成する変調信号は複素の変調信号であるから、振幅値Aは以下の式にて求められる。
Figure 2010147983
乗算値計算部114は、後述する電力増幅器140にて発生する歪信号成分を補償するための係数を記憶し、振幅計算部112が計算した振幅値Aに基づいて所定の乗算値を読み出し、または算出して出力する。歪信号成分を含んだ電力増幅器140の出力信号の振幅Aと位相θは、入力信号の振幅Aの以下の多項式で表現できる。
Figure 2010147983
かかる多項式で表わされる特性は、電力増幅器140の歪特性となる。乗算値計算部114は、かかる多項式を構成する係数(歪特性値)を記憶する領域を有しており、振幅値Aを用いて歪信号成分を補償する乗算値を得ることができる。乗算値計算部114は、得られた乗算値を記憶する領域を有していてもよい。この係数は、後述する比較部180から与えられ、適宜更新される。
複素乗算部116は、変調信号生成部100から受け取った変調信号と乗算値計算部114が与える乗算値とを乗算して、得られたデジタル複素信号をDAC120に与える。DAC120は、受け取ったデジタル複素信号を第1のサンプリング速度でアナログ複素ベースバンド信号に変換して送信信号処理部130に与える。
送信信号処理部130は、ローパスフィルタ131(LPF131)、利得可変アンプ133、直交変調器135、局部発振器137、ドライバアンプ139を有しており、アナログ複素ベースバンド信号を無線周波数の送信信号に変換する。LPF131は、DAC120から受け取ったアナログ複素ベースバンド信号から折り返し信号を除去する。利得可変アンプ133は、LPF131がフィルタリングしたアナログ複素ベースバンド信号を所定のレベルに増幅して直交変調器135に与える。
局部発振器137は、ベースバンド信号を所定の無線周波数に変換するためのローカル信号を生成している。直交変調器135は、利得可変アンプ133から受け取ったアナログ複素ベースバンド信号と局部発振器137が生成したローカル信号を乗算して、所定の無線周波数の送信信号を生成する。ドライバアンプ139は、直交変調器135が生成した送信信号を電力増幅に適したレベルに増幅する。
電力増幅器140は、送信信号処理部130が生成した送信信号を、所定の電力まで増幅する。電力増幅器140は、変調信号の種類などに応じてドハティアンプなどの様々な構成、あるいは動作クラスのアンプで実現することができる。電力増幅器140の出力信号には、ある程度の歪成分が含まれている。電力分配器150は、電力増幅器140が増幅した送信信号の一部を分配する機能をもつカップラである。電力分配器150は、たとえばLC回路による結合回路や、キャパシタによる結合回路などにより実現することができる。電力分配器150は、送信信号の一部を受信信号処理部160に分配し、残りの信号を後段のアンテナなどに送る。
受信信号処理部160は、減衰器162(ATT162)および直交復調器164を有しており、電力分配器150が分配した送信信号の一部をアナログ複素ベースバンド信号に変換する。ATT162は、電力分配器150が分配した送信信号を所定のレベルまで減衰する。ATT162による減衰量は、電力分配器150が分配した送信信号が、後述するADC170の許容できる信号レベルとなるような値に設定される。直交復調器164は、ATT162が減衰した送信信号と局部発振器137が生成したローカル信号を乗算してアナログ複素ベースバンド信号を生成する。直交復調器164が生成したアナログ複素ベースバンド信号は、ADC170に与えられる。
ADC170は、受信信号処理部160の直交復調器164から与えられたアナログ複素ベースバンド信号を、前述した第1のサンプリング速度でデジタル複素信号に変換して比較部180に与える。ADC170は、たとえばデルタシグマ型アナログ・デジタル変換器などにより実現することができる。
比較部180は、レート変換部190を介して与えられるオリジナルのデジタル複素信号と、ADC170を介して与えられるデジタル複素信号とを比較し、電力増幅器140の歪特性を算出する。比較部180は、たとえば信号プロセッサなどにより実現できる。比較部180は、変調信号生成部100が生成した源信号と、電力増幅器140の出力信号を復調した信号とを比較して、たとえば数式2に示すような電力増幅器140の歪特性式の係数を算出し、乗算値計算部114にその係数を与える。乗算値計算部114は、かかる歪特性(係数)に基づいて、各入力電力レベルもしくは信号振幅レベルにおける補正増幅率Aと、歪によって与えられる位相の回転量θを計算する。乗算値計算部114は、初期状態では振幅値Aが存在しないため自ら保持する初期値を複素乗算部116に与えるが、電力増幅器140の出力信号がフィードバックされ、電力増幅器140の歪特性が算出されると係数が更新されていく。
なお、この実施形態では、比較部180が源信号と復調信号とを比較し、歪特性式の係数を算出して乗算値計算部114に与え、乗算値計算部114が与えられた係数と入力電力レベルとに基づいて補正増幅率Aおよびθを計算し、複素乗算部116に計算結果を与えているが、これには限定されない。すなわち、比較部180が電力増幅器140の歪特性式の係数を用いてその歪特性を打ち消すための補正値(たとえば補正増幅率Aおよびθ)までを全て計算し、乗算値計算部114が得られた補正値を記憶するように構成してもよい。すなわち、乗算値計算部114はデータ格納手段都市的能させる。この場合、複素乗算部116は、振幅計算部112が計算した入力電力レベルもしくは信号振幅レベルに対応する補正増幅率Aおよびθを乗算値計算部114から読み出して、変調信号生成部100から受け取った変調信号と乗算すればよい。
レート制御部185は、比較部180が受け取ったオリジナルのデジタル複素信号およびADC170を介して与えられるデジタル複素信号に基づいて、レート変換部190の変換レートおよびADC170の動作レートを制御する。具体的には、源信号と電力増幅器140を経た信号との比(あるいは差)が所定の閾値を超える場合、レート制御部185は、レート変換部190の変換レートおよびADC170の動作レートをそれぞれ第1のサンプリング速度に設定し、当該比(あるいは差)が当該閾値以下の場合、レート制御部185は、それぞれ第1のサンプリング速度よりも低い第2のサンプリング速度と設定する。レート変換部190は、レート制御部185からの指示信号に基づいて、変調信号生成部100が生成した変調信号のレート(伝送速度)を変換して比較部180に与える。
(電力増幅器の歪特性)ここで、図2ないし図4を参照して、電力増幅器140の歪特性について説明する。図2は、電力増幅器に対する入力信号電力と電力利得の関係(AM−AM特性)の例を示す図、図3は、同じく入力信号電力に対する入出力信号間の位相変化の関係(AM−PM特性)の例を示す図、図4は、電力増幅器の歪特性によって生じるIQ平面上での信号点のずれを示す図である。
図2に示すように、電力増幅器に入力される信号電力が大きくなると、ある値(図2では−5[dBm])を境に入力電力と出力電力の比が急速に大きくなり、電力増幅器の直線性が悪化することがわかる。位相についても同様であり、図3に示すように、電力増幅器に入力される信号電力が大きくなると、出力信号に現れる位相ずれが大きくなる。電力増幅器に入力される信号の振幅値Aと信号電力Pとの間には以下の数式3の関係があり、図4に示すように、電力増幅器の歪特性に起因する振幅方向(A1−>A2)と位相方向(θ)のずれは、IQ平面上における信号点のずれ(a−>b)を生じさせる。デジタル通信における信号点のずれは、伝送誤りの原因となり好ましくない。
Figure 2010147983
比較部180は、変調信号生成部100からレート変換部190を介して受け取る第1のサンプリング速度の変調信号と、ADC170から受け取る第1のサンプリング速度の電力増幅器の出力信号とを比較し、図2に示すような電力増幅器の歪特性を算出する。具体的には、ADC170から入力される信号を、レート変換部190から入力される変調信号で除算することにより算出することができる。乗算値計算部114は、比較部180が算出した電力増幅器の歪特性に基づいて、各入力電力レベルまたは信号振幅レベルにおいて線形に増幅された場合に得られる信号振幅A1および電力増幅器を経て実際に得られた歪んだ信号の振幅A2の比(補正増幅率A)と、当該歪によって電力増幅器の出力信号に与えられる位相の回転量θとを計算する。なお、前述の通り、比較部180が補正増幅率Aおよび位相の回転量θの計算を行い、乗算値計算部114は得られた補正増幅率Aおよび位相の回転量θを記憶するように構成してもよい。補正増幅率Aは次の式を用いて求めることができる。
Figure 2010147983
前述の通り、送信機の初期の動作においては、電力増幅器からの出力信号が得られていないため、乗算値計算部114は、比較部180から歪特性の算出値(あるいは補正増幅率Aと位相の回転量θの値)を受けることができない。そのため初期動作においては、乗算値計算部114は、あらかじめ保持していた初期値を乗算値として出力する。複素乗算部116は、乗算値計算部114から受け取った振幅Aおよび位相θの信号と、変調信号生成部100から受け取ったIchおよびQchの信号とを複素乗算し、電力増幅器が有する歪特性の逆の歪特性が掛けられた複素信号(I‘+Q’)をDAC120に出力する。DAC120に与えられる複素信号(I‘+Q’)は、以下の式にて求められる。
Figure 2010147983
この実施形態では、比較部180は、適宜更新された歪特性(あるいは補正係数値)を乗算値計算部114に与えるので、DPD処理部110が精度の良い電力増幅器の歪補償を実現することができる。
(サンプリング速度の制御動作)次に、図1、および図5ないし図8を参照して、この実施形態の送信機1の動作について説明する。図5は、この実施形態の送信機の動作を示すフローチャート、図6ないし図8は、電力増幅器の出力信号のスペクトル例を示す図である。
変調信号生成部100は、デジタル複素信号の変調信号を生成してDPD処理部110に与える。振幅計算部112は、変調信号生成部100から受けた変調信号の振幅値Aを算出して乗算値計算部114に渡す。初期状態では、乗算値計算部114は、比較部180から電力増幅器140の歪特性を受け取っていないので、自身が保有する初期値を乗算値として複素乗算部116に与える。複素乗算部116は、変調信号生成部100から受けた変調信号と乗算値計算部114から受けた乗算値とを乗算してDAC120に渡す。
DAC120は、乗算処理されたデジタル複素信号の変調信号をアナログ複素ベースバンド信号に変換する。変換されたアナログ複素ベースバンド信号は送信信号処理部130に与えられ、LPF131および利得可変アンプ133を経て直交変調器135に入力される。直交変調器135は、アナログ複素ベースバンド信号の変調信号と局部発振器137が生成したローカル信号とを乗算して無線周波数の送信信号を生成し、ドライバアンプ139を介して電力増幅器140に与える。
ここで、図6は、デジタル信号処理による歪補償前の電力増幅器140の出力信号のスペクトルを示している。横軸は周波数、縦軸は信号レベルであり、主信号成分200、3次歪成分202、5次歪成分204、7次歪み成分206および量子化雑音成分208が示されている。図6に示すように、電力増幅器140の出力信号が大きく歪んでいる場合、電力増幅器140の出力信号には高次の周波数成分が含まれる。そして、電力増幅器140の出力信号のスペクトルは、広い周波数帯域に渡って分布することになる。図6に示す例では、出力信号に7次の歪信号成分まで含まれる場合を示している。
CPL150は、このような高次の歪信号成分を含んだ電力増幅器140の出力信号の一部を受信信号処理部160に分配する。電力増幅器140の出力信号を受けると、ATT162は、電力レベルを減衰し、直交復調器164は、当該減衰された信号と局部発振器137が生成したローカル信号とを乗算してアナログ複素ベースバンド信号に変換する。
レート制御部185は、初期設定として、ADC170のサンプリング速度およびレート変換部190の変換レートを第1のサンプリング速度に設定する(ステップ300。以下「S300」のように称する。)。図6に示す例では、主信号成分と歪信号成分の信号レベル差の閾値を−50dBcとすると、3次歪・5次歪・7次歪のすべてが閾値以上となっている。すなわち、ADC170は、7次歪までを比較部180にフィードバックしなければならないから、7次歪に対応可能なサンプリング速度で動作する必要がある。仮に、主信号成分の帯域幅を無線周波数帯で20MHz、ベースバンド帯域で10MHzとした場合、ADC170が動作すべき第1のサンプリング速度は140MHz以上となる(10MHz×7次×2)。したがって、レート制御部185は、第1のサンプリング速度(=fSmax)として、ADC170のサンプリング速度およびレート変換部190の変換レートを140MHzとする。
ADC170は、直交復調器164が変換したアナログ複素ベースバンド信号を第1のサンプリング速度でデジタル複素信号に変換する。一方、レート変換部190は、変調信号生成部100の変調信号を第1のサンプリング速度の伝送速度の変調信号に変換する(ここでは伝送速度がそのまま維持される)。比較部180は、ADC170が変換したデジタル複素信号と、レート変換部190が変換したデジタル複素信号の変調信号とを比較して、電力増幅器140の歪特性を算出する。算出された歪特性は乗算値計算部114に与えられ、乗算値計算部114は、受け取った歪特性と振幅計算部112が算出した振幅値Aとに基づいて乗算値を算出し、複素乗算部116に与える。乗算値計算部114は、与えられた歪特性を保持して次の信号の処理に備える。複素乗算部116は、変調信号生成部100からの変調信号と乗算値計算部114が算出した乗算値とを乗算して歪補償処理を行う(S310)。
ここで、図7は、デジタル信号処理による歪補償後の電力増幅器140の出力信号のスペクトルを示している。歪補償後は、電力増幅器140の出力信号に含まれる歪信号成分が歪特性の計算誤差まで抑えられ、図7に示すように電力増幅器140の出力信号に含まれる7次歪や5次歪などの高次の歪は雑音レベルに近い値に抑えられている。言い換えれば、電力増幅器140の出力信号スペクトルの分布する周波数帯域が狭くなる。図7の例では、3次の歪信号成分が雑音フロアよりも高いレベルで残留しているものの、5次、7次歪は雑音フロアに埋もれている場合の出力信号スペクトルが示されている。
レート制御部185は、レート変換部190からのデジタル複素信号の変調信号Sp(主信号成分)およびADC170からのデジタル複素信号Sd(歪を含む信号成分)を検出して(S320)、閾値xと比較する(S330)。
主信号成分Spと歪を含む信号成分Sdとの比(あるいは差)が閾値以上の場合(S330のNo)、電力増幅器140の出力信号には依然として歪信号成分が多く含まれている。かかる場合、レート制御部185は、ADC170のサンプリング速度およびレート変換部190の変換レートをともに第1のサンプリング速度に設定する(S340)。すなわち、第1のサンプリング速度が維持される。
主信号成分Spと歪を含む信号成分Sdとの比(あるいは差)が閾値より小さい場合(S330のYes)、電力増幅器140の出力信号に含まれる歪信号成分は少なくなっている。かかる場合、レート制御部185は、ADC170のサンプリング速度およびレート変換部190の変換レートを、ともに第1のサンプリング速度よりも遅い第2のサンプリング速度に設定する(S350)。このとき、第1のサンプリング速度は、第2のサンプリング速度の2倍(ただしnは整数)の関係を有することが望ましい。
図7に示すように、歪補償後において高次の歪成分が雑音レベルまで十分抑圧され、電力増幅器140の出力信号に含まれる歪信号成分が少なくなれば、高次の歪信号成分を精度よく検出することが不可能となる。言い換えれば、比較部180は、依然として残留している歪成分である3次歪のレベルが検出できればよい。このことは、高次の歪が存在した周波数帯の信号を電力増幅器140から比較部180へフィードバックする必要がないことを意味している。そのため、ADC170のサンプリング速度を第1のサンプリング速度よりも遅い第2のサンプリング速度とすることが可能となる。この例では3次歪の存在する信号帯域幅、すなわち30MHz(10MHz×3次)までの周波数帯域幅の信号をフィードバックすればよいから、ADC170が動作する第2のサンプリング速度(=fSmin)は、60MHzとなる。
なお、ADC170のサンプリング速度を遅くした場合、比較部180による比較対象であるデジタル複素信号の変調信号のサンプリング速度もそれに合わせなければならない。具体的には、レート変換部190は、レート制御部185からの指示に基づいて、信号データに対してデシメーションを行う。そして、ADC170からのデジタル複素信号とレート変換部190からのデジタル複素信号の変調信号それぞれのサンプリング速度(伝送速度)を一致させ、比較部180が各々を比較処理することになる。
ところで、レート制御部185が第1のサンプリング速度から第2のサンプリング速度にサンプリング速度を変更した場合、比較部180が算出する歪特性は、第2のサンプリング速度で求めた値であるから、そのままでは複素乗算部116での乗算処理に用いることができない。そこで、乗算値計算部114は、複素乗算部116に入力される変調信号(=第1のサンプリング速度)に対応するため、アップサンプリング処理をする必要がある。具体的には、乗算値計算部114は、データのインターポレーションとフィルタリング処理、または線形補完処理などを行ってレートを変換する。乗算値計算部114におけるレート変換は、レート制御部185からの指示信号により制御される。
以後、電力増幅器140の出力信号に含まれる歪成分の大小により、レート制御部185は、第1のサンプリング速度および第2のサンプリング速度を切り替える(S310ないしS350)。なお、比較部180は、レート制御部185がADC170のサンプリング速度およびレート変換部190の変換レートを第2のサンプリング速度に制御している間、歪特性値の新たな算出を停止してもよい。図7に示すように、電力増幅器140の直線性が補償されている間は歪信号成分が十分抑圧されているので、歪特性値に大幅な変動が生じないと考えられるからである。
図8は、ADC170が第1のサンプリング速度(fSmax)で動作して歪補償処理が行われた後に、ADC170のサンプリング速度を第2のサンプリング速度(fSmin)に下げた場合のスペクトルを示している。上述のように高次の歪補償が行われた後は、高次の歪成分が十分抑圧されているため、ADC170のサンプリング速度を下げても歪補償を実行することができる。
(サンプリング速度の低速化と消費電力)ここで、この実施形態の送信機において、レート制御部185がサンプリング速度を制御する意義について説明する。
ADC170のサンプリング速度と消費電力の関係については、以下に示す関係式(Figure of meritの式:Walden, R.H.,”Analog-to-digital converter survey and analysis”, IEEE Journal on Selected Areas in Communications, Volume 17, No.4, pp.539-550, April 1999.)が知られている。
Figure 2010147983
数式6にて示されるように、同等性能、すなわちFigure of Merit Fが等しくビット数も等しい場合のアナログ・デジタル変換器を比較した場合、サンプリング速度が半分に下がると消費電力も半分に下がることがわかる。すなわち、この実施形態の送信機によれば、電力増幅器140の直線性補償処理の程度に応じてADC170のサンプリング速度をレート制御部185が制御するので、送信機の消費電力を低減することができる。
以上、説明したように、この実施形態に係る送信機は、電力増幅器の出力信号の歪成分の量に応じて、電力増幅器の出力信号をフィードバックするためのアナログ・デジタル変換器のサンプリング速度を下げるので、消費電力を低減できる。また、ADC170およびレート変換器190から出力される複素信号のサンプリング速度が下がることにより、比較部での乗算などの演算処理を減らすことができる。このことも、消費電力の低減に寄与する。
なお、本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。たとえば、比較部は、電力増幅器の歪特性ではなく、逆歪特性や乗算値の係数を算出するように構成してもよい。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。
本発明の実施形態に係る送信機の構成を示すブロック図である。 電力増幅器の入力信号電力と出力信号電力の関係を示す図である。 電力増幅器の入力信号電力と出力信号の位相の関係を示す図である。 電力増幅器の歪特性によって生じるIQ平面上での信号点のずれを示す図である。 この実施形態の送信機の動作を示すフローチャートである。 電力増幅器の出力信号のスペクトル例を示す図である。 この実施形態の送信機の電力増幅器の動作例を示すスペクトル図である。 この実施形態の送信機の電力増幅器の動作例を示すスペクトル図である。
符号の説明
1…送信機、100…変調信号生成部、110…DPD処理部、112…振幅計算部、114…乗算値計算部、116…複素乗算部、120…DAC、130…送信信号処理部、140…電力増幅器、150…電力分配器、160…受信信号処理部、170…ADC、180…比較部、レート制御部、190…レート変換部。

Claims (9)

  1. 増幅器の入力信号および出力信号に基づき前記出力信号に含まれる歪成分のレベルを低減する歪補償器であって、
    第1のデジタル信号および前記増幅器の歪特性値に基づき前記増幅器を補償する補償値を算出し、前記第1のデジタル信号と前記補償値とを乗算する前置補償部と、
    前記前置補償部の乗算結果をアナログ信号に変換して前記増幅器に与えるD/A変換部と、
    前記増幅器の出力信号を第2のデジタル信号に変換するA/D変換部と、
    前記第1のデジタル信号および前記第2のデジタル信号に基づき前記増幅器の歪特性値を算出して前記前置補償部に与える比較部と、
    前記第1のデジタル信号および前記第2のデジタル信号に基づき前記A/D変換部のサンプリング速度を制御するレート制御部と
    を具備することを特徴とする歪補償器。
  2. 前記レート制御部が、前記第1のデジタル信号および前記第2のデジタル信号の比または差分を算出し、前記比または差分が所定の閾値以下となった場合に、前記サンプリング速度を、第1のサンプリング速度から該第1のサンプリング速度よりも低い第2のサンプリング速度に制御することを特徴とする請求項1記載の歪補償器。
  3. 前記前置補償部が、
    前記第1のデジタル信号に対応する信号振幅値を算出する振幅計算部と、
    前記信号振幅値および前記歪特性値に基づいて前記補償値を算出する乗算値計算部と、
    前記第1のデジタル信号と前記補償値とを乗算する乗算部と
    を具備することを特徴とする請求項1または2に記載の歪補償器。
  4. 前記A/D変換部は、デルタシグマ型アナログ・デジタル変換器からなることを特徴とする請求項1ないし3のいずれか1項に記載の歪補償器。
  5. 前記レート制御部が前記サンプリング速度を前記第2のサンプリング速度に制御している間、前記比較部が、前記歪特性値を新たに算出しないことを特徴とする請求項2ないし4のいずれか1項に記載の歪補償器。
  6. 前記比較部に与える前記第1のデジタル信号の伝送速度を変換するレート変換部をさらに備え、
    前記レート制御部が、前記比較部に与える前記第1のデジタル信号の伝送速度と前記A/D変換部のサンプリング速度とが同一になるように前記レート変換部を制御すること
    を特徴とする請求項1ないし5のいずれか1項に記載の歪補償器。
  7. 前記第1のサンプリング速度は、前記第2のサンプリング速度の2倍(ただしnは正の整数)であることを特徴とする請求項2ないし6のいずれか1項に記載の歪補償器。
  8. 送信信号を電力増幅する電力増幅部と、
    デジタル変調信号および前記電力増幅部の歪特性値に基づき前記電力増幅部を補償する補償値を算出し、前記デジタル変調信号と前記補償値とを乗算する前置補償部と、
    前記前置補償部の乗算結果をアナログ形式の前記送信信号に変換して前記電力増幅部に与えるD/A変換部と、
    前記電力増幅部の出力信号の一部をフィードバック信号として分配する電力分配部と、
    前記フィードバック信号をデジタル復調信号に変換するA/D変換部と、
    前記デジタル変調信号および前記デジタル復調信号に基づき前記電力増幅部の歪特性値を算出して前記前置補償部に与える比較部と、
    前記デジタル変調信号および前記デジタル復調信号に基づき前記A/D変換部のサンプリング速度を制御するレート制御部と
    を具備することを特徴とする送信機。
  9. 増幅器の入力信号および出力信号に基づき前記出力信号に含まれる歪信号成分のレベルを低減する歪補償方法であって、
    第1のデジタル信号および前記増幅器の歪特性値に基づき前置補償部により前記増幅器を補償する補償値を算出し、
    前記前置補償部により前記第1のデジタル信号と前記補償値とを乗算し、
    前記乗算した結果をD/A変換部によりアナログ信号に変換して前記増幅器に与え、
    前記増幅器の出力信号をA/D変換部により第2のデジタル信号に変換し、
    前記第1のデジタル信号および前記第2のデジタル信号に基づき比較部により前記増幅器の歪特性値を算出して前記前置補償部に与え、
    前記第1のデジタル信号および前記第2のデジタル信号に基づきレート制御部により前記A/D変換部のサンプリング速度を制御すること
    を特徴とする歪補償方法。
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