JP2010147622A - 通信機、通信方法 - Google Patents

Abstract

【課題】発振器の消費電力と位相雑音を最適化することができる通信機および受信方法を提供する。
【解決手段】この通信機は、制御信号に基づき所定の品質のローカル信号を生成する第１の発振部と、ローカル信号を用いて入力信号の周波数を変換する周波数変換部と、周波数変換部により周波数が変換された信号から所望信号を通過させるフィルタと、フィルタを通過する前の信号とフィルタを通過した信号とに基づき制御信号を生成して第１の発振部に与える制御部とを具備する。
【選択図】図１

Description

本発明は、通信機および通信方法に係り、特に消費電力を低減することのできる無線通信機および通信方法に関する。

無線受信機では、周波数を変換するための局部発振信号（ローカル信号）やアナログ・ディジタル変換回路（ＡＤＣ：Analog to Digital Converter）のクロック信号を生成するため、電圧制御発振器（ＶＣＯ：Voltage Controlled Oscillator）などを備えたＰＬＬ回路（Phase Locked Loop）が用いられている。ＰＬＬ回路では、所望帯域内の位相雑音は下げられているが、所望帯域外の雑音は、主にＰＬＬ回路を構成する発振器自体の位相雑音で決定される。

ＰＬＬ回路の帯域内および帯域外の位相雑音の仕様は、各種無線通信規格によって定められている。しかし、省面積化のためＰＬＬ回路の発振器としてリング発振器などを用いた場合、位相雑音を低減すればするほど多くの電力を消費してしまう（非特許文献１）。
Behzad Razavi、"A Study of Phase Noise in CMOS Oscillators"、IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS、IEEE、VOL.31, NO.3, MARCH 1996、p.331

このように、従来の通信機、通信方法では、所望帯域外を含めた位相雑音を最適化する場合に消費電力が比較的大きくなるという問題がある。本発明は、かかる課題を解決するためになされたもので、発振器の消費電力と位相雑音を最適化することができる通信機および通信方法を提供することを目的とする。

上記した目的を達成するために、本発明の第１の態様に係る通信機は、制御信号に基づき所定の品質のローカル信号を生成する第１の発振部と、ローカル信号を用いて入力信号の周波数を変換する周波数変換部と、周波数変換部により周波数が変換された信号から所望信号を通過させるフィルタと、フィルタを通過する前の信号とフィルタを通過した信号とに基づき制御信号を生成して第１の発振部に与える制御部とを具備する。

また、本発明の第２の態様に係る通信方法は、制御信号に基づき品質を制御可能な発振部によりローカル信号を生成し、このローカル信号を用いて周波数変換部により受信信号の周波数を変換し、周波数変換部が変換した信号から所望信号をフィルタにより通過させ、フィルタを通過する前の信号の電力とフィルタを通過した信号の電力とをそれぞれ検出し、検出した電力それぞれの比または差に基づき制御信号を生成して発振部に与えることを特徴とする。

本発明によれば、発振器の消費電力と位相雑音を最適化することができる通信機および通信方法を提供することができる。

以下、図面を参照して本発明に係る無線受信機の実施形態について説明する。

（第１の実施形態）図１および図２は、本発明の第１の実施形態に係る受信機の構成を示すブロック図、図３Ａないし図３Ｃは、この実施形態の受信機による隣接チャネル除去の様子を示す図である。図１に示すように、この実施形態の受信機１は、アンテナ１０、低雑音増幅器２０（ＬＮＡ：Low Noise Amplifier）、周波数交換器３０（ミキサ）、局部発振器４０、自動利得制御器５０（ＡＧＣ：Auto Gain Control）、チャネル選択フィルタ６０（ＣＳＦ：Channel Select Filter）、および検出器７０を備えている。

アンテナ１０は、この実施形態の受信機１が受信する電波を受ける。ＬＮＡ２０は、アンテナ１０が受けた高周波信号を所定のレベルまで増幅する。ＬＮＡ２０は、特に低雑音の高周波増幅器であることが望ましい。ミキサ３０は、ＬＮＡ２０が増幅した受信信号とローカル信号とを乗算して周波数を変換し、ベースバンドの受信信号を生成する。

局部発振器４０は、ローカル信号を生成してミキサ３０に与える。局部発振器４０は、たとえばＰＬＬ回路により実現され、外部からの制御により、出力信号に含まれる位相雑音のレベルを調節することができる。ＡＧＣ５０は、たとえばフィードバックループを備えた増幅器により実現され、ミキサ３０によりベースバンドに変換された受信信号のレベルに応じて増幅利得を変化させる機能を有している。たとえば、ＡＧＣ５０は、受信信号レベルが一定以上に達した場合に増幅利得を下げるように動作して、受信信号が歪まないよう信号レベルを概ね一定にする利得制御を行う。

ＣＳＦ６０は、フィルタをＮ段（Ｎは正の整数）直列接続して構成された多段フィルタである。図１に示すように、ＡＧＣ５０から出力される受信信号は、ＣＳＦ６０を構成する第１フィルタ＃１に入力され、第１フィルタ＃１の出力は第２フィルタ＃２に出力される。第２フィルタ＃２以降、同様にして第Ｍフィルタ＃Ｍによって受信信号がフィルタリングされていく。Ｎ段のフィルタを通過した受信信号は、後段の復調器（図示せず）などに送られて復調される。ＣＳＦ６０を構成するフィルタは、それぞれ異なる通過特性を有しており、すべてのフィルタの通過特性を合成した通過特性は、所望信号（所望チャネル）のみを通過するように設計されている。なお、Ｎ＝１として一つのフィルタ単独で所望の通過特性となるように設計してもよい。

検出器７０は、ＣＳＦ６０を構成するフィルタの入力信号および出力信号の電力を検出する。ＣＳＦ６０を構成するフィルタのうち、１段目のフィルタをプリフィルタとして、検出器７０による検出対象から除外してもよい。これによりフィルタの設計を容易にできる。この場合、プリフィルタは比較的ブロードな特性が選択される。検出器７０は、検出したフィルタの入力信号および出力信号に基づいて、局部発振器４０の位相雑音レベルを制御する制御信号を生成し局部発振器４０に与える機能を有している。ここで、信号の「電力（レベル）」は、信号の平均電力または実効値を意味するが、以下の説明においては、広く信号の強度を含む概念として用いる。なお、検出器７０は、ＣＳＦ６０を構成するフィルタの入力信号および出力信号の電力に代えて、入力信号および出力信号の振幅の大きさを検出してもよい。

このように、この実施形態の受信機１では、ＣＳＦ６０をなすフィルタの入力信号および出力信号に基づいて、局部発振器４０の位相雑音レベルを制御する。ＣＳＦ６０は、隣接チャネルの信号をカットすることができるから、この実施形態の受信機１によれば、隣接チャネルからの干渉波のレベルに応じて局部発振器４０の位相雑音レベルを制御できることになる。すなわち、検出器７０が検出した入出力信号の電力の差が大きい場合、隣接チャネルからの干渉波に起因するノイズが少ないことを意味するから、ローカル信号の位相雑音レベルを下げることができる。一方、検出器７０が検出した入出力信号の電力の差が小さい場合、隣接チャネルからの干渉波に起因するノイズが大きいことになるから、ローカル信号の位相雑音レベルを上げる必要がある。局部発振器４０が生成するローカル信号の位相雑音レベルの制御は、消費電力の増減と直結するから、結果として消費電力を必要最小限に抑えることが可能になる。

以下、説明を簡単にするため、図２に示すようにＮ＝２かつＭ＝２とした場合を例に、この実施形態の受信機１について詳細に説明する。図２は、図１に示す受信機１の構成のうち、Ｎ＝２かつＭ＝２として簡略化した構成を示しており、共通する要素には同一の符号を付して示した。また、図２では、ＣＳＦ６０を構成する第１フィルタ６１をプリフィルタとして検出器７０の検出対象から除外し、検出器７０は、第２フィルタ６２の入力信号および出力信号のみを検出するものとして示している。

図２に示すように、この実施形態の検出器７０は、電力検出器７１および７２（ＰＤ：Power Detector）と、除算器８０とを備えている。ＰＤ７１は、第２フィルタ６２の入力信号の電力レベルを検出し、ＰＤ７２は、同じく出力信号の電力レベルを検出する。除算器８０は、ＰＤ７１が検出した入力信号レベル（入力信号の電力レベル）を、ＰＤ７２が検出した出力信号レベル（出力信号の電力レベル）で除算して制御信号として出力する。除算器８０が出力した制御信号は、局部発振器４０に入力される。

続いて、この実施形態の受信機１の動作を説明する。アンテナ１０で受信された無線信号は電気信号（受信信号）に変換され、ＬＮＡ２０は、受信信号を所定のレベルに増幅する。ミキサ３０は、局部発振器４０が生成したローカル信号を受信信号を乗算してベースバンドの受信信号へ変換する。ＡＧＣ５０は、ベースバンドの受信信号を適切なレベルに調節してＣＳＦ６０に入力する。

ＣＳＦ６０に入力された受信信号は、まず第１フィルタ６１に入力される。第１フィルタ６１は、たとえば図３Ａの破線に示す特性で受信信号をフィルタリングする。図３Ａに示すように、ＡＧＣ５０から出力される受信信号に所望信号、隣接チャネルの信号、および、隣接チャネル以外の干渉波が含まれているとすると、第１フィルタ６１は、隣接チャネル以外の干渉波すべてと、隣接チャネルの信号の一部をカットする。

第１フィルタ６１の出力信号は、第２フィルタ６２に入力される。第２フィルタ６２は、たとえば図３Ｂの破線に示す特性で受信信号をフィルタリングする。第２フィルタ６２に入力される受信信号は、第１フィルタ６１のフィルタリングにより、所望信号と隣接チャネルの信号の一部を含んでいるから、第２フィルタ６２は、隣接チャネルの信号をすべてカットする。その結果、第２フィルタ６２の出力（＝ＣＳＦ６０の出力）は、図３Ｃに示すように所望信号のみが含まれている状態となる。

検出器７０は、第２フィルタ６２の入力信号および出力信号の電力を検出し、除算処理を行う。このとき、入力信号を出力信号で除算するものとすると、入出力間の電力差が大きいほど大きな除算値が得られる。検出器７０は、この除算結果を制御信号として、局部発振器４０に与える。

局部発振器４０は、制御信号の大小に応じて、自己の位相雑音レベルを制御する。この例では、検出器７０の除算値が大きい（＝隣接チャネルの信号レベルが小さい）ほど制御信号が大きくなるから、局部発振器４０は、制御信号が大きいほどローカル信号の位相雑音レベルを高く制御する。この結果、隣接チャネルの信号レベルが小さい場合は位相雑音レベルを大きく取り、局部発振器４０の消費電力を抑えることが可能となる。

図４Ａおよび図４Ｂを参照して、この実施形態の受信機１の動作原理を説明する。図４Ａは、隣接チャネルの信号レベルが高い場合における受信機１のミキサ３０に入力される受信信号スペクトルおよび同じくＣＳＦ６０から出力される受信信号スペクトルを示す図である。図４Ｂは、隣接チャネルの信号レベルが低い場合における受信機１のミキサ３０に入力される受信信号スペクトルおよび同じくＣＳＦ６０から出力される受信信号スペクトルを示す図である。

図４Ａの左側に示される周波数スペクトルでは、所望信号のスペクトルのピークと、隣接チャネルの信号のスペクトルとが表わされ、さらに局部発振器４０が生成するローカル信号の位相雑音のスペクトルが表わされている。この周波数スペクトルの受信信号をミキサ３０によりダウンコンバートすると、図４Ａの右側に示されるように、隣接チャネルの信号とローカル信号の位相雑音成分とが乗算された干渉波成分が隣接チャネルの信号を中心に拡がることがわかる。このとき、干渉波成分がベースバンド領域にまで拡がるため、ベースバンドに変換された所望信号が影響を受けてしまう。この状況で、第２フィルタ６２の入出力信号の電力を検出すると、拡がった干渉波成分の影響で、そのレベル差が小さくなる（除算値が小さくなる）。

このような場合、検出器７０は、局部発振器４０のローカル信号に含まれる位相雑音レベルが低くなるように制御する制御信号を局部発振器４０に与える。その結果、局部発振器４０における消費電力が増加するが、ローカル信号の位相雑音レベルが図４Ａの波線部にまで抑えられ、結果として干渉波成分が抑えられてベースバンドに変換された所望信号がＣＳＦ６０から正常に出力される。

一方、図４Ｂの左側に示される周波数スペクトルでは、所望信号のスペクトルのピークと、レベルの低い隣接チャネルの信号のスペクトルとが表わされ、さらに局部発振器４０が生成するローカル信号の位相雑音のスペクトルが表わされている。この周波数スペクトルの受信信号をミキサ３０によりダウンコンバートした場合、図４Ｂの右側に示されるように、隣接チャネルの信号とローカル信号の位相雑音成分とが乗算された干渉波成分が比較的低レベルに留まっている。すなわち、干渉波成分がベースバンド領域にまで拡がらず、ベースバンドに変換された所望信号は影響を受けない。このような場合、ローカル信号の位相雑音レベルが多少高くても、所望信号が影響を受けることが少ない。この状況で、第２フィルタ６２の入出力信号の電力を検出すると、干渉波成分の影響が小さいから、両者のレベル差が大きくなる（除算値が大きくなる）。

そこで、検出器７０は、局部発振器４０のローカル信号に含まれる位相雑音レベルが高くなるように制御する制御信号を局部発振器４０に与える。その結果、局部発振器４０における消費電力が抑制され、結果として許容されるレベルの干渉波成分とベースバンドに変換された所望信号とがＣＳＦ６０から出力される。

この実施形態の受信機によれば、所望信号と（所望信号を含む）隣接チャネルの信号を検出し、検出結果に基づいて局部発振器の位相雑音を制御することで、消費電力の最適化を図ることができる。ＣＳＦ６０が３段以上の構成の場合でも、ＣＳＦ６０を構成する各フィルタのいずれかの入出力信号の比を検出すれば、局部発振器の位相雑音レベルの制御が可能であり、消費電力の低減化が可能である。すなわち、隣接チャネルの信号のみを取り出すためのフィルタを必要としない（所望信号が含まれていてもよい）ため、簡単な構成で検出器を実現することができ、回路面積を節約できることができる。

（第２の実施形態）続いて、図５を参照して、本発明の第２の実施形態に係る受信機２ついて詳細に説明する。図５は、本発明の第２の実施形態に係る受信機２の構成を示すブロック図である。この実施形態の受信機２は、図１および図２に示す第１の実施形態に係る受信機１を直交変調に対応させたものである。そのため、第１の実施形態の受信機１と共通する要素については同一の符号を付して示し、重複する説明を省略する。図５に示すように、この実施形態の受信機２は、ミキサ３０に対応し同様の機能をもつミキサ３０ａおよび３０ｂ、ローカル信号をπ／２位相の異なる二つの信号に分配する位相器３０ｃ、ＡＧＣ５０に対応し同様の機能をもつＡＧＣ５０ａおよび５０ｂ、ＣＳＦ６０に対応し同様の機能をもつＣＳＦ６０ａおよび６０ｂ、検出器７０に対応し同様の機能をもつ検出器７０ａおよび７０ｂ、および、検出器７０ａおよび７０ｂから出力される制御信号のうち一方を局部発振器４０に与えるマルチプレクサ９０を備えている。

位相器３０ｃは、局部発振器４０が生成したローカル信号を分配し、一方の位相をπ／２変えて、それぞれミキサ３０ａおよび３０ｂに与える。ミキサ３０ａおよび３０ｂは、ＬＮＡ２０が増幅した受信信号と、位相器３０ｃが分配し一方を移相したローカル信号それぞれとを乗算してＡＧＣ５０ａおよび５０ｂに与える。ＣＳＦ６０ａおよび６０ｂは、ＡＧＣ５０ａおよび５０ｂがレベル調整した受信信号をフィルタリングする。ＣＳＦ６０ａから出力される受信信号はＩチャネル信号、ＣＳＦ６０ｂから出力される受信信号はＱチャネル信号となる。

検出器７０ａおよび７０ｂは、それぞれＣＳＦ６０ａおよび６０ｂを構成するフィルタの入出力信号を検出して、それぞれの電力値の除算値を制御信号としてマルチプレクサ９０に与える。マルチプレクサ９０は、検出器７０ａおよび７０ｂから受けた２つの制御信号のうち、局部発振器４０の位相雑音レベルをより下げる方の制御信号を局部発振器４０に与える。これにより、局部発振器４０は、常に許容される位相雑音レベルを維持しつつ消費電力を抑えることが可能になる。すなわち、Ｉチャネル信号とＱチャネル信号との電力レベルが異なる場合でも、所望信号の品質を維持することが可能となる。

なお、Ｉチャネル信号の電力レベルとＱチャネル信号の電力レベルとに大きな差がない場合は、検出器７０ａまたは７０ｂのいずれか一方のみを配置し、マルチプレクサ９０を省略してもよい。すなわち、Ｉチャネル信号の電力レベルとＱチャネル信号の電力レベルとが同程度である場合は、ＣＳＦ６０ａおよび６０ｂのいずれか一方を構成するフィルタの入出力信号を検出器７０ａまたは７０ｂに与えて、所望信号と隣接チャネル信号のパワー比を検出すればよい。かかる場合、Ｉチャネル信号・Ｑチャネル信号の両経路に対して検出器を用意する必要がないから、基板などにおける実装面積を節約できる。

（検出器の変形例１）ここで、図６および図７を参照して、第１および第２の実施形態に係る受信機１および２のＣＳＦおよび検出器の変形例について説明する。図６は、第１および第２の実施形態に係るＣＳＦおよび検出器の変形例を示すブロック図、図７は、変形例に係るＣＳＦおよび検出器の動作を説明する図である。この変形例は、ＣＳＦの段数をＮ段（Ｎは正の整数）とし、検出器の構成を変更したものである。そこで、共通する要素には同一の符号を付して示し、重複する説明を省略する。

ＣＳＦ１６０は、フィルタをＮ段（Ｎは正の整数）直列接続して構成された多段フィルタである。ここでは、ＣＳＦを構成するフィルタが１以上の増幅利得を持っているものとする。図６に示すように、ＡＧＣ５０から出力される受信信号は、ＣＳＦ１６０を構成する第１フィルタ１６１ａに入力され、第１フィルタ１６１ａの出力は第２フィルタ１６２ａに入力される。第２フィルタ１６２ａの出力は第３フィルタ１６３ａに入力され、以下同様に第Ｎフィルタ１６４ａまで受信信号がフィルタリングされる。検出器１７０ａは、ＣＳＦ１６０を構成する第２フィルタ１６２ａの入力信号と、ＣＳＦ１６０を構成するすべてのフィルタの出力信号を検出する。ＣＳＦ１６０においても、１段目のフィルタをプリフィルタとして検出対象から除外しても構わない。

より具体的には、検出器１７０ａは、Ｎ＋１個の電力検出器（ＰＤ）、Ｎ個の比較器、およびエンコーダ１９０を備えている。第１ＰＤ１７１ａは、フィルタリング前の受信信号である第２フィルタ１６２ａの入力信号の電力を検出する。第２ＰＤ１７２ａは、第２フィルタ１６２ａの出力信号の電力を検出し、第３ＰＤ１７３ａは、第３フィルタ１６３ａの出力信号の電力を検出する。Ｎ＋１個目の第ＮＰＤ１７５ａは、第Ｎフィルタ１６４ａの出力信号の電力を検出する。

また、第１比較器１８１ａは、第１ＰＤ１７１ａおよび第２ＰＤ１７２ａそれぞれの検出出力を比較し、第２比較器１８２ａは、第１ＰＤ１７１ａおよび第３ＰＤ１７３ａそれぞれの検出出力を比較する。すなわち、それぞれの比較器は、フィルタリング前の検出出力と、ＣＳＦを構成する各フィルタのフィルタリング後の検出出力とを比較する。第１ないし第Ｎ比較器１８１ａないし１８４ａの比較結果は、エンコーダ１９０に入力される。

エンコーダ１９０は、温度計コードを通常のデジタル信号に変換する。すなわち、図６に示すように、各比較器は、ＣＳＦに入力される受信信号（正確にはプリフィルタたる第１フィルタの出力信号）と、ＣＳＦを構成する各フィルタの出力信号とを比較するから、Ｎ個の比較器を配列した場合の各比較器の出力は、Ｎ桁の温度計コードとなる。そこで、エンコーダ１９０は、このＮ桁の温度計コードを、たとえばlog2(N+1)ビットのデジタル信号やさらにＤ／Ａ変換したアナログ信号に変換し、ローカル信号の位相雑音レベルの制御信号として局部発振器４０に与える。

ここで、変形例としてのＣＳＦ１６０ａおよび検出器１７０ａの動作を説明する。以下の説明では、ＣＳＦを構成する各フィルタの増幅利得を２倍とし、隣接チャネルの信号の周波数におけるＣＳＦを構成するフィルタ１段当たりの減衰量を、所望信号の周波数に対してα倍とする。そして、第１フィルタ１６１ａによって隣接チャネル以外の干渉波は除去されているものとする。

いま、所望信号を振幅ａの正弦波、隣接チャネルの信号を振幅ｂの正弦波とすると、ＣＳＦ１６１ａに入力される全パワー（＃１ＰＤの出力）は、

ａ^２＋ｂ^２ …（１）
であり、ｉ段目（ｉ＝２ないしＮ）のフィルタを通過したときの全パワー（＃（ｉ＋１）ＰＤの出力）は、

｛Ａ_ｖ ^ｉａ｝^２＋｛（αＡ_ｖ）^ｉｂ｝^２ …（２）
と表すことができる。例としてＮ＝４、Ｍ＝２、Ｌ（＝Ｎ−１）＝３、Ａ_Ｖ＝２、α＝０．３２（−１０ｄＢ）とし、＃１ＰＤから＃４ＰＤの各出力を所望信号の振幅ａと隣接チャネルの信号振幅ｂの比ｂ／ａについてプロットすると図７のようになる。

次に、＃１ＰＤの出力に対して、＃２ＰＤから＃４ＰＤの出力をそれぞれ＃１〜＃３の比較器で比較し、もし＃１ＰＤの出力より大きくなれば、各比較器は、「１」を出力する。すなわち、図７に示すように、比較器１８３ａ・１８２ａ・１８１ａは、「０００」、「００１」、「０１１」のように出力する。これらの出力結果は、エンコーダ１９０により２ビットのデジタル値に変換される。

このような動作により、検出器１７０ａは、所望信号と隣接チャネル信号の電力比に応じた検出結果を出力することができる。また、各比較器の出力が切り替わるｂ／ａのしきい値は、各ｉ段目のフィルタの利得Ａ_Ｖｉと隣接チャネルの減衰量α_ｉ（ｉ＝１ないしＮ）で任意に決定することができる。検出するｂ／ａの分解能は、ＣＳＦ１６０ａを構成するフィルタの段数Ｎを増やすことで高めることができる。

この変形例に係るＣＳＦおよび検出器では、１よりも大きな利得をもったＮ段フィルタの入力の全パワーと、出力の全パワーを比較するので、実質的に隣接チャネルの信号の強度を検出することができる。すなわち、除算器を用いずに所望信号の強度と隣接チャネルの信号の強度との比を求めることが可能となり、省面積化を可能とする。

（検出器の変形例２）ここで、図８を参照して、第１および第２の実施形態に係る受信機１および２のＣＳＦおよび検出器のさらなる変形例について説明する。図８は、第１および第２の実施形態に係るＣＳＦおよび検出器の変形例を示すブロック図である。この変形例は、ＣＳＦの段数をＮ段（Ｎは正の整数）とし、ＣＳＦを構成するフィルタの出力信号を検出する電力検出器の出力を増幅するアンプを備えたものである。そこで、共通する要素には同一の符号を付して示し、重複する説明を省略する。

図６に示す変形例のＣＳＦ１６０ａおよび検出器１７０ａは、ＣＳＦを構成するフィルタが増幅利得を持っていることを前提としていた。しかし、ＣＳＦを構成フィルタが受動フィルタ等マイナスゲインを持つ場合は、フィルタリング前後の受信信号の検出出力を単純に比較できない。図８に示す変形例のＣＳＦ１６０ａおよび検出器２７０ａは、ＣＳＦを構成するフィルタの出力信号を検出する第２ＰＤ１７２ａ…の出力を増幅するアンプ１７２ｃ…を介挿し、ＣＳＦを構成する各フィルタによる信号減衰を補償したものである。

この変形例では、ＣＳＦを構成するフィルタが、１以下の利得を持つ場合であっても図６および図７に示したＣＳＦおよび検出器と同様の機能を発揮することができる。

（第３の実施形態）続いて、図９を参照して、本発明の第３の実施形態に係る受信機３ついて詳細に説明する。図９は、本発明の第３の実施形態に係る受信機３の構成を示すブロック図である。この実施形態の受信機３は、図５に示す第２の実施形態に係る受信機２のＣＳＦ６０ａおよび６０ｂ、検出器７０ａおよび７０ｂを、図６に示す変形例に係るＣＳＦ１６０ａおよび同一構成のＣＳＦ１６０ｂ、検出器１７０ａおよび同一構成の検出器１７０ｂに置き換えたものである。すなわち、直交変調を用いる無線システムにおいても多段構成のＣＳＦおよび検出器を用いて同様の効果を得ることができる。なお、検出器１７０ａおよび１７０ｂに代えて、検出器２７０ａを用いても同様の効果を得られることは言うまでもない。

（第４の実施形態）次に、図１０を参照して、本発明の第４の実施形態に係る受信機４について詳細に説明する。図１０は、本発明の第４の実施形態に係る受信機４の構成を示すブロック図である。この実施形態の受信機４は、図２に示す第１の実施形態の受信機１において、ミキサ３０とＡＧＣ５０の間にＡ／Ｄ変換器３５５（ＡＤＣ３５５）を配置し、ミキサ３０にローカル信号を与える局部発振器４０に加えて、ＡＤＣ３５５にクロック信号を与えるクロック発振器３４０を設けたものである。そこで、第１の実施形態に係る受信機１と共通する要素については同一の符号を付して示し、重複する説明を省略する。この実施形態の受信機４は、クロック発振器３４０、ＡＤＣ３５５、ＡＧＣ３５０、ＣＳＦ３６０を構成するフィルタ３６２、検出器３７０を備えている。

ＡＤＣ３５５は、ミキサ３０がベースバンド信号に変換した受信信号をデジタルの受信信号に変換する。クロック発振器３４０は、Ａ／Ｄ変換のためのクロック信号を生成してＡＤＣ３５５に供給している。クロック発振器３４０は、局部発振器４０と同様の構成を有しており、外部からの制御により、生成するクロック信号に含まれる位相雑音レベルを変化させることができる。

ＡＧＣ３５０は、第１の実施形態に係るＡＧＣ５０と対応し、デジタル信号ベースで自動利得制御処理を行う。ＣＳＦ３６０およびＣＳＦを構成するフィルタ３６２は、それぞれ第１の実施形態に係るＣＳＦ６０およびＣＳＦおよびＣＳＦを構成する第２フィルタ６２に対応し、デジタル方式で処理する点を除けば同様の機能を有する。

検出器３７０は、第１の実施形態における検出器７０と対応し、デジタル方式で処理する点を除けば同様の機能を有している。また、検出器３７０は、局部発振器４０の位相雑音レベルを制御する制御信号に加えて、クロック発振器３４０の位相雑音レベルを制御する制御信号をも生成する点において、第１の実施形態の検出器７０と相違している。すなわち、検出器３７０は、フィルタ３６２の入力信号および出力信号に基づき、ローカル信号に含まれる位相雑音レベルを制御する制御信号と、クロック信号に含まれる位相雑音レベルを制御する制御信号とを生成し、それぞれ局部発振器４０およびクロック発振器３４０に供給する。検出器３７０は、図２に示す構成の検出器７０の機能をデジタル方式で実現するが、図６や図８に示す変形例としての検出器１７０ａや２７０ａの機能をデジタル方式で実現するものであってもよい。

ＡＤＣに要求されるクロック信号の位相雑音は、ミキサに要求されるローカル信号の位相雑音と、要求する品質と消費電力の関係に同様の傾向があるため、第１ないし第３の実施形態に係る受信機１ないし３のようにローカル信号の位相雑音レベル制御に加えて、ＡＤＣのクロック信号の位相雑音レベル制御も有効である。すなわち、この実施形態に係る受信機４においても、隣接チャネルの信号レベル等に応じて消費電力を必要最小限にすることができる。また、この実施形態の検出器３７０は、デジタル方式で処理されるから、第１ないし第３の実施形態における検出器７０・１７０・２７０のように電力検出器を備える必要がない。このことは、実装面積の低減を可能とする。なお、検出器３０、ＡＤＣ３５５、ＡＧＣ３５０、フィルタ３６２および検出器３７０を図５や図９に示すように２組備えて直交変調方式に適用してもよい。

（局部発振器の変形例）次に、図１１を参照して第１ないし第４の実施形態における局部発振器の変形例を説明する。図１１は、局部発振器の変形例を示すブロック図である。図１１に示す局部発振器１４０は、図２に示す局部発振器４０に可変利得増幅器４２（ＶＧＡ）およびルックアップテーブル４４（ＬＵＴ）を付加したものである。そこで、図１１において、共通する要素には同一の符号を付して示し、重複する説明を省略する。

ＶＧＡ４２は、外部からの制御により増幅利得を調整可能に構成されており、第１ないし第４の実施形態の検出器やマルチプレクサが生成した制御信号を増幅する。ＬＵＴ４４は、通信方式（たとえば通信に用いる変調方式）とＶＧＡ４２がとるべき増幅利得（あるいは局部発振器４０に与えるべき制御信号の値や局部発振器４０が生成すべきローカル信号の位相雑音レベルの値など）とを関連づけたテーブルを記憶しており、外部からの指示信号に基づきＶＧＡ４２の増幅利得を制御する。すなわち、外部から通信方式に関する指示信号を受けると、ＬＵＴ４４は指示信号に含まれる通信方式と対応する増幅利得を選択して、ＶＧＡ４２の増幅利得を制御する。ＶＧＡ４２は、ＬＵＴ４４が選択した増幅利得で制御信号を増幅し、局部発振器４０に与える。

図１１に示す局部発振器１４０によれば、通信方式の情報を加味した位相雑音レベル制御を可能とする。要求される局部発振器の位相雑音レベルは、隣接チャネルの信号の強度のみでなく、通信に利用されるＱＰＳＫや１６ＱＡＭなどの変調方式によっても異なる。そのため、使用される変調方式の種類の情報も発振器の位相雑音の制御に使用することで、さらにきめ細かい低消費電力化を実現することができる。なお、図１１に示す例では局部発振器４０にＶＧＡ４２およびＬＵＴ４４を付加する構成としているが、これには限定されない。図１０に示すクロック発振器３４０に適用しても同様の効果を奏することができる。

（局部発振器の構成例）次に、図１２を参照して、第１ないし第４の実施形態における局部発振器の例について説明する。図１２は、第１ないし第４の実施形態における局部発振器の具体例を示す図である。

図１２に示すように、この例の局部発振器４０は、インバータを直列接続したリング発振器４０ａないし４０ｃを具備している。リング発振器４０ａは、最終段のインバータ（直列接続されたインバータのうち最も出力側に位置するインバータ）の出力信号を、初段のインバータ（同じく最も入力側のインバータ）にフィードバックさせている。リング発振器４０ａないし４０ｃは、いずれも共通した構成を有しており、スイッチＳＷを介して並列接続されている。すなわち、インバータそれぞれの出力端が、それぞれ隣接するリング発振器の対応するインバータの出力端にスイッチＳＷを介して接続されている。

スイッチＳＷは、スイッチ制御部１４１からのスイッチ制御信号により開閉制御される。スイッチ制御部１４１は、検出器やマルチプレクサから受けた制御信号に基づき、スイッチＳＷの接続を制御してリング発振器の並列接続数を制御する。すなわち、制御信号が示す制御がローカル信号の位相雑音レベルを高めるものである場合、スイッチ制御部１４１は、リング発振器の並列接続数を減少させる。この場合、位相雑音レベルが増加し、局部発振器全体の消費電力は小さくなる。一方、制御信号が示す制御がローカル信号の位相雑音レベルを低めるものである場合、スイッチ制御部１４１は、リング発振器の並列接続数を増加させる。この場合、位相雑音レベルが低下し、局部発振器全体の消費電力は大きくなる。

この具体例の局部発振器によれば、外部からの制御信号に基づき位相雑音レベルと消費電力を制御することができる。また、リング発振器を用いているため、装置のサイズを小さくすることができる。

なお、本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。たとえば、上記説明した実施形態では、受信信号を一度にベースバンド信号に変換するいわゆるダイレクトコンバージョン方式を例に説明しているが、これには限定されない。たとえばヘテロダイン方式など他の方式の受信機においても適用することができる。また、検出器は、電力検出器を用いて電力レベルを検出するものとして説明しているが、前述の通り、電力検出器に代えて振幅検出器を用いて信号（電圧や電流）の振幅の大きさを検出するように構成してもよい。こうした検出器による制御信号生成および局部発振器等の位相雑音レベル制御は、適当なタイミングで手動で行ってもよいし、自動的に行ってもよい。さらに、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。そして、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。

本発明の第１の実施形態に係る受信機の構成を示すブロック図である。 本発明の第１の実施形態に係る受信機の構成を示すブロック図である。 この実施形態の受信機による隣接チャネル除去の様子を示す図である。 この実施形態の受信機による隣接チャネル除去の様子を示す図である。 この実施形態の受信機による隣接チャネル除去の様子を示す図である。 受信信号スペクトルを示す図である。 受信信号スペクトルを示す図である。 本発明の第２の実施形態に係る受信機２の構成を示すブロック図である。 第１および第２の実施形態に係るＣＳＦおよび検出器の変形例を示すブロック図である。 図６に示すＣＳＦおよび検出器の動作を説明する図である。 第１および第２の実施形態に係るＣＳＦおよび検出器の変形例を示すブロック図である。 本発明の第３の実施形態に係る受信機３の構成を示すブロック図である。 本発明の第４の実施形態に係る受信機４の構成を示すブロック図である。 局部発振器の変形例を示すブロック図である。 第１ないし第４の実施形態における局部発振器の具体例を示す図である。

符号の説明

１…受信機、１０…アンテナ、２０…低雑音増幅器、３０…周波数交換器、４０…局部発振器、５０…自動利得制御器、６０…チャネル選択フィルタ、６１…第１フィルタ、６２…第２フィルタ、７０…検出器、７１…電力検出器、７２…電力検出器、８０…除算器。

Claims (11)

1. 制御信号に基づき所定の品質のローカル信号を生成する第１の発振部と、
   前記ローカル信号を用いて入力信号の周波数を変換する周波数変換部と、
   前記周波数変換部により周波数が変換された信号から所望信号を通過させるフィルタと、
   前記フィルタを通過する前の信号と前記フィルタを通過した信号とに基づき前記制御信号を生成して前記第１の発振部に与える制御部と
   を具備したことを特徴とする通信機。
2. 前記第１の発振部が、前記制御信号に基づき位相雑音レベルが制御されたローカル信号を生成することを特徴とする請求項１記載の通信機。
3. 前記第１の発振部が、並列接続されたリング発振器を備え、前記制御信号に基づき前記リング発振器の並列接続数を制御することを特徴とする請求項１または２記載の通信機。
4. 前記フィルタが、前記周波数変換部により周波数が変換された信号から隣接チャネルの信号を除去して前記所望信号を通過させることを特徴とする請求項１ないし３のいずれか１項に記載の通信機。
5. 前記制御部が、前記フィルタを通過する前の信号および前記フィルタを通過した信号それぞれの電力の比または差に応じて前記制御信号を生成すること
   を特徴とする請求項１ないし３のいずれか１項に記載の通信機。
6. 前記制御部が、
   前記フィルタを通過する前の信号および前記フィルタを通過した信号それぞれの電力を検出する検出器と、
   前記検出されたそれぞれの電力を除算して前記制御信号を生成する除算器と
   を備えたことを特徴とする請求項１ないし５のいずれか１項に記載の通信機。
7. 前記周波数変換部により周波数が変換された信号を、クロック信号に基づきデジタル方式の信号に変換するＡ／Ｄ変換部と、
   前記制御信号に基づき所定の品質の前記クロック信号を生成する第２の発振部とをさらに備え、
   前記制御部が、前記制御信号をさらに前記第２の発振部に与えること
   を特徴とする請求項１ないし６のいずれか１項に記載の通信機。
8. 通信方式を示す方式制御信号に基づき、前記制御部が生成した制御信号をさらに調整して前記所定の品質をさらに制御する通信方式制御部をさらに備えたことを特徴とする請求項１ないし７のいずれか１項に記載の通信機。
9. 前記フィルタが、異なる通過特性を持つ複数のサブフィルタを直列接続してなり、
   前記制御部が、前記フィルタを通過する前の信号と前記複数のサブフィルタを通過した信号のうち１以上とに基づいて前記制御信号を生成すること
   を特徴とする請求項１ないし８のいずれか１項に記載の通信機。
10. 前記フィルタが、異なる通過特性を持つ複数のサブフィルタを直列接続してなり、
    前記制御部が、
    前記フィルタを通過する前の信号の電力を検出する第１の検出部と、
    前記複数のサブフィルタを通過した信号の電力それぞれを検出する複数の第２の検出部と、
    前記第１の検出部が検出した電力値と、前記第２の検出部それぞれが検出した電力値のうち互いに異なる１つとを比較する複数の比較部と、
    前記複数の比較部が出力した比較値の列に基づいて前記制御信号を生成する変換部と
    を備えたことを特徴とする請求項１ないし８のいずれか１項に記載の通信機。
11. 制御信号に基づき品質を制御可能な発振部によりローカル信号を生成し、
    前記ローカル信号を用いて周波数変換部により受信信号の周波数を変換し、
    前記周波数変換部が変換した信号から所望信号をフィルタにより通過させ、
    前記フィルタを通過する前の信号の電力と前記フィルタを通過した信号の電力とをそれぞれ検出し、
    前記検出した電力それぞれの比または差に基づき前記制御信号を生成して前記発振部に与えること
    を特徴とする通信方法。

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