CN109756144A - 一种适合于电力电子变换器数字控制的采样方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种适合于电力电子变换器数字控制的采样方法。由于数字采样零阶保持器的存在，闭环反馈补偿器的输出调制信号可能与载波信号发生纵向穿越，导致死区效应或脉冲丢失现象，危及电力电子变换器的控制稳定性。为了同时保证数字延时的减小和多倍频数字采样无脉冲丢失，本发明提出一种载波N等分的技术进行多倍频数字采样和PWM的发生，通过采用载波N等分的措施，自动辨识调制信号和载波信号的纵向穿越并避免了脉冲丢失的现象，保证了多倍频数字采样PWM在电力电子变换器中应用的正确性。

Description

一种适合于电力电子变换器数字控制的采样方法

技术领域

本发明属于电力电子开关变换器数字控制技术领域，具体设计一种适合于电力电子变换器数字控制的采样方法。

背景技术

随着数字处理技术的飞速发展，电力电子变换器的数字控制技术愈来愈受关注。电力电子变换器的数字控制需要先采集功率信号，通过模数转换(ADC)变换为数字信号，再在数字处理单元中进行信号的数模转换(DAC)、反馈控制和脉冲输出等。通常，ADC的转换周期可以与脉冲宽度调制的数字载波周期同步，亦即信号数字采样的周期与开关周期保持同步。这种同步采样最大的优点在于避开了开关噪声；但与此同时，其存在的一拍半数字延时问题会降低电力电子变换器的闭环控制稳定性，甚至可能产生非最小相位系统。为了减小数字延时并缓解由此带来的稳定性问题，较为普遍的做法是在数字算法中缩短信号采样到数据加载的时间。但是，这类方式只能减小数据更新的延时时间，却无法缩短信号的采样延时。为了能够同时减小采样延时和数据更新延时，需要在提高采样频率的同时同步提高数据更新的周期。这种做法称之为多倍频数字采样方式。多倍频采样由于采用远高于开关频率的方式进行采样和生成PWM，其数字延时的时间大为缩短，从而有助于提高闭环数字控制的稳定性和带宽。但是，多倍频数字采样的问题在于通过闭环反馈后的调制信号容易与载波信号发生纵向穿越导致死区效应或脉冲丢失，进而导致系统震荡等问题。目前仅有的文献中提到通过锁相检测穿越的时刻来调整采样时间的方式，可以有效抑制多倍频采样的脉冲丢失。但是，这种调整采样时间的方式容易导致控制算法偏差，在电力电子变换器的数字控制中并不适用。

发明内容

本发明针对现有技术的不足，提出了一种适合于电力电子变换器数字控制的采样方法。本发明通过N(N>2)倍频等分载波将周期为开关周期的载波均分为N个锯齿波，以及利用修正并限幅后的调制波信号与等分后的载波信号进行的脉冲宽度调制来抑制多倍频采样产生的死区效应或脉冲丢失。

本发明提出一种适合于电力电子变换器数字控制的采样策略，包括N(N>2)倍开关频率等分载波技术和用于避免产生死区效应的N倍开关频率数字采样方式；

所述的N倍开关频率等分载波技术将周期为开关周期的载波v_car均分为周期为1/N开关周期的N个锯齿波v^* _car，均分后的锯齿波v^* _car与原始载波同步；

所述的用于避免产生死区效应的N倍开关频率数字采样方式利用N等分的锯齿波v^* _car在每个锯齿波周期同步进行N倍开关频率的数字采样，并利用限幅器将修正后的调制信号M^*[k]限幅至0～T_PRD，限幅后的调制信号经由脉宽调制器转换为驱动变流器半导体开关管的PWM信号；

所述的N(N>2)倍开关频率等分载波技术，具体包括以下步骤：

步骤1.设置周期为1/N开关周期，幅值为T_PRD的数字锯齿波v^* _car；

步骤2.保持锯齿波v^* _car与原始载波v_car同步；

步骤3.根据锯齿波v^* _car与原始载波v_car的幅值关系修正调制信号，将原始调制信号M[k]修正为M^*[k]。

所述的用于避免产生死区效应的N倍开关频率数字采样方式，具体包括以下步骤：

步骤1.设置数字采样的方式为与锯齿波v^* _car同步，即为N倍开关频率的数字采样；

步骤2.利用限幅器将修正后的调制信号M^*[k]限幅至0～T_PRD；

步骤3.将限幅后的调制信号通过脉宽调制器得到PWM信号，再经由驱动器形成半导体开关管的驱动波形，从而实现死区效应的抑制。

本发明相对现有技术所具有的效果：在不增加硬件成本的前提下抑制了多倍频采样可能产生的死区效应或脉冲丢失的现象，有效地减小了数字延时对闭环反馈控制的电力电子变换器的稳定性影响和带宽限制。在数字控制技术广泛应用的背景下，根据本发明提供的载波等分的措施，保证了多倍频数字采样PWM在电力电子变换器中应用的正确性。

附图说明

图1是包含多倍频数字采样PWM的闭环反馈电力电子变换器等效结构图。其中ADC表示模数转换单元，v^* _o,r表示参考信号。

图2是发生纵向穿越的传统4倍频数字采样PWM。其中v_car(t)表示周期为开关周期的三角载波，M[k]表示调制信号，T_samp是采样周期，T_switch是开关周期。

图3是将周期为开关周期的载波均分为4个锯齿载波的等效示意图。其中v^* _car(t)表示周期为1/4开关周期的锯齿波，T_PRD为锯齿波的幅值，锯齿波分为阶段1、阶段2、阶段3和阶段4。

图4是将调制信号M^*[k]限幅后与锯齿载波v^* _car(t)进行比较的示意图。

图5是采用等分载波技术的多倍频采样等效结构框图。其中m_a[k]表示离散调制信号，f_samp表示采样频率，f_sw表示开关频率，ZOH为零阶保持器。

图6是采用4倍频数字采样进行死区抑制前后的DC/AC逆变器输出波形的比较波形。波形包含输出电压，电感电流和驱动信号。

图7是采用8倍频数字采样进行死区抑制前后的DC/AC逆变器输出波形的比较波形。波形包含输出电压，电感电流和驱动信号。

具体实施方式

图1是包含多倍频数字采样PWM的闭环反馈电力电子变换器等效结构图。其中，多倍频数字采样PWM采用多倍开关频率的模数转换方式进行数据的采样。以4倍频数字采样为例，传统的4倍频数字采样PWM如图2所示，图中三角形载波v_car(t)的上升沿如与调制信号M[k]发生横向穿越时，则输出PWM发生高电平翻转；反之，三角形载波的下降沿如与调制信号发生横向穿越，则输出PWN发生低电平翻转。由于图2所示的调制信号在三角形载波上升沿发生纵向穿越，产生死区效应导致高电平脉冲丢失。

为了解决这种脉冲丢失的现象，本发明首先将周期为开关周期的载波根据进行N倍频的等分。例如图3所示以4倍频采样为例，对原始载波进行4等分，等分后的载波与原始载波的幅值关系如下：

对应地，修正后的调制信号M^*[k]与原始调制信号M[k]的关系为：

结合图2和图3可知，发生纵向穿越的判断条件为：

将上式转换为修正后的调制信号与T_PRD的关系，即为：

进一步地，将调制信号M^*[k]限幅后与锯齿载波v^* _car(t)进行比较，则纵向穿越发生时，PWM将自动翻转。如图4所示，仍然以4倍频采样为例，即为调制信号M^*[k]限幅后与锯齿载波v^* _car(t)进行的有效比较，图中PWM脉冲并未丢失，即死区效应得到有效的抑制。等效的4倍频数字采样PWM发生器结构图如图5所示，通过载波等分和调制信号修正并限幅比较后，多倍频采样的死区问题得到有效抑制。为了验证本发明所提出方法的有效性，以基于多倍频采样的闭环反馈控制DC/AC逆变器为例，图6和图7给出了死区抑制前后的对比波形。由图课件，在进行载波等分和死区效应抑制后，传统多倍频采样产生脉冲丢失的问题得到解决。

由此可见本发明借助载波等分的技术，在不增加硬件成本的前提下抑制了多倍频采样可能产生的死区效应或脉冲丢失的现象，有效地减小了数字延时对闭环反馈控制的电力电子变换器的稳定性影响和带宽限制。在数字控制技术广泛应用的背景下，根据本发明提供的载波等分的措施，保证了多倍频数字采样PWM在电力电子变换器中应用的正确性。

Claims (3)

1.一种适合于电力电子变换器数字控制的采样方法，其特征在于：包括N倍开关频率等分载波技术和用于避免产生死区效应的N倍开关频率数字采样方式，N>2；

所述的N倍开关频率等分载波技术将周期为开关周期的载波v_car均分为周期为1/N开关周期的N个锯齿波v^* _car，均分后的锯齿波v^* _car与原始载波同步；

所述的用于避免产生死区效应的N倍开关频率数字采样方式利用N等分的锯齿波v^* _car在每个锯齿波周期同步进行N倍开关频率的数字采样，并利用限幅器将修正后的调制信号M^*[k]限幅至0～T_PRD，限幅后的调制信号经由脉宽调制器转换为驱动变流器半导体开关管的PWM信号；其中T_PRD为均分后的锯齿波v^* _car的幅值。

2.根据权利要求1所述的一种适合于电力电子变换器数字控制的采样方法，其特征在于：所述的N(N>2)倍开关频率等分载波技术，具体包括以下步骤：

步骤1.设置周期为1/N开关周期，幅值为T_PRD的数字锯齿波v^* _car；

步骤2.保持锯齿波v^* _car与原始载波v_car同步；

步骤3.根据锯齿波v^* _car与原始载波v_car的幅值关系修正调制信号，将原始调制信号M[k]修正为M^*[k]。

3.根据权利要求1所述的一种适合于电力电子变换器数字控制的采样方法，其特征在于：所述的用于避免产生死区效应的N倍开关频率数字采样方式，具体包括以下步骤：

步骤1.设置数字采样的方式为与锯齿波v^* _car同步，即为N倍开关频率的数字采样；

步骤2.利用限幅器将修正后的调制信号M^*[k]限幅至0～T_PRD；

步骤3.将限幅后的调制信号通过脉宽调制器得到PWM信号，再经由驱动器形成半导体开关管的驱动波形，从而实现死区效应的抑制。