JP2010141406A - 差動増幅回路 - Google Patents
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Abstract
【課題】 LPFを用いることなくチョッパ型差動増幅回路の出力リップルを抑制する。
【解決手段】 チョッパ回路M1,M2と、トランジスタT1,T2を差動入力対として含む増幅回路と、バッファ回路と、モード切替回路と、M1の入力ノードAの電圧とバッファ回路の出力ノードの電圧とを比較する比較回路と、比較回路の比較結果に応じてT1,T2のサイズを変更することによって、増幅回路のオフセットを調整する制御回路と、を有し、モード切替回路は、オフセット調整モードでは、M1,M2の動作を停止させ、制御回路を動作させ、M1の入力ノードBと出力ノードとを接続し、入力ノードA,Bに入力信号VinAを入力し、チョッパ制御モードでは、M1,M2を動作させ、制御回路の動作を停止させ、入力ノードBと出力ノードとの接続を遮断し、入力ノードAに入力信号VinAを入力し、入力ノードBに入力信号VinBを入力する。
【選択図】 図1
【解決手段】 チョッパ回路M1,M2と、トランジスタT1,T2を差動入力対として含む増幅回路と、バッファ回路と、モード切替回路と、M1の入力ノードAの電圧とバッファ回路の出力ノードの電圧とを比較する比較回路と、比較回路の比較結果に応じてT1,T2のサイズを変更することによって、増幅回路のオフセットを調整する制御回路と、を有し、モード切替回路は、オフセット調整モードでは、M1,M2の動作を停止させ、制御回路を動作させ、M1の入力ノードBと出力ノードとを接続し、入力ノードA,Bに入力信号VinAを入力し、チョッパ制御モードでは、M1,M2を動作させ、制御回路の動作を停止させ、入力ノードBと出力ノードとの接続を遮断し、入力ノードAに入力信号VinAを入力し、入力ノードBに入力信号VinBを入力する。
【選択図】 図1
Description
本発明は、差動増幅回路に関する。
直流を含む低周波領域の微弱信号を増幅する増幅回路として、入力信号を交流に変調して増幅した後、再び直流に復調するチョッパアンプ回路が一般に知られている。例えば、特許文献1の図2では、センサブリッジの出力信号を第1のチョッパ回路(特許文献1においては乗算器)によってチョッパ変調し、増幅回路によって差動増幅した後、第2のチョッパ回路によって再びチョッパ変調し、最後にLPF(Low-Pass Filter:低域通過フィルタ)によって1/fノイズ(ピンクノイズ)や増幅回路のオフセットに由来する出力リップルを除去するチョッパ型差動増幅回路が開示されている。
このようにして、LPFを用いることによって、チョッパ型差動増幅回路の出力信号から、リップル成分を除去することができる。
特開2007−49285号公報
このようにして、LPFを用いることによって、チョッパ型差動増幅回路の出力信号から、リップル成分を除去することができる。
しかしながら、上記LPFを用いるチョッパ型差動増幅回路では、LPFの遮断周波数を低くすると、入力信号に含まれる比較的周波数の高い成分が減衰されてしまい、また、大きな容量のコンデンサによって回路面積が大きくなる。反対に、LPFの遮断周波数を高くするためには、チョッパ回路のチョッピング周波数を高くする必要があり、この場合、消費電流が大きくなり、また、より広帯域の増幅回路を用いる必要がある。
そのため、これらのトレードオフを考慮してLPFの遮断周波数を設定する必要がある。
そのため、これらのトレードオフを考慮してLPFの遮断周波数を設定する必要がある。
前述した課題を解決する主たる本発明は、第1および第2の入力ノードに入力される信号をそれぞれクロック信号に応じてチョッパ制御し、第1および第2の変調信号として出力する第1のチョッパ回路と、前記第1および第2の変調信号がそれぞれ入力される第1および第2のトランジスタを差動入力対として含み、前記第1および第2の変調信号を増幅して第1および第2の増幅信号として出力する増幅回路と、前記第1および第2の増幅信号をそれぞれ前記クロック信号に応じてチョッパ制御し、第1および第2の復調信号として出力する第2のチョッパ回路と、前記第1および第2の復調信号の差分に応じた出力信号を出力ノードから出力するバッファ回路と、前記増幅回路のオフセットを調整するモードと前記オフセットを調整した後のモードとを切り替えるモード切替回路と、前記第1の入力ノードの電圧と前記出力ノードの電圧とを比較する比較回路と、前記比較回路の比較結果に応じて前記第1および第2のトランジスタのサイズを変更することによって、前記オフセットを調整する制御回路と、を有し、前記モード切替回路は、前記オフセットを調整するモードでは、前記第1および第2のチョッパ回路の動作を停止させ、前記制御回路を動作させ、前記第2の入力ノードと前記出力ノードとを接続し、前記第1および第2の入力ノードに第1の入力信号を入力し、前記オフセットを調整した後のモードでは、前記第1および第2のチョッパ回路を動作させ、前記制御回路の動作を停止させ、前記第2の入力ノードと前記出力ノードとの接続を遮断し、前記第1の入力ノードに前記第1の入力信号を入力し、前記第2の入力ノードに第2の入力信号を入力することを特徴とする差動増幅回路である。
本発明の他の特徴については、添付図面及び本明細書の記載により明らかとなる。
本発明によれば、LPFを用いることなくチョッパ型差動増幅回路の出力リップルを抑制することができる。
本明細書および添付図面の記載により、少なくとも以下の事項が明らかとなる。
===差動増幅回路の構成===
以下、図1および図2を参照して、本発明の一実施形態における差動増幅回路の構成について説明する。なお、図1および図2は、同一の回路構成であり、それぞれ後述するオフセット調整モード時およびチョッパ制御モード時の各スイッチ回路の状態を示している。また、本実施形態において、各スイッチ回路は、制御入力がハイ・レベルの場合にオンとなり、制御入力がロー・レベルの場合にオフとなるものとする。
以下、図1および図2を参照して、本発明の一実施形態における差動増幅回路の構成について説明する。なお、図1および図2は、同一の回路構成であり、それぞれ後述するオフセット調整モード時およびチョッパ制御モード時の各スイッチ回路の状態を示している。また、本実施形態において、各スイッチ回路は、制御入力がハイ・レベルの場合にオンとなり、制御入力がロー・レベルの場合にオフとなるものとする。
図1および図2に示されている差動増幅回路は、チョッパ回路M1、M2、増幅回路1、バッファ回路2、比較回路4、制御回路5、電流源6、トランジスタT1、T2、スイッチ回路S1ないしS3、抵抗R1、R2、およびインバータ(反転回路)IV1を含んで構成されている。
(第1の)チョッパ回路M1は、本実施形態では、(第1の)入力ノードAおよび(第2の)入力ノードBに入力される信号をそれぞれクロック信号CLKによってチョッパ変調し、(第1の)変調信号V1Aおよび(第2の)変調信号V1Bとして出力する、混合器(乗算器)となっている。入力ノードAには、(第1の)入力信号VinAが直接供給されている。また、入力ノードBには、(第1の)抵抗R1の一端が接続され、抵抗R1の他端には、スイッチ回路S1を介して入力信号VinAが供給されるとともに、スイッチ回路S3を介して(第2の)入力信号VinBが供給されている。さらに、スイッチ回路S1およびS3は、それぞれモード切替信号CALおよびその反転信号によってオン・オフ制御されている。
したがって、入力ノードAには、常に入力信号VinAが入力されるのに対して、入力ノードBには、モード切替信号CALに応じて入力信号VinAまたはVinBの何れか一方が抵抗R1を介して入力される。以下、入力ノードAおよびBに入力される信号を、それぞれ入力信号V0AおよびV0Bと称することとする。なお、チョッパ回路M1は、イネーブル入力にモード切替信号CALが入力されており、モード切替信号CALがハイ・レベルの間、チョッパ制御を停止するものとする。
本実施形態における差動増幅回路の差動増幅段は、図1および図2においては、差動入力対である(第1の)トランジスタT1および(第2の)トランジスタT2と、増幅段である増幅回路1とに分けて示されており、特許文献1の図2に示されている一般的なチョッパアンプ回路における増幅回路に相当する。
トランジスタT1は、本実施形態では、例えば、PチャネルMOS(Metal-Oxide Semiconductor:金属酸化膜半導体)トランジスタであるトランジスタT10、PチャネルMOSトランジスタであるトランジスタT11ないしT13(第1のトランジスタアレイ)、およびNチャネルMOSトランジスタであるスイッチ回路S11ないしS13(第1のスイッチアレイ)で構成されている。トランジスタT11とスイッチ回路S11、トランジスタT12とスイッチ回路S12、およびトランジスタT13とスイッチ回路S13は、それぞれ直列に接続され、各直列回路およびトランジスタT10は並列に接続されている。このようにして、トランジスタT10ないしT13、およびスイッチ回路S11ないしS13は、全体として、トランジスタT1を構成している。
より具体的には、トランジスタT10ないしT13のソースがトランジスタT1の共通のソースとなり、トランジスタT10ないしT13のゲートがトランジスタT1の共通のゲートとなり、トランジスタT10のドレインおよびスイッチ回路S11ないしS13の一端がトランジスタT1の共通のドレインとなっている。また、トランジスタT1のサイズは、スイッチ回路S11ないしS13のオン・オフ制御によって変更される。そして、トランジスタT1は、ソースに電流源6から電流Iが供給され、ゲートに変調信号V1Aが入力され、ドレインが増幅回路1の反転入力に接続されている。
トランジスタT2は、本実施形態では、例えば、PチャネルMOSトランジスタであるトランジスタT20、PチャネルMOSトランジスタであるトランジスタT21ないしT23(第2のトランジスタアレイ)、およびNチャネルMOSトランジスタであるスイッチ回路S21ないしS23(第2のスイッチアレイ)で構成されている。トランジスタT21とスイッチ回路S21、トランジスタT22とスイッチ回路S22、およびトランジスタT23とスイッチ回路S23は、それぞれ直列に接続され、各直列回路およびトランジスタT20は並列に接続されている。このようにして、トランジスタT20ないしT23、およびスイッチ回路S21ないしS23は、全体として、トランジスタT2を構成している。
より具体的には、トランジスタT20ないしT23のソースがトランジスタT2の共通のソースとなり、トランジスタT20ないしT23のゲートがトランジスタT2の共通のゲートとなり、トランジスタT20のドレインおよびスイッチ回路S21ないしS23の一端がトランジスタT2の共通のドレインとなっている。また、トランジスタT2のサイズは、スイッチ回路S21ないしS23のオン・オフ制御によって変更される。そして、トランジスタT2は、ソースに電流源6から電流Iが供給され、ゲートに変調信号V1Bが入力され、ドレインが増幅回路1の非反転入力に接続されている。
増幅回路1の非反転出力信号および反転出力信号は、それぞれ(第1の)増幅信号V2Aおよび(第2の)増幅信号V2Bとして(第2の)チョッパ回路M2に入力されている。
増幅回路1の非反転出力信号および反転出力信号は、それぞれ(第1の)増幅信号V2Aおよび(第2の)増幅信号V2Bとして(第2の)チョッパ回路M2に入力されている。
チョッパ回路M2は、本実施形態では、増幅信号V2AおよびV2Bをそれぞれクロック信号CLKによって再びチョッパ変調(復調)し、(第1の)復調信号V3Aおよび(第2の)復調信号V3Bとして出力する、混合器となっている。なお、チョッパ回路M2は、イネーブル入力にモード切替信号CALが入力されており、モード切替信号CALがハイ・レベルの間、チョッパ制御を停止するものとする。
バッファ回路2は、非反転入力に復調信号V3Aが入力され、反転入力に復調信号V3Bが入力され、出力ノードから本実施形態における差動増幅回路の出力信号Voutを出力している。また、出力ノードは、直列に接続されたスイッチ回路S2および(第2の)抵抗R2を介して、チョッパ回路M1の入力ノードBに接続されている。さらに、スイッチ回路S2は、モード切替信号CALによってオン・オフ制御されている。
比較回路4は、非反転入力がチョッパ回路M1の入力ノードAに接続され、反転入力がバッファ回路2の出力ノードに接続され、出力信号が制御回路5に入力されている。
制御回路5の出力信号は、トランジスタT1のスイッチ回路S11ないしS13、およびトランジスタT2のスイッチ回路S21ないしS23をオン・オフ制御するための制御信号となっている。なお、制御回路5は、イネーブル入力にモード切替信号CALが入力されており、モード切替信号CALがロー・レベルの間、動作を停止し、出力信号のレベルを固定するものとする。
制御回路5の出力信号は、トランジスタT1のスイッチ回路S11ないしS13、およびトランジスタT2のスイッチ回路S21ないしS23をオン・オフ制御するための制御信号となっている。なお、制御回路5は、イネーブル入力にモード切替信号CALが入力されており、モード切替信号CALがロー・レベルの間、動作を停止し、出力信号のレベルを固定するものとする。
===差動増幅回路のチョッパ制御モード時の動作===
次に、本実施形態における差動増幅回路の動作について説明する。
次に、本実施形態における差動増幅回路の動作について説明する。
前述したように、スイッチ回路S1ないしS3は、モード切替信号CALまたはその反転信号によってオン・オフ制御されており、当該オン・オフ制御によって、チョッパ回路M1の入力ノードBに対する抵抗R1およびR2を介した接続状態が切り替わる。また、チョッパ回路M1、M2、および制御回路5は、イネーブル入力にモード切替信号CALが入力されており、各回路の動作と停止とが切り替わる。さらに、制御回路5の出力信号は、トランジスタT1のスイッチ回路S11ないしS13、およびトランジスタT2のスイッチ回路S21ないしS23をオン・オフ制御するための制御信号となっているため、制御回路5の動作または停止によって、トランジスタT1およびT2の状態も切り替わる。
このようにして、本実施形態の差動増幅回路は、モード切替信号CALに応じて動作や状態が切り替わり、後述するように、モード切替信号CALがハイ・レベルの間、差動増幅段のオフセットが減少するように調整し、当該オフセット調整後、モード切替信号CALがロー・レベルの間、入力信号に対してチョッパ制御を行う。以下、モード切替信号CALがハイ・レベルおよびロー・レベルの間の動作モードを、それぞれオフセット調整モードおよびチョッパ制御モードと称することとする。
以下、図2ないし図8を参照して、チョッパ制御モード時の動作について説明する。なお、本実施形態における差動増幅回路のチョッパ制御モード時の動作は、例えば特許文献1の図2に示されている一般的なチョッパアンプ回路の動作と同様である。
本実施形態の差動増幅回路には、センサブリッジ(不図示)などの差動出力から入力信号VinAおよびVinBが供給されている。また、チョッパ制御モード時には、図2に示したように、スイッチ回路S1がオフとなるため、チョッパ回路M1への入力信号V0Aは、入力信号VinAと等しくなる。さらに、チョッパ制御モード時には、スイッチ回路S2がオフ、スイッチ回路S3がオンとなり、また、トランジスタT1およびT2のゲートにはほとんど電流が流れないため、チョッパ回路M1への入力信号V0Bは、入力信号VinBと略等しくなる。
ここで、入力信号V0AおよびV0Bをそれぞれクロック信号CLKによってチョッパ変調するチョッパ回路M1としては、例えば図3および図4に示すように、スイッチ回路S31ないしS34、およびインバータIV2を含んで構成されるものが一般に知られている。クロック信号CLKがハイ・レベルとなる第1相時には、図3に示すように、スイッチ回路S31およびS32がオン、スイッチ回路S33およびS34がオフとなり、入力信号V0AおよびV0Bがそれぞれ変調信号V1AおよびV1Bとして、平行に出力される。また、クロック信号CLKがロー・レベルとなる第2相時には、図4に示すように、スイッチ回路S31およびS32がオフ、スイッチ回路S33およびS34がオンとなり、入力信号V0AおよびV0Bがそれぞれ変調信号V1BおよびV1Aとして、交差して出力される。
上記第1相および第2相を交互に繰り返すことによって、チョッパ回路M1は、例えば図5に示すような入力信号Vin(入力信号VinAおよびVinBの差分)に対して、例えば図6に示すような変調信号V1(入力信号V1AおよびV1Bの差分)を出力する。なお、図6において、fcはクロック信号CLKの周波数、すなわち、チョッピング周波数であり、変調信号V1は、符号関数sgnを用いて、
V1=Vin×sgn[sin(2π・fc・t)]
と表すことができる。
V1=Vin×sgn[sin(2π・fc・t)]
と表すことができる。
チョッパ変調された変調信号V1AおよびV1Bは、差動入力対であるトランジスタT1およびT2のゲートにそれぞれ入力され、増幅段である増幅回路1によって増幅されて、増幅信号V2AおよびV2Bとして出力される。また、チョッパ回路M2は、チョッパ回路M1と同様の構成となっており、増幅信号V2AおよびV2Bをそれぞれクロック信号CLKによって再びチョッパ変調(復調)し、復調信号V3AおよびV3Bとして出力する。さらに、バッファ回路2は、復調信号V3AおよびV3Bの差分をバッファリングして、出力信号Voutとして出力する。
ここで、差動入力対であるトランジスタT1およびT2のサイズが完全に同一ではなく、差動増幅段がオフセットを有する場合、増幅信号V2(入力信号V2AおよびV2Bの差分)は、例えば図7に示すように、変調信号V1に対して振幅の中心レベルがずれた信号となる。この場合、当該オフセットレベルをVosとし、増幅回路1の電圧増幅率をAとすると、増幅信号V2は、
V2=A×V1+Vos
=(A・Vin)×sgn[sin(2π・fc・t)]+Vos
と表すことができる。また、出力信号Voutは、
Vout=V2×sgn[sin(2π・fc・t)]
=(A・Vin)+Vos×sgn[sin(2π・fc・t)]
と表すことができ、例えば図8に示すように、チョッピング周波数fcのリップル成分を有する信号となる。
V2=A×V1+Vos
=(A・Vin)×sgn[sin(2π・fc・t)]+Vos
と表すことができる。また、出力信号Voutは、
Vout=V2×sgn[sin(2π・fc・t)]
=(A・Vin)+Vos×sgn[sin(2π・fc・t)]
と表すことができ、例えば図8に示すように、チョッピング周波数fcのリップル成分を有する信号となる。
===差動増幅回路のオフセット調整モード時の動作===
例えば特許文献1の図2に示されている一般的なチョッパアンプ回路では、入力信号VinAおよびVinBに含まれる周波数成分に対してチョッピング周波数fcを十分に高く設定し、LPFによって上記オフセットに由来するリップル成分を除去している。一方、本実施形態の差動増幅回路では、チョッパ制御モードの前に、一旦オフセット調整モードにおいて差動増幅段のオフセット自体を減少させている。
例えば特許文献1の図2に示されている一般的なチョッパアンプ回路では、入力信号VinAおよびVinBに含まれる周波数成分に対してチョッピング周波数fcを十分に高く設定し、LPFによって上記オフセットに由来するリップル成分を除去している。一方、本実施形態の差動増幅回路では、チョッパ制御モードの前に、一旦オフセット調整モードにおいて差動増幅段のオフセット自体を減少させている。
以下、図1、および図9ないし図12を参照して、オフセット調整モード時の動作について説明する。
例えば、電源投入時に自動的に、または他の回路や装置からの制御によって、モード切替信号CALがハイ・レベル、すなわち、オフセット調整モードになると、図1に示したように、スイッチ回路S1およびS2がオン、スイッチ回路S3がオフとなる。また、前述したように、オフセット調整モード時には、チョッパ回路M1およびM2は、チョッパ制御を停止し、入出力の関係を例えば第1相に固定する。この場合、入力信号V0AおよびV0Bと変調信号V1AおよびV1Bとの関係が固定され、増幅信号V2AおよびV2Bと出力信号Voutとの関係が固定されるため、図9に示すように、チョッパ回路M1、M2、増幅回路1、バッファ回路2、およびトランジスタT1、T2を、1個の増幅回路3で代表させることができる。まず、図9を参照して、当該増幅回路3のオフセットと出力信号Voutとの関係について説明する。
図9に示すように、増幅回路3の非反転入力には、入力信号VinAが直接入力され、反転入力には、入力信号VinAが抵抗R1を介して入力され、反転入力と出力とが抵抗R2を介して接続されている。また、増幅回路3の非反転入力および反転入力にはほとんど電流が流れないため、出力信号Voutは、
Vout=V0B−(R2/R1)・(VinA−V0B)
と表すことができる。さらに、増幅回路3の入力ノードBに対する入力ノードAのオフセットレベルをVos(=VinA−V0B)とすると、出力信号Voutは、
Vout=VinA−Vos−(R2/R1)・Vos
=VinA−[1+(R2/R1)]・Vos
と表すことができる。したがって、出力信号Voutのレベルは、Vos>0の場合には入力信号VinAより低くなり、Vos<0の場合には入力信号VinAより高くなる。なお、抵抗R1およびR2は、比較的小さいオフセットレベルVosを増幅して検出するためのものである。
Vout=V0B−(R2/R1)・(VinA−V0B)
と表すことができる。さらに、増幅回路3の入力ノードBに対する入力ノードAのオフセットレベルをVos(=VinA−V0B)とすると、出力信号Voutは、
Vout=VinA−Vos−(R2/R1)・Vos
=VinA−[1+(R2/R1)]・Vos
と表すことができる。したがって、出力信号Voutのレベルは、Vos>0の場合には入力信号VinAより低くなり、Vos<0の場合には入力信号VinAより高くなる。なお、抵抗R1およびR2は、比較的小さいオフセットレベルVosを増幅して検出するためのものである。
次に、図1および図10を参照して、入力信号VinAに対する出力信号Voutのレベルに応じて、制御回路5がスイッチ回路S11ないしS13、およびスイッチ回路S21ないしS23をオン・オフ制御することによって、差動入力対であるトランジスタT1およびT2のサイズを変更する動作の一例について説明する。
本実施形態では、例えば、トランジスタT11およびT21のサイズは、略同一であり、トランジスタT12およびT22のサイズは、トランジスタT11の略2倍であり、トランジスタT13およびT23のサイズは、トランジスタT11の略4倍であるものとする。この場合、トランジスタT11ないしT13のうち、トランジスタT10に並列に接続されるトランジスタの合計サイズは、図10に示したように、スイッチ回路S13/S12/S11の順序でオンまたはオフをそれぞれ1または0の2値に対応させた値によって表すことができる。例えば、スイッチ回路S13/S12/S11がそれぞれオン/オン/オフの場合、トランジスタT10に並列に接続されるトランジスタの合計サイズは、T11の略6倍(2進数で110倍)となる。また、トランジスタT21ないしT23のうち、トランジスタT20に並列に接続されるトランジスタの合計サイズも、同様に表すことができる。
オフセット調整モードになると、まず、制御回路5は、スイッチ回路S11ないしS13、およびスイッチ回路S21ないしS23をいずれもオンし、トランジスタT1およびT2のサイズを最大にする(STEP−1)。以下、当該トランジスタT1およびT2の最大サイズを、それぞれMAX[T1]およびMAX[T2]と表すこととする。なお、STEP−1において、トランジスタT10およびT20にそれぞれ並列に接続されるトランジスタの合計サイズは、いずれもトランジスタT11の略7倍(2進数で111倍)となる。
次に、STEP−1において、比較回路4は、入力信号VinAのレベルと出力信号Voutのレベルとを比較し、当該比較結果を2値信号として制御回路5に出力する。例えば図10は、MAX[T2]>MAX[T1]の場合を示しており、この場合、前述したように、オフセットレベルVos(>0)によってVinA>Voutとなり、比較回路4の出力信号はハイ・レベルとなる。また、比較回路4のハイ・レベルの出力信号に応じて、制御回路5は、STEP−1以降スイッチ回路S11ないしS13をいずれもオンのまま固定し、トランジスタT1のサイズをMAX[T1]に保持する。さらに、制御回路5は、トランジスタT2に対してバイナリサーチ(二分探索)を開始し、スイッチ回路S23/S22/S21をそれぞれオン/オフ/オフとし、トランジスタT2のサイズを減少させる(STEP−2)。なお、比較回路4の出力信号がロー・レベルの場合には、制御回路5は、トランジスタT2のサイズをMAX[T2]に保持し、トランジスタT1に対してバイナリサーチを開始することとなる。
次に、STEP−2において、比較回路4は、再び入力信号VinAのレベルと出力信号Voutのレベルとを比較する。例えば、比較回路4の出力信号がハイ・レベルのままである場合には、制御回路5は、スイッチ回路S23/S22/S21をそれぞれオフ/オン/オフとし、トランジスタT2のサイズをさらに減少させる(STEP−3)。
次に、STEP−3において、比較回路4は、再び入力信号VinAのレベルと出力信号Voutのレベルとを比較する。例えば、比較回路4の出力信号がロー・レベルとなった場合には、制御回路5は、スイッチ回路S23/S22/S21をそれぞれオフ/オン/オンとし、トランジスタT2のサイズを増加させる(STEP−4)。
最後に、STEP−4において、比較回路4は、再び入力信号VinAのレベルと出力信号Voutのレベルとを比較する。例えば、比較回路4の出力信号がハイ・レベルの場合には、保持されているトランジスタT1の最大サイズMAX[T1]は、STEP−3におけるトランジスタT2のサイズより大きく、STEP−4におけるトランジスタT2のサイズより小さい。したがって、各スイッチ回路がSTEP−3またはSTEP−4の状態で、差動増幅段のオフセットが最小となる。本実施形態では、当該2つの状態のうち、例えば、トランジスタT2のサイズがより大きい状態、すなわち、各スイッチ回路がSTEP−4の状態を定常状態とする。なお、本実施形態では、定常状態におけるトランジスタT1のサイズとトランジスタT2のサイズとの誤差は、最も小さいトランジスタT11またはT21のサイズ以下となる。
このようにして、比較回路4が入力信号VinAのレベルと出力信号Voutのレベルとを比較し、当該比較結果に応じて、制御回路5がスイッチ回路S11ないしS13、およびスイッチ回路S21ないしS23をオン・オフ制御することによって、差動入力対であるトランジスタT1およびT2のサイズを変更し、差動増幅段のオフセットが最小化された定常状態とすることができる。
以上のオフセット調整後、モード切替信号CALはロー・レベルとなり、チョッパ制御モードに移行する。また、チョッパ制御モードになると、制御回路5は、出力信号のレベルを固定し、各スイッチ回路を上記定常状態に保持する。したがって、例えば図11に示すように、増幅信号V2のオフセットを十分に小さくすることができ、また、例えば図12に示すように、出力信号Voutのリップル成分を除去することができる。
前述したように、図1および図2に示した差動増幅回路において、オフセット調整モード時に、チョッパ回路M1およびM2のチョッパ制御を停止させ、入力ノードBと出力ノードとを接続し、入力ノードAおよびBに入力信号VinAを入力し、比較回路4が入力信号VinAのレベルと出力信号Voutのレベルとを比較し、当該比較結果に応じて、制御回路5が差動入力対であるトランジスタT1およびT2のサイズを変更することによって、LPFを用いることなく差動増幅段のオフセットを抑制することができる。
また、トランジスタT1およびT2が、並列に接続された複数のトランジスタと、当該複数のトランジスタにそれぞれ直列に接続された複数のスイッチ回路とをそれぞれ含み、制御回路5が当該複数のスイッチ回路をオン・オフ制御することによって、差動入力対であるトランジスタT1およびT2のサイズを変更することができる。
また、トランジスタT1に含まれるトランジスタT11ないしT13、およびトランジスタT2に含まれるトランジスタT21ないしT23を、それぞれのサイズが2倍ずつ大きくなるように設定することによって、最短のステップで差動増幅段のオフセットを最小化することができる。
また、トランジスタT1またはT2の何れか一方に含まれる複数のスイッチ回路をいずれもオンし、他方に含まれる複数のスイッチ回路をオン・オフ制御することによって、オフセット調整後のトランジスタT1およびT2のサイズを最大化し、差動増幅段のオフセットを最小化することができる。
また、抵抗R1を介して入力ノードBに入力信号VinAまたはVinBを入力し、抵抗R1を介して入力ノードBと出力ノードとを接続することによって、比較的小さいオフセットレベルVosを増幅して検出することができる。
なお、上記実施形態は、本発明の理解を容易にするためのものであり、本発明を限定して解釈するためのものではない。本発明は、その趣旨を逸脱することなく、変更、改良され得るとともに、本発明にはその等価物も含まれる。
上記実施形態では、第1および第2のトランジスタアレイは、それぞれサイズの比が1:2:4となる3個のトランジスタで構成されているが、これに限定されるものではない。例えば、第1および第2のトランジスタアレイを、それぞれサイズの比が1:2:4:8となる4個のトランジスタで構成する場合、より大きなオフセットレベルに対応することができる。また、この場合、最も小さいトランジスタのサイズをより小さくすることによって、定常状態におけるトランジスタT1のサイズとトランジスタT2のサイズとの誤差をより小さくすることができる。
さらに、第1および第2のトランジスタアレイは、それぞれ略同一サイズのトランジスタで構成してもよい。例えば、第1および第2のトランジスタアレイをそれぞれ略同一サイズの7個のトランジスタで構成する場合、第1および第2のスイッチアレイもそれぞれ7個のスイッチ回路で構成することによって、最短のステップで差動増幅段のオフセットを最小化することはできないが、上記実施形態と同等の誤差でオフセット調整をすることができる。
上記実施形態では、トランジスタT10ないしT13、およびトランジスタT20ないしT23は、いずれもPチャネルMOSトランジスタとなっているが、これに限定されるものではない。例えば、各トランジスタを、いずれもNチャネルMOSトランジスタとし、スイッチ回路S11ないしS13、およびスイッチ回路S21ないしS23を、いずれもPチャネルMOSトランジスタで構成してもよい。当該構成および上記実施形態の構成は、集積回路として構成する場合にCMOS(Complementary MOS:相補形金属酸化膜半導体)プロセスを用いることができる。また、各トランジスタを、バイポーラトランジスタとしてもよい。
上記実施形態では、チョッパ回路M1およびM2は、オフセット調整モード時に入出力の関係を第1相に固定しているが、これに限定されるものではない。チョッパ回路M1およびM2は、オフセット調整モード時に入出力の関係を第1相または第2相の何れかに固定すればよく、また、比較回路4の出力信号と制御回路5による各スイッチ回路のオン・オフ制御との関係は、チョッパ回路M1、M2、増幅回路1、バッファ回路2、および比較回路4の入出力の接続に応じて適宜変更され得る。
上記実施形態では、オフセット調整モード時の制御回路5の動作の一例として、トランジスタT1およびT2のサイズが最大の状態から、トランジスタT1またはT2の何れかに対してバイナリサーチを行っているが、これに限定されるものではない。例えば、制御回路5は、まず、スイッチ回路S11ないしS13、およびスイッチ回路S21ないしS23をいずれもオフし、トランジスタT1およびT2のサイズが最小の状態からバイナリサーチを行ってもよい。この場合、オフセット調整後のトランジスタT1およびT2のサイズは最小となるため、オフセットが残存しやすくなるが、差動増幅段の消費電流を抑制することができる。また、トランジスタT1およびT2のサイズが中間の状態から、トランジスタT1およびT2のサイズをいずれも変更する動作としてもよい。
M1、M2 チョッパ回路
1、3 増幅回路
2 バッファ回路
4 比較回路
5 制御回路
6 電流源
T1、T2 トランジスタ
T10、T11、T12、T13 トランジスタ
T20、T21、T22、T23 トランジスタ
S1、S2、S3 スイッチ回路
S11、S12、S13 スイッチ回路
S21、S22、S23 スイッチ回路
S31、S32、S33、S34 スイッチ回路
R1、R2 抵抗
IV1、IV2 インバータ(反転回路)
1、3 増幅回路
2 バッファ回路
4 比較回路
5 制御回路
6 電流源
T1、T2 トランジスタ
T10、T11、T12、T13 トランジスタ
T20、T21、T22、T23 トランジスタ
S1、S2、S3 スイッチ回路
S11、S12、S13 スイッチ回路
S21、S22、S23 スイッチ回路
S31、S32、S33、S34 スイッチ回路
R1、R2 抵抗
IV1、IV2 インバータ(反転回路)
Claims (5)
- 第1および第2の入力ノードに入力される信号をそれぞれクロック信号に応じてチョッパ制御し、第1および第2の変調信号として出力する第1のチョッパ回路と、
前記第1および第2の変調信号がそれぞれ入力される第1および第2のトランジスタを差動入力対として含み、前記第1および第2の変調信号を増幅して第1および第2の増幅信号として出力する増幅回路と、
前記第1および第2の増幅信号をそれぞれ前記クロック信号に応じてチョッパ制御し、第1および第2の復調信号として出力する第2のチョッパ回路と、
前記第1および第2の復調信号の差分に応じた出力信号を出力ノードから出力するバッファ回路と、
前記増幅回路のオフセットを調整するモードと前記オフセットを調整した後のモードとを切り替えるモード切替回路と、
前記第1の入力ノードの電圧と前記出力ノードの電圧とを比較する比較回路と、
前記比較回路の比較結果に応じて前記第1および第2のトランジスタのサイズを変更することによって、前記オフセットを調整する制御回路と、
を有し、
前記モード切替回路は、
前記オフセットを調整するモードでは、前記第1および第2のチョッパ回路の動作を停止させ、前記制御回路を動作させ、前記第2の入力ノードと前記出力ノードとを接続し、前記第1および第2の入力ノードに第1の入力信号を入力し、
前記オフセットを調整した後のモードでは、前記第1および第2のチョッパ回路を動作させ、前記制御回路の動作を停止させ、前記第2の入力ノードと前記出力ノードとの接続を遮断し、前記第1の入力ノードに前記第1の入力信号を入力し、前記第2の入力ノードに第2の入力信号を入力することを特徴とする差動増幅回路。 - 前記第1のトランジスタは、
複数のトランジスタが並列に接続された第1のトランジスタアレイと、
前記第1のトランジスタアレイを構成する複数のトランジスタに、複数のスイッチ回路がそれぞれ直列に接続された第1のスイッチアレイと、
を含み、
前記第2のトランジスタは、
複数のトランジスタが並列に接続された第2のトランジスタアレイと、
前記第2のトランジスタアレイを構成する複数のトランジスタに、複数のスイッチ回路がそれぞれ直列に接続された第2のスイッチアレイと、
を含み、
前記制御回路は、前記第1および第2のスイッチアレイを構成する複数のスイッチ回路をオンまたはオフすることによって、前記第1および第2のトランジスタのサイズを変更することを特徴とする請求項1に記載の差動増幅回路。 - 前記第1および第2のトランジスタアレイを構成する複数のトランジスタは、それぞれのサイズが2倍ずつ大きくなるように設定されることを特徴とする請求項2に記載の差動増幅回路。
- 前記制御回路は、前記第1または第2のスイッチアレイの何れか一方を構成する複数のスイッチ回路をオンまたはオフし、他方を構成する複数のスイッチ回路をいずれもオンすることを特徴とする請求項2または請求項3に記載の差動増幅回路。
- 前記第2の入力ノードには、前記第1または第2の入力信号が第1の抵抗を介して入力され、
前記第2の入力ノードと前記出力ノードとは、第2の抵抗を介して接続されることを特徴とする請求項1ないし請求項4の何れかに記載の差動増幅回路。
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Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2008313314A JP2010141406A (ja) | 2008-12-09 | 2008-12-09 | 差動増幅回路 |
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JP2008313314A JP2010141406A (ja) | 2008-12-09 | 2008-12-09 | 差動増幅回路 |
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JP2010141406A true JP2010141406A (ja) | 2010-06-24 |
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Cited By (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN104426493A (zh) * | 2013-08-23 | 2015-03-18 | 美国亚德诺半导体公司 | 斩波放大器的装置和方法 |
CN104779927A (zh) * | 2014-01-10 | 2015-07-15 | 北京卓锐微技术有限公司 | 一种晶体管失配的校准方法及其校准系统 |
KR20180093786A (ko) | 2017-02-13 | 2018-08-22 | 에이블릭 가부시키가이샤 | 신호 선택 회로 및 반도체 장치 |
WO2019079650A1 (en) * | 2017-10-20 | 2019-04-25 | Synaptics Incorporated | SYSTEMS AND METHODS FOR OFFSET MITIGATION AND AMPLIFIER SCINTILLATION NOISE |
US10720919B2 (en) | 2011-11-16 | 2020-07-21 | Analog Devices, Inc. | Apparatus and methods for reducing charge injection mismatch in electronic circuits |
-
2008
- 2008-12-09 JP JP2008313314A patent/JP2010141406A/ja active Pending
Cited By (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US10720919B2 (en) | 2011-11-16 | 2020-07-21 | Analog Devices, Inc. | Apparatus and methods for reducing charge injection mismatch in electronic circuits |
CN104426493A (zh) * | 2013-08-23 | 2015-03-18 | 美国亚德诺半导体公司 | 斩波放大器的装置和方法 |
CN104426493B (zh) * | 2013-08-23 | 2018-04-27 | 美国亚德诺半导体公司 | 斩波放大器的装置和方法 |
CN104779927A (zh) * | 2014-01-10 | 2015-07-15 | 北京卓锐微技术有限公司 | 一种晶体管失配的校准方法及其校准系统 |
KR20180093786A (ko) | 2017-02-13 | 2018-08-22 | 에이블릭 가부시키가이샤 | 신호 선택 회로 및 반도체 장치 |
JP2018133607A (ja) * | 2017-02-13 | 2018-08-23 | エイブリック株式会社 | 信号選択回路及び半導体装置 |
WO2019079650A1 (en) * | 2017-10-20 | 2019-04-25 | Synaptics Incorporated | SYSTEMS AND METHODS FOR OFFSET MITIGATION AND AMPLIFIER SCINTILLATION NOISE |
US10833642B2 (en) | 2017-10-20 | 2020-11-10 | Synaptics Incorporated | Amplifier flicker noise and offset mitigating systems and methods |
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