JP2010045218A - 電力用半導体装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】トランジスタの逆モード動作の特性改善が可能な超接合静電誘導型トランジスタを有する電力用半導体装置を提供する。
【解決手段】n型ドリフト層12と、n型ドリフト層12中に膜面に沿う方向に周期的に配置され、膜面に垂直な方向に伸長した複数の柱状のp型ゲート・ドリフト層14と、n型ドリフト層12の一方の側の表面に設けられn型ドリフト層12と電気的に接続されたドレイン電極23と、n型ドリフト層12の他方の側の表面に設けられた低抵抗のn+型ソース層16と、n+型ソース層16の表面に接するように設けられたソース電極21と、p型ゲート・ドリフト層14に接続されたゲート電極25とを有するノーマリオン型のSJ−SIT10と、ソース電極21とゲート電極25との間に接続され、ゲート電極25の電圧がソース電極21の電圧を超えないように維持する抵抗33とを備えている。
【選択図】図5
【解決手段】n型ドリフト層12と、n型ドリフト層12中に膜面に沿う方向に周期的に配置され、膜面に垂直な方向に伸長した複数の柱状のp型ゲート・ドリフト層14と、n型ドリフト層12の一方の側の表面に設けられn型ドリフト層12と電気的に接続されたドレイン電極23と、n型ドリフト層12の他方の側の表面に設けられた低抵抗のn+型ソース層16と、n+型ソース層16の表面に接するように設けられたソース電極21と、p型ゲート・ドリフト層14に接続されたゲート電極25とを有するノーマリオン型のSJ−SIT10と、ソース電極21とゲート電極25との間に接続され、ゲート電極25の電圧がソース電極21の電圧を超えないように維持する抵抗33とを備えている。
【選択図】図5
Description
本発明は、超接合静電誘導型トランジスタを用いた電力用半導体装置に関する。
電力制御用の静電誘導型トランジスタ(Static Induction Transistor、以下、SITという)は、例えば、半導体基板の表面にソース(または、ドレイン)有し、埋め込みまたは表面形成されたゲート等により制御されて、表面に垂直な方向に電流を流す縦型の構造をとることが多く、スイッチング素子等として用いられる。
電力制御用のSITにおいて、オン抵抗は、伝導層(ドリフト層)の電気抵抗に大きく依存するが、耐圧が必要なために、ドリフト層の不純物濃度を上げることに制限がある。このトレードオフの関係を改善するために、ソースに接続されたn型ドリフト層とゲートに接続されたp型ドリフト層とをそれぞれコラム状に配列したスーパージャンクション(超接合)構造とするSITが開示されている(例えば、特許文献1参照。)。
開示されたこの電力用の半導体装置は、n型ドリフト層とp型ゲート・ドリフト層との境界にpn接合(内蔵ダイオード)を有している。ゲートがソースに対して一定の電圧(例えば、約0.7V)だけ高くなると、pn接合がオンし、p型ゲート・ドリフト層からn型ドリフト層へ少数キャリアである正孔が注入される。これを避けるために、ゲートとソースとの間の電圧は、例えば、等電位(Vgs=0V)となるように設定される。ノーマリオン型のSITは、ゲートとソースを同電位とすることによりオン状態を維持することが出来る。逆に、オフ状態とするためには、ゲートがソースに対して一定の電圧だけ低くなるように制御される。
また、超接合構造も含めて、SITは、ドレインとソースを逆にした逆トランジスタ動作(逆モード動作)を行うことが可能で、同期整流やアナログスイッチ等において、この特性が利用されている。逆モード動作を利用しようとする場合、SITはオン状態であり、例えば、超接合構造のSITのゲートは、SITの外側の配線でソースと短絡された状態にあるので、内蔵ダイオードには、順方向電流が流れる。順方向電流が流れると、p型ゲート・ドリフト層からn型ドリフト層へ少数キャリアの正孔が注入され、スイッチング動作時、逆回復電流の発生による不具合が発生する。すなわち、ドレインとソース間を流れるドレイン電流で引き起こされる電圧変化によって、オフ及びオン状態が発生し、サージ電圧の発生、その結果のノイズ発生等の問題を有している。
特許第3284120号
本発明は、トランジスタの逆モード動作の特性改善が可能な超接合静電誘導型トランジスタを有する電力用半導体装置を提供する。
本発明の一態様の電力用半導体装置は、第1導電型の第1半導体層と、前記第1半導体層中に膜面に沿う方向に周期的に配置され、膜面に垂直な方向に伸長した複数の柱状の第2導電型の第2半導体層と、前記第1半導体層の一方の表面の側に設けられ前記第1半導体層と電気的に接続された第1電極と、前記第1半導体層の他方の表面の側に設けられた低抵抗の第1導電型の第3半導体層と、前記第3半導体層の表面に接するように設けられた第2電極と、前記第2半導体層に接続されたゲート電極とを有するノーマリオン型の超接合静電誘導型トランジスタと、前記第2電極と前記ゲート電極との間に接続され、前記ゲート電極の電圧が前記第2電極の電圧を超えないように維持する電圧調整手段とを備えていることを特徴とする。
本発明の別態様の電力用半導体装置は、第1導電型の第1半導体層と、前記第1半導体層中に膜面に沿う方向に周期的に配置され、膜面に垂直な方向に伸長した複数の柱状の第2導電型の第2半導体層と、前記第1半導体層の一方の表面の側に設けられ前記第1半導体層と電気的に接続された第1電極と、前記第1半導体層の他方の表面の側に設けられた低抵抗の第1導電型の第3半導体層と、前記第3半導体層の表面に接するように設けられた第2電極と、前記第2半導体層に接続されたゲート電極とを有するノーマリオン型の超接合静電誘導型トランジスタと、前記第1電極にカソードが接続された低耐圧ダイオードと、前記第2電極と前記低耐圧ダイオードのアノードとの間に接続され、前記ゲート電極の電圧が前記第2電極の電圧を超えないように維持する電圧調整手段とを備えていることを特徴とする。
本発明の別態様の電力用半導体装置は、第1導電型の第1半導体層と、前記第1半導体層中に膜面に沿う方向に周期的に配置され、膜面に垂直な方向に伸長した複数の柱状の第2導電型の第2半導体層と、前記第1半導体層の一方の表面の側に設けられ前記第1半導体層と電気的に接続された第1電極と、前記第1半導体層の他方の表面の側に設けられた低抵抗の第1導電型の第3半導体層と、前記第3半導体層の表面に接するように設けられた第2電極と、前記第2半導体層に接続されたゲート電極とを有するノーマリオン型の超接合静電誘導型トランジスタと、前記第1電極にドレインが接続された低耐圧MOSFETと、前記第2電極と前記低耐圧MOSFETのソースとの間に接続され、前記ゲート電極の電圧が前記第2電極の電圧を超えないように維持する電圧調整手段とを備えていることを特徴とする。
本発明によれば、トランジスタの逆モード動作の特性改善が可能な超接合静電誘導型トランジスタを有する電力用半導体装置を提供することができる。
発明者等は、超接合(スーパージャンクション)構造のSIT(以下、SJ−SITという)は、超接合構造を有しない通常の縦型のSITと比較して、内蔵ダイオードがより小さい電流でオンすることに気が付いた。つまり、SJ−SITは、SITと比較して、以下のような構造的な特徴を有していることによる。以下の説明では、ソース電極が存在するSITの表面側を上、ドレイン電極が存在するSITの反対の表面側を下とする。
図1に示すように、比較例としてのSIT101は、例えば、n型ドリフト層12、n型ドリフト層12中の上面側に膜面に沿う方向に周期的に埋め込み配置された複数のp型ゲート層13、n型ドリフト層12の下面にn+型ドレイン層11を介して電気的に接続されたドレイン電極23、n−型ドリフト層12aの上面に設けられた低抵抗のn+型ソース層16、n+型ソース層16の表面に接するように設けられたソース電極21、及びp型ゲート層13に接続されたゲート電極25を有している。ゲート電極25は、ソース電極21の紙面奥側に配置されている。
図2に示すように、SIT101はノーマリオン型であり、オン状態のとき、ゲートGとソースSとは等価回路的には接続され、両者は同電位に維持されている。内蔵ダイオードDbは、p型ゲート層13とn−型ドリフト層12aとの境界のpn接合である。ドレイン電極23とソース電極21との間のドレイン電流(Id)の経路に沿った、内蔵ダイオードDbと並列となる主な抵抗は、チャネル抵抗Rcである。内蔵ダイオードDbは、n+型ソース層16に接近して配置され、p型ゲート層13の上下方向の高さに相当する幅を有しているものの、ドレイン電流の流れるn−型ドリフト層12aの高さに対しては相対的に小さい。逆モード動作時、すなわち内蔵ダイオードDbに順方向にドレイン電流(負値)が流れたとき、内蔵ダイオードDbは、pn接合の位置の分布が小さいので、ほとんど同時に一定のオン電圧が印加されることになる。
一方、図3に示すように、SJ−SIT10は、例えば、SIT101に比較して、p型ゲート・ドリフト層14が、上側をn+型ソース層16に接近し、下側をn+型ドレイン層11に接近し、縦方向に引き伸ばされた柱状に形成されている。p型ゲート・ドリフト層14は、膜面に沿う方向には、p型ゲート層13とほぼ同じ幅を有している。SJ−SIT10のn型ドリフト層12は、SIT101のn−型ドリフト層12aより、キャリア濃度が高く設定されている。
図4に示すように、SJ−SIT10はノーマリオン型であり、オン状態のとき、ゲートGとソースSとは等価回路的には接続され、両者は同電位に維持されている。ドレイン電極23とソース電極21との間のドレイン電流の経路に沿った、内蔵ダイオードDbと並列となる主な抵抗は、チャネル抵抗Rcと新たに加わるバルク抵抗Rbとなる。逆モード動作時、すなわち内蔵ダイオードDbがオンする方向に、ドレイン電流(負値)が流れたとき、n+型ドレイン層11に接近した端部の内蔵ダイオードDbが最も高い電位差となり、次に説明するように、最初にオンすることになる。
ドレイン電流がドレイン電極23からソース電極21へ流れる通常モードの場合、内蔵ダイオードDbがオンすることはない。一方、ドレイン電流が逆に流れる逆モードの場合、ドレイン電流(Id、負値)、及び、抵抗値を符号と同じ記号で表した合計の抵抗(Rc+Rb)から、n+型ドレイン層11に接近した端部の内蔵ダイオードDbの端子間には、Vd=|Id|×(Rc+Rb)の電圧が印加される。そして、n+型ソース層16に接近するほどバルク抵抗Rbは小さくなるので、内蔵ダイオードDbがオンするドレイン電流の絶対値は高くなる。n+型ソース層16に接近したp型ゲート・ドリフト層14とn型ドリフト層12との境界に存在する内蔵ダイオードDbは、n+型ソース層16から離れた他の位置の内蔵ダイオードDbに比較して、ドレイン電流Idの絶対値がより高いときにオンすることになる。すなわち、p型ゲート・ドリフト層14に対応するp型ゲート層13がずっと短いSIT101に比較して、SJ−SIT10は、内蔵ダイオードDbがより小さいドレイン電流の絶対値(|Id|)でオンすることになる。
それ故に、SJ−SITにおいては、内蔵ダイオードDbを、低ノイズ状態に維持、すなわち逆回復電流の低減等の対策が、ドレイン電流(|Id|)が小さい場合から必要となることを把握して、本発明に至っている。
以下、本発明の実施例について、図面を参照しながら説明する。以下に示す図では、比較例も含めて、同一の構成要素には同一の符号を付している。
本発明の実施例1に係る電力用半導体装置について、図3及び図5を参照しながら説明する。図3は電力用半導体装置を構成するSJ−SITの構造を模式的に示す断面図である。図5は電力用半導体装置の回路構成を模式的に示す図で、図5(a)は回路図、図5(b)は図5(a)のSJ−SITのソースとドレインが導通状態にあるときの等価回路を断面図に重ねた図である。
図3に示すように、ノーマリオン型の電力用スイッチング素子であるSJ−SIT10は、第1導電型の第1半導体層であるn型ドリフト層12と、n型ドリフト層12中に膜面に沿う方向に周期的に配置され、膜面に垂直な方向に伸長した複数の柱状の第2導電型の第2半導体層であるp型ゲート・ドリフト層14と、n型ドリフト層12の一方の側である下面に設けられn型ドリフト層12と電気的に接続された第1電極であるドレイン電極23と、n型ドリフト層12の他方の側である上面に設けられた低抵抗の第3半導体層であるn+型ソース層16と、n+型ソース層16の表面に接するように設けられた第2電極であるソース電極21と、p型ゲート・ドリフト層14に接続されたゲート電極25とを有している。ゲート電極25は、ソース電極21の紙面奥側に、互いに電気的に絶縁されて配置されている。n型ドリフト層12とドレイン電極23との間には、n型ドリフト層12より低抵抗のn+型ドレイン層11が配置されている。なお、SJ−SIT10の表面の絶縁膜または保護膜等は省略されている。
p型ゲート・ドリフト層14は、上端がSJ−SIT10の上面側のn+型ソース層16に近接して配置され、下端が下面側のn+型ドレイン層11に近接する位置まで伸長するように配設されている。なお、p型ゲート・ドリフト層14の下端は、SJ−SIT10に要求される特性に応じて、下端をn+型ドレイン層11中の任意の位置にあってもよいし、また、n+型ドレイン層11に接する位置にあってもよい。
図5(b)に示すように、ドレイン電極23とソース電極21との間のドレイン電流(Id)の経路は、ドレインDからソースSを結ぶ線で模式的に示される。つまり、ドレイン電極23側から、n+型ドレイン層11、n型ドリフト層12、及びn+型ソース層16を経由してソース電極21(ソースS)に達し、更に、SJ−SIT10の外部のソース側端子31に接続されている。上述の比較例のSJ−SIT101と同様に、ドレイン電流経路には、ドレイン電極23側から、直列に、主なものとして、バルク抵抗Rb、チャネル抵抗Rcがある。他に、各層と層との間の接触抵抗、層を構成する材料に依存する抵抗等が存在するが省略されている。
また、p型ゲート・ドリフト層14とn型ドリフト層12との境界にpn接合を有する内蔵ダイオードDbが存在している。ゲートGとドレインDとの間の内蔵ダイオード電流経路は、ゲートGから、ドレインDを結ぶ線で模式的に示される。つまり、ゲートG(ゲート電極25)、p型ゲート・ドリフト層14、n型ドリフト層12、及びn+型ドレイン層11を経由してドレイン電極23(ドレインD)に達している。
図5(b)示す内蔵ダイオードDbは、上述の比較例のSJ−SIT10において、ドレイン電流の絶対値が最も小さいときにオンする内蔵ダイオードの位置に対応させてある。つまり、内蔵ダイオードDbは、p型ゲート・ドリフト層14のn+型ドレイン層11に対向する位置とn型ドリフト層12との境界に形成される場合である。
図5に示すように、電力用半導体装置1は、一端がSJ−SIT10のソースSに接続され、他端がSJ−SIT10のゲートGに接続された電圧調整手段である抵抗33を有している。
図5(b)に示すように、SJ−SIT10のソースSとドレインDが導通状態にあるとき、上述のように、ソースSとドレインDとの間に、チャネル抵抗Rc及びバルク抵抗Rbが直列に入り、ゲートGからドレインDへの間に、順方向の内蔵ダイオードDbが接続されている。ソースSとゲートGとの間に、SJ−SIT10の外側で抵抗33が接続されている。ソースSは、例えば、ソース側端子31に引き出されている。
SJ−SIT10と抵抗33とは、同一の半導体基板上にモノリシックに形成することが可能である。また、抵抗33は、SJ−SIT10の形成された半導体基板とは別の半導体基板上に形成された後、接続されても良いし、外付けのディスクリート部品としてSJ−SIT10に接続されても良い。
次に、電力用半導体装置1の動作について説明する。SJ−SIT10は、ノーマリオン型の構成であるため、ゲートGとソースSとの電位差がほぼ0Vであると、上述のように、ソースSとドレインDとの間が導通状態になり、通常モード及び逆モードの両モードで電流を流すことが可能である。
SJ−SIT10は、通常モード動作の場合、抵抗33には電流が流れないので、内蔵ダイオードDbのアノードからゲートG及びソースSまでの間の電位差は0Vを維持する。
逆モード動作の場合、内蔵ダイオードDbの順方向の立ち上がり電圧(Vf1)を超えないときは、抵抗33には電流が流れないので、内蔵ダイオードDbのアノードからゲートG及びソースSまでの間の電位差は0Vに維持される。
一方、内蔵ダイオードDbの順方向の立ち上がり電圧(Vf1)を超えたときは、つまり、逆方向のドレイン電流が増加すると、内蔵ダイオードDbの順方向に電流が流れ始める。p型ゲート・ドリフト層14のn+型ドレイン層11に対向する位置にある内蔵ダイオードDbがオンを始めて、逆方向のドレイン電流の増加に連れて、p型ゲート・ドリフト層14のn+型ソース層16に対向する側の内蔵ダイオードDbもオン状態となる。
内蔵ダイオードDbのアノードの電位は、ソースSに対して低く、n型ドリフト層12またはn+型ドレイン層11に対して、Vf1だけ高く維持される。このとき、内蔵ダイオードDbの順方向の電流は、抵抗33の値により制御される。抵抗33は、内蔵ダイオードDbの順方向の電流が、接続回路(図示略)へ不都合を与えない程度の値、つまり、スイッチング時のノイズが接続回路へ影響しない程度の値に設定される。
上述したように、電力用半導体装置1は、一端が超接合構造のSJ−SIT10のソースSに接続され、他端がSJ−SIT10のゲートGに接続された抵抗33を有している。その結果、内蔵ダイオードDbを順方向に流れる電流は抑制される。そして、オン状態からオフ状態へ移る逆回復特性時の電流変化を小さくできるので、サージ電圧が小さくなり、ノイズを抑制することが可能となる。なお、抵抗33の値は、接続される回路に合わせて、適するものとすることにより、順方向電流及びノイズ等をより少ない状態に抑制することが可能となる。
SJ−SIT10は、超接合構造を有していないSIT101に比較して、n型ドリフト層12のキャリア濃度が高く設定されている。その結果、SJ−SIT10は、オン抵抗の増加を抑制することが可能であり、電力用半導体装置1は、高耐圧、低オン抵抗という超接合構造の特徴に加えて、順方向電流及びノイズの発生が抑制されるので、応用範囲が広く、使い勝手が良いものとなる。
本発明の実施例2に係る電力用半導体装置について、図6を参照しながら説明する。図6は電力用半導体装置の回路構成を模式的に示す図で、図6(a)は回路図、図6(b)は図6(a)のSJ−SITのソースとドレインが導通状態にあるときの等価回路を断面図に重ねた図である。実施例1の電力用半導体装置1とは、抵抗33に並列にショットキバリアダイオード(以下、SBDという)を追加したことが異なる。なお、実施例1と同一構成部分には同一の符号を付して、その説明は省略する。
図6に示すように、電力用半導体装置2は、実施例1の電力用半導体装置1において、抵抗33に並列に、カソードがSJ−SIT10のソースSに接続され、アノードがSJ−SIT10のゲートGに接続されたSBD35を有している。なお、SBD35を、同様な極性を有するpn接合ダイオードに代えることは可能である。
SJ−SIT10とSBD35とは、同一の半導体基板上にモノリシックに形成することが可能である。また、SBD35は、SJ−SIT10の形成された半導体基板とは別の半導体基板上に形成された後、接続されても良いし、外付けのディスクリート部品としてSJ−SIT10に接続されても良い。
次に、電力用半導体装置2の動作について説明する。SJ−SIT10は、通常モード動作の場合、SBD35には電流が流れず、内蔵ダイオードDbのアノード、すなわち、p型ゲート・ドリフト層14の電位をソースSに対してSBD35の順方向の立ち上がり電圧(Vf2)を超えないように維持し、一方、並列の抵抗33には電流が流れず、内蔵ダイオードDbのアノードからソースSまでの間の電位差は0Vに維持されるので、結局、ソースSまでの間の電位差は0Vとなる。そして、通常モード動作でドレインの電圧が過大となった場合、SBD35があることによって、内蔵ダイオードDbに印加される電圧は低く抑えられる。つまり、アバランシェ降伏等で寄生バイポーラトランジスタの起動が抑えられる。
逆モード動作の場合、SBD35は、逆バイアスとなるのでオンすることはない。従って、電力用半導体装置2は、実施例1の電力用半導体装置1と同様な動作となる。
上述したように、電力用半導体装置2は、実施例1の電力用半導体装置1に加えて、抵抗33に並列に、SJ−SIT10のゲートGからソースS方向を順方向としたSBD35が接続された構成を有している。その結果、電力用半導体装置2は、電力用半導体装置1が有する効果を同様に有している。更に、電力用半導体装置2は、通常モード動作でドレインの電圧が過大となった場合、SBD35によって内蔵ダイオードDbに印加される電圧が低く抑えられ、アバランシェ降伏等で内蔵ダイオードDbに降伏電流が流れるのを抑えることが可能となる。
本発明の実施例3に係る電力用半導体装置について、図7を参照しながら説明する。図7は電力用半導体装置の回路構成を模式的に示す図で、図7(a)は回路図、図7(b)は図7(a)のSJ−SITのソースとドレインが導通状態にあるときの等価回路を断面図に重ねた図である。実施例1の電力用半導体装置1とは、抵抗33に並列にn型MOSFET(以下、n−MOSFETという)を追加したことが異なる。なお、実施例1及び実施例2と同一構成部分には同一の符号を付して、その説明は省略する。
図7に示すように、電力用半導体装置3は、実施例1の電力用半導体装置1において、抵抗33に並列に、ドレインがSJ−SIT10のソースSに接続され、ソースがSJ−SIT10のゲートGに接続されたn−MOSFET37を有している。n−MOSFET37のゲートは、制御端子(図示略)に接続される。なお、制御端子は、例えば、SJ−MOSFET10の動作が通常モードの場合に正電圧を出力し、逆モードの場合に0Vを出力するように設定される。なお、n−MOSFET37を置き換えて、p−MOSFETとすることは可能である。この場合、p−MOSFETとは、n−MOSFET37と同様な動作をするように設定される。
SJ−SIT10とn−MOSFET37とは、同一の半導体基板上にモノリシックに形成することが可能である。また、n−MOSFET37は、SJ−SIT10の形成された半導体基板とは別の半導体基板上に形成された後、接続されても良いし、外付けのディスクリート部品としてSJ−SIT10に接続されても良い。
次に、電力用半導体装置3の動作について説明する。SJ−SIT10は、通常モード動作の場合、n−MOSFET37のゲートに正電圧を印加して、ソース・ドレイン間をオン状態にして、SJ−SIT10のゲートGの電位をSJ−SIT10のソースSの電位とほぼ等しくする。
逆モード動作の場合、n−MOSFET37のゲート電圧を下げて、ソース・ドレイン間をオフ状態にして、SJ−SIT10のゲートGを抵抗33で決まる高インピーダンス状態に置く。
上述したように、電力用半導体装置3は、実施例1の電力用半導体装置1に加えて、抵抗33に並列に、n−MOSFET37のソース・ドレイン間が接続された構成を有している。その結果、電力用半導体装置3は、電力用半導体装置1が有する効果を同様に有している。更に、電力用半導体装置3は、通常モード動作の場合、ゲートGの電位が、ソースSの電位とほとんど同じとなり、より安定した動作が維持される。
本発明の実施例4に係る電力用半導体装置について、図8を参照しながら説明する。図8は電力用半導体装置を模式的に示す回路図である。実施例2の電力用半導体装置2とは、抵抗33及びSBD35のカソードの接続点とSJ−SIT10のソースとの間に、別のSBDを接続したことが異なる。なお、実施例1乃至実施例3と同一構成部分には同一の符号を付して、その説明は省略する。
図8に示すように、電力用半導体装置4は、実施例2の電力用半導体装置2に加えて、抵抗33及びSBD35のカソードの接続点は、順方向のSBD41を介して、SJ−SIT10のソースSに接続されている。つまり、SBD35及びSBD41は、SJ−SIT10のゲートGからソースSの方向に順方向に直列に接続されている。なお、SBD41は、電力用半導体装置4が有するほどの耐圧を必要とせず、抵抗33及びSBD35のカソードの接続点とSJ−SIT10のソースSとの間の電圧に耐えられる程度の低耐圧でよい。
SJ−SIT10とSBD41とは、同一の半導体基板上にモノリシックに形成することが可能である。また、SBD41は、SJ−SIT10の形成された半導体基板とは別の半導体基板上に形成された後、接続されても良いし、外付けのディスクリート部品としてSJ−SIT10に接続されても良い。SBD41は、よりリーク電流の低いpn接合ダイオードに置き換えても良い。
次に、電力用半導体装置4の動作について説明する。SJ−SIT10は、SBD41のアノード、すなわちソース側端子31の電位がSJ−SIT10のドレインD電位より低い場合、等価的に、SBD41はオフ状態となる。すなわち、SBD41がオフ状態であるからSJ−SIT10のドレイン電流もゼロ、SJ−SIT10のソースS電位は、ゲート電位からSJ−SIT10のゲート閾値電圧(Vth)分低下した電位となる。SJ−SIT10のゲート電圧は、抵抗33によってSBD41のアノード電圧に等しい。この結果、電力用半導体装置4の耐圧は、SJ−SIT10の有する耐圧とほぼ等しく、高耐圧となる。
また、耐圧を超えるサージ電圧が印加されるとアバランシェ電流が流れるが、SJ−SIT10のゲートG電位は、SBD35によりSJ−SIT10のソースS電位より低く抑えられているからアバランシェ電流はSJ−SIT10のゲートG端子から流出する。寄生バイポーラトランジスタが起動してSJ−SIT10が破壊される様なことは発生しない。
SBD41のアノード電位がSJ−SIT10のドレインD電位より高い場合、SBD41はオン状態となる。すなわちSBD35が順方向でオン状態であるからSJ−SIT10のゲートG、ソースS間にはSBD41の順方向立ち上がり電圧(Vf)分負電圧が印加される。この結果、SJ−SIT10がオン状態となる。電流はSJ−SIT10の逆モード動作で流れる。抵抗33でSJ−SIT10の内蔵ダイオードDbを流れる電流は極めて低い電流に抑えてあるから、大部分の電流はSJ−SIT10の正方向、すなわち通常モード動作時の電流と同じ経路を流れる。
SBD41もSJ−SIT10も主に、実質的に多数キャリアのみが流れるから逆回復現象は抑制され、電力用半導体装置4は、等価的には高耐圧のSBDと同じ動作を可能とする。つまり、電力用半導体装置4は、低耐圧のSBD41を使用して、ソース側端子31をアノードとして、ドレインDをカソードとした高耐圧のSBDとして使用することが可能となる。
次に、実施例4の変形例について説明する。図9に示すように、電力用半導体装置5は、図7に示す実施例3の電力用半導体装置3に加えて、実施例4と同様に、抵抗33及びn−MOSFET37のドレインの接続点が、順方向のSBD41を介して、SJ−SIT10のソースSに接続されている。n−MOSFET37のゲートは、SJ−SIT10のソースSに接続されている。また、電力用半導体装置5は、実施例4の電力用半導体装置4において、SBD35をn−MOSFET37に置き換えた構成の回路を有している。
SBD41が順方向の場合、すなわちSJ−SIT10が逆モード動作の場合はn−MOSFET37のゲート電位が下がりn−MOSFET37はオフとなるが、それ以外の場合はn−MOSFET37のゲート電圧が閾値電圧まで上昇するので、n−MOSFET37はオン状態となり、SJ−SIT10のゲート電圧を、SJ−SIT10のソース電圧以下に保つ。
その結果、電力用半導体装置5は、実施例4の電力用半導体装置4が有する効果と同様な効果を有している。
本発明の実施例5に係る電力用半導体装置について、図10を参照しながら説明する。図10は電力用半導体装置を模式的に示す回路図である。実施例4の電力用半導体装置4とは、抵抗33及びSBD35のカソードの接続点とSJ−SIT10のソースとの間に、n−MOSFETを接続したことが異なる。なお、実施例1乃至実施例4と同一構成部分には同一の符号を付して、その説明は省略する。
図10に示すように、電力用半導体装置6は、図8に示す実施例4の電力用半導体装置4において、SBD41をn−MOSFET43に置き換えた構成を有している。n−MOSFET43のドレインがSJ−SIT10のソースSに接続され、n−MOSFET43のソースが抵抗33及びSBD35のカソードの接続点に接続されている。電力用半導体装置6は、SJ−SIT10とn−MOSFET43とから構成されるカスコード回路である。なお、n−MOSFET43は、電力用半導体装置6が有するほどの耐圧を必要とせず、抵抗33及びSBD35のカソードの接続点とSJ−SIT10のソースSとの間の電圧に耐えられる程度の低耐圧でよい。
SJ−SIT10とn−MOSFET43とは、同一の半導体基板上にモノリシックに形成することが可能である。また、n−MOSFET43は、SJ−SIT10の形成された半導体基板とは別の半導体基板上に形成された後、接続されても良いし、外付けのディスクリート部品としてSJ−SIT10に接続されても良い。n−MOSFET43は、p−MOSFETに置き換えることは可能である。
次に、電力用半導体装置6の動作について説明する。SJ−SIT10のゲート電圧はゼロ、すなわちSJ−SIT10がオン状態である。SJ−SIT10とn−MOSFET43とはカスコード接続をしているので、正方向動作ではSJ−SIT10の動作はn−MOSFET43に依存する。すなわち、n−MOSFET43がオン状態の場合はSJ−SIT10もオン状態となり、n−MOSFET43がオフ状態の場合はSJ−SIT10もオフ状態となる。電力用半導体装置6の耐圧はSJ−SIT10が負担をする。低耐圧n−MOSFET43のオン抵抗はSJ−SIT10のオン抵抗に比較して十分低いので、カスコード回路のオン抵抗は殆どSJ−SIT10のオン抵抗に等しい。
なお、図10に示すように、電力用半導体装置6の回路で、n−MOSFET43のゲート電圧を下げ、オフ状態でn−MOSFET43のソースに対しSJ−SIT10のドレインDに負電圧を印加すると、図8に示した実施例4の電力用半導体装置4のSBD41をn−MOSFET43の内蔵ダイオードと置き換えた回路が得られる。この結果SJ−SIT10は、逆モード動作で、主に、多数キャリアによる電流のみが流れるので、電力用半導体装置6全体としての逆回復特性は、n−MOSFET43の特性で定まる。
上述したように、電力用半導体装置6は、等価的には高耐圧のn−MOSFETと同じ動作を可能とし、ソース側端子31をソースとして、ドレインDをドレインとした高耐圧のn−MOSFETとして使用することが可能となる。
次に、実施例5の変形例について説明する。図11に示すように、電力用半導体装置7は、図9に示す実施例4の変形例の電力用半導体装置5において、SBD41をn−MOSFET43に置き換えた構成を有している。n−MOSFET43のドレインがSJ−SIT10のソースSに接続され、n−MOSFET43のソースが抵抗33及びn−MOSFET37のカソードの接続点に接続されている。電力用半導体装置7は、SJ−SIT10とn−MOSFET43とから構成されるカスコード回路である。
電力用半導体装置7は、図10に示す実施例5の電力用半導体装置6が有する効果と同様な効果を有している。電力用半導体装置7は、電力用半導体装置6のSBD35の順方向電圧に比較して、n−MOSFET37のオン電圧の方が低く形成可能なので、アバランシェ降伏耐量がより高い可能性を有している。
更に、実施例1乃至3の電力用半導体装置1〜3を用いて、実施例4、5、及びそれらの変形例で示した比較的耐圧の低いSBD41のみ、または、n−MOSFET43のみで構成した電力用半導体装置4〜7の他に、SBD41またはn−MOSFET43と他の半導体デバイスを組み合わせて、新たに高耐圧の電力用半導体装置を構成することは可能である。また、SBD41またはn−MOSFET43を置き換えて、他の半導体デバイスを用いた高耐圧の電力用半導体装置を構成することは可能である。
以上、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内で種々変形して実施することができる。
例えば、実施例では、電力用半導体装置はSJ−SITを有する構成の例を示したが、SJ−SITを超接合構造でない通常のSITに置き換えることは可能である。通常のSITを有する電力用半導体装置は、超接合構造が有する効果を失うことにはなる。
本発明は、以下の付記に記載されるような構成が考えられる。
(付記1) 第1導電型の第1半導体層と、前記第1半導体層中に膜面に沿う方向に周期的に配置され、膜面に垂直な方向に伸長した複数の柱状の第2導電型の第2半導体層と、前記第1半導体層の一方の表面の側に設けられ前記第1半導体層と電気的に接続された第1電極と、前記第1半導体層の他方の表面の側に設けられた低抵抗の第1導電型の第3半導体層と、前記第3半導体層の表面に接するように設けられた第2電極と、前記第2半導体層に接続されたゲート電極とを有するノーマリオン型の電力用スイッチング素子と、前記第2電極と前記ゲート電極との間に接続され、前記ゲート電極の電圧が前記第2電極の電圧を超えないように維持する電圧調整手段とを備えている電力用半導体装置。
(付記1) 第1導電型の第1半導体層と、前記第1半導体層中に膜面に沿う方向に周期的に配置され、膜面に垂直な方向に伸長した複数の柱状の第2導電型の第2半導体層と、前記第1半導体層の一方の表面の側に設けられ前記第1半導体層と電気的に接続された第1電極と、前記第1半導体層の他方の表面の側に設けられた低抵抗の第1導電型の第3半導体層と、前記第3半導体層の表面に接するように設けられた第2電極と、前記第2半導体層に接続されたゲート電極とを有するノーマリオン型の電力用スイッチング素子と、前記第2電極と前記ゲート電極との間に接続され、前記ゲート電極の電圧が前記第2電極の電圧を超えないように維持する電圧調整手段とを備えている電力用半導体装置。
(付記2) 前記第1半導体層は、前記第1導電型且つ前記第1半導体層より低抵抗の第4半導体層を介して、前記第1電極と接続されている付記1に記載の電力用半導体装置。
1、2、3、4、5、6、7、110、111 電力用半導体装置
10 SJ−SIT
11 n+型ドレイン層
12 n型ドリフト層
12a n−型ドリフト層
13 p型ゲート層
14 p型ゲート・ドリフト層
16 n+型ソース層
21 ソース電極
23 ドレイン電極
25 ゲート電極
31 ソース側端子
33 抵抗
35、41 SBD
37 n−MOSFET
101 SIT
D ドレイン
G ゲート
S ソース
Db 内蔵ダイオード
Rb バルク抵抗
Rc チャネル抵抗
10 SJ−SIT
11 n+型ドレイン層
12 n型ドリフト層
12a n−型ドリフト層
13 p型ゲート層
14 p型ゲート・ドリフト層
16 n+型ソース層
21 ソース電極
23 ドレイン電極
25 ゲート電極
31 ソース側端子
33 抵抗
35、41 SBD
37 n−MOSFET
101 SIT
D ドレイン
G ゲート
S ソース
Db 内蔵ダイオード
Rb バルク抵抗
Rc チャネル抵抗
Claims (5)
- 第1導電型の第1半導体層と、
前記第1半導体層中に膜面に沿う方向に周期的に配置され、膜面に垂直な方向に伸長した複数の柱状の第2導電型の第2半導体層と、
前記第1半導体層の一方の表面の側に設けられ前記第1半導体層と電気的に接続された第1電極と、
前記第1半導体層の他方の表面の側に設けられた低抵抗の第1導電型の第3半導体層と、
前記第3半導体層の表面に接するように設けられた第2電極と、
前記第2半導体層に接続されたゲート電極と、
を有するノーマリオン型の超接合静電誘導型トランジスタと、
前記第2電極と前記ゲート電極との間に接続され、前記ゲート電極の電圧が前記第2電極の電圧を超えないように維持する電圧調整手段と、
を備えていることを特徴とする電力用半導体装置。 - 第1導電型の第1半導体層と、
前記第1半導体層中に膜面に沿う方向に周期的に配置され、膜面に垂直な方向に伸長した複数の柱状の第2導電型の第2半導体層と、
前記第1半導体層の一方の表面の側に設けられ前記第1半導体層と電気的に接続された第1電極と、
前記第1半導体層の他方の表面の側に設けられた低抵抗の第1導電型の第3半導体層と、
前記第3半導体層の表面に接するように設けられた第2電極と、
前記第2半導体層に接続されたゲート電極と、
を有するノーマリオン型の超接合静電誘導型トランジスタと、
前記第1電極にカソードが接続された低耐圧ダイオードと、
前記第2電極と前記低耐圧ダイオードのアノードとの間に接続され、前記ゲート電極の電圧が前記第2電極の電圧を超えないように維持する電圧調整手段と、
を備えていることを特徴とする電力用半導体装置。 - 第1導電型の第1半導体層と、
前記第1半導体層中に膜面に沿う方向に周期的に配置され、膜面に垂直な方向に伸長した複数の柱状の第2導電型の第2半導体層と、
前記第1半導体層の一方の表面の側に設けられ前記第1半導体層と電気的に接続された第1電極と、
前記第1半導体層の他方の表面の側に設けられた低抵抗の第1導電型の第3半導体層と、
前記第3半導体層の表面に接するように設けられた第2電極と、
前記第2半導体層に接続されたゲート電極と、
を有するノーマリオン型の超接合静電誘導型トランジスタと、
前記第1電極にドレインが接続された低耐圧MOSFETと、
前記第2電極と前記低耐圧MOSFETのソースとの間に接続され、前記ゲート電極の電圧が前記第2電極の電圧を超えないように維持する電圧調整手段と、
を備えていることを特徴とする電力用半導体装置。 - 前記電圧調整手段は、少なくとも抵抗を有する回路であることを特徴とする請求項1乃至3のいずれか1項に記載の電力用半導体装置。
- 前記電圧調整手段は、カソードが前記第2電極に接続され、アノードが前記ゲート電極に接続されたショットキバリアダイオードと、前記ショットキバリアダイオードに並列に接続された抵抗とからなる、または、ドレインが前記第2電極に接続され、ソースが前記ゲート電極に接続されたMOSFETと、前記MOSFETのドレイン−ソース間に並列に接続した抵抗とからなることを特徴とする請求項1乃至3のいずれか1項に記載の電力用半導体装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2008208606A JP2010045218A (ja) | 2008-08-13 | 2008-08-13 | 電力用半導体装置 |
Applications Claiming Priority (1)
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JP2008208606A JP2010045218A (ja) | 2008-08-13 | 2008-08-13 | 電力用半導体装置 |
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ID=42016359
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JP2008208606A Pending JP2010045218A (ja) | 2008-08-13 | 2008-08-13 | 電力用半導体装置 |
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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JP5721919B1 (ja) * | 2014-03-26 | 2015-05-20 | 日本碍子株式会社 | 半導体装置 |
WO2015145913A1 (ja) | 2014-03-26 | 2015-10-01 | 日本碍子株式会社 | 半導体装置 |
CN107624217A (zh) * | 2015-04-07 | 2018-01-23 | 三菱电机株式会社 | 电力转换装置 |
-
2008
- 2008-08-13 JP JP2008208606A patent/JP2010045218A/ja active Pending
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WO2015145641A1 (ja) * | 2014-03-26 | 2015-10-01 | 日本碍子株式会社 | 半導体装置 |
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