JP2010011719A - モータ制御における電流検出方法 - Google Patents

Abstract

【課題】モータ制御の電流検出方法として、多点同期電流を検出して移動平均信号とする場合、過去のデータを用いていることにより、検出値は移動平均期間の（Ｎ−１）／２倍の遅れが発生する。
【解決手段】信号発生部から、基準キャリア信号よりもそれぞれ順次位相を進ませたキャリア１周期内のサンプル点数未満の予測点数分のＰＷＭキャリア信号を発生させ、各ＰＷＭキャリア信号と電圧指令値とを比較して各予測点の制御周期あたりの出力電圧平均値を求める。この出力電圧平均値に制御周期Ｔ_carry、モータの誘起起電力ｅ₀、モータのインダクタンスＬを用いて制御周期のＰＷＭ電圧によって変化する各予測点の電流成分を算出し、この算出された電流成分と、Ａ／Ｄ変換器からの現在出力より順次遅らせたモータ電流とで移動平均信号を求める。
【選択図】 図１

Description

本発明はＰＷＭインバータによるモータ制御時の電流検出方法に係り、特に電流リプルの検出値への影響を低減する電流検出方法に関するものである。

図４は、同期電流検出装置の基本的な構成図を示したものである。ＰＷＭインバータは、信号発生回路１からのＰＷＭキャリア信号（三角波）と電圧指令とをコンパレータ２で比較することでＰＷＭ波形を生成し、これをゲート信号としてインバータ主回路３のスイッチング素子をオン・オフ制御することで正弦波を発生してモータに出力する。モータ電流は電流検出器５で検出し、検出信号はＡ／Ｄ変換器６において、信号発生器１からのＡ／Ｄトリガ信号によるタイミングでディジタル信号に変換された後、検出電流として制御回路に出力される。

この方式では、キャリア信号と同期したＡ／Ｄトリガ信号により、インバータの主回路３から流れる電流の大きさをＡ／Ｄ変換器６で取り込むことで、ほぼ瞬時値の取り込みが可能で時間遅れのない電流検出ｉとなっている。
図１１は、多点同期電流検出方式を用いて電流を検出する場合の詳細図で、Ａ／Ｄ変換器６の出力側にＤフリップフロップからなるメモリ部Ｍ１〜Ｍ６を接続し、Ａ／Ｄ変換器６とＭ１〜Ｍ６の各出力を加算部Ａｄに入力し、平均化部Ａｖにおいて移動平均して検出電流としている。このような移動平均を検出電流とする方法は、特許文献１によって知られている。
特開２００３−２１９６９０

図１２は、図１１による多点同期電流検出の説明図で、ＰＷＭキャリア信号の一周期（以下キャリア周期という）中に８個のＡ／Ｄトリガ信号を出力する場合の例である。ＰＷＭキャリア信号に同期して一周期間に複数回、ここでは、メモリ部Ｍ７から出力された最古検出値ｉ_(n-7)〜最新検出値ｉ_(n)の8回の電流検出を行い、加算部Ａｄで検出した過去8回の移動平均期間の検出値を加算した後、平均化部Ａｖにおいて移動平均することでキャリア周期における電流値を得ている。このようにすることで、検出電流値に含まれるＰＷＭパルス電圧による電流変化の影響やノイズを低減し、正確な電流検出が可能となる。

しかし、キャリア周期の移動平均をとっていることにより、ＰＷＭパルス電圧による電流リプル分などの影響を抑えることはできるが、過去のデータを用いているため、例えばＮ点検出を行って移動平均した場合、その検出値には「移動平均期間（キャリア周期）の（Ｎ−１）／２Ｎ倍」の遅れが発生する。電流が変化している場合、この遅れは現在値との誤差を生む。その結果、電流制御の応答性や安定性の低下を引き起こす原因となる。
図１３は電流変化時の多点同期電流検出信号の誤差発生の状態を示したもので、指令値どおりの電圧ベクトルをＰＷＭインバータが出力したときの電流であるところ、ｉ_0(n-7〜n)となって、遅れ時間によるｘの誤差が発生する。

本発明が目的とするところは、多点同期電流検出による移動平均値の電流変化時の遅れによる誤差を抑制する電流検出方法を提供することにある。

本発明は、信号発生部による基準キャリア信号と電圧指令値との比較により
ＰＷＭ信号を生成し、生成されたＰＷＭ信号に基づきインバータ主回路のスイッチング素子をオン・オフしてモータを制御し、検出されたモータ電流をＡ／Ｄ変換器に入力し、Ａ／Ｄトリガ信号の発生タイミングで多点同期電流を検出して移動平均信号とするものにおいて、前記信号発生部から、前記基準キャリア信号よりそれぞれ順次位相を進ませたキャリア１周期の総サンプル点数−１以下で、且つ1点以上の予測点数分のＰＷＭキャリア信号を発生させ、各ＰＷＭキャリア信号と電圧指令値とを比較して各予測点の制御周期あたりの出力電圧平均値を求め、この出力電圧平均値に制御周期Ｔ_carry、モータの誘起起電力ｅ₀、モータのインダクタンスＬを用いて制御周期のＰＷＭパルス電圧によって変化する各予測点の電流成分を算出し、この算出された電流成分と、前記Ａ／Ｄ変換器の現在出力より順次遅らせた前記検出されたモータ電流との多点同期電流との和の平均値を移動平均信号とすることを特徴とするモータ制御における電流検出方法。

本発明は、請求項１における信号発生部から発生するＰＷＭキャリア信号は、前記基準キャリア信号よりそれぞれ順次位相を進ませた（キャリア1周期内のサンプル点数／２）の予測点数分のＰＷＭキャリア信号であることを特徴とする。

また、本発明は、任意の偶数値に設定された前記キャリア１周期あたりのサンプル点数に１制御周期未来、又は過去のサンプル点を１点増やし、この取得したサンプル点のうち未来の予測サンプル点と最も過去の実電流サンプル点を加算して２で除した値、及び最も未来・過去を除くサンプル点の値を移動平均信号に用いたことを特徴とする。

本発明は、前記キャリア１周期あたりのサンプル点数を任意の偶数とし、この偶数値に設定されたサンプル点数に１制御周期未来の予測サンプル点、又は1制御周期過去の実電流サンプル点を1点追加し、キャリア１周期あたりのサンプル点数＋１サンプル点で除算した値を移動平均信号としたことを特徴とする。

本発明は、前記サンプル点に用いる予測点数を、適宜選択する選択手段を設けたことを特徴とする。

本発明は、請求項１におけるＰＷＭパルス電圧によって変化する各予測点の電流成分は、電流変化量をΔｉとすると次式により算出することを特徴とする。

ただし、添字ｕ，ｖ，ｗは三相の相、（ｎ＋ｉ）中のｉは、１，２，３…
本発明は、請求項２のＰＷＭパルス電圧によって変化する各予測点の電流成分は、次式により算出することを特徴とする。

ただし、添字（ｎ＋ｉ）中のｉは、１，２，３…

以上のとおり、本発明によれば、移動平均の中心時刻と現在時刻と一致、若しくは移動平均による遅れ時間を（±制御周期Ｔ_carry／２）の範囲内に縮小することができる。これによって、通常の移動平均と同じようにＰＷＭパルス出力電圧によるによる電流リプルの検出値への影響を低減させることができると共に、通常の移動平均で発生する電流変化時の遅れによる誤差を低減させることができる。また、電圧指令値を予測するようなモデル予測制御ではないため、演算手段に使用されるＣＰＵの演算負荷が比較的軽くなるものである。

多点同期電流を検出して移動平均信号とするとき、信号発生部から、基準キャリア信号よりそれぞれ順次位相を進ませたキャリア1周期内のサンプル点数未満の予測点数分のＰＷＭキャリア信号を発生させる。発生した各ＰＷＭキャリア信号と電圧指令値とを比較して各予測点の制御周期あたりの出力電圧平均値を求め、この出力電圧平均値に制御周期Ｔ_carry、モータの誘起起電力ｅ₀、モータのインダクタンスＬを用いて制御周期のＰＷＭパルス電圧によって変化する各予測点の電流成分を算出する。算出された電流成分と、Ａ／Ｄ変換器による現在出力より順次遅らせて検出したモータ電流と多点同期電流との和の平均値を移動平均信号とする。以下実施例に基づいて詳述する。

本発明は、予測したい現在時刻ｉ_(n)よりも位相を進ませた先のキャリア周期（以下未来という）において複数の予測点を用意し、コンパレータで現在時刻の検出電流と比較することで過去電流のみの移動平均による遅れを補償するものである。すなわち、図１で示す過去の電流ｉ_(n-7)〜ｉ_(n-5)の代わりに、次のキャリア周期における予測点の予測電流i_(n+1)〜i_(n+3)を使用し、移動平均としてｉ_0(n-4〜n+3)を算出する。予測点の電流演算方法としては、次のように演算する。

電動機制御において、電動機の巻線抵抗による電圧降下が小さいと仮定して無視した場合、（１）式のファラデーの電磁誘導の法則から、出力電流は（２）式で表せる。

電圧ｖを構成する要素のうち、ωφで表すことのできる誘起起電力ｅ₀は、制御周期中（電流検出間隔で、後述する図２のＴ_carryでありＡ／Ｄトリガ信号と同じ周期）で一定とすると、電流変化は電圧ｖから誘起起電力ｅ₀を減算した電圧により発生する。したがって、次の制御周期までに変化する電流は、

で表せる。したがって、1制御周期未来の電流（三相）はi₊₁をｉ_(n)に加算して

となる。また、２制御周期未来の電流は、同様にしてi_(n+1)の値に加算して
（ｔ_(n+2)−ｔ_(n+1)＝ｔ_(n+1)−ｔ_(n)）

図２は、上記の演算を実行する機能構成図を示したものである。１０は信号発生部で、基準ＰＷＭキャリア信号ａと、このキャリア信号ａとは１サンプル進み位相のＰＷＭキャリア信号ｂと、基準ＰＷＭキャリア信号ａとは２サンプル進み位相のＰＷＭキャリア信号ｃと、基準ＰＷＭキャリア信号ａとは３サンプル進み位相のＰＷＭキャリア信号ｄ、及びＡ／Ｄトリガ信号ＬＥを発生する。この進みＰＷＭキャリア信号は、予測したい未来の時間分だけ位相を進ませるキャリアで、予測する点数分が用意され、その予測数は（キャリア周期内のサンプル点数／２）とされて、ここでは予測する点数を３サンプルとしている。

基準ＰＷＭキャリア信号ａはコンパレータ２に出力され、このコンパレータ２で電圧指令と振幅比較することでＰＷＭ波形を生成する。これをゲート信号としてインバータ主回路３のスイッチング素子をオン・オフ制御して正弦波を発生し、モータ４に出力する。モータ電流は電流検出器５で検出し、検出信号はＡ／Ｄ変換器６において、信号発生器１からのＡ／Ｄトリガ信号によるタイミングでディジタル信号に変換される。

１サンプル進み位相のＰＷＭキャリア信号ｂはコンパレータ１１に出力されて現在時刻の電圧指令と比較され、演算されるＰＷＭキャリア信号を電圧波形とする。その出力はカウンタ１４の端子ＥＮに出力される。同様にして、２サンプル進み位相のＰＷＭキャリア信号ｃは、コンパレータ１２に出力されて現在時刻の電圧指令と比較されて電圧波形とされ、その出力はカウンタ１５の端子ＥＮに出力される。また、３サンプル進み位相のＰＷＭキャリア信号ｄは、コンパレータ１３に出力されて現在時刻の電圧指令と比較されて電圧波形とされ、その出力はカウンタ１６の端子ＥＮに出力される。

各カウンタ１４〜１６には、クロック発生部２９からのクロック信号と、信号発生部１０からのキャリア周期に同期したＡ／Ｄトリガ信号ＬＥが端子CLRに入力されており、Ａ／Ｄトリガ信号ＬＥによるタイミングでＰＷＭキャリア信号による電圧波形をクロック信号によりカウントし、その値を未来のＰＷＭ予測信号とする。
図３は２サンプル進んだ場合の例で、Ａ／Ｄトリガ信号ＬＥが時刻Ｔ_Zで発生後に、１サンプル進み位相のキャリア信号ｂが電圧指令以下となったときカウンタ１４がカウントを開始する。そのカウントは、時刻Ｔ_Aになるとカウンタ１４のクリア端子に印加されたＡ／Ｄトリガ信号によってクリアされ、時刻Ｔ_A以後キャリア信号ｂが電圧指令と等しくなるまでカウントを再開する。すななち、制御周期毎にカウンタのリセット及び計測値の保持を行うことで未来のＰＷＭ予測信号をメモリＭ１５に出力する。

記憶された測定値は、制御周期中の総クロック数Ｎ_clkで除算し、インバータの直流電圧Ｖ_dcを乗算することで制御周期あたりの平均電圧を求める。さらに、こるパルス電圧の積分値（乗算器１７）を制御周期あたりの出力電圧平均値に制御周期Ｔ_carryを乗算し、制御周期におけるＰＷＭパルス電圧の積分値を求める。その積分値から制御周期間のモータの誘起起電力Ｅ₀の積分値Ｅ₀・Ｔ_carryを減算（減算器２０）することで電流変化成分を求める。これに制御周期Ｔ_carryをかけて（乗算器２３）電圧の積分値を求め、モータのインダクタンスＬで除算することで、その制御周期のＰＷＭ電圧によって変化する（５）式による電流成分を算出することができる。したがって、この変化成分を加算部２６においてＡ／Ｄ変換器６からの最新の電流値ｉ_(n)に加算することで未来の電流値ｉ_(n+1)を得ることができる。なお、他のキャリア信号ｃ，ｄについても同様に、ｃはｉ_(n+1)に変化分を足すことでｉ_(n+2)を求め、ｄはｉ_(n+2)に変化分を足すことでｉ_(n+3)を求める。
算出された電流値は移動平均手段７の加算部Ａｄに出力され、Ａ／Ｄ変換器６とメモリ部Ｍ１１〜Ｍ１４の過去の出力と、加算部２６〜２８からの未来の各出力とが加算された後、平均化部Ａｖにおいて総検出点数で除算することで、時間遅れの少ない移動平均電流を求めることができる。

実施例１では、未来の電流予測を演算することにより、通常の移動平均で発生する電流変化時の遅れによる誤差を低減させている。この演算では、演算負荷低減のため磁気飽和によるインダクタンスの変化や鉄損等損失の影響を無視している。また、電流予測に用いる電圧を演算するための電圧指令は未来のものではなく現在の値を用いている。従って、運転条件や機器の条件によっては、モータ定数の誤差や電圧指令値の誤差により、演算に誤差成分が発生することが考えられる。演算誤差が大きくなると、それによって求められる移動平均処理後の検出電流にも誤差成分が現れ、電流制御性能を劣化させる。従って演算誤差が大きくなる事による電流制御性能の劣化の影響が遅れ時間の減少することによる制御性能向上効果を打ち消し、さらに上回ってしまうことが考えられるが、サンプル点数を（キャリア１周期以内のサンプル点数／２）としているため，演算誤差を抑える手段を持たない。
また、サンプル点数をキャリア頂点と同期するため偶数（キャリアの頂点を同期させると必然的にサンプル点数は偶数となる。）とし、移動平均に用いる未来の予測電流のサンプル数を（キャリア１周期以内のサンプル点数／２）としていることにより、移動平均の時刻の中心は図５の例のように現在時刻ｔ_nから１／２T_carry進んでしまい、無駄時間を０にすることができない。
図６で示す実施例２では、この点を考慮したものである。図６において、図２と同一部分、若しくは相当する部分に同一符号を付してその説明を省略する。
すなわち、この実施例は、キャリア１周期あたりにサンプル点数を８点とした検出電流を設定し、そのうち予測サンプル点数を２点（ｉ(n+1),ｉ(n+2)）、実電流サンプル点数を６点（ｉ(n)〜ｉ(n-5)）としたものである。信号発生部１０ａは、インバータの主回路を駆動するゲート信号の生成に使用するための三角波による基準ＰＷＭキャリア信号ａと、このキャリア信号ａとは１サンプル進み位相のＰＷＭキャリア信号ｂと、基準ＰＷＭキャリア信号ａとは２サンプル進み位相のＰＷＭキャリア信号ｃ、及びキャリア信号ａに同期したキャリア周期あたり８点のＡ／Ｄ変換トリガ信号ＬＥを発生する。

電圧指令信号は、一般的な速度制御器や電流制御器をもつモータ制御系で構成される電圧指令作成部において、モータの運転状態や電流等の各パラメータと、任意の運転状態との差などから演算により作成する。コンパレータ２では電圧指令信号とキャリア信号aを入力し両信号を比較することで、インバータの主回路３を駆動するゲート信号となるＰＷＭ信号を作成する。インバータによってモータ４が駆動されて流れる電流を電流検出器５によって検出する。その検出電流はＡ／Ｄ変換器６に入力され、Ａ／Ｄトリガ信号ＬＥによるタイミングでディジタル信号の電流値i_(n)に変換され出力される。同時に前回（１制御周期過去）のＡ／Ｄトリガ信号ＬＥでディジタル信号に変換された電流値がメモリＭ１１で１制御周期過去の電流値i_(n-1)として記録される。同様にメモリＭ１２、Ｍ１３、Ｍ１４、Ｍ２０において２から５制御周期過去の電流値i_(n-2)〜i_(n-5)が記録される。

１サンプル進み位相のキャリア信号bは、電圧指令信号と共にコンパレータ１１に入力され、両信号の比較によりＰＷＭ信号bが作成される。同様に２サンプル進み位相のキャリア信号cと電圧指令信号がコンパレータ１２に入力されＰＷＭ信号cが作成される。ＰＷＭ信号bはカウンタ１４のイネーブル信号としてＥＮ端子に入力され、クロック信号発生部によって作成されたＡ／Ｄトリガ信号に同期し周期が十分短いクロック信号によりカウントされる。カウンタ１４のＣＬＲ端子にはＡ／Ｄトリガ信号ＬＥが入力されており、そのトリガ信号ＬＥが入力されるタイミングでカウンタ値を初期化する。またカウンタ１４の出力はメモリＭ１５に入力され、同様にメモリＭ１５のＥＮ端子に入力されたＡ／Ｄトリガ信号ＬＥによりカウンタ１４の初期化されるタイミングと同じタイミングでカウンタ１４の初期化前の値がカウント値１として保持・出力される。

カウンタ１４とメモリＭ１５によって作られるこの値は、現在時刻から１制御周期未来の時刻間におけるＰＷＭ信号ｂがＨｉとなる時間に相当する値となる。
同様にＰＷＭ信号cはカウンタ１５に入力され、クロック信号とＡ／Ｄトリガ信号によってカウント・初期化がなされ、メモリＭ１６によって初期化前のカウント値が出力される。この出力は同様に１制御周期未来の時刻から２制御周期未来の時刻までの間のＰＷＭ信号ｃがＨｉとなる時間に相当するカウント値となる。
カウント値１は、制御周期あたりのクロックカウント数Ｎclkで除算し、インバータの直流リンク電圧Ｖ_dcを乗算することによって１制御周期未来までの平均電圧となる。さらに、この平均電圧に制御周期を乗算することによって，制御周期間の電圧の積分値（乗算器１７）となる。この値から、モータの無負荷誘起電圧Ｅ₀に制御周期を乗算した制御周期間における誘起電圧の値を減算（減算器２０）することでモータ電流の変化要因となる電圧が求められ、これをさらにインダクタンスＬで除算（乗算器２３）することで、現在時刻から１制御周期未来の時刻における電流の変化成分Δｉ(n+1)が求められる。

カウント値２も同様の演算をすることで１制御周期未来の時刻から２制御周期未来の時刻までの時間に変化する電流値Δｉ(n+1)が求められる。Ａ／Ｄ変換器６の出力である現在の電流検出値ｉ(n)に、Δｉ(n+1)加算することで１制御周期未来の時刻における予測電流値ｉ(n+1)が求まる。
また，１制御周期未来の予測電流値ｉ(n+1)に、Δｉ(n+2)を加算することで２制御周期未来の予測電流値ｉ(n+2)が求まる。これら予測電流値２点と、Ａ／Ｄ変換後の現在の電流値１点、メモリＭ１１〜Ｍ１５、及びＭ２０で保持された過去の電流値５点の計８点を加算部Ａｄで加算し、平均化部Ａｖにおいて「８」で除算することで移動平均された出力電流値ｉが求まる。

この実施例において、モータの誘起起電力ｅ₀は制御周期中で一定とすると、電流ｉの変化はモータの端子電圧ｖからｅ₀を減算した電圧により発生する。したがって、時刻ｔ(n)から１制御周期未来の時刻ｔ(n+1)までに変化する電流Δｉ(n+1)は（７）式となる。

ここで、ｖ(n+1)は時刻ｔ(n)から時刻ｔ(n+1)の間のモータ電圧の平均値である。

以上から１制御周期未来の電流値は、予測した電流変化量Δｉ(n+1)を検出値ｉ(n)に加算することで得られ、（８）式となり、三相の場合には（９）式となる。

同様に、２制御周期未来の電流は、Δｉ(n+2)を上式で求めた電流値ｉ(n+1)値に加算することで得られ、（１０）式となる。以下同様にして３制御周期以上の未来電流も演算により求めることができる。

図７は図６による多点同期電流の検出状態を示したもので、移動平均の中心時刻が現在時刻と一致していることが分かる。
図7ではキャリア１周期の総サンプル点数を８点としているが、これは任意の値でよい。点数が多くなるほど検出時の電流リプル成分やノイズ成分の影響を抑えられる。インバータの制御周期は、一般にノイズの影響を小さくすること等の理由によりキャリア頂点に同期させており、それと同期するため点数は偶数としている。進みキャリア信号およびコンパレータ、カウンタは予測する未来の電流サンプル分用意する。予測するサンプル点数は、「キャリア1周期の総サンプル点数／２以下」に設定し、過去のサンプル点数は、
過去のサンプル点数 ＝ 総サンプル点数−予測サンプル点数−１
と設定する。図７の場合は２点に設定しているが、１点としても３点としても構わない。予測点を少なくした場合、出力電流値の検出時間遅れは増大するが、予測演算誤差成分は減少する。これを適宜選択する選択回路を設けることで、検出時間の遅れを減らしたい場合（磁気飽和による影響が少なくモータ定数の誤差が少ない時や、電圧指令値の変化が小さく電圧指令値の誤差が少ない時）には予測点を減らすことが可能となる。
予測点数は最大でキャリア１周期の総サンプル点数−１まで設定することが可能であるが、演算誤差が増加し、さらに移動平均値の時間の重心が未来の方向へ大きくなってしまうためにメリットが少なくなる。
この実施例によれば、予測点数がキャリア１周期のサンプル点数／２以下（未満）としたことにより、図７で示すように移動平均の中心時刻が現在時刻と一致する。これにより、演算誤差低減による性能向上と、検出時間遅れの減少による性能向上の双方を合わせた総合的な制御性能の向上効果が最も得られる予測点数に設定することが可能になる。また予測点数を少なくできれば演算負荷を低減させる効果もあり、演算回路規模も小さくなる。

図８は第３の実施例を示したもので、１キャリア周期あたり等間隔でサンプル点数を８点（Ａ／Ｄ変換制御周期Ｔ_carry）とした検出電流を設定し、予測サンプル点を４点、実電流サンプル点を５点とした場合の構成図である。
電圧指令信号およびキャリア信号aによってインバータ／モータを駆動する部分は実施例１と同じである。また検出電流をＡ／Ｄトリガ信号ＬＥとＡ／Ｄ変換器６を用いてディジタル信号に変換する部分も実施例１と同様である。メモリＭ１１からＭ1４と、Ａ／Ｄトリガ信号ＬＥを用いた過去の実電流サンプル値の保持機構についても、過去の電流値が１サンプル少ない点を除き同様である。 すなわち、図２で示す実施例1との相違点は、信号発生部１０ｂでは１サンプル進み位相キャリア信号〜３サンプル進み位相キャリア信号の他に、４サンプル進み位相キャリア信号ｅを発生し、これに伴い現在の電流値ｉ(n)と、過去４サンプルの電流値ｉ(n-1) 、ｉ(n-2)、ｉ(n-3)、ｉ(n-4)を得るようにしたことである。
信号発生部１０ｂにおいて、インバータの主回路３を駆動するゲート信号の生成に使用するキャリア信号ａよりも電流検出１サンプルに相当する時間分だけ位相を進めたキャリア信号ｂ、２サンプル位相を進めたキャリア信号ｃ、３サンプル位相を進めたキャリア信号ｄ、４サンプル位相を進めたキャリア信号ｅを作成する。進みキャリア信号から未来の電流値を求める構成は実施例１と同じである。以上の処理により未来の予測サンプル点における予測電流値ｉ(n+1)、ｉ(n+2)、ｉ(n+3)、及びｉ(n+4)が求められる。
乗算器３４の出力から得られる４制御周期未来の電流値ｉ(n+4)と、メモリＭ１４による４制御周期過去の電流値ｉ(n-4)を加算し、除算器３５において２で除算し加算部Ａｄに入力する。加算部Ａｄでは、この除算器３５による値と、現在の電流値ｉ(n)、未来の電流予測値ｉ(n＋1)、ｉ(n＋2)、ｉ(n+3)、過去の電流値ｉ(n-1)、ｉ(n-2)、ｉ(n-3)を加算し、平均化部Ａｖでキャリア１周期あたりのサンプル数８で除算することで出力電流値を求める。
キャリア１周期あたりのサンプル点数は任意の偶数とする。そして、その設定したキャリア１周期あたりのサンプル点数分、過去と現在、若しくは過去と現在と未来、若しくは現在と未来のサンプルを行う。さらにそれに加えて１制御周期過去、若しくは未来のサンプル点を1点増やす。以上の取得したサンプル点の内、最も未来の予測サンプル点と最も過去の実電流サンプル点を加算して２で除算する。その値と、残りの最も未来・過去でないサンプル点を全て加算し、キャリア１周期あたりのサンプル点数で除算する。
未来の予測サンプル点数および過去の実電流サンプル点数をキャリア１周期あたりのサンプル点数／２とすることで、図１０で示すように移動平均の中心時刻が現在時刻と一致する。

この実施例によれば、移動平均期間の中心時刻を現在時刻に合わせることが可能になるため、時間遅れを等価的にゼロとすることが可能になり制御性能の向上が期待できる。すなわち、時間遅れがゼロになると、図１０のように時間遅れがゼロになればその移動平均値は理想電流値（インバータが電圧指令通りのアナログ電圧を出力した場合に流れるであろう電流値）に限りなく近づく。正確な電流値が得られることは正確な電流値に制御しやすくなる事に繋がり、電流制御性能は向上し、モータの制御性能も向上する。

図９は第４の実施例を示したもので、図８で示す実施例３との相違点は、除算部３５を省いて未来の電流予測値ｉ(n+4)をそのまま移動平均手段７に入力したことである。
この実施例４も、実施例３と同様に移動平均の中心時刻と現在時刻が一致する方式で、図９ではキャリア１周期あたりのサンプル点数を８点検出する例である。未来の予測サンプル点を４点、過去の実電流検出サンプル点を４点、現在値を１点取り、全てを加算して９で除算する。すなわち、未来の予測サンプル点数、及び過去の実電流サンプル点数をキャリア１周期あたりのサンプル点数／２とし、現在値を合わせ全て加算してキャリア１周期あたりのサンプル点数＋１サンプル点で除算する。そうすることで、図１０で示すように移動平均の中心時刻が現在時刻と一致する。

この実施例によれば、未来の予測電流および過去の実電流，現在電流値のサンプル方法は実施例３と同じ手法であり、実施例３と同様の効果が得られる。
なお、各実施例ではモータ制御の例を示しているが，PWMインバータ駆動の同じようなインピーダンスをもつ電気回路であれば，同様にPWM電圧から出力電流予測手法が使えるため，同様の電流検出構成が可能である。

本発明の実施形態を示す多点同期電流の検出信号の説明図。 本発明の多点同期電流の検出装置の構成図。 ＰＷＭ電圧予測の生成説明図。 同期電流の検出装置の概略構成図。 多点同期電流の検出説明図。 本発明の他の多点同期電流の検出装置の構成図。 本発明の多点同期電流の検出信号図。 本発明の他の多点同期電流の検出装置の構成図。 本発明の他の多点同期電流の検出装置の構成図。 本発明の多点同期電流の検出信号図。 従来の多点同期電流の検出装置の構成図。 従来の多点同期電流の検出説明図。 従来の電流変化時の多点同期電流の検出説明図。

符号の説明

１、１０… 信号発生部
２… コンパレータ
３… インバータの主回路
４… モータ
５… 電流検出器
６… Ａ／Ｄ変換器
７… 移動平均手段
１１〜１３、３０… コンパレータ
１４〜１６、３１… カウンタ
Ｍ１１〜Ｍ１７、Ｍ２０、Ｍ２１… メモリ部

Claims (7)

1. 信号発生部による基準キャリア信号と電圧指令値との比較により
   ＰＷＭ信号を生成し、生成されたＰＷＭ信号に基づきインバータ主回路のスイッチング素子をオン・オフしてモータを制御し、検出されたモータ電流をＡ／Ｄ変換器に入力し、Ａ／Ｄトリガ信号の発生タイミングで多点同期電流を検出して移動平均信号とするものにおいて、
   前記信号発生部から、前記基準キャリア信号よりそれぞれ順次位相を進ませたキャリア１周期の総サンプル点数−１以下で、且つ1点以上の予測点数分のＰＷＭキャリア信号を発生させ、各ＰＷＭキャリア信号と電圧指令値とを比較して各予測点の制御周期あたりの出力電圧平均値を求め、この出力電圧平均値に制御周期Ｔ_carry、モータの誘起起電力ｅ₀、モータのインダクタンスＬを用いて制御周期のＰＷＭパルス電圧によって変化する各予測点の電流成分を算出し、この算出された電流成分と、前記Ａ／Ｄ変換器の現在出力より順次遅らせた前記検出されたモータ電流との多点同期電流との和の平均値を移動平均信号とすることを特徴とするモータ制御における電流検出方法。
2. 前記信号発生部から発生するＰＷＭキャリア信号は、前記基準キャリア信号よりそれぞれ順次位相を進ませた（キャリア1周期内のサンプル点数／２）の予測点数分のＰＷＭキャリア信号であることを特徴とする請求項1記載のモータ制御における電流検出方法。
3. 任意の偶数値に設定された前記キャリア１周期あたりのサンプル点数に１制御周期未来、又は過去のサンプル点を１点増やし、この取得したサンプル点のうち未来の予測サンプル点と最も過去の実電流サンプル点を加算して２で除した値、及び最も未来・過去を除くサンプル点の値を移動平均信号に用いたことを特徴とする請求項1又は２記載のモータ制御における電流検出方法。
4. 前記キャリア１周期あたりのサンプル点数を任意の偶数とし、この偶数値に設定されたサンプル点数に１制御周期未来の予測サンプル点、又は1制御周期過去の実電流サンプル点を1点追加し、キャリア１周期あたりのサンプル点数＋１サンプル点で除算した値を移動平均信号としたことを特徴とする請求項1乃至３記載の何れかであるモータ制御における電流検出方法。
5. 前記サンプル点に用いる予測点数を、適宜選択する選択手段を設けたことを特徴とする請求項1乃至４記載の何れかであるモータ制御における電流検出方法。
6. 前記ＰＷＭパルス電圧によって変化する各予測点の電流成分は、電流変化量をΔｉとすると次式により算出することを特徴とした請求項1記載のモータ制御における電流検出方法。
   

   

   ただし、添字ｕ，ｖ，ｗは三相の相、（ｎ＋ｉ）中のｉは、１，２，３…
7. 前記ＰＷＭパルス電圧によって変化する各予測点の電流成分は、次式により算出することを特徴とした請求項２記載のモータ制御における電流検出方法。
   

   

   ただし、添字（ｎ＋ｉ）中のｉは、１，２，３…

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