JP2010004719A - 電力変換装置及び自動車システム - Google Patents

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Abstract

【課題】複数の電源間で電力移動を行う場合に、モータ駆動電圧を変化させることなく移動電力を増大させて、電力制御範囲を拡大することができる電力変換装置及び自動車システムを提供する。
【解決手段】電力変換器の駆動を制御する駆動制御装置１３は、交流電動機の要求駆動電圧を演算する手段と、各入出力電圧の指令値を生成する電力制御・変調率演算部３０と、入出力電圧指令値に基づき電力変換器を駆動する信号を生成するＰＷＭパルス生成部３１とを有し、電力制御・変調率演算部３０は、各入出力電圧の和が要求駆動電圧となるように、電源１１ａの最大出力電圧と、要求駆動電圧指令値との差に基づいて算出した加算値を要求駆動電圧指令値に加算して、電源１１ａの出力電圧の指令値である第１出力電圧指令値を生成し、要求駆動電圧指令値と第１出力電圧指令値との差から電源１１ｂの入力電圧の指令値である第２入力電圧指令値を生成する。
【選択図】図１

Description

この発明は、電力変換装置及び自動車システムに関し、特に、複数の直流電圧源から出力された電力に基づき電動機を駆動する駆動電力を供給する電力変換装置、及びこの電力変換装置を備えた自動車システムに関する。
従来、複数電源から出力された電力に基づき電動機を駆動する駆動電力を供給する電力変換器（Ｄ−ＥＰＣ）が知られている。
このような電力変換器に関するものとして、例えば、複数電源の各電源から供給する電力を任意の値に制御可能とする「モータ駆動システムの制御装置」（特許文献１参照）があり、この「モータ駆動システムの制御装置」においては、正弦波の電圧指令値を用いて、電力変換器の駆動制御をしている。
特開２００６−１２９６４４号公報
しかしながら、従来の「モータ駆動システムの制御装置」における正弦波の電圧指令値を用いた制御では、その電圧指令値（正弦波）の振幅が電源の最大出力電圧（±Ｖ／２）に達した状態が、電圧指令値の最大波形となる。これにより、複数の電源間で電力移動を行う場合、第１直流電圧源（例えば、燃料電池）から第２直流電圧源（例えば、バッテリ）への移動電力は、第１直流電圧源の電圧指令値（正弦波）の振幅が最大出力電圧（±Ｖ／２）に達した時が最大となり、交流電動機（モータ）の駆動電圧を変化させないという環境においては、これ以上、移動電力を増加することができなかった。
この発明の目的は、複数の電源間で電力移動を行う場合に、モータ駆動電圧を変化させることなく移動電力を増大させて、電力制御範囲を拡大することができる電力変換装置を提供することである。
上記目的を達成するため、この発明に係る電力変換装置は、複数の直流電圧源と接続し、前記複数の直流電圧源の各入出力電圧からそれぞれ入出力電圧パルスを生成し、複数の入出力電圧パルスを合成することによって交流電動機を駆動する電力変換器と、前記電力変換器の駆動を制御する駆動制御手段とを備える電力変換装置において、前記駆動制御手段は、前記交流電動機の要求駆動電圧を演算する手段と、記各入出力電圧の指令値を生成する入出力電圧指令値生成手段と、前記入出力電圧指令値に基づき、前記電力変換器を駆動する信号を生成する駆動信号生成手段とを有し、前記入出力電圧指令値生成手段は、前記各入出力電圧の和が前記要求駆動電圧となるように、前記第１直流電圧源の最大出力電圧と、前記要求駆動電圧の指令値である要求駆動電圧指令値との差に基づいて算出した加算値を前記要求駆動電圧指令値に加算して、前記第１直流電圧源の出力電圧の指令値である第１出力電圧指令値を生成し、前記要求駆動電圧指令値と前記第１出力電圧指令値との差から前記第２直流電圧源の入力電圧の指令値である第２入力電圧指令値を生成することを特徴としている。
また、この発明に係る自動車システムは、この発明に係る電力変換装置を搭載し、前記第１直流電圧源と前記第２直流電圧源を燃料電池とバッテリにより構成して、前記電力変換装置から出力された供給電力を、駆動輪を駆動する駆動力発生源に供給することを特徴としている。
この発明によれば、複数の直流電圧源と接続し、前記複数の直流電圧源の各入出力電圧からそれぞれ入出力電圧パルスを生成し、複数の入出力電圧パルスを合成することによって交流電動機を駆動する電力変換器と、前記電力変換器の駆動を制御する駆動制御手段とを備える電力変換装置において、前記駆動制御手段は、前記交流電動機の要求駆動電圧を演算する手段と、前記各入出力電圧の指令値を生成する入出力電圧指令値生成手段と、前記入出力電圧指令値に基づき、前記電力変換器を駆動する信号を生成する駆動信号生成手段とを有し、前記入出力電圧指令値生成手段は、前記各入出力電圧の和が前記要求駆動電圧となるように、前記第１直流電圧源の最大出力電圧と、前記要求駆動電圧の指令値である要求駆動電圧指令値との差に基づいて算出した加算値を前記要求駆動電圧指令値に加算して、前記第１直流電圧源の出力電圧の指令値である第１出力電圧指令値を生成し、前記要求駆動電圧指令値と前記第１出力電圧指令値との差から前記第２直流電圧源の入力電圧の指令値である第２入力電圧指令値が生成される。
これにより、複数の電源間で電力移動を行う場合に、モータ駆動電圧を変化させることなく移動電力を増大させて、電力制御範囲を拡大することができる。
また、この発明に係る電力変換装置により、上記自動車システムを実現することができる。
以下、この発明を実施するための最良の形態について図面を参照して説明する。
（第１実施の形態）
図１は、この発明の第１実施の形態に係る電力変換装置の構成を示すブロック図である。図２は、図１の電力変換器の回路図である。
図１に示すように、電力変換装置１０は、第１直流電圧源（電源ａ）１１ａと第２直流電圧源（電源ｂ）１１ｂ、電力変換器１２、及び駆動制御装置１３を有しており、トルク指令Ｔｅ*が駆動制御装置１３に入力することにより電力変換器１２からモータ（３相交流モータ）Ｍへ、モータ供給電力Ｐｍを出力する。モータＭは、モータ供給電力Ｐｍの入力により駆動される。
図２に示すように、電力変換器１２は、モータＭの各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）毎に、複数組のスイッチ手段（半導体スイッチ）を有している。
第１直流電圧源１１ａと第２直流電圧源１１ｂは、何れも負極側が、共通負極母線１４に接続されており、共通負極母線１４とモータＭの各相端子間は、一般的なインバータの下アームと同様に、半導体スイッチ１５ａ，１６ａ，１７ａとダイオード１５ｂ，１６ｂ，１７ｂのそれぞれの組を介して接続されている。
第１直流電圧源１１ａの正極母線１８とモータＭの各相端子間は、双方向の導通を制御することができる２個の半導体スイッチ１９ａ／１９ｂ，２０ａ／２０ｂ，２１ａ／２１ｂの組を介して接続されている。第２直流電圧源１２ｂの正極母線２２とモータＭの各相端子間も同様に、双方向の導通を制御することができる２個の半導体スイッチ２３ａ／２３ｂ、２４ａ／２４ｂ、２５ａ／２５ｂの組を介して接続されている。
第１直流電圧源１２ａの正極母線１８と共通負極母線１４の間には平滑コンデンサ２６が、第２直流電圧源１２ｂの正極母線２２と共通負極母線１４の間には平滑コンデンサ２７が、それぞれ接続されている。
この電力変換器１１は、共通負極母線１４、第１直流電圧源１２ａの正極母線１８、及び第２直流電圧源１２ｂの正極母線２２の３つの電位、つまり、ＧＮＤ電位、第１直流電圧源１２ａの電位Ｖｄｃ_ａ、第２直流電圧源１２ｂの電位Ｖｄｃ_ｂをもとに、モータＭに印加する電圧を生成する直流（ＤＣ）−交流（ＡＣ）電力変換器である。モータＭの各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）に設けられた半導体スイッチが、モータＭの各相に出力する電圧を生成するスイッチ手段であり、ＧＮＤ電位、電位Ｖｄｃ_ａ、Ｖｄｃ_ｂの中から択一的に接続し、その接続する時間の割合を変化させることで、モータＭに必要な電圧を供給する。
次に、駆動制御装置１３の構成を説明する。
図１に示すように、駆動制御装置１３は、トルク制御部２８、電流制御部２９、電力制御・変調率演算部３０、ＰＷＭパルス生成部３１、及び３相／ｄｑ変換部３２を有している。
トルク制御部２８は、外部より与えられるトルク指令値Ｔｅ＊とモータ回転速度ωから、モータＭのｄ軸電流の指令値ｉｄ＊とｑ軸電流の指令値ｉｑ＊を演算する。また、トルク制御部２８は、予め作成されたトルク指令値Ｔｅ＊とモータ回転速度ωを軸としたマップを参照し、モータＭのｄ軸電流の指令値ｉｄ＊とｑ軸電流の指令値ｉｑ＊を出力する。
図３は、図１の電流制御部の構成を示すブロック図である。図３に示すように、電流制御部２９は、電流制御処理部３３とｄｑ／３相変換処理部３４を有しており、モータＭのｄ軸電流指令値ｉｄ＊、ｑ軸電流指令値ｉｑ＊と、ｄ軸電流値ｉｄ、ｑ軸電流値ｉｑとから、これらを一致させるための電流制御を行う。この制御によって、三相交流の各相の電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊を出力する。
電流制御処理部３３は、モータＭのｄ軸電流の指令値ｉｄ＊とｑ軸電流の指令値ｉｑ＊、及びｄ軸電流値ｉｄとｑ軸電流値ｉｑが入力することにより、ｄ軸電流指令値ｉｄ＊とｑ軸電流指令値ｉｑ＊に、ｄ軸電流値ｉｄとｑ軸電流値ｉｑが追従するように、それぞれＰ（比例）Ｉ（積分）制御によるフィードバック制御を行って、ｄ軸電圧指令値ｖｄ＊、ｑ軸電圧指令値ｖｑ＊を出力する。ｄ軸電流値ｉｄとｑ軸電流値ｉｑは、３相／ｄｑ変換部３２により、電流センサ（図示しない）で検出したＵ相電流ｉｕ、Ｖ相電流ｉｖから求められる。
ｄｑ／３相変換処理部３４は、ｄｑ軸電圧を３相電圧指令に変換するｄｑ／３相電圧変換手段であり、ｄ軸電圧指令値ｖｄ＊、ｑ軸電圧指令値ｖｑ＊を入力として、Ｕ相電圧指令値ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令値ｖｖ＊、Ｗ相電圧指令値ｖｗ＊を出力する。
電力制御・変調率演算部３０は、図１に示すように、第１直流電圧源（電源ａ）１１ａと第２直流電圧源（電源ｂ）１１ｂから供給される電力目標値（Ｐａ＊，Ｐｂ＊）を用いて、電力制御を行うための瞬時変調率指令ｍｕ_ａ_ｃ＊，ｍｕ_ｂ_ｃ＊，ｍｖ_ａ_ｃ＊，ｍｖ_ｂ_ｃ＊，ｍｗ_ａ_ｃ＊，ｍｗ_ｂ_ｃ＊を求める。
先ず、電力制御・変調率演算部３０における電力制御について説明する。
モータＭに供給する電力をＰｍとし、電力変換器１２の効率を１００％とすれば、電力目標値（Ｐａ＊，Ｐｂ＊）とモータ供給電力Ｐｍには、以下のような関係が成立する。
Ｐａ＊＋Ｐｂ＊＝Ｐｍ …（１）
また、第１直流電圧源１１ａと第２直流電圧源１１ｂの電力比率を考え、第１直流電圧源１１ａの電力比率をｒｔｏ_ａ、第２直流電圧源１１ｂの電力比率をｒｔｏ_ｂとすると、以下のような関係が成立する。
ｒｔｏ_ｐａ＋ｒｔｏ_ｐｂ＝１ …（２）
このため、一方の電力目標値が得られれば、式（１）の関係から、もう一方の電力目標値を求めることができる。なお、図１では、電力制御・変調率演算部３０の入力として、電力目標値Ｐａ＊のみを記しており、電力制御・変調率演算部３０内部での演算により、上式に基づき電力目標値Ｐｂ＊を演算する。
次に、電力制御・変調率演算部３０について詳細に説明する。
図４は、図１の電力制御・変調率演算部の構成を示す説明図である。図４に示すように、電力制御・変調率演算部３０は、電力制御手段３５、変調率演算手段３６、変調率補正手段３７、及び加算器３８ａ，３８ｂを有している。
ここでは、電力制御手段３５について説明し、変調率演算手段３６、変調率補正手段３７、及び加算器３８ａ，３８ｂについては、後述する。
電力制御手段３５は、減算器３９ａ，３９ｂ、乗算器４０、及び加算器４１を有している。先ず、減算器３９ａにより、第１直流電圧源１１ａ側の直流電圧値の半値Ｖｄｃ_ａ／２から、モータ電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊を減算する。また、モータ電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊の符号が負の場合は、−Ｖｄｃ_ａ／２とｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊の差をとる。次に、乗算器４０により、減算器３９ａからの出力である、Ｖｄｃ_ａ／２とｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊の差に電力係数ＫＰａを乗算する。
次に、加算器４１により、乗算器４０から出力された乗算結果に、モータ電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊を加算することで、第１直流電圧源１１ａ側が出力する電圧指令値ｖｕ_ａ＊，ｖｖ_ａ＊，ｖｗ_ａ＊を求める。
ｖｕ_ａ＊＝ｖｕ＊＋ＫＰａ＊（Ｖｄｃ／２−ｖｕ＊）
ｖｖ_ａ＊＝ｖｖ＊＋ＫＰａ＊（Ｖｄｃ／２−ｖｖ＊） …（３）
ｖｗ_ａ＊＝ｖｗ＊＋ＫＰａ＊（Ｖｄｃ／２−ｖｗ＊）
一方、第２直流電圧源１１ｂ側の電圧指令値ｖｕ_ｂ＊，ｖｖ_ｂ＊，ｖｗ_ｂ＊は、減算器３８で、モータ電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊から、第１直流電圧源１１ａ側の電圧指令値ｖｕ_ａ＊，ｖｖ_ａ＊，ｖｗ_ａ＊を減算して求める。
ｖｕ_ｂ＊＝ｖｕ＊−ｖｕ_ａ＊
ｖｖ_ｂ＊＝ｖｖ＊−ｖｖ_ａ＊ …（４）
ｖｗ_ｂ＊＝ｖｗ＊−ｖｗ_ａ＊
なお、第２直流電圧源１１ｂ側が回生状態である場合は、第２直流電圧源１１ｂ側の電圧指令値ｖｕ_ｂ＊，ｖｖ_ｂ＊，ｖｗ_ｂ＊の符号は負である。
式（３）が示すように、電力係数ＫＰａを可変することによって、第１直流電圧源１１ａ側の電圧指令値ｖｕ_ａ＊，ｖｖ_ａ＊，ｖｗ_ａ＊、第２直流電圧源１１ｂ側の電圧指令値ｖｕ_ｂ＊，ｖｖ_ｂ＊，ｖｗ_ｂ＊は、振幅が変化する。即ち、第２直流電圧源１１ｂ側が力行状態である場合は、
ＫＰａ→大のとき
ｖｕ_ａ＊，ｖｖ_ａ＊，ｖｗ_ａ＊→大、ｖｕ_ｂ＊，ｖｖ_ｂ＊，ｖｗ_ｂ＊→小
ＫＰａ→小のとき
ｖｕ_ａ＊，ｖｖ_ａ＊，ｖｗ_ａ＊→小、ｖｕ_ｂ＊，ｖｖ_ｂ＊，ｖｗ_ｂ＊→大
となる。これは、モータ電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊を一定にする条件の下で、第１直流電圧源１１ａ側と第２直流電圧源１１ｂ側の双方が力行状態にある場合、一方の電源、例えば第１直流電圧源１１ａ側の出力が大きくなれば、その分他方の電源の出力が小さくなることを意味する。
また、第２直流電圧源１１ｂ側が回生状態である場合は、第２直流電圧源１１ｂ側の電圧指令値ｖｕ_ｂ＊，ｖｖ_ｂ＊，ｖｗ_ｂ＊の符号は負であるので、
ＫＰａ→大のとき
ｖｕ_ａ＊，ｖｖ_ａ＊，ｖｗ_ａ＊→大、−ｖｕ_ｂ＊，−ｖｖ_ｂ＊，−ｖｗ_ｂ＊→大
ＫＰａ→小のとき
ｖｕ_ａ＊，ｖｖ_ａ＊，ｖｗ_ａ＊→小、−ｖｕ_ｂ＊，−ｖｖ_ｂ＊，−ｖｗ_ｂ＊→小
となる。
これは、モータ電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊を一定にする条件の下で、第１直流電圧源１１ａ側が力行状態にあり、第２直流電圧源１１ｂ側が回生状態にある場合、力行側である第１直流電圧源１１ａ側の出力が大きくなれば、その分回生側である他方の電源の回生量が大きくなることを意味する。
このようにして、第１直流電圧源１１ａ及び第２直流電圧源１１ｂから出力される電圧を変化させることができる。これにより、第１直流電圧源１１ａ及び第２直流電圧源１１ｂから出力される電力を制御する。
上述した構成を有することにより、第１直流電圧源１１ａが出力できる瞬時最大電圧範囲を有効に使って電力を制御することができる。
図５は、図１の電力変換装置における電源が出力可能な出力電圧ベクトル範囲の説明図である。図５に示すように、第１直流電圧源１１ａ側の電圧指令値が正弦波であることを前提とした場合、第１直流電圧源１１ａ側が出力可能な電圧ベクトルの範囲は、図中の円内となるが、上記構成を有する電力変換装置１０により電力係数ＫＰａを可変とすることで、出力可能な電圧ベクトルの範囲を、図中の正６角形内にまで拡大することができる。
従って、電力制御範囲を拡大することができ、或いは同一の電力制御システムを設計した場合でも直流の電圧をより低く設定することができるため、電力変換器の効率を向上させることができる。また、燃料電池とバッテリー等を用いた直流電圧が可変するシステムに対応した場合においても、バッテリーに回生する電力量を多くすることができるため、バッテリーの充電量（Ｓｔａｔｅ ｏｆ Ｃｈａｒｇｅ：ＳＯＣ）を柔軟に制御することができ、安定性を高めることができる。
また、電力指令値に応じて電圧指令値を生成することで、電力指令値が急峻に変化する場合であっても安定して電力を制御することができる。
また、電力係数ＫＰａは、複数の二次元マップを参照することにより求める。
図６は、電力係数ＫＰａを生成するための複数の二次元マップを示す説明図である。図６に示す、モータ力率ｃｏｓφ、モータ電流振幅Ｉ、電力指令値Ｐａ＊をパラメータとする複数の二次元マップを参照することによって、電力係数ＫＰａを求める。
上述の通り、モータ電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊を一定にする条件の下で、第１直流電圧源１１ａ側が力行状態にあり、第２直流電圧源１１ｂ側が回生状態にある場合、ＫＰaを大きくすると、力行側である第１直流電圧源１１ａ側の出力が大きくなり、その分回生側である他方の電源の回生量も大きくなるが、第１直流電圧源の出力電圧と第２直流電圧源の入力電圧とに大小がある場合、第１直流電圧源が出力する電力量から交流電動機が消費する電力量を引いた移動電力量と、第２直流電圧源に入力される電力量とが同量となる範囲内で、電力係数ＫＰaを大きくする。また、第１直流電圧源の出力電圧と第２直流電圧源の入力電圧とに大小が無い場合、電力係数ＫＰａは１／２を超えない値の範囲に設定される。
一般に電力は、電圧と電流と通電時間の積から算出される。なお、この通電時間とは、後述する図１３に示すような１キャリア周期中での各電圧源のＯＮ時間に相当する。つまり、上記電力係数を変化させると、このＯＮ時間が変化することになる。
ここでＯＮ時間と電力係数の関係を示すと、１キャリア周期中での第１直流電圧源のＯＮ時間は、モータ電力印加分時間と移動電力用時間（電力係数ＫＰa）との和となり、第２直流電圧源源のＯＮ時間は、移動電力用時間（電力係数ＫＰa）となる。
つまり、各電圧源のＯＮ時間の和が、１キャリア周期となるときがＯＮ時間の増大上限、すなわち電力係数ＫＰaの上限となる。この関係を考慮し、本願では、モータへの印加電圧分を引いた第１直流電圧源からの出力電圧と、第１直流電圧源に通電する電流と、そのＯＮ時間との積から得られる移動電力量と、第２直流電圧源の入力電圧と、第２直流電圧源に通電する電流と、そのＯＮ時間との積から得られる入力電力量とが、同量となるようにしつつ、電力係数ＫＰaを増大操作（＝ＯＮ時間を増大操作）することでモータへのトルク変動を生じさせずに、電力移動量を増大させることを可能とする。
このように構成することで、モータの運転状態に応じて係数をきめ細かく可変することにより、電源間の電力移動がモータの運転に及ぼす影響を抑制し、モータの運転を安定化させることができる。
また、上記マップにより係数を求めることによって計算量を減らすことができるため、駆動制御装置を安価に構成することができる。更に、係数にリミットをかけることによって、簡単な計算で出力電圧のオーバーフロー等によるフェールを防止することができる。加えて、係数を徐々に可変することにより、急激な電力変化によるトルクショック等を抑制することができる。
次に、電力変換装置１０の動作例について説明する。
図７は、図１の電力変換装置における、第１直流電圧源側電圧指令値、第２直流電圧源側電圧指令値及びモータ電圧指令値と、第１直流電圧源及び第２直流電圧源の電力の関係（その１）をグラフで示し、（ａ）はＫＰａ＝１／２の場合の各電圧指令値の説明図、（ｂ）は各電源の出力電力の説明図である。図８は、図１の電力変換装置における、第１直流電圧源側電圧指令値、第２直流電圧源側電圧指令値及びモータ電圧指令値と、第１直流電圧源及び第２直流電圧源の電力の関係（その２）をグラフで示し、（ａ）はモータ電圧指令値が電圧リミットに張り付いている場合の各電圧指令値の説明図、（ｂ）は各電源の回生電力の説明図である。
なお、図７及び図８において、（ａ）は横軸が時間（Ｔｉｍｅ［ｍｓｅｃ］）、縦軸が指令電圧［Ｖ］、（ｂ）は横軸が時間（Ｔｉｍｅ［ｍｓｅｃ］）、縦軸がＶ１，Ｖ２電力［Ｗ］である。
図７に示すように、上記構成を有する電力変換装置１０により、電力係数ＫＰａ＝１／２の場合、第１直流電圧源１１ａから出力される電圧指令値ｖｕ_ａ＊と第２直流電圧源１１ｂから出力される電圧指令値ｖｕ_ｂ＊の和が、モータ電圧指令値ｖｕ＊に等しく、第１直流電圧源１１ａ側電圧指令値ｖｕ_ａ＊はモータ電圧指令値ｖｕ＊より大きく、第２直流電圧源１１ｂ側電圧指令値ｖｕ_ｂ＊は負の電圧指令が生成される（（ａ）参照）。これに対応する第１直流電圧源１１ａ側の電力及び第２直流電圧源１１ｂ側の電力が、それぞれ出力される（（ｂ）参照）。
また、図８に示すように、上記構成を有する電力変換装置１０により、モータ電圧指令値が電圧リミットに張り付いている場合であっても、充電電力を発生させるための第１直流電圧源１１ａ側電圧指令値ｖｕ_ａ＊が生成される（（ａ）参照）。このように第１直流電圧源１１ａ側電圧指令値ｖｕ_ａ＊を生成した場合、それに対応する第１直流電圧源１１ａ側の回生電力及び第２直流電圧源１１ｂ側の回生電力が出力される（（ｂ）参照）。
図９は、図５の出力電圧ベクトル範囲の部分拡大図である。図５に示すように、第１直流電圧源１１ａが出力する電圧ベクトルをｖ_ａ、第２直流電圧源１１ｂが出力する電圧ベクトルをｖ_ｂ、モータＭへの電圧ベクトルをｖとすれば、ｖ_ａとｖ_ｂの和はｖに等しくなる。また、ｖ_ａはｖと同方向でｖ_ｂの分長いベクトルとなる。ｖ_ｂはｖの反対方向のベクトルを持つベクトルとなる。なお、図中、領域Ａは、出力可能な電圧ベクトルの範囲が円内から正６角形内にまで拡大されたことによる拡大部分である（図５参照）。
次に、変調率演算とＰＷＭパルス生成について説明する。この説明は、Ｕ相についてのみ行うが、Ｖ相、Ｗ相についても全く同様の操作を行う。
変調率演算に際し、先ず、変調率を演算する。図４に示すように、変調率演算手段３６は、乗算器４２ａ，４２ｂを有しており、乗算器４２ａに第１直流電圧源１１ａの電圧Ｖｄｃ_ａ、乗算器４２ｂに第２直流電圧源１１ｂの電圧Ｖｄｃ_ｂがそれぞれ入力することにより変調率を演算し、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相の正規格化した電圧指令である瞬時変調率指令値ｍｕ_ａ＊，ｍｕ_ｂ＊，ｍｖ_ａ＊，ｍｖ_ｂ＊，ｍｗ_ａ＊，ｍｗ_ｂ＊を生成する。
ここでは、Ｕ相の第１直流電圧源１１ａ分電圧指令ｖｕ_ａ＊と第２直流電圧源１１ｂ分電圧指令ｖｕ_ｂ＊を、それぞれの直流電圧の半分の値（Ｖｄｃ_ａ／２，Ｖｄｃ_ｂ／２）で正規化することにより、第１直流電圧源１１ａ分瞬時変調率指令値ｍｕ_ａ＊と第２直流電圧源１１ｂ分瞬時変調率指令値ｍｕ_ｂ＊を求める。
ｍｕ_ａ＊＝ｖｕ_ａ＊／（Ｖｄｃ_ａ／２）
ｍｕ_ｂ＊＝ｖｕ_ｂ＊／（Ｖｄｃ_ｂ／２）…（５）
次に、変調率を補正する。図４に示すように、変調率補正手段３７は、変調率オフセット演算器３７ａを有しており、得られた変調率を出力するために、ＰＷＭ周期の時間幅を配分し、最終的な変調率指令値の演算を行う。
変調率オフセット演算器３７ａで、第１直流電圧源１１ａ電源電圧Ｖｄｃ_ａ及び第２直流電圧源１１ｂ電源電圧Ｖｄｃ_ｂと、電力比率の関係値ｒｔｏ_ｐａ，ｒｔｏ_ｐｂから、次の変調率オフセット値ｍａ_offset0，ｍｂ_offset0を演算する。ここで、ｒｔｏ_ｐｂは、前述の式（２）に基づき演算する。
ｒｔｏ_ｐｂ＝１−ｒｔｏ_ｐａ…（６）
Figure 2010004719
得られた変調率オフセット値ｍａ_offset0，ｍｂ_offset0は、加算器３８ａと加算器３８ｂ（図４参照）で、それぞれ第１直流電圧源１１ａ分瞬時変調率指令値ｍｕ_ａ＊、第２直流電圧源１１ｂ分瞬時変調率指令値ｍｕ_ｂ＊と加算する。
ｍｕ_ａ_ｃ＊＝ｍｕ_ａ＊＋ｍａ_offset＊−１
ｍｕ_ｂ_ｃ＊＝ｍｕ_ｂ＊＋ｍｂ_offset＊−１
ＰＷＭパルス生成に際し、第１直流電圧源１１ａ用キャリア及び第２直流電圧源１１ｂ用キャリアとして三角波を設ける。
図１０は、ＰＷＭパルス生成に際し用いる三角波の説明図である。図１０に示すように、第１直流電圧源１１ａ用キャリア（電源ａ用キャリア）は、第１直流電圧源１１ａの電圧Ｖｄｃ_ａから電圧パルスを出力するため、各スイッチを駆動するＰＷＭパルスを生成するための三角波キャリアである。第２直流電圧源１１ｂ用キャリア（電源ｂ用キャリア）は、第２直流電圧源１１ｂの電圧Ｖｄｃ_ｂから電圧パルスを出力するため、各スイッチを駆動するＰＷＭパルスを生成するための三角波キャリアである。これら二つの三角波キャリアは、上限＋１、下限−１の値をとり、１８０度の位相差を持つ。
次に、Ｕ相の各スイッチ手段（半導体スイッチ）の駆動について説明する。
図１１は、図２のＵ相についての回路図である。図１１に示す、Ｕ相の各スイッチ手段を駆動する信号Ａ〜Ｅを、次のようにする。
Ａ：第１直流電圧源１１ａから出力端子の方向へ導通するスイッチ手段の駆動信号
Ｂ：出力端子から負極の方向へ導通するスイッチ手段の駆動信号
Ｃ：出力端子から第１直流電圧源１１ａの方向へ導通するスイッチ手段の駆動信号
Ｄ：第２直流電圧源１１ｂから出力端子の方向へ導通するスイッチ手段の駆動信号
Ｅ：出力端子から第２直流電圧源１１ｂの方向へ導通するスイッチ手段を駆動信号
先ず、第１直流電圧源１１ａから電圧パルスを出力する際のパルス生成方法について述べる。第１直流電圧源１１ａからＰＷＭパルスを出力する際に、駆動信号Ａをオン（ＯＮ）状態にする必要がある。第１直流電圧源１１ａの正極と第２直流電圧源１１ｂの正極の間に電位差があり、第１直流電圧源１１ａの電源電圧Ｖｄｃ_ａが第２直流電圧源１１ｂの電源電圧Ｖｄｃ_ｂより大きい（Ｖｄｃ_ａ＞Ｖｄｃ_ｂ）とき、駆動信号Ａと駆動信号Ｅが共にオン状態になると、両正極間を短絡する電流が流れることになる。
例えば、同時に駆動信号Ａをオン状態からオフ（ＯＦＦ）状態へ、駆動信号Ｅをオフ状態からオン状態へ切り換えた場合、駆動信号Ａが完全にオフ状態になる迄に時間を要するため、駆動信号Ｅのオン状態時と重なり、共にオン状態になる時間が生じて、短絡電流が流れ、この経路に設置された半導体スイッチの発熱量が増加する。
このような発熱の増加を予防するために、駆動信号Ａと駆動信号Ｅが共にオフ状態になる時間を経過した後に、駆動信号Ａと駆動信号Ｅをオフ状態からオン状態へ切り換えるようにする。このように駆動信号に短絡防止時間（デッドタイム）を付加したパルス生成を行う。
この駆動信号Ａと駆動信号Ｅにデッドタイムを付加するのと同様に、駆動信号Ｅと駆動信号Ｃにデッドタイムを付加し、更に、正極と負極の短絡防止のためには、駆動信号Ａと駆動信号Ｂ、駆動信号Ｅと駆動信号Ｂにデッドタイムを付加する。
次に、駆動信号Ａと駆動信号Ｅにデッドタイムを付加する方法を説明する。
図１２は、三角波比較による駆動信号生成の一例（その１）を示す説明図である。図１２に示すように、デッドタイムを付加した駆動信号生成を行うため、変調率指令値ｍｕ_ａ_ｃ＊からデッドタイム分オフセットした変調率指令値ｍｕ_ａ_ｃ_up＊，ｍｕ_ａ_ｃ_down＊を、次のように求める。
ｍｕ_ａ_ｃ_up＊＝ｍｕ_ａ_ｃ＊＋Ｈｄ
ｍｕ_ａ_ｃ_down＊＝ｍｕ_ａ_ｃ＊−Ｈｄ
ここで、デッドタイム相当分Ｈｄは、三角波の振幅（底辺から頂点まで）Ｈtrと三角波周期Ｔｔｒ、デッドタイムＴｄから次のように求める。
Ｈｄ＝２Ｔｄ・Ｈｔｒ／Ｔｔｒ
三角波キャリアと変調率指令値ｍｕ_ａ_ｃ＊，ｍｕ_ａ_ｃ_up＊，ｍｕ_ａ_ｃ_down＊の比較を行って、半導体スイッチの駆動信号Ａと駆動信号Ｅを、次のルールに従って求める。
ｍｕ_ａ_ｃ_down＊≧第１直流電圧源１１ａ用キャリア ならば、駆動信号Ａ＝ＯＮ
ｍｕ_ａ_ｃ＊≦第１直流電圧源１１ａ用キャリア ならば、駆動信号Ａ＝ＯＦＦ
ｍｕ_ａ_ｃ＊≧第１直流電圧源１１ａ用キャリア ならば、駆動信号Ｅ＝ＯＦＦ
ｍｕ_ａ_ｃ_up＊≦第１直流電圧源１１ａ用キャリア ならば、駆動信号Ｅ＝ＯＮ
このように、駆動信号を生成することで、駆動信号Ａと駆動信号Ｅの間にはデッドタイムＴｄを設けることができ、正極間の短絡を防止することができる。
図１３は、三角波比較による駆動信号生成の一例（その２）を示す説明図である。図１３に示すように、第２直流電圧源１１ｂから電圧パルスを出力する際のパルス生成方法は、第１直流電圧源１１ａの場合と同様であり、変調率指令値ｍｕ_ｂ_ｃ＊からデッドタイム分オフセットした変調率指令値ｍｕ_ｂ_ｃ_up＊，ｍｕ_ｂ_ｃ_down＊を求める。
ｍｕ_ｂ_ｃ_up＊＝ｍｕ_ｂ_ｃ＊＋Ｈｄ
ｍｕ_ｂ_ｃ_down＊＝ｍｕ_ｂ_ｃ＊−Ｈｄ
更に、第２直流電圧源１１ｂ用キャリアとの比較を行った後、半導体スイッチの駆動信号Ｄと駆動信号Ｃを、次のルールに従って求める。
ｍｕ_ｂ_ｃ_down＊≧第２直流電圧源１１ｂ用キャリア ならば、駆動信号Ｄ＝ＯＮ
ｍｕ_ｂ_ｃ＊≦第２直流電圧源１１ｂ用キャリア ならば、駆動信号Ｄ＝ＯＦＦ
ｍｕ_ｂ_ｃ＊≧第２直流電圧源１１ｂ用キャリア ならば、駆動信号Ｃ＝ＯＦＦ
ｍｕ_ｂ_ｃ_up＊≦第２直流電圧源１１ｂ用キャリア ならば、駆動信号Ｃ＝ＯＮ
このようにして、駆動信号Ｄと駆動信号Ｃの間にもデッドタイムＴｄを設けることができ、正極間の短絡を防止することができる。
また、駆動信号Ｂは、生成された駆動信号Ｅと駆動信号Ｃの論理積（ＡＮＤ）から生成する。
Ｂ＝Ｅ・Ｃ
駆動信号Ｅは、駆動信号Ａとの間にデッドタイムが付加した駆動信号であり、駆動信号Ｃは駆動信号Ｄとの間にデッドタイムが付加した駆動信号である。このため、駆動信号Ｂを駆動信号Ｅと駆動信号Ｃの論理積（ＡＮＤ）から生成することで、駆動信号Ｂと駆動信号Ａ、駆動信号Ｂと駆動信号Ｅにも、デッドタイムを生成することができる。
図１４は、三角波比較による駆動信号生成においてデッドタイムが付加されたパルス生成の一例を示す説明図である。
このようにして生成されたＰＷＭパルスに基づき、電力変換器１２の各スイッチ手段をＯＮ・ＯＦＦ駆動し、出力電圧パルスを生成する。周期毎に、第１直流電圧源１１ａの電圧Ｖｄｃ_ａから生成された電圧パルスと、第２直流電圧源１１ｂの電圧Ｖｄｃ_ｂから生成された電圧パルスとの平均をとると、元の３相電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊を実現する電圧パルスが生成されていることになる。
（第２実施の形態）
図１５は、この発明の第２実施の形態に係る電力制御・変調率演算部の構成を概略して示す説明図である。図１５に示すように、電力制御・変調率演算部４３は、電力制御・変調率演算部３０に電圧指令生成ブロック４４と切替手段４５を加えた構成を有しており、切替手段４５により、電力制御手段３５と電圧指令生成ブロック４４を切り換えて使用する他は、電力変換器３０と同様の構成及び作用を有している。以下の説明においては、第１実施の形態に係る電力制御・変調率演算部３０との差異についてのみ説明する。
電圧指令生成ブロック４４は、乗算器４６及び減算器４７を有しており、第１直流電圧源１１ａ側の電圧指令値ｖｕ_ａ＊，ｖｖ_ａ＊，ｖｗ_ａ＊に電力分配比率ｒｔｏ_ｐａを乗じることで、電力配分を行うための第１直流電圧源１１ａ側電圧指令、第２直流電圧源１１ｂ側電圧指令を生成する。
乗算器４６は、モータ電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊に、それぞれ電力分配比率ｒｔｏ_ｐａを乗じて、第１直流電圧源１１ａ側の電圧指令値ｖｕ_ａ＊，ｖｖ_ａ＊，ｖｗ_ａ＊を演算する。
ｖｕ_ａ＊＝ｖｕ＊・ｒｔｏ_ｐａ
ｖｖ_ａ＊＝ｖｖ＊・ｒｔｏ_ｐａ
ｖｗ_ａ＊＝ｖｗ＊・ｒｔｏ_ｐａ
一方、第２直流電圧源１１ｂ側の電圧指令値ｖｕ_ｂ＊，ｖｖ_ｂ＊，ｖｗ_ｂ＊は、モータ電流制御の制御電圧から得られた電圧指令値（モータ電圧指令値）ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊から、第１直流電圧源１１ａ側の電圧指令値ｖｕ_ａ＊，ｖｖ_ａ＊，ｖｗ_ａ＊を減算器４７で減算して求める。
ｖｕ_ｂ＊＝ｖｕ＊−ｖｕ_ａ＊
ｖｖ_ｂ＊＝ｖｖ＊−ｖｖ_ａ＊
ｖｗ_ｂ＊＝ｖｗ＊−ｖｗ_ａ＊
そして、第２実施の形態に係る電力制御・変調率演算部４３においては、切替手段４５の切り換え操作により、電力制御手段３５と電圧指令生成ブロック４４を切り換えることで、第１直流電圧源１１ａ側の電圧指令値ｖｕ_ａ＊，ｖｖ_ａ＊，ｖｗ_ａ＊と第２直流電圧源１１ｂ側の電圧指令値ｖｕ_ｂ＊，ｖｖ_ｂ＊，ｖｗ_ｂ＊の生成方法を切り換えている。
このように構成することによって、電力の分配比率から第１直流電圧源１１ａ側の電圧指令値を生成する手段（電圧指令生成ブロック４４）と、第１直流電圧源１１ａ側の直流電圧値とモータ電圧指令値との差に応じた電圧指令値を生成する手段（電力制御手段３５）とを切り替えることができる。
しかしながら、第１直流電圧源１１ａ側の直流電圧値とモータ電圧指令値との差に応じた電圧指令値を生成する手段（電力制御手段３５）では、前述のように電力制御範囲を拡大することができるが、出力電力が若干脈動することがある（図７参照）。
そこで、第１電圧指令値を生成する際に、電力制御手段３５或いは電圧指令生成ブロック４４のいずれかに切り替えることができるようにし、必要な場合にだけ、電圧指令生成ブロック４４により第一電圧指令値を生成することで、電力制御範囲を拡大させつつ安定的に電力制御を行うことができる。
（第３実施の形態）
図１６は、この発明の第３実施の形態に係る電力変換装置の構成を概略して示す説明図である。図１６に示すように、電力変換装置５０は、第１直流電圧源１１ａとしてバッテリが、第２直流電圧源１１ｂとして燃料電池が、それぞれ用いられている他は、電力変換装置１０と同様の構成及び作用を有している。以下の説明においては、第１実施の形態に係る電力変換装置１０との差異についてのみ説明する。
図１７は、図１６の電力変換装置を適用した燃料電池自動車の一例を示す概略構成説明図である。図１７に示すように、燃料電池自動車５１には、第１直流電圧源１１ａをバッテリとし、第２直流電圧源１１ｂを燃料電池とする電源構成と共に、電力変換器１２、駆動制御装置１３を有する電力変換装置５０（図１６参照）が適用されている。
そして、トルク指令Ｔｅ*及び電力目標値Ｐａ＊が駆動制御装置１３に入力することにより、バッテリからの電力Ｐａと燃料電池からの電力Ｐｂが入力する電力変換器１２から、車輪駆動用のモータＭへ、モータ供給電力Ｐｍが出力される。モータ供給電力Ｐｍが入力しモータＭが駆動されることにより、モータＭの駆動力が駆動軸（ドライブシャフト）を介して左右後輪５２ａ，５２ｂに伝達される。
このような電力変換装置の電源構成を燃料電池とバッテリとするシステムでは、常にバッテリのＳＯＣ（充電量）を一定に保つ制御が要求されるが、モータの駆動電圧指令値ｖｕ*，ｖｖ*，ｖｗ*が大きい場合、バッテリの充電量を保つための充電電力を確保できない場合がある。このため、電源電圧を高める等の対策を行う必要があり、コスト高になってしまう。
しかしながら、電力変換器１２が出力可能な瞬時最大電圧値とモータ電圧指令値との差に応じた第１直流電圧源１１ａ側電圧指令値を生成することによって、充電電力を十分に確保することができるので、上記システムを安価に構成することができる。
（第４実施の形態）
図１８は、この発明の第４実施の形態に係る電力変換装置の構成を概略して示す説明図である。図１８に示すように、電力変換装置５５は、第１直流電圧源１１ａとして４２Ｖバッテリが、第２直流電圧源１１ｂとして１４Ｖバッテリが、それぞれ用いられており、４２Ｖバッテリからなる第１直流電圧源１１ａには、発電機５６が接続されている。この４２Ｖバッテリは、発電機５６で発電された電力により充電される。その他の構成及び作用は、電力変換装置１０と同様である。
以下の説明においては、第１実施の形態に係る電力変換装置１０との差異についてのみ説明する。
図１９は、図１８の電力変換装置を適用した自動車の一例を示す概略構成説明図である。図１９に示すように、自動車５７には、第１直流電圧源１１ａを４２Ｖバッテリとし、第２直流電圧源１１ｂを１４Ｖバッテリとする電源構成と共に、電力変換器１２、駆動制御装置１３を有する電力変換装置５５（図１８参照）が適用されている。
この自動車５７は、電力変換装置５５に加え、左右前輪５８ａ，５８ｂを駆動するエンジン５９、オルタネータ６０、後輪駆動用のモータＭ、及びワイパーやエアコン等の電装系６１を有している。
そして、トルク指令Ｔｅ*及び電力目標値Ｐａ＊が駆動制御装置１３に入力することにより、４２Ｖバッテリからの電力Ｐａと１４Ｖバッテリからの電力Ｐｂが入力する電力変換器１２からモータＭへ、モータ供給電力Ｐｍが出力される。モータ供給電力Ｐｍが入力しモータＭが駆動されることにより、モータＭの駆動力が駆動軸（ドライブシャフト）を介して左右後輪６２ａ，６２ｂに伝達される。
このような電力変換装置の電源構成を燃料電池とバッテリとするシステムでは、第２直流電圧源１１ｂである１４Ｖバッテリは、電装系６１に電力を供給するが、モータＭの駆動電圧が大きい場合、電力を賄うために更に追加のオルタネータ等を配置する必要がある。このため、オルタネータのレイアウトの分、車室が狭くなってしまう。
しかしながら、電力変換器１２が出力可能な瞬時最大電圧値とモータ電圧指令値との差に応じた第１直流電圧源１１ａ側電圧指令値を生成することによって、充電電力を十分に確保することができ、オルタネータ無しで上記システムを構成することができる。
上述したように、この発明に係る電力変換装置は、複数の直流電圧源（第１直流電圧源１１ａと第２直流電圧源１１ｂ）と接続し、前記複数の直流電圧源の各入出力電圧からそれぞれ入出力電圧パルスを生成し、複数の入出力電圧パルスを合成することによって交流電動機を駆動する電力変換器（電力変換器１２）と、前記電力変換器の駆動を制御する駆動制御手段（駆動制御装置１３）とを備える電力変換装置において、前記駆動制御手段は、前記各入出力電圧の指令値（電圧指令値ｖｕ_ａ＊と電圧指令値ｖｕ_ｂ＊、図７，８参照）を生成する入出力電圧指令値生成手段（電力制御・変調率演算部３０）と、前記入出力電圧指令値に基づき、前記電力変換器を駆動する信号を生成する駆動信号生成手段（ＰＷＭパルス生成部３１）とを有し、前記入出力電圧指令値生成手段は、前記複数の直流電圧源の内の第１直流電圧源から、電力を充放電可能な第２直流電圧源へ電力移動させる場合に、前記第１直流電圧源の出力電圧と前記第２直流電圧源の入力電圧との和である前記交流電動機の駆動電圧（モータ電圧指令値ｖｕ＊、図７，８参照）を変化させることなく、前記第１直流電圧源からの出力を増大させるように、前記第１直流電圧源の最大出力電圧（Ｖｄｃ／２、図７，８参照）と前記交流電動機の駆動電圧との差に応じて、前記第１直流電圧源の出力電圧の指令値である第１出力電圧指令値（電圧指令値ｖｕ_ａ＊、図７，８参照）と、前記第２直流電圧源の入力電圧の指令値である第２入力電圧指令値（電圧指令値ｖｕ_ｂ＊、図７，８参照）を生成することを特徴としている。
上記構成を有することにより、電力制御範囲を拡大することができる。
複数の駆動電圧を合成して生成された電圧である最終駆動電圧とは異なる電圧波形を生成することによって、複数の電源それぞれから供給される各電力を大きくすることができる。従って、各電源からはモータの駆動電圧とは異なる電圧が出力されるため、各電源から出力される電力を調整でき、電力の絶対値を大きくすることができる。これにより、電力制御範囲を拡大することができるため、多様な制御システムで効率が良い。また、この制御システムを、簡単な構成で安価に実現することができる。
また、電力指令の変化が大きくても制御することができる。つまり、第１、第２電圧指令値を第１、第２電力指令値から求めるため、電力指令値に応じて電圧指令値を生成することで、電力指令値が急峻に変化する場合であっても安定して電力を制御することができる。
また、電力変換器が出力可能な瞬時最大電圧値とモータ電圧指令値との差に応じた第１の電圧指令値を生成することにより、第１の電源が出力できる瞬時最大電圧範囲を有効に使って電力を制御することができる。即ち、第１、第２電圧指令値が正弦波であることを前提とした場合、第１、第２電圧指令値が出力可能な電圧ベクトルは、正六角形の内接円となるが、この発明により、出力電圧のベクトル範囲を正六角形の範囲（領域Ａ、図９参照）まで拡大することができる。
従って、電力制御範囲を拡大することができ、或いは同一の電力制御システムを設計した場合でも、直流の電圧をより低く設定することができるため、電力変換器の効率を高くすることができる。また、燃料電池とバッテリー等を用いた直流電圧が可変するシステムに対応した場合においても、バッテリーに回生する電力量を多くすることができるため、バッテリーのＳＯＣを柔軟に制御することができ、安定性を高めることができる。
また、この発明において、前記入出力電圧指令値生成手段は、前記第１直流電圧源の最大出力電圧（Ｖｄｃ／２、図７，８参照）と前記交流電動機の駆動電圧（モータ電圧指令値ｖｕ＊、図７，８参照）との差に、所定の係数（ＫＰａ）を乗じた値を、前記交流電動機の駆動電圧に加算して前記第１出力電圧指令値を生成し、前記交流電動機の駆動電圧から前記第１出力電圧指令値を減算し前記第２入力電圧指令値を生成することが好ましい。
なお、上記生成方法に限定されることは無く、前記入出力電圧指令値生成手段は、前記第１直流電圧源の最大出力電圧（Ｖｄｃ／２、図７，８参照）と前記交流電動機の駆動電圧（モータ電圧指令値ｖｕ＊、図７，８参照）との差に基づき、交流電動機の要求駆動電圧を変動させない範囲で加算値を算出し、その加算値を前記交流電動機の駆動電圧に加算して前記第１出力電圧指令値を生成し、前記交流電動機の駆動電圧から前記第１出力電圧指令値を減算し前記第２入力電圧指令値を生成するものであれば、本発明の効果を得ることができる。
上記構成を有することにより、トルクショックを抑制することができる。つまり、第１電圧指令は、電力変換器が出力可能な瞬時最大電圧値とモータ電圧指令値との差に係数を乗じたものから求める。従って、係数を可変させるだけで第１直流電圧源、第２直流電圧源電源の電力を制御することができるため、制御系を安価に構成することができる。また、所定の係数を徐々に可変することにより、急激な電力変化によるトルクショック等を抑制することができる。
また、この発明において、前記出力電圧指令値生成手段は、前記第１直流電圧源からの出力増大要求が大きいほど前記所定の係数を大きくすることが好ましい。
また、この発明において、前記所定の係数の上限値を１／２とすることが好ましい。
上記構成を有することにより、フェールを防止することができる。所定の係数は、１／２を超えない範囲で設定される、即ち、１／２を出力可能な最大値としてリミットをかけることにより、簡単な計算で出力電圧のオーバーフロー等によるフェールを防止することができる。
また、この発明において、前記第１直流電圧源と前記第２直流電圧源との電力分配比率から、前記第１直流電圧源の出力電圧の指令値である第３出力電圧指令値と前記第２直流電圧源の入力電圧の指令値である第４入力電圧指令値とを生成し、前記第１直流電圧源と前記第２直流電圧源との使用状態に応じて、前記第１出力電圧指令値と前記第２入力電圧指令値とにより前記電力変換器を駆動する信号を生成する場合と、前記第３出力電圧指令値と前記第４入力電圧指令値とにより前記電力変換器を駆動する信号を生成する場合とを切り替える切替手段を有することが好ましい。
上記構成を有することにより、電力制御範囲を拡大させつつ安定的に電力制御することができる。つまり、切替手段は、電力の分配比率から第１電圧指令値を生成する手段と、電力変換器が出力可能な瞬時最大電圧値とモータ電圧指令値との差に応じた第１の電圧指令値を生成する手段と、を切り替える。電力の分配比率から第１電圧指令値を生成する手段は、第１、第２電圧指令値が正弦波であることを前提とした制御方法であるため、出力電力が脈動せず一定となる。また、計算が簡単である。
また、この発明において、前記第１直流電圧源と前記第２直流電圧源との使用状態が力行−回生時は、前記第１出力電圧指令値と前記第２入力電圧指令値とによって前記電力変換器を駆動する信号を生成し、前記第１直流電圧源と前記第２直流電圧源との使用状態が力行−力行時は、前記第３出力電圧指令値と前記第４入力電圧指令値とによって前記電力変換器を駆動する信号を生成することが好ましい。
また、この発明に係る自動車システムは、この発明に係る電力変換装置を搭載し、前記第１直流電圧源と前記第２直流電圧源を燃料電池とバッテリにより構成して、前記電力変換装置から出力された供給電力を、駆動輪を駆動する駆動力発生源に供給することを特徴としている。
上記構成を有することにより、燃料電池自動車（Ｆｕｅｌ Ｃｅｌｌ Ｖｅｈｉｃｌｅ：ＦＣＶ）システムにおいてコストを低くすることができる。つまり、燃料電池とバッテリのシステムでは、常にバッテリのＳＯＣ（充電量）を一定に保つ制御が要求されるが、モータの駆動電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊が大きい場合、バッテリの充電量を保つための充電電力を確保できない場合があるため、電源電圧を高める等の対策を行う必要があり、コスト高となる。しかしながら、電力変換器が出力可能な瞬時最大電圧値とモータ電圧指令値との差に応じた第１の電圧指令値を生成することによって、充電電力を十分に確保することができ、システムを安価に構成することができる。
また、この発明に係る自動車システムは、この発明に係る電力変換装置を搭載し、前記第１直流電圧源と前記第２直流電圧源を４２Ｖバッテリと１４Ｖバッテリにより構成して、前記電力変換装置から出力された供給電力を、駆動輪を駆動する駆動力発生源に供給することを特徴としている。
上記構成を有することにより、二電源系自動車システムにおいてコストを低くすることができる。つまり、第１の電源と第２の電源は４２Ｖバッテリと１４Ｖバッテリであり、１４Ｖバッテリは電装系に電力を供給するが、モータの駆動電圧が大きい場合、電力を賄うために更に追加のオルタネータ等を配置する必要があり、オルタネータのレイアウトの分、車室が狭くなる。しかしながら、電力変換器が出力可能な瞬時最大電圧値とモータ電圧指令値との差に応じた第１の電圧指令値を生成することによって、充電電力を十分に確保することができ、オルタネータを必要としないでシステムを構成することができる。
この発明の第１実施の形態に係る電力変換装置の構成を示すブロック図である。 図１の電力変換器の回路図である。 図１の電流制御部の構成を示すブロック図である。 図１の電力制御・変調率演算部の構成を示す説明図である。 図１の電力変換装置における電源が出力可能な出力電圧ベクトル範囲の説明図である。 電力係数ＫＰａを生成するための複数の二次元マップを示す説明図である。 図１の電力変換装置における、第１直流電圧源側電圧指令値、第２直流電圧源側電圧指令値及びモータ電圧指令値と、第１直流電圧源及び第２直流電圧源の電力の関係（その１）をグラフで示し、（ａ）はＫＰａ＝１／２の場合の各電圧指令値の説明図、（ｂ）は各電源の出力電力の説明図である。 図１の電力変換装置における、第１直流電圧源側電圧指令値、第２直流電圧源側電圧指令値及びモータ電圧指令値と、第１直流電圧源及び第２直流電圧源の電力の関係（その２）をグラフで示し、（ａ）はモータ電圧指令値が電圧リミットに張り付いている場合の各電圧指令値の説明図、（ｂ）は各電源の回生電力の説明図である。 図５の出力電圧ベクトル範囲の部分拡大図である。 ＰＷＭパルス生成に際し用いる三角波の説明図である。 図２のＵ相についての回路図である。 三角波比較による駆動信号生成の一例（その１）を示す説明図である。 三角波比較による駆動信号生成の一例（その２）を示す説明図である。 三角波比較による駆動信号生成においてデッドタイムが付加されたパルス生成の一例を示す説明図である。 この発明の第２実施の形態に係る電力制御・変調率演算部の構成を概略して示す説明図である。 この発明の第３実施の形態に係る電力変換装置の構成を概略して示す説明図である。 図１６の電力変換装置を適用した燃料電池自動車の一例を示す概略構成説明図である。 この発明の第４実施の形態に係る電力変換装置の構成を概略して示す説明図である。 図１８の電力変換装置を適用した自動車の一例を示す概略構成説明図である。
符号の説明
１０，５０，５５ 電力変換装置
１１ａ 第１直流電圧源
１１ｂ 第２直流電圧源
１２ 電力変換器
１３ 駆動制御装置
１４ 共通負極母線
１５ａ，１６ａ，１７ａ，１９ａ，１９ｂ，２０ａ，２０ｂ，２１ａ，２１ｂ，２３ａ，２３ｂ，２４ａ，２４ｂ，２５ａ，２５ｂ 半導体スイッチ
１５ｂ，１６ｂ，１７ｂ ダイオード
１８，２２ 正極母線
２６，２７ 平滑コンデンサ
２８ トルク制御部
２９ 電流制御部
３０，４３ 電力制御・変調率演算部
３１ ＰＷＭパルス生成部
３２ ３相／ｄｑ変換部
３３ 電流制御処理部
３４ ｄｑ／３相変換処理部
３５ 電力制御手段
３６ 変調率演算手段
３７ 変調率補正手段
３７ａ 変調率オフセット演算器
３８ａ，３８ｂ，４１ 加算器
３９ａ，３９ｂ 減算器
４０，４２ａ，４２ｂ 乗算器
４４ 電圧指令生成ブロック
４５ 切替手段
５１ 燃料電池自動車
５２ａ，５２ｂ 左右後輪
５６ 発電機
５７ 自動車
５８ａ，５８ｂ 左右前輪
５９ エンジン
６０ オルタネータ
６１ 電装系
Ｍ モータ

Claims (11)

  1. 複数の直流電圧源と接続し、前記複数の直流電圧源の各入出力電圧からそれぞれ入出力電圧パルスを生成し、複数の入出力電圧パルスを合成することによって交流電動機を駆動する電力変換器と、前記電力変換器の駆動を制御する駆動制御手段とを備える電力変換装置において、
    前記駆動制御手段は、
    前記交流電動機の要求駆動電圧を演算する手段と、
    前記各入出力電圧のの指令値を生成する入出力電圧指令値生成手段と、
    前記入出力電圧指令値に基づき、前記電力変換器を駆動する信号を生成する駆動信号生成手段とを有し、
    前記入出力電圧指令値生成手段は、
    前記各入出力電圧の和が前記要求駆動電圧となるように、
    前記第１直流電圧源の最大出力電圧と、前記要求駆動電圧の指令値である要求駆動電圧指令値との差に基づいて算出した加算値を前記要求駆動電圧指令値に加算して、前記第１直流電圧源の出力電圧の指令値である第１出力電圧指令値を生成し、
    前記要求駆動電圧指令値と前記第１出力電圧指令値との差から前記第２直流電圧源の入力電圧の指令値である第２入力電圧指令値を生成する
    ことを特徴とする電力変換装置。
  2. 前記入出力電圧指令値生成手段は、
    前記第１直流電圧源の最大出力電圧と、前記要求駆動電圧指令値との差に対して所定の比を維持するよう、前記第１出力電圧指令値を生成することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 前記出力電圧指令値生成手段は、
    前記第１直流電圧源からの出力増大要求が大きいほど前記所定の比を大きくすることを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
  4. 前記入出力電圧指令値生成手段は、
    前記第１直流電圧源の最大出力電圧と、前記要求駆動電圧指令値との差に、所定の係数を乗じた値を、前記要求駆動電圧指令値に加算して前記第１出力電圧指令値を生成し、前記要求駆動電圧指令値から前記第１出力電圧指令値を減算し前記第２入力電圧指令値を生成する
    ことを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
  5. 前記出力電圧指令値生成手段は、
    前記第１直流電圧源からの出力増大要求が大きいほど前記所定の係数を大きくすることを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
  6. 前記第１直流電圧源が出力する電力量から前記交流電動機が消費する電力量を引いた移動電力量と、前記第２直流電圧源に入力される電力量とが同量となる範囲内で、前記所定の係数を大きくすることを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。
  7. 前記第１直流電圧源と前記第２直流電圧源の電圧が等しい場合、前記所定の係数の上限値を１／２とすることを特徴とする請求項６に記載の電力変換装置。
  8. 前記第１直流電圧源と前記第２直流電圧源との電力分配比率から、前記第１直流電圧源の出力電圧の指令値である第３出力電圧指令値と前記第２直流電圧源の入力電圧の指令値である第４入力電圧指令値とを生成し、
    前記第１直流電圧源と前記第２直流電圧源との使用状態に応じて、前記第１出力電圧指令値と前記第２入力電圧指令値とにより前記電力変換器を駆動する信号を生成する場合と、前記第３出力電圧指令値と前記第４入力電圧指令値とにより前記電力変換器を駆動する信号を生成する場合とを切り替える切替手段を有することを特徴とする請求項１〜７のいずれか一項に記載の電力変換装置。
  9. 前記第１直流電圧源と前記第２直流電圧源との使用状態が力行−回生時は、前記第１出力電圧指令値と前記第２入力電圧指令値とによって前記電力変換器を駆動する信号を生成し、
    前記第１直流電圧源と前記第２直流電圧源との使用状態が力行−力行時は、前記第３出力電圧指令値と前記第４入力電圧指令値とによって前記電力変換器を駆動する信号を生成することを特徴とする請求項８に記載の電力変換装置。
  10. 請求項１〜９のいずれか一項に記載の電力変換装置を搭載し、前記第１直流電圧源と前記第２直流電圧源を燃料電池とバッテリにより構成して、前記電力変換装置から出力された供給電力を、駆動輪を駆動する駆動力発生源に供給することを特徴とする自動車システム。
  11. 請求項１〜９のいずれか一項に記載の電力変換装置を搭載し、前記第１直流電圧源と前記第２直流電圧源を４２Ｖバッテリと１４Ｖバッテリにより構成して、前記電力変換装置から出力された供給電力を、駆動輪を駆動する駆動力発生源に供給することを特徴とする自動車システム。
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