JP2009277577A - 誘導加熱用電源装置の運転方法 - Google Patents

Abstract

【課題】コンデンサに電解コンデンサを使用可能とし発熱を低減して寿命を延ばすとともに、ディレーティングの必要を無くし、コンデンサの個数の低減化を図る。
【解決手段】電力変換器の出力に共振コンデンサ８，15と加熱コイル９，16を接続した回路を、直流回路のコンデンサ３を共通にして並列接続した誘導加熱用電源装置の、例えば共振コンデンサ８と加熱コイル９で構成される共振回路に流れる電流は遅れ位相とし、共振コンデンサ15と加熱コイル16で構成される共振回路に流れる電流は進み位相として、それぞれ運転することにより、掲記課題の解決を図る。
【選択図】図５

Description

この発明は、ビレット（巨大な円柱または角柱形状の鋼材）などを誘導加熱するのに用いて好適な、誘導加熱用電源装置の運転方法に関する。

図３に、例えば特許文献１に開示されている電磁調理器の主回路構成の概要図を、また、図４に図３に示す電磁調理器の共振曲線例を示す。
図３に示すように、電磁調理器E1はインバータ等の電力変換器を含む交流電源18の出力に共振コンデンサ19と加熱コイル20が接続され、電磁調理器E2も同様に、インバータ等の電力変換器を含む交流電源21の出力に共振コンデンサ22と加熱コイル23が接続されて構成される。つまり、２台の電磁調理器がセットになって構成され、加熱コイルの力率向上のため、共振コンデンサ19，22が用いられている。

ここで、図示されない鍋などのインダクタンスを含む負荷が異なり、電磁調理器E1とE2の共振曲線が図４のように異なる場合には、交流電源を互いに異なる運転周波数で運転する。図４の「×」印は、交流電源の異なる運転周波数での電磁調理器E1，E2の共振曲線１，２との交点を示す。このとき、運転周波数が近いと加熱コイル20と23との相互誘導により、干渉音が発生する。その影響を小さくするため、運転周波数に或る程度の差を付けて運転する。
つまり、上記の例は主として干渉音を低減するためのものであり、交流電源18と21の運転周波数も異なっている。

図５に、この種の誘導加熱用電源主回路の一般的な例を示す。
図示のように、電力変換器IN1は直列接続されたIGBTなどの半導体素子４(Q1)，５(Q2)の対と、同じく直列接続されたIGBTなどの半導体素子6(Q3)，7(Q4)の対を並列接続して構成され、各対の半導体素子の直列接続点間に共振コンデンサ８と加熱コイル９と負荷を示す抵抗10との直列回路が接続される。

同様にして、電力変換器IN2は直列接続されたIGBTなどの半導体素子11(Q1)，12(Q2)の対と、同じく直列接続されたIGBTなどの半導体素子13(Q3)，14(Q4)の対を並列接続して構成され、各対の半導体素子の直列接続点間に共振コンデンサ15と加熱コイル16と負荷を示す抵抗17との直列回路が接続される。
電力変換器IN1，IN2のスイッチングは(Q1： オン，Q2：オフ， Q3：オフ，Q4：オン)→(Q1： オフ，Q2：オン， Q3：オン，Q4：オフ) →(Q1： オン，Q2：オフ， Q3：オフ，Q4：オン)→…のように行なわれ、交流電圧を出力する。

上記のような構成は、ビレットヒータ（60Hz，100V，100kW×複数台）等のような加熱コイルに対して、負荷が大型のため、複数台の加熱コイルを近接して配置し、各加熱コイルに投入する電力を個別に調整する必要がある場合などに用いられる。また、負荷を含む加熱コイルは力率が低く、それを改善するために共振コンデンサが接続されることが多い。さらに、各加熱コイルが近接して配置されるため、一方の加熱コイルと他方の加熱コイル間に相互誘導が生じる。その影響を小さくするため、各加熱コイルに流れる電流を同期させる方式が多く用いられる。

図６に電力変換器IN1，IN2の出力の共振曲線１，２を示す。図６では共振曲線１，２が同一の場合で、また、「×」印は、電力変換器IN1，IN2の或る運転周波数における共振曲線１，２との交点を示す。
図７に図６に示す運転周波数で運転する場合の、誘導加熱電源装置の波形を示す。図７を参照すると、運転周波数が共振点の周波数より高いため、電力変換器IN1の矩形波出力電圧Vo1に対し、出力電流Io1は遅れ位相になっている。同様にして、電力変換器IN2も矩形波出力電圧Vo2に対し、出力電流Io2は遅れ位相で運転されている。

図７のように、電力変換器IN1の直流電流I1は、出力電圧Vo1が負のときはIo1の極性が反転された波形となる。同様に、電力変換器IN2の直流電流I2は、出力電圧Vo2が負のときはIo2の極性が反転された波形となる。さらに、直流回路の共通コンデンサ３から流出する電流IcはI1とI2とを加算した波形となる。ここで、Icは高周波成分を含む電流となるが、このような電流は、コンデンサ３として電解コンデンサが用いられるような場合には、特に発熱に影響し、寿命が短くなったり、ディレーティングが必要になったりする。

特開２００４−０３１２４７号公報

したがって、この発明の課題は、直流回路の共通コンデンサに流れる高周波成分を低減し、発熱を低減して寿命を長くすることにある。

このような課題を解決するため、請求項１の発明では、電力変換器の出力に共振コンデンサと加熱コイルを接続した回路を２組、直流回路のコンデンサを共通にして並列接続し、前記出力の電流を互いに同期させて運転される誘導加熱用電源装置において、
一方の共振コンデンサと加熱コイルで構成される共振回路に流れる電流は遅れ位相とし、
他方の共振コンデンサと加熱コイルで構成される共振回路に流れる電流は進み位相として、それぞれ運転することを特徴とする。

請求項２の発明では、電力変換器の出力に共振コンデンサと加熱コイルを接続した回路を２組、直流回路のコンデンサを共通にして並列接続し、前記出力の電流を互いに同期させて運転される誘導加熱用電源装置において、
共振コンデンサと加熱コイルで構成される共振回路に流れる電流を遅れ位相で運転する電流の合計値と、進み位相で運転する電流の合計値とが互いに等しくなるように運転することを特徴とする。

この発明によれば、直流回路の共通コンデンサに流れる高周波成分を低減できるため、コンデンサに電解コンデンサを用いることが可能となる。その結果、コンデンサの発熱が低減して寿命を延ばすことができ、ディレーティングも不要で、コンデンサの個数も低減することが可能となる。

図１はこの発明の実施の形態を説明するための共振曲線である。なお、主回路構成は図５と同じである。図１では、例えば図５の共振コンデンサ８，15の静電容量を変えるなどすることで、共振曲線１と２の振幅は同じであるが、共振周波数を互いにずらすようにしている。図１の「×」印は各電力変換器IN1，IN2の運転周波数を示す。

図２に、図1で示す運転周波数で運転する場合の、例えば図５に示す誘導加熱用電源装置の動作波形図を示す。
電力変換器１の運転周波数は図1に示すように、共振点の周波数よりも高いため、電力変換器IN1の矩形波出力電圧Vo1に対し、出力電流Io1が遅れ位相になっている。逆に、電力変換器IN2の運転周波数は、共振点の周波数よりも低いため、電力変換器IN2の矩形波出力電圧Vo2に対し、出力電流Io2が進み位相になっている。また、電力変換器IN1の遅れ位相量と、電力変換器IN2の進み位相量とは等しい。

また、電力変換器IN1の直流電流I1は、出力電圧Vo1が負のときはIo1の極性が反転された波形となる。同様に、電力変換器IN2の直流電流I2は、出力電圧Vo2が負のときはIo2の極性が反転された波形となる。さらに、直流回路の共通コンデンサ３から流出する電流IcはI1とI2とを加算した波形となるため、図２に符号Ａで示す期間のI1とI2の電流は相殺され、高調波成分は低減されることになる。

以上では、電力変換器の出力に共振コンデンサと加熱コイルを接続した回路を２組、直流回路のコンデンサを共通にして並列接続したが、３組以上の複数組とし、遅れ位相量と進み位相量を等しくし、遅れ位相の電流の合計値と進み位相の電流の合計値とを等しくしても良く、異なっていても低減効果を有するものである。なお、電力変換器としてはPWM（パルス幅変調）方式のものについても、その機能，動作は上記と同様である。

ここで、電力変換器を遅れ位相または進み位相で運転するとき、力率＝１の場合と比較して同じ電力を供給しようとすると、電力変換器の半導体素子を流れる電流が大きくなり、半導体素子にとっては不利となるが、現実には下記のように、遅れまたは進み位相の電流を流さざるを得ない場合が多い。
すなわち、加熱の観点からは、加熱物の加熱したい深さにより出力の周波数が決まり（表皮深さ，周波数の平方根に反比例）、遅れ位相か進み位相かは、次式で表わされる共振周波数に比べて高い周波数か低い周波数かでほぼ決まる。
共振周波数＝１／（２×π×√（加熱コイルのインダクタンスＬ×共振コンデンサの静電容量C））

ところが、共振周波数が決まっても、Ｌ，Cの値によって２台とも力率＝１にすることは現実的には困難なことが多い。したがって、２台とも遅れ位相で運転するよりも、１台が遅れ位相のときには他の１台を進み位相で運転すれば、共通コンデンサに流れる遅れ位相の電流と進み位相の電流を相殺できる。つまり、この発明は、このような場合に用いることで、特に効果を発揮するものと言える。
なお、負荷に投入する電力の制御としては直流電圧を変化させる方法や、PWM方式の電力変換器では、パルス幅を変化させて出力電圧の振幅を変化させる方法などにより可能である。

この発明の実施の形態を説明するための説明図 図１に基づき誘導加熱用電源主回路を運転した場合の動作波形図 特許文献１に開示の電磁調理器の主回路例を示す回路図 図３の場合の運転方法を説明する特性曲線図 誘導加熱用電源主回路の一般的な例を示す回路図 図５の電源の運転方法を説明する共振曲線図 図６に基づき図５の誘導加熱用電源を運転した場合の動作波形図

符号の説明

１…直流電圧源、２…インダクタンス、３…コンデンサ、４，５，６，７，11，12，13，14…半導体素子、８，15，19，22…共振コンデンサ、９，16，20，23…加熱コイル、10，17…抵抗、18，21…交流電源。

Claims (2)

1. 電力変換器の出力に共振コンデンサと加熱コイルを接続した回路を２組、直流回路のコンデンサを共通にして並列接続し、前記出力の電流を互いに同期させて運転される誘導加熱用電源装置において、
   一方の共振コンデンサと加熱コイルで構成される共振回路に流れる電流は遅れ位相とし、
   他方の共振コンデンサと加熱コイルで構成される共振回路に流れる電流は進み位相として、それぞれ運転することを特徴とする誘導加熱用電源装置の運転方法。
2. 電力変換器の出力に共振コンデンサと加熱コイルを接続した回路を２組、直流回路のコンデンサを共通にして並列接続し、前記出力の電流を互いに同期させて運転される誘導加熱用電源装置において、
   共振コンデンサと加熱コイルで構成される共振回路に流れる電流を遅れ位相で運転する電流の合計値と、進み位相で運転する電流の合計値とが互いに等しくなるように運転することを特徴とする誘導加熱用電源装置の運転方法。

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