JP2010017040A - 磁気支持制御回路、該磁気支持制御回路を搭載したベアリングレスモータ及びベアリングレスモータ制御システム - Google Patents

Abstract

【課題】回路数、素子数が少なく、汎用性のある三相インバータの適用を可能とした磁気支持制御回路、該磁気支持制御回路を搭載したベアリングレスモータ及びベアリングレスモータ制御システムを提供する。
【解決手段】第１の接合点２４５と第２の接合点２４６間に第１の双方向スイッチ１０を介して配設された磁気支持巻線１０３ｘａと、第１の接合点２４５と第２の接合点２４６間に第２の双方向スイッチ２０を介して配設された磁気支持巻線１０３ｘｂｃと、回転子１１１の回転角度を検出する回転角度検出手段Ｈ１〜Ｈ３と、第１の双方向スイッチ１０と第２の双方向スイッチ２０とを回転角度検出手段Ｈ１〜Ｈ３で検出した回転角度に基づき切り替える切替手段とを備えて構成した。
【選択図】図１

Description

本発明は磁気支持制御回路、該磁気支持制御回路を搭載したベアリングレスモータ及びベアリングレスモータ制御システムに係わり、特に回路数、素子数が少なく、汎用性のある三相インバータの適用を可能とした磁気支持制御回路、該磁気支持制御回路を搭載したベアリングレスモータ及びベアリングレスモータ制御システムに関する。

従来のＤＣブラシレス構造ベアリングレスモータの横断面図を図１４に示す。このＤＣブラシレス構造ベアリングレスモータについては、特許文献１に詳しい。図１４のＤＣブラシレス構造ベアリングレスモータ１００において、回転子１１１は６極アウターロータ型である。鉄心３の内側には永久磁石１０５が貼り付けられている。図１４中のＮ、Ｓは鉄心３に面する側の永久磁石１０５の極性を表している。

固定子鉄心７は１２スロット構造である。固定子歯９に巻かれた巻線の内、外側のＡ１〜Ａ６、Ｂ１〜Ｂ６で表記された巻線は二相電動機巻線１０１であり、固定子歯９に集中して巻かれている。また、この二相電動機巻線１０１の内側には磁気支持巻線１０３が捲回されている。そして、例えば磁気支持巻線１０３ｘａはシャフト１５を挟んで対峙する固定子歯９に対し直列接続となるように捲回されている。

また、磁気支持巻線１０３ｘａと磁気支持巻線１０３ｙａとは、それぞれの発生する超磁力が互いに直交する方向となるように配置されている。磁気支持巻線１０３ｙａも磁気支持巻線１０３ｘａと同様に、シャフト１５を挟んで対峙する固定子歯９に対し直列接続となるように捲回されている。更に、磁気支持巻線１０３ｘｂ、１０３ｙｂ、１０３ｘｃ、１０３ｙｃも同様に配置されている。ここに、磁気支持巻線１０３ｘａ、１０３ｘｂ、１０３ｘｃがｘ軸方向に力を発生させる支持巻線であり、一方、磁気支持巻線１０３ｙａ、１０３ｙｂ、１０３ｙｃがｙ軸方向に力を発生させる支持巻線である。なお、電動機巻線の配置、トルクの発生原理は従来のブラシレスＤＣモータと同様なので説明を省略する。

図１５及び図１６に基づき従来のＤＣブラシレス構造ベアリングレスモータの磁気支持力の発生原理を示す。そして、図１７に回転角度φと磁気支持電流との関係を、また図１８に回転角度φと電動機電流との関係を示す。但し、図１７は、ｘ軸正方向に力Ｆ_xを発生させる場合について例示したものである。なお、図１５、図１６は、それぞれ回転角度φ＝０°、３０°の場合を例に示す。図中、二相電動機巻線１０１は省略している。

まず、回転子１１１の回転角度φが０°の場合について説明する。回転角度φ＝０°のとき、図１８よりＡ相の二相電動機巻線１０１を流れる電流はゼロであり、Ａ相の二相電動機巻線１０１は励磁されていない状態にある。このとき、図１５に示したようにＡ相の二相電動機巻線１０１と同一の固定子歯９に捲回された磁気支持巻線１０３ｘａ１、１０３ｘａ２に対し図１７に示すように負方向に電流ｉ_xaを流し励磁すると、永久磁石１０５の界磁磁束（太い矢印）に加えて支持磁束（細い矢印）が発生する。

すると磁束密度がギャップ１２１では減少し、ギャップ１２３では増加してアンバランスになりｘ軸正方向に力Ｆ_xが発生する。なお、この場合に、Ａ相の二相電動機巻線１０１は励磁されていない状態にあるので、永久磁石１０５と磁気支持巻線１０３ｘａ１、１０３ｘａ２間の磁束に影響を及ぼすことはない。

このように、回転角度φ＝０°を含む回転角度−１５°から１５°までの範囲においては、固定子歯９の歯頭部９ａ１、９ａ７の全体がずっと同一の永久磁石１０５Ａ、１０５Ｄと対峙し、かつこの永久磁石１０５Ａ、１０５Ｄの面内に含まれた形で回転子１１１が移動しており、このとき対峙する永久磁石１０５Ａ、１０５Ｄの極性は、この回転角度範囲内で変化することはない。従って、安定した精度の高い制御が容易に行える。

次に、回転子１１１の回転角度φが３０°の場合について説明する。回転角度φ＝３０°のとき、図１８よりＢ相の二相電動機巻線１０１を流れる電流はゼロであり、Ｂ相の二相電動機巻線１０１は励磁されていない状態にある。このとき、図１６に示したようにＢ相の二相電動機巻線１０１と同一の固定子歯９に捲回された磁気支持巻線１０３ｘｂ１、ｘｂ２に対し負方向へ電流を流し、かつ磁気支持巻線１０３ｘｃ１、ｘｃ２に対し正方向へ電流を流し励磁する。すると力Ｆ_b、Ｆ_cが発生し、その合力によりｘ軸正方向に力Ｆ_xと大きさが等しくなるように磁気支持巻線１０３ｘｂ１、ｘｂ２及び１０３ｘｃ１、ｘｃ２の巻数を決定する。

このように、回転角度φ＝３０°を含む回転角度１５°から４５°までの範囲においては、固定子歯９の歯頭部９ａ２、９ａ６、９ａ８、９ａ１２の全体がずっと同一の永久磁石１０５Ａ、１０５Ｃ、１０５Ｄ、１０５Ｆと対峙し、かつこの永久磁石１０５Ａ、１０５Ｃ、１０５Ｄ、１０５Ｆの面内に含まれており、対峙する永久磁石１０５Ａ、１０５Ｃ、１０５Ｄ、１０５Ｆの極性は、この回転角度範囲内で変化することはない。従って、安定した制御が容易に行える。

即ち、直交二軸のｘ、ｙ軸方向にそれぞれ力を発生する巻線が決められており、図１４中の磁気支持巻線１０３ｘａ、１０３ｘｂ、１０３ｘｃがｘ軸方向への力を担い、一方、磁気支持巻線１０３ｙａ、１０３ｙｂ、１０３ｙｃがｙ軸方向への力を担っている。そして、回転角度により励磁する支持巻線が決まっており、１本の支持巻線で半径方向力を発生したり、又は複数本の支持巻線により発生する力を合成することで回転軸支持を行っている。

次に、図１９を基にＤＣブラシレス構造ベアリングレスモータの制御方法について説明する。
図１９において、ＤＣブラシレス構造ベアリングレスモータ１００の回転子１１１の回転角度を回転角度センサ３１で抽出する。そして、この回転角度センサ３１で抽出した回転角度に基づきパルスジェネレータ１３３にて電動機電流ｉ_A、ｉ_Bが演算された後、電流制御器１３４で増幅された形で二相電動機巻線１０１に流される。一方、回転角度センサ３１で抽出した回転角度は、パルスジェネレータ１３５、１３７にも入力されるようになっている。

また、ギャップセンサ３７で回転子１１１のｘ軸方向の変位を検出し、ｘ方向変位指令値３９との間での偏差Δｘが減算器４１にて算出される。そして、この偏差Δｘは補償回路４３にてＰＩＤ補償されることで電流指令値Ｉ_x ^*が演算される。

この電流指令値Ｉ_x ^*はパルスジェネレータ１３５に入力され、図１７のタイミングチャートに従い、回転角度毎に決められた磁気支持巻線１０３ｘａ、１０３ｘｂ、１０３ｘｃに対しそれぞれ電流指令値ｉ_xa ^*、ｉ_xb ^*、ｉ_xc ^*が演算されるようになっている。その後、磁気支持巻線１０３ｘａ、１０３ｘｂ、１０３ｘｃの電流ｉ_xa、ｉ_xb、ｉ_xcは、電流制御器１３６で電流指令値ｉ_xa ^*、ｉ_xb ^*、ｉ_xc ^*に追従するように制御される。

このことにより、１本の支持巻線でｘ方向の半径方向力を発生したり、又は複数本の支持巻線により発生する力を合成することでｘ方向の半径方向力を発生し回転軸の支持が行われる。
一方、ギャップセンサ４７でｙ軸方向の変位を検出し、ｙ方向変位指令値４９との間での偏差Δｙが減算器５１にて算出される。そして、この偏差Δｙは補償回路５３にてＰＩＤ補償されることで電流指令値Ｉ_y ^*が演算される。

この電流指令値Ｉ_y ^*はパルスジェネレータ１３７に入力され、図１７のタイミングチャートに従い、回転角度毎に決められた磁気支持巻線１０３ｙａ、１０３ｙｂ、１０３ｙｃに対しそれぞれ電流指令値ｉ_ya ^*、ｉ_yb ^*、ｉ_yc ^*が演算されるようになっている。その後、磁気支持巻線１０３ｙａ、１０３ｙｂ、１０３ｙｃの電流ｉ_ya、ｉ_yb、ｉ_ycは、電流制御器１３８で電流指令値ｉ_ya ^*、ｉ_yb ^*、ｉ_yc ^*に追従するように制御される。
このことにより、１本の支持巻線でｙ方向の半径方向力を発生したり、又は複数本の支持巻線により発生する力を合成することでｙ方向の半径方向力を発生し回転軸の支持が行われる。
特願２００６−６８３８１号公報

ところで、従来のＤＣブラシレス構造ベアリングレスモータでは各磁気支持巻線１０３ｘａ、１０３ｘｂ、１０３ｘｃ、１０３ｙａ、１０３ｙｂ、１０３ｙｃに対し、図２０に示す単相Ｈブリッジインバータがそれぞれ配置されている。

図２０において、単相Ｈブリッジインバータ２００には、４個の絶縁ゲートバイポーラトランジスタ２０１、２０２、２０３、２０４（以下、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）と略す）が磁気支持巻線１０３ｘａに対しブリッジ状に接続されている。磁気支持巻線１０３ｘａの一端はＩＧＢＴ２０１のエミッタ端子とＩＧＢＴ２０２のコレクタ端子との接合点２４５に対し接続され、他端はＩＧＢＴ２０３のエミッタ端子とＩＧＢＴ２０４のコレクタ端子との接合点２４６に対し接続されている。
また、単相Ｈブリッジインバータ２００の両端には直流電源２０５が接続されている。

磁気支持巻線１０３ｘａを流れる電流ｉ_xaは電流検出部２０６で検出された後、コンパレータ２０７でＤＳＰ（Digital Signal Processor）から出力された電流指令値Ｉ_xa ^*と比較される。コンパレータ２０７の出力信号はデッドタイム生成回路２０８でＩＧＢＴ短絡防止のためにタイミング調整された後、ＩＧＢＴドライバ２０９、２１０を経てＩＧＢＴ２０１、２０２、２０３、２０４の各ゲートに出力される。ＩＧＢＴドライバ２０９からは反転、非反転の２つの出力信号が出力され、ＩＧＢＴ２０１、２０２のそれぞれのゲートに入力するようになっている。一方、ＩＧＢＴドライバ２１０からも同様に、反転、非反転の２つの出力信号が出力され、ＩＧＢＴ２０３、２０４のそれぞれのゲートに入力するようになっている。

ここに、図１４の１２スロット６極ベアリングレスブラシレスＤＣモータの場合には磁気支持巻線１０３が６つ存在するため、単相Ｈブリッジインバータが６個必要となっていた。単相ＨブリッジインバータはＩＧＢＴが４つで構成されるため、ＩＧＢＴは合計２４個（＝４×６）必要であった。また、ＩＧＢＴドライバは一つで２つのＩＧＢＴのゲートを駆動しているため、全体で１２個必要であった。更に、電流検出部２０６、コンパレータ２０７及びデッドタイム生成回路２０８は単相Ｈブリッジインバータと同じだけの数である６つ必要であった。

このため、回路数、素子数が多くなり、設置スペースや放熱等の面で問題となるおそれがあった。
更に、かかる単相Ｈブリッジインバータは汎用性が乏しく商品の流通も少ないため、三相モータに広く適用のある三相インバータに比べて高価であった。

本発明はこのような従来の課題に鑑みてなされたもので、回路数、素子数が少なく、汎用性のある三相インバータの適用を可能とした磁気支持制御回路、該磁気支持制御回路を搭載したベアリングレスモータ及びベアリングレスモータ制御システムを提供することを目的とする。

このため本発明（請求項１）の磁気支持制御回路は、直流電源の陽極に対し並列に一端が接続された第１の半導体スイッチ及び第２の半導体スイッチと、前記直流電源の陰極に対し並列に一端が接続された第３の半導体スイッチ及び第４の半導体スイッチと、前記第１の半導体スイッチの他端と前記第３の半導体スイッチの他端とが接合された第１の接合点と、前記第２の半導体スイッチの他端と前記第４の半導体スイッチの他端とが接合された第２の接合点と、該第２の接合点と前記第１の接合点間に第１の双方向スイッチを介して配設された第１の磁気支持巻線と、該第２の接合点と前記第１の接合点間に第２の双方向スイッチを介して配設された第２の磁気支持巻線及び第３の磁気支持巻線と、回転子の回転角度を検出する回転角度検出手段と、前記第１の双方向スイッチと前記第２の双方向スイッチとを該回転角度検出手段で検出した回転角度に基づき切り替える切替手段とを備えて構成した。

従来は、第１の半導体スイッチ及び第２の半導体スイッチと、第３の半導体スイッチ及び第４の半導体スイッチについて単相の磁気支持巻線を一つ配設していたが、本発明では、これらの半導体スイッチについて第１の磁気支持巻線と第２の磁気支持巻線及び第３の磁気支持巻線の３つの磁気支持巻線を制御可能とした。

また、この際の制御も第１の磁気支持巻線で一つの電流ルート、第２の磁気支持巻線及び第３の磁気支持巻線でもう一つの電流ルートの２つのルートに分け、回転角度毎にルートを切り替えることとした。このため、全体として電流検出部や比較器、ドライバ等も減らすことができた。以上により、従来と同様、各磁気支持巻線の単相制御が可能な上に使用される素子数を減らすことができ、かつ省スペース、省電力で安価に構成できる。

また、本発明（請求項２）の磁気支持制御回路は、前記第１の半導体スイッチと前記第３の半導体スイッチのそれぞれのＯＮ、ＯＦＦを制御する第１の制御用ドライバと、前記第２の半導体スイッチと前記第４の半導体スイッチのそれぞれのＯＮ、ＯＦＦを制御する第２の制御用ドライバと、前記第１の双方向スイッチと前記第２の双方向スイッチのそれぞれのＯＮ、ＯＦＦを制御する第３の制御用ドライバとを備えて構成した。

第１の双方向スイッチと第２の双方向スイッチの２つを一つの制御用ドライバで制御可能としたので、使用されるドライバの素子数を減らすことができ、省スペース、省電力で安価に構成できる。

更に、本発明（請求項３）の磁気支持制御回路は、前記第１の双方向スイッチ及び前記第２の双方向スイッチを流れる電流を検出する電流検出手段と、該電流検出手段で検出した電流を電流指令値と比較する比較手段と、該比較手段の比較結果に基づき前記第１の半導体スイッチ、第２の半導体スイッチ、第３の半導体スイッチ、第４の半導体スイッチを制御する半導体スイッチ制御手段を備えて構成した。

更に、本発明（請求項４）のベアリングレスモータは、請求項１乃至３のいずれか１項に記載の磁気支持制御回路を搭載したことを特徴とする。

更に、本発明（請求項５）のベアリングレスモータ制御システムは、複数の固定子歯に捲回された電動機巻線と、該電動機巻線の励磁によりトルクを発生する所定の極数の磁極と、該磁極を有する回転子と、前記固定子歯の内の複数に対し三相に捲回され、かつそれぞれの相を構成する巻線がシャフトを挟んで対峙するように直列に接続され、一つの平面として定義された磁気支持巻線群と、該磁気支持巻線群を回転方向に少なくとも一つ配置したベアリングレスモータと、前記回転子の回転角度を抽出する回転角度抽出手段と、該回転角度抽出手段で抽出した回転角度に応じて励磁する磁気支持巻線群を切り替える切替手段と、該切替手段で切り替えられた磁気支持巻線群を三相励磁することにより前記磁極との間に半径方向の力を生じさせることを特徴とする。

磁気支持巻線群を三相励磁可能としたことで、汎用の三相インバータを用いることができる。このため、安価かつ省スペースに構成できる。また、３本の巻線による支持となるため単相の場合に比べて支持力を大幅に向上させることができる。

更に、本発明（請求項６）のベアリングレスモータ制御システムは、前記回転子のｘ軸方向の位置を検出するｘ軸位置検出手段と、該ｘ軸位置検出手段で検出した位置とｘ軸方向位置指令値との偏差を算出するｘ軸変位偏差算出手段と、該ｘ軸変位偏差算出手段で算出した偏差を補償しｘ軸方向力指令値を出力する第１の補償手段と、前記回転子のｙ軸方向の位置を検出するｙ軸位置検出手段と、該ｙ軸位置検出手段で検出した位置とｙ軸方向位置指令値との偏差を算出するｙ軸変位偏差算出手段と、該ｙ軸変位偏差算出手段で算出した偏差を補償しｙ軸方向力指令値を出力する第２の補償手段と、前記ｘ軸方向力指令値と前記ｙ軸方向力指令値を、前記極数と前記固定子歯の数とに基づき算出される所定の回転角度を隔てて定義された少なくとも一つの直交座標軸上に変換する座標変換手段と、該座標変換手段で変換された直交座標軸上の力指令値を二軸三軸変換する二軸三軸変換手段と、該二軸三軸変換手段で変換された力指令値を基に前記磁気支持巻線群を構成するそれぞれの磁気支持巻線に流す電流指令値を作成する電流指令値作成手段を備え、前記切替手段での磁気支持巻線群の切り替えを前記極数と前記固定子歯の数とに基づき算出される所定の回転角度毎に行うことを特徴とする。

以上説明したように本発明の磁気支持制御回路によれば、第１の半導体スイッチ及び第２の半導体スイッチと、第３の半導体スイッチ及び第４の半導体スイッチについて第１の磁気支持巻線と第２の磁気支持巻線及び第３の磁気支持巻線の３つの磁気支持巻線を接続し、第１の磁気支持巻線で一つの電流ルート、第２の磁気支持巻線及び第３の磁気支持巻線でもう一つの電流ルートの２つのルートに分けて構成したので、従来と同様、各磁気支持巻線の単相制御が可能な上に電流検出部や比較器、ドライバを始め、使用される素子数を減らすことができ、かつ省スペース、省電力で安価に構成できる。

また、本発明のベアリングレスモータ制御システムによれば、固定子歯の内の複数に対し三相に捲回し、かつそれぞれの相を構成する巻線がシャフトを挟んで対峙するように直列に接続してベアリングレスモータの磁気支持巻線群を構成し、回転角度に応じてこの励磁する磁気支持巻線群を切り替え、かつこの磁気支持巻線群を三相励磁することにより磁極との間に半径方向の力を生じさせるようにしたので、汎用の三相インバータを用いることができる。このため、安価かつ省スペースに構成できる。また、３本の巻線による支持となるため単相の場合に比べて支持力を大幅に向上させることができる。

以下、本発明の実施形態について説明する。本発明の第１実施形態であるＤＣブラシレス構造ベアリングレスモータの磁気支持制御回路の構成図を図１に示す。なお、図２０と同一要素のものについては同一符号を付して説明は省略する。
図１において、磁気支持巻線１０３ｘａの一端には、直列にＩＧＢＴ２１１のエミッタ端子が接続され、このＩＧＢＴ２１１のコレクタ端子には、ＩＧＢＴ２１３のコレクタ端子が接続されている。一方、ＩＧＢＴ２１３のエミッタ端子は接合点２４５に対し接続されている。

また、ＩＧＢＴ２１１、ＩＧＢＴ２１３、寄生のダイオード２３５、寄生のダイオード２３６により一つの双方向スイッチ１０が構成されている。
磁気支持巻線１０３ｘａの他端は接合点２４６に対し接続されている。

一方、磁気支持巻線１０３ｘｂ、１０３ｘｃは従来ではそれぞれ独立したコイルであったが、本実施形態では従来とは異なり直列に接続されている。この直列にされた磁気支持巻線１０３ｘｂ、１０３ｘｃを便宜上磁気支持巻線１０３ｘｂｃと定義する。

そして、この磁気支持巻線１０３ｘｂｃの一端には直列にＩＧＢＴ２２１のエミッタ端子が接続され、このＩＧＢＴ２２１のコレクタ端子には、ＩＧＢＴ２２３のコレクタ端子が接続されている。一方、ＩＧＢＴ２２３のエミッタ端子は接合点２４５に対し接続されている。

また、ＩＧＢＴ２２１、ＩＧＢＴ２２３、寄生のダイオード２３７、寄生のダイオード２３８により一つの双方向スイッチ２０が構成されている。磁気支持巻線１０３ｘｂｃの他端は接合点２４６に対し接続されている。

次に、本発明の第１実施形態の動作を説明する。図１７のタイミングチャートを参照すると分かるように回転角度１５度〜４５度の範囲では、ｉ_xaに電流が流れないときにｉ_xbとｉ_xcとは互いに反対の極性である一方、等しい大きさである。回転角度４５度〜７５度の範囲では、ｉ_xaに電流が流れているときにｉ_xbとｉ_xcには電流が流れない。

このことから、磁気支持巻線１０３ｘｂと１０３ｘｃとは捲回方向を異ならせた上で直列に接続し本実施形態のように磁気支持巻線１０３ｘｂｃとして構成したとしても、従来のような磁気支持巻線１０３ｘｂ、１０３ｘｃをそれぞれ独立して制御した場合と変わらない制御の行えることが分かる。

このため、図２の回転角度とゲート信号、電流波形の関係に示すように、回転角度１５度〜４５度の範囲ではＩＧＢＴ２１１、ＩＧＢＴ２１３の両ゲートに対しゲート電圧Ｖ_GSとしてＬｏｗ信号を加える。これにより、磁気支持巻線１０３ｘａには電流が流れない。

また、これとは反対にＩＧＢＴ２２１、ＩＧＢＴ２２３の両ゲートに対しゲート電圧Ｖ_GSとしてＨｉｇｈ信号を加える。これにより、磁気支持巻線１０３ｘｂ、１０３ｘｃには等しい大きさの電流が流れる。電流はＩＧＢＴ２０１、２０２、２０３、２０４のＯＮ、ＯＦＦ制御に従い、図中左若しくは右のいずれの方向にも流れ得る。

一方、回転角度４５度〜７５度の範囲では、ＩＧＢＴ２１１、ＩＧＢＴ２１３の両ゲートに対しゲート電圧Ｖ_GSとしてＨｉｇｈ信号を加える。これにより、磁気支持巻線１０３ｘａには電流が流れる。電流はＩＧＢＴ２０１、２０２、２０３、２０４のＯＮ、ＯＦＦ制御に従い、図中左若しくは右のいずれの方向にも流れ得る。

また、これとは反対にＩＧＢＴ２２１、ＩＧＢＴ２２３の両ゲートに対しゲート電圧Ｖ_GSとしてＬｏｗ信号を加える。これにより、磁気支持巻線１０３ｘｂ、１０３ｘｃには電流が流れない。なお、図２中のｉ_xはｉ_xaとｉ_xbcとの合成電流を示す。

このように従来とは変わらない制御が行える一方、素子の数は図３に示すように減らすことができる。図１４の従来構成では、各磁気支持巻線１０３ｘａ、１０３ｘｂ、１０３ｘｃ、１０３ｙａ、１０３ｙｂ、１０３ｙｃに対し、図２０に示す単相Ｈブリッジインバータをそれぞれ構成する必要があったが、本実施形態では、磁気支持巻線１０３ｘａ、１０３ｘｂ、１０３ｘｃに対し一つの単相Ｈブリッジインバータを構成できるため、ｘ軸の制御用に図１に示すＩＧＢＴ２０１、２０２、２０３、２０４、２１１、２１３、２２１、２２３の８個で済む。ｙ軸の制御用にも同様に８個必要なので、合計１６個となり従来よりも格段に少なくて済む。

双方向スイッチ１０の２つのゲートには同じゲート電圧Ｖ_GS（正転信号）を印加すればよい。また、双方向スイッチ２０の２つのゲートには同じゲート電圧Ｖ_GS（反転信号）を印加すればよい。ＩＧＢＴドライバは、正転、反転信号を同時に出力できるので、双方向スイッチ１０、２０のゲートに対して一つのＩＧＢＴドライバからの出力信号を利用することができる。

その結果、この双方向スイッチ１０、２０のゲート制御用のＩＧＢＴドライバに加え、ＩＧＢＴ２０１、２０２のゲート制御用に一つのＩＧＢＴドライバ２０９、同様にＩＧＢＴ２０３、２０４のゲート制御用にもう一つのＩＧＢＴドライバ２１０の合計３個でｘ軸の制御が可能となる。ｙ軸の制御用にも同様に３個必要なので、合計６個となり従来の半分で済む。

また、ｘ軸の制御用、ｙ軸の制御用として、それぞれ一つの単相Ｈブリッジインバータで構成可能なので、電流検出部２０６、コンパレータ２０７、デッドタイム生成回路２０８はｘ軸の制御用に一つ、ｙ軸の制御用にもう一つの合計２つで済む。

以上のように、従来の構成に比べ格段に素子の数を減らすことができるため、省電力、省スペースで安価にできる。

次に、本発明の第２実施形態について説明する。本発明の第２実施形態であるＤＣブラシレス構造ベアリングレスモータの横断面図を図４に示す。なお、図１４と同一要素のものについては同一符号を付して説明は省略する。
図４のＤＣブラシレス構造ベアリングレスモータ３００において、回転子１１１は６極アウターロータ型である。しかしながら、本発明はインナーロータ型に対しても適用可能である。鉄心３の内側には永久磁石１０５が貼り付けられている。

固定子鉄心７は１２スロット構造である。固定子歯９に巻かれた巻線の内、外側のＡ、Ｂで表記された巻線は二相電動機巻線１０１であり、固定子歯９に集中して巻かれている。また、この二相電動機巻線１０１の内側には磁気支持巻線３０３が捲回されている。そして、例えば磁気支持巻線３０３Ｕ１はシャフト１５を挟んで対峙する固定子歯９に対し直列接続となるように捲回されている。

また、磁気支持巻線３０３Ｖ１と磁気支持巻線３０３Ｗ１とは、それぞれの発生する超磁力が互いに１２０度ずつ隔てる方向となるように配置されている。
更に、磁気支持巻線３０３Ｕ２が磁気支持巻線３０３Ｕ１に対し３０度隔てて配置され、かつこの磁気支持巻線３０３Ｕ２も磁気支持巻線３０３Ｕ１と同様に、シャフト１５を挟んで対峙する固定子歯９に対し直列接続となるように捲回されている。

また、磁気支持巻線３０３Ｖ２と磁気支持巻線３０３Ｗ２とは、それぞれの発生する超磁力が互いに１２０度ずつ隔てる方向となるように配置されている。ここに、磁気支持巻線３０３Ｕ１、３０３Ｖ１、３０３Ｗ１が三相インバータにより制御される第１平面を構成する磁気支持巻線であり、一方、磁気支持巻線３０３Ｕ２、３０３Ｖ２、１０３Ｗ２が三相インバータにより制御される第２平面を構成する磁気支持巻線である。

次に、本発明の第２実施形態の動作を説明する。
従来は単相Ｈブリッジインバータを用いた制御を行っていたが、単相Ｈブリッジインバータは流通量も少なく、高価なため、三相モータの制御に広く適用され、流通量も多く安価な汎用三相インバータを用いての制御を可能とする。図５に半径方向力の二軸三軸変換原理を示す。

従来のＤＣブラシレス構造ベアリングレスモータでは、半径方向力の制御を回転角度に応じて直交するｘ軸及びｙ軸からなる二軸平面を切り替えることで行っていたが、本実施形態では、この二軸平面におげる半径方向力の指令値を更に図５に示すように１２０度ずつ隔てたＵ軸、Ｖ軸、Ｗ軸からなる三軸平面での指令値に変換する。本実施形態では、磁気支持巻線３０３Ｕ１、３０３Ｖ１、３０３Ｗ１の起磁力方向がＵ１軸、Ｖ１軸、Ｗ１軸に相当する。磁気支持巻線３０３Ｕ２、３０３Ｖ２、３０３Ｗ２の起磁力方向がＵ２軸、Ｖ２軸、Ｗ２軸に相当する。

このとき、半径方向力の指令値はＵ軸、Ｖ軸、Ｗ軸に成分分解された合力として位置ずけられる。
即ち、三軸方向に巻かれた磁気支持巻線Ｕ、Ｖ、Ｗに対し、Ｆ_u ^*，Ｆ_v ^*，Ｆ_w ^*に比例した電流を流し、支持力を発生する。Ｕ、Ｖ、Ｗ相の支持巻線電流は、汎用三相インバータにより制御する。

次に磁気支持の制御方法について説明する。
二軸三軸変換は数１に基づき行われる。

例えば、６極１２スロット構造の場合、回転角度φ＝１５°〜４５°、７５°〜１０５°のとき第１平面（Ｕ１、Ｖ１、Ｗ１軸）を選択する。図６に示すように、ｘ、ｙ軸上の力の指令値Ｆ_x ^*、Ｆ_y ^*を第１平面上の直交二軸ｘ₁、ｙ₁軸に変換する。ｘ₁、ｙ₁軸はｘ、ｙ軸と一致している。

ここで、簡単のため、ｘ軸方向に力を発生しているとすると、Ｆ_x1 ^*＝Ｆ_x ^*、Ｆ_y1 ^*＝Ｆ_y ^*＝０となる。二軸から三軸へ変換し、Ｆ_U1 ^*，Ｆ_V1 ^*，Ｆ_W1 ^*は数２のように求まる。

磁気支持巻線電流指令値ｉ_U1 ^*，ｉ_V1 ^*，ｉ_W1 ^*は、力の指令値Ｆ_U1 ^*，Ｆ_V1 ^*，Ｆ_W1 ^*に比例するように数３で決定される。

但し、ｋは比例定数である。
一方、回転角度φ＝０°〜１５°、４５°〜７５°、１０５°〜１２０°のとき第２平面（Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２軸）を選択する。図７に示すように、ｘ、ｙ軸上の力の指令値Ｆ_x ^*、Ｆ_y ^*を第２平面上の直交二軸ｘ₂、ｙ₂軸に変換する。ｘ₂、ｙ₂軸はｘ、ｙ軸に対し、３０°傾いているので、Ｆ_x2 ^*、Ｆ_y2 ^*は数４のように求まる。

Ｆ_y ^*＝０として
Ｆ_x2 ^*＝Ｆ_x ^*ｃｏｓ３０°、Ｆ_y2 ^*＝−Ｆ_x ^*ｓｉｎ３０°となる。
従って、Ｆ_U2 ^*，Ｆ_V2 ^*，Ｆ_W2 ^*は数５のように求まる。

次に、図８を基にＤＣブラシレス構造ベアリングレスモータの制御方法について説明する。

図８において、ＤＣブラシレス構造ベアリングレスモータ３００の回転子１１１の回転角度を回転角度センサであるホールセンサＨ１、Ｈ２、Ｈ３で抽出する。そして、このホールセンサＨ１、Ｈ２、Ｈ３で抽出した回転角度に基づき電流制御器３３１にて電動機電流ｉ_mu、ｉ_mv、ｉ_mwが演算された後、増幅された形で二相電動機巻線１０１に流される。一方、ホールセンサＨ１、Ｈ２、Ｈ３で抽出した回転角度は、回転角度に応じて作用させる平面を切り替えるため電流指令値作成回路３３７にも入力されるようになっている。

また、ギャップセンサ３７で回転子１１１のｘ軸方向の変位を検出し、ｘ方向変位指令値３９との間での偏差Δｘが減算器４１にて算出される。そして、この偏差Δｘは補償回路４３にてＰＩＤ補償されることで半径方向力指令値Ｆ_x ^*が演算される。

一方、ギャップセンサ４７でｙ軸方向の変位を検出し、ｙ方向変位指令値４９との間での偏差Δｙが減算器５１にて算出される。そして、この偏差Δｙは補償回路５３にてＰＩＤ補償されることで半径方向力指令値Ｆ_y ^*が演算される。

この半径方向力指令値Ｆ_x ^*、Ｆ_y ^*は座標変換回路３３３にて直交二軸に変換される。ここで直交二軸に変換された信号は、更に二軸三軸変換回路３３５で二軸から三軸に変換される。ここで三軸に変換された信号は電流指令値作成回路３３７に入力され、図９の三相インバータ使用時の磁気支持電流タイミングチャート（１周期分、x軸方向に力発生時）に従い、回転角度毎に決められた第１平面を構成する磁気支持巻線３０３Ｕ１、３０３Ｖ１、３０３Ｗ１と、第２平面を構成する磁気支持巻線３０３Ｕ２、３０３Ｖ２、３０３Ｗ２に対しそれぞれ電流指令値ｉ_U1 ^*，ｉ_V1 ^*，ｉ_W1 ^*及びｉ_U2 ^*，ｉ_V2 ^*，ｉ_W2 ^*が演算されるようになっている。

その後、磁気支持巻線３０３Ｕ１、３０３Ｖ１、３０３Ｗ１の電流ｉ_U1，ｉ_V1，ｉ_W1と、磁気支持巻線３０３Ｕ２、３０３Ｖ２、３０３Ｗ２の電流ｉ_U2，ｉ_V2，ｉ_W2は、電流制御器３３９で電流指令値ｉ_U1 ^*，ｉ_V1 ^*，ｉ_W1 ^*及びｉ_U2 ^*，ｉ_V2 ^*，ｉ_W2 ^*に追従するように制御される。
このことにより、三相の支持巻線により発生する力を合成することでｘ方向の半径方向力を発生し回転軸の支持が行われる。

なお、減算器４１、５１、補償回路４３、５３、座標変換回路３３３、二軸三軸変換回路３３５、電流指令値作成回路３３７は、ＤＳＰ（Digital Signal Processor)やＣＰＵにてディジタル演算処理が可能である。

次に、有限要素法により磁気支持力及びトルクを求めた。
図１０に従来法の通り単相インバータを使用したときの回転角度とトルクの関係を示し、図１１に本発明の通り三相インバータを使用したときの回転角度とトルクの関係を示す。

また、図１２に従来法の通り単相インバータを使用したときの回転角度と電磁力の関係を示し、図１３に本発明の通り三相インバータを使用したときの回転角度と電磁力の関係を示す。磁気支持巻線３０３に流す電流は方形波である。

このとき、支持力はスイッチング周波数（周期３０°）に同期したリプルが生じている。図１０と図１１ではトルクが変わらない一方で、ｘ軸方向の磁気支持力は、図１２に示す通り、従来の単相インバータを使用したときの平均０．０９６［Ｎ］に比べ、本実施形態では、図１３に示す通り、平均０．１４０［Ｎ］と支持力は４６％向上させることができることが分かる。これは、三相インバータを使用したことに伴い、同時に励磁する巻線が１本（例えばｘａ）から３本（例えばｕ１，ｖ１，ｗ１）に増えたためである。

本発明の第１実施形態であるＤＣブラシレス構造ベアリングレスモータの磁気支持制御回路の構成図 回転角度とゲート信号、電流波形の関係 回路数、素子数の比較 本発明の第２実施形態であるＤＣブラシレス構造ベアリングレスモータの横断面図 半径方向力の二軸三軸変換原理 ｘ、ｙ軸上の力の指令値Ｆ_x ^*、Ｆ_y ^*を第１平面上の直交二軸ｘ₁、ｙ₁軸に変換する方法を示す図 ｘ、ｙ軸上の力の指令値Ｆ_x ^*、Ｆ_y ^*を第２平面上の直交二軸ｘ₂、ｙ₂軸に変換する方法を示す図 ＤＣブラシレス構造ベアリングレスモータの制御方法 三相インバータ使用時の磁気支持電流タイミングチャート（１周期分、ｘ軸方向へ力発生時） 有限要素法により解析した回転角度とトルクの関係を示す図（従来法による単相インバータ使用時） 有限要素法により解析した回転角度とトルクの関係を示す図（本発明による三相インバータ使用時） 有限要素法により解析した回転角度と磁気支持力の関係を示す図（従来法による単相インバータ使用時） 有限要素法により解析した回転角度と磁気支持力の関係を示す図（本発明による三相インバータ使用時） 従来のＤＣブラシレス構造ベアリングレスモータの横断面図 磁気支持力の発生原理（回転角度が０°の場合） 磁気支持力の発生原理（回転角度が３０°の場合） 回転角度と磁気支持電流との関係を示すタイミングチャート 回転角度と電動機電流との関係を示すタイミングチャート ＤＣブラシレス構造ベアリングレスモータの制御方法 単相Ｈブリッジインバータの構成図

符号の説明

３ 鉄心
７ 固定子鉄心
９ 固定子歯
１０、２０ 双方向スイッチ
１５ シャフト
３７、４７ ギャップセンサ
３９、４９ 変位指令値
４１、５１ 減算器
４３、５３ 補償回路
２０１、２０２、２０３、２０４、２１１、２１３、２２１、２２３ ＩＧＢＴ
１０１ 二相電動機巻線
１０３、３０３ 磁気支持巻線
１０５ 永久磁石
１１１ 回転子
２０５ 直流電源
２０６ 電流検出部
２０７ コンパレータ
２０８ デッドタイム生成回路
２０９、２１０ ドライバ
２４５、２４６ 接合点
３００ ブラシレス構造ベアリングレスモータ
３３１、３３９ 電流制御器
３３３ 座標変換回路
３３５ 二軸三軸変換回路
３３７ 電流指令値作成回路
Ｈ１〜Ｈ３ ホールセンサ

Claims (6)

1. 直流電源の陽極に対し並列に一端が接続された第１の半導体スイッチ及び第２の半導体スイッチと、
   前記直流電源の陰極に対し並列に一端が接続された第３の半導体スイッチ及び第４の半導体スイッチと、
   前記第１の半導体スイッチの他端と前記第３の半導体スイッチの他端とが接合された第１の接合点と、
   前記第２の半導体スイッチの他端と前記第４の半導体スイッチの他端とが接合された第２の接合点と、
   該第２の接合点と前記第１の接合点間に第１の双方向スイッチを介して配設された第１の磁気支持巻線と、
   該第２の接合点と前記第１の接合点間に第２の双方向スイッチを介して配設された第２の磁気支持巻線及び第３の磁気支持巻線と、
   回転子の回転角度を検出する回転角度検出手段と、
   前記第１の双方向スイッチと前記第２の双方向スイッチとを該回転角度検出手段で検出した回転角度に基づき切り替える切替手段とを備えたことを特徴とする磁気支持制御回路。
2. 前記第１の半導体スイッチと前記第３の半導体スイッチのそれぞれのＯＮ、ＯＦＦを制御する第１の制御用ドライバと、
   前記第２の半導体スイッチと前記第４の半導体スイッチのそれぞれのＯＮ、ＯＦＦを制御する第２の制御用ドライバと、
   前記第１の双方向スイッチと前記第２の双方向スイッチのそれぞれのＯＮ、ＯＦＦを制御する第３の制御用ドライバとを備えたことを特徴とする請求項１記載の磁気支持制御回路。
3. 前記第１の双方向スイッチ及び前記第２の双方向スイッチを流れる電流を検出する電流検出手段と、
   該電流検出手段で検出した電流を電流指令値と比較する比較手段と、
   該比較手段の比較結果に基づき前記第１の半導体スイッチ、第２の半導体スイッチ、第３の半導体スイッチ、第４の半導体スイッチを制御する半導体スイッチ制御手段を備えたことを特徴とする請求項１又は請求項２記載の磁気支持制御回路。
4. 請求項１乃至３のいずれか１項に記載の磁気支持制御回路を搭載したことを特徴とするベアリングレスモータ。
5. 複数の固定子歯に捲回された電動機巻線と、
   該電動機巻線の励磁によりトルクを発生する所定の極数の磁極と、
   該磁極を有する回転子と、
   前記固定子歯の内の複数に対し三相に捲回され、かつそれぞれの相を構成する巻線がシャフトを挟んで対峙するように直列に接続され、一つの平面として定義された磁気支持巻線群と、
   該磁気支持巻線群を回転方向に少なくとも一つ配置したベアリングレスモータと、
   前記回転子の回転角度を抽出する回転角度抽出手段と、
   該回転角度抽出手段で抽出した回転角度に応じて励磁する磁気支持巻線群を切り替える切替手段と、
   該切替手段で切り替えられた磁気支持巻線群を三相励磁することにより前記磁極との間に半径方向の力を生じさせることを特徴とするベアリングレスモータ制御システム。
6. 前記回転子のｘ軸方向の位置を検出するｘ軸位置検出手段と、
   該ｘ軸位置検出手段で検出した位置とｘ軸方向位置指令値との偏差を算出するｘ軸変位偏差算出手段と、
   該ｘ軸変位偏差算出手段で算出した偏差を補償しｘ軸方向力指令値を出力する第１の補償手段と、
   前記回転子のｙ軸方向の位置を検出するｙ軸位置検出手段と、
   該ｙ軸位置検出手段で検出した位置とｙ軸方向位置指令値との偏差を算出するｙ軸変位偏差算出手段と、
   該ｙ軸変位偏差算出手段で算出した偏差を補償しｙ軸方向力指令値を出力する第２の補償手段と、
   前記ｘ軸方向力指令値と前記ｙ軸方向力指令値を、前記極数と前記固定子歯の数とに基づき算出される所定の回転角度を隔てて定義された少なくとも一つの直交座標軸上に変換する座標変換手段と、
   該座標変換手段で変換された直交座標軸上の力指令値を二軸三軸変換する二軸三軸変換手段と、
   該二軸三軸変換手段で変換された力指令値を基に前記磁気支持巻線群を構成するそれぞれの磁気支持巻線に流す電流指令値を作成する電流指令値作成手段を備え、
   前記切替手段での磁気支持巻線群の切り替えを前記極数と前記固定子歯の数とに基づき算出される所定の回転角度毎に行うことを特徴とする請求項５記載のベアリングレスモータ制御システム。

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