JP2009254088A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】
部品点数を低減した電力変換装置を提供する。
【解決手段】
直流電源１０の電圧を中性点分圧する抵抗２０，２１と、直流電源１０の電圧を分圧する第一の分圧器３０と、中性点の電圧を分圧する第二の分圧器３１と、第一の分圧器３０と第二の分圧器３１で分圧されたそれぞれの電圧を入力するアナログ入力端子と、アナログ入力端子で入力した電圧をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、Ａ／Ｄ変換器で変換されたデジタル信号を出力するデジタル出力端子とを有するマイクロコンピュータ３２と、マイクロコンピュータ３２のデジタル出力端子から出力されたデジタル信号を直流電源１０の電圧よりも低い電圧で駆動される制御装置５０に電気的に絶縁して伝送する絶縁型信号伝達器４０とを有する電力変換装置２００。
【選択図】図１０

Description

本発明は電力変換装置に関する。

電力変換装置は、直流電源から供給された直流電力を回転電機などの交流電気負荷に供給するための交流電力に変換する機能、あるいは回転電機により発電された交流電力を直流電源に供給するための直流電力に変換する機能を備えている。変換機能を果たすため、電力変換装置はスイッチング素子を有するインバータ回路を有しており、スイッチング素子が導通動作や遮断動作を繰り返すことにより直流電力から交流電力へあるいは交流電力から直流電力への電力変換を行う。また、スイッチング動作により電流が遮断されるので回路に存在するインダクタンスによりスパイク電圧が発生する。このスパイク電圧を低減するために平滑コンデンサを設けている。

電力変換の電力制御を行うために、高電圧値を検出する必要があり、一般に計測機能が電力変換装置に内蔵される。電力制御の指令は制御対象となる高電圧系とは絶縁された低電圧系の制御回路が演算する。

従来、直流高電圧の計測では、高電圧側から低電圧側制御回路へ信号を伝達する際の電気的な絶縁確保のためにフォトカプラやｉカプラなどの絶縁型信号伝達手段が使用される。そのため、抵抗による分圧の後段でアナログ信号をパルス信号に変換する回路を設けている。

また、高電圧系保護のための過電圧検知回路や、異常時の平滑用コンデンサ放電回路などが必要な要素となる。以上の要素はそれぞれ独立回路で構成されており、複雑で高コストなシステムとなっている。

高圧側の直流電圧を計測する装置としては、高圧側でＡ／Ｄ変換し、デジタル信号が絶縁型信号伝達手段を介して伝送される技術が知られている（例えば特許文献１参照）。

特開２００７−４２５０１号公報

上記技術では、電池セルの電圧測定を目的としているため、電池全体の電圧測定系はマルチプレクサと複数のＡ／Ｄ変換器を必要とする。マルチプレクサの制御信号は低圧系のコントローラが生成し、絶縁型信号伝達手段を使用して伝送している。直流高電圧の計測にあたっては、電池セルのように細分化した電圧を測定する必要はないが、低コスト化のためには絶縁型信号伝達手段の使用数を極力少なくし、単純な構成とするのが望ましい。

本発明は、部品点数を低減した電力変換装置を提供することを目的とする。

本発明は、直流電源の電圧を中性点分圧する抵抗と、直流電源の電圧を分圧する第一の分圧器と、中性点の電圧を分圧する第二の分圧器と、第一の分圧器と第二の分圧器で分圧されたそれぞれの電圧を入力するアナログ入力端子と、アナログ入力端子で入力した電圧をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、Ａ／Ｄ変換器で変換されたデジタル信号を出力するデジタル出力端子とを有するマイクロコンピュータと、マイクロコンピュータのデジタル出力端子から出力されたデジタル信号を直流電源の電圧よりも低い電圧で駆動される制御装置に電気的に絶縁して伝送する絶縁型信号伝達器とを有する電力変換装置である。

本発明によれば、部品点数を低減した電力変換装置を提供することができる。

本発明の実施形態に係る電力変換装置について、図面を参照しながら以下詳細に説明する。本発明の実施形態に係る電力変換装置は、ハイブリッド用の自動車や純粋な電気自動車にも適用可能である。一例として、電力変換装置をハイブリッド自動車に適用した場合の制御構成と、電力変換装置の回路構成について、図１と図２を用いて説明する。

図１はハイブリッド自動車の制御ブロックを示す図である。

本実施形態で示される電力変換装置２００は、自動車に搭載される車載電機システムの車載用電力変換装置、特に、車両駆動用電機システムに用いられる。ここでは、搭載環境や動作的環境などが大変厳しい車両駆動用電機システムに用いられる車両駆動用インバータ装置３００を例に挙げて説明する。車両駆動用インバータ装置３００は、モータジェネレータ４００の駆動を制御する制御装置として車両駆動用電機システムに備えられ、車載電源を構成する直流電源１０、或いはモータ４０２から供給された直流電力を所定の交流電力に変換し、得られた交流電力をモータジェネレータ４００に供給してモータジェネレータ４００の駆動を制御する。また、モータジェネレータ４００は発電機としての機能も有しているので、車両駆動用インバータ装置３００は運転モードに応じ、モータジェネレータ４００の発生する交流電力を直流電力に変換する機能も有している。変換された直流電力は車載バッテリに供給される。

なお、本実施形態の構成は、自動車やトラックなどの車両駆動用電力変換装置として最適であるが、これら以外の電力変換装置、例えば電車や船舶、航空機などの電力変換装置、さらに工場の設備を駆動する電動機の制御装置として用いられる産業用電力変換装置、或いは家庭の太陽光発電システムや家庭の電化製品を駆動する電動機の制御装置に用いられたりする家庭用電力変換装置に対しても適用可能である。

以下、図２を用いて電力変換装置２００の動作を説明する。図２は上下アームの直列回路及び制御部を含むインバータ装置３００と、インバータ装置３００の直流側に接続されたコンデンサモジュール７０を備えた電力変換装置２００と、直流電源１０と、モータジェネレータ４００とを有する車両駆動用電機システムの回路構成を示す図である。

電力変換装置２００は、図２に示されたようにインバータ装置３００とコンデンサモジュール７０とを有し、また、インバータ装置３００はインバータ回路３１０と制御部３２０とを有している。制御部３２０はインバータ回路３１０を駆動制御するドライバ回路１００と、ドライバ回路１００へ信号線８０を介して制御信号を供給する制御回路５０とを有している。

制御回路５０はスイッチング素子としてのＩＧＢＴ３４０，３４１のスイッチングタイミングを演算処理するためのマイクロコンピュータ（以下、「マイコン」と記述する）を備えている。マイコンには入力情報として、モータジェネレータ４００に対して要求される目標トルク値、上下アーム直列回路３１１からモータジェネレータ４００の電機子巻線に供給される電流値、及びモータジェネレータ４００の回転子の磁極位置が入力されている。目標トルク値は、不図示の上位の制御装置から出力された指令信号に基づくものである。電流値は、電流センサ３３０から出力された検出信号に基づいて検出されたものである。磁極位置は、モータジェネレータ４００に設けられた回転磁極センサ（不図示）から出力された検出信号に基づいて検出されたものである。本実施形態では３相の電流値を検出する場合を例に挙げて説明するが、２相分の電流値を検出するようにしても構わない。

制御回路５０内のマイコンは、目標トルク値に基づいてモータジェネレータ４００のｄ，ｑ軸の電流指令値を演算し、この演算されたｄ，ｑ軸の電流指令値と、検出されたｄ，ｑ軸の電流値との差分に基づいてｄ，ｑ軸の電圧指令値を演算し、この演算されたｄ，ｑ軸の電圧指令値を、検出された磁極位置に基づいてＵ相，Ｖ相，Ｗ相の電圧指令値に変換する。そして、マイコンは、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の電圧指令値に基づく基本波（正弦波）と搬送波（三角波）との比較に基づいてパルス状の変調波を生成し、この生成された変調波をＰＷＭ（パルス幅変調）信号としてドライバ回路１００に出力する。

ドライバ回路１００は、下アームを駆動する場合、ＰＷＭ信号を増幅し、増幅されたＰＷＭ信号をドライブ信号として、対応する下アームのＩＧＢＴ３４１のゲート電極に出力する。上アームを駆動する場合は、ＰＷＭ信号の基準電位のレベルを上アームの基準電位のレベルにシフトしてからＰＷＭ信号を増幅し、増幅されたＰＷＭ信号をドライブ信号として、対応する上アームのＩＧＢＴ３４０のゲート電極に出力する。これにより、各ＩＧＢＴ３４０，３４１は、入力されたドライブ信号に基づいてスイッチング動作を行う。

また、制御部３２０は、異常検知（過電流，過電圧，過温度など）を行い、上下アーム直列回路３１１を保護している。このため、制御部３２０にはセンシング情報が入力されている。直流高電圧検出装置はドライバ回路１００内に内蔵され、直流高電圧検出値と過電圧情報を制御回路５０に伝送する。過電圧が検知された場合には全てのＩＧＢＴ３４０，３４１のスイッチング動作を停止させ、上下アーム直列回路３１１（引いては、上下アーム直列回路３１１を含む半導体モジュール）を過電圧から保護する。

図６〜図９は直流電圧検出の構成を機能別に表すブロック図であり、これらを統合した具体例のブロック図を図１０に示す。以下では、本発明の実施形態として直流電圧のＰ−Ｎ間，中性点−Ｎ間の２点を測定する構成にて説明するが、必ずしもこの２点での測定に限定されるものではない。

図６に示される直流電圧検出装置１は、測定対象となる直流電圧を入力とし、絶縁型信号伝達器４０から上位の制御回路５０へ信号を出力する。直流電圧は同じ抵抗値を持つ抵抗２０，２１で中性点分圧し、Ｐ−Ｎ間電圧と中性点−Ｎ間電圧をそれぞれ分圧器３０，３１で低電圧に変換する。ここで抵抗２０，２１および分圧器３０，３１は入力される直流電圧に対して十分な絶縁耐力を有する抵抗値を選定する必要がある。

分圧器３０，３１で低電圧に変換された電圧は、マイコン３２のアナログ入力端子へ入力され、マイコン３２内のＡ／Ｄ変換器でＡ／Ｄ変換される。マイコン３２でＡ／Ｄ変換した値を一定周波数のＤｕｔｙ可変パルスに変換し、デジタル出力端子を介して絶縁型信号伝達器４０へ入力する。Ａ／Ｄ変換後の信号形態はＤｕｔｙ可変パルスに限られず、他のパルス信号やシリアル通信によっても実現可能である。

さらに、Ａ／Ｄ変換した値に基づいて、マイコン３２で過電圧しきい値と比較して過電圧判定を行い、過電圧検出の有無を単純なＨｉｇｈレベル，Ｌｏｗレベルの信号で絶縁型信号伝達器４０へ入力する。中性点を、装置全体を覆うケースや車両グラウンドの電位とする場合、Ｐ−Ｎ間電圧と中性点−Ｎ間電圧を観測することで、直流電圧異常時にＰ，Ｎ，ケース（中性点）のどの部分で短絡や絶縁抵抗の劣化が発生しているか判定することができる。また、Ｐ−Ｎ間電圧と中性点−Ｎ間電圧を観測する際、測定対象のＧＮＤが共通であるため、マイコン３２のＧＮＤ電位も同電位とすることで単純な構成が実現できる。

図７は図６の直流電圧検出装置１に、分圧器３０，３１の出力を過電圧しきい値と比較するコンパレータ３３，３４を追加している。コンパレータ３３，３４の出力はマイコン３２に入力する。またコンパレータ３３，３４の出力と、マイコン３２の過電圧検出出力を、論理和演算回路に入力し、絶縁型信号伝達器４０への過電圧信号入力とする。本構成とすることで、マイコン３２の端子が一重故障しても確実に過電圧検出が可能な冗長性をもつ。

図８は、直流電圧から、フライバック方式とスイッチングレギュレータを組み合わせた電源６０によって５Ｖの電圧を生成し、直流電圧検出装置１で使用するマイコン３２の電源とする構成を示した図である。

電圧を生成する電源６０は、直流電圧が安全電圧である６０Ｖ以上の状態において、５Ｖの電圧を出力する能力を必要とする。電源電圧生成方式はフライバック方式やスイッチングレギュレータに限定されるものではなく、電圧値も５Ｖに限定されない。

直流電流を平滑化するためのコンデンサモジュール７０を有する場合、作業者が電力変換装置を点検する前に、コンデンサに蓄えられた電荷を放電し、直流電圧を安全電圧以下にする必要がある。放電機構を実現するために、図９のようにＰ−Ｎ間に放電抵抗７１と放電用スイッチング素子７２を挿入する。

放電時のタイムチャートを図１１，図１２に示す。制御回路５０が直流電源１０と切断装置１１の状態から第一の放電可否を判断し、放電可能であれば絶縁型信号伝達器４０を介してマイコン３２へ第一の放電指令信号７４を伝送する。

マイコン３２は第一の放電指令信号７４と直流電圧の状態から第二の放電可否を判断し、放電可能であればプリドライバ７３に第二の放電指令信号７５を出力する。プリドライバ７３は第二の放電指令信号７５が放電可能の状態にあれば、Ｈｉｇｈレベルの信号を出力し、放電用スイッチング素子７２をＯＮ状態として、放電抵抗７１に電流を流すことでコンデンサモジュール７０に蓄えられた電荷の放電を実施する。

直流電圧が安全電圧６０Ｖ以下に低下した後はマイコン３２の電源が確保されないため、直流電圧検出装置１は停止する。ここで、切断装置１１の異常などにより、放電を開始しても直流電圧が低下しない場合、放電抵抗７１と放電用スイッチング素子７２には電流が流れ続け、放電抵抗７１が過剰に発熱する恐れがある。

放電を開始しても直流電圧が低下しない場合は、マイコン３２で異常と判断し、第二の放電指令信号７５を放電不可の状態に切り替え、マイコン３２からはプリドライバ７３に放電不可信号を伝送し、放電抵抗に電流が流れないようにする。これにより、放電抵抗７１が過剰に発熱するのを防止する。

制御回路５０は第一の放電指令信号７４を出力した後も直流電圧を監視し続け、放電異常と判定した場合は、システムを停止せず作業者に異常を知らせる信号を出力する。あるいは、制御回路５０にマイコン３２から放電異常を知らせる専用信号があっても構わない。

以上の機能を有する図１０のシステムにおいて、マイコン３２には以下の機能が要求される。入出力ポートとして、分圧器３０，３１からの電圧入力用のＡ／Ｄ入力ポートを２チャンネル、コンパレータ３３，３４からの過電圧検出入力用のＤＩポートを２チャンネル、電圧値を変換したＤｕｔｙ可変パルスを出力するＰＷＭポートを２チャンネル、マイクロコンピュータ内部で演算した過電圧検出出力用のＤＯポートを２チャンネル、コンデンサモジュール７０の放電指令を入力するＤＩポートを１チャンネル、放電指令を出力するＤＯポートを１チャンネル、定時タスクを起動するためのコンペアマッチ入力を１チャンネル必要とする。

ここで、過電圧保護を迅速に行うためには、ＤＩポートは割り込み機能を有していることが望ましい。また、過電圧検出信号以外の信号通信をシリアル通信で行う場合には、ＰＷＭ２ポート，ＤＩ１ポートの代わりにシリアル通信ポートがあれば良い。

さらに、ウォッチドッグタイマや電源低電圧時自己遮断機能を内蔵機能として有したマイコンを選定し、安全性を考慮して、リセット時や電源遮断時にはマイコン３２の過電圧出力が過電圧を検出している状態になるように極性を選択することもできる。これによりマイコン３２異常時に制御回路５０が高電圧系を駆動しないようにする。

本実施形態の電力変換装置は、マイクロコンピュータ３２で、アナログ入力を絶縁型信号伝達器４０に適した信号に変換する演算と、過電圧を検出する演算と、コンデンサモジュール７０の放電指令判定を実施することで、安価で単純な構成を実現する。

また、過電圧検出用にコンパレータ３３，３４を追加することで、マイクロコンピュータ３２の端子が一重故障しても確実に過電圧検出が可能な冗長性をもったシステムを構成する。

本発明の一実施形態をなすハイブリッド自動車の制御ブロックを示す図。 本発明の一実施形態をなす上下アームの直列回路及び制御部を含むインバータ装置，インバータ装置の直流側に接続されたコンデンサからなる電力変換装置と、バッテリと、モータジェネレータと、を備えた車両駆動用電機システムの回路構成を示す図。 本発明の一実施形態をなす電力変換装置の全体構成の外観斜視図。 本発明の一実施形態をなす電力変換装置の全体構成を各構成要素に分解した斜視図。 図３及び図４に示す電力変換装置の全体構成を切断したときの断面図。 本発明の一実施形態をなす直流高電圧検出装置のブロック図。 本発明の一実施形態をなす過電圧検出に冗長系をもつ直流高電圧検出装置のブロック図。 本発明の一実施形態をなす直流高電圧から電源を生成する直流高電圧検出装置のブロック図。 本発明の一実施形態をなす平滑用コンデンサの放電機能を有する直流高電圧検出装置のブロック図。 本発明の一実施形態をなす直流高電圧検出装置の実施例ブロック図。 本発明の一実施形態をなす平滑用コンデンサの放電に関するタイムチャート（正常時）。 本発明の一実施形態をなす平滑用コンデンサの放電に関するタイムチャート（異常時）。

符号の説明

１ 直流高電圧検出装置
１０ 直流電源
１１ 遮断装置
２０，２１ 中性点分圧抵抗
３０，３１ 分圧器
３２ マイクロコンピュータ
３３，３４ コンパレータ
３５，３６ 論理和演算回路
４０ 絶縁型信号伝達器
５０ 制御回路
６０ 電圧生成手段
７０ コンデンサモジュール
７１ 放電抵抗
７２ 放電用スイッチング素子
７３ 放電用スイッチング素子のプリドライバ
７４ 第一の放電指令信号
７５ 第二の放電指令信号
８０ 信号線
１００ ドライバ回路
２００ 電力変換装置
３００，３０１ インバータ装置
３０２ インバータ（パワーモジュール含む補機用）
３１０ インバータ回路
３１１ 上下アームの直列回路
３２０ 制御部
３３０ 電流センサ
３４０ 上アーム用ＩＧＢＴ
３４１ 下アーム用ＩＧＢＴ
４００，４０１ モータジェネレータ
４０２ モータ（補機用＝エアコン，オイルポンプ，冷却ポンプ）

Claims (8)

1. 直流電源に接続され、前記直流電源の直流電力と交流電気負荷の交流電力とを相互に変換するスイッチング素子と、前記スイッチング素子を制御する制御装置とを有する電力変換装置であって、
   前記直流電源の電圧を中性点分圧する抵抗と、
   前記直流電源の電圧を分圧する第一の分圧器と、
   前記中性点の電圧を分圧する第二の分圧器と、
   前記第一の分圧器と前記第二の分圧器で分圧されたそれぞれの電圧を入力するアナログ入力端子と、前記アナログ入力端子で入力した電圧をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、前記Ａ／Ｄ変換器で変換された前記デジタル信号を出力するデジタル出力端子と、を有するマイクロコンピュータと、
   前記マイクロコンピュータの前記デジタル出力端子から出力された前記デジタル信号を前記直流電源の電圧よりも低い電圧で駆動される前記制御装置に電気的に絶縁して伝送する絶縁型信号伝達器と、
   を有する電力変換装置。
2. 請求項１記載の電力変換装置であって、
   前記マイクロコンピュータは、前記第一の分圧器と前記第二の分圧器で分圧されたそれぞれの電圧を入力するアナログ入力端子と、前記アナログ入力端子で入力した電圧をＰＷＭ信号であるデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、前記Ａ／Ｄ変換器で変換された前記デジタル信号を出力するデジタル出力端子と、を有する電力変換装置。
3. 請求項１記載の電力変換装置であって、
   前記直流電源の電圧を前記マイクロコンピュータの電源電圧レベルに変換する電圧生成手段を有する直流高電圧検出装置。
4. 請求項１記載の電力変換装置において、
   前記マイクロコンピュータは、前記絶縁型信号伝達器に出力する信号と過電圧しきい値とを比較して過電圧を検出する手段を有する電力変換装置。
5. 請求項４記載の電力変換装置において、
   前記第一の分圧器または前記第二の分圧器からのアナログ信号と過電圧しきい値とを比較するコンパレータと、
   前記コンパレータからの出力信号と前記マイクロコンピュータで演算された出力信号の論理和を演算する論理和演算回路とを有する電力変換装置。
6. 請求項４記載の電力変換装置であって、
   前記直流電源から供給される直流電流を平滑化するための平滑用コンデンサと、
   前記平滑用コンデンサに蓄えられている電荷を放電する放電抵抗と、
   前記マイクロコンピュータからの信号を入力するプリドライバと、
   前記プリドライバの信号の出力によって駆動される放電用スイッチング素子とを有し、
   前記マイクロコンピュータは、前記制御装置からの信号に応じて前記プリドライバを駆動することによって前記放電抵抗に直流電流を流し、前記平滑用コンデンサの電荷を放電する電力変換装置。
7. 請求項６に記載の電力変換装置であって、
   前記マイクロコンピュータは、前記放電用スイッチング素子を駆動した後、前記直流電源の電圧が下がらない場合に放電異常信号を前記制御装置に出力するための端子を有する電力変換装置。
8. 請求項７に記載の電力変換装置であって、
   前記マイクロコンピュータは、前記放電異常信号が出力されたときに前記放電用スイッチング素子の駆動を停止する電力変換装置。

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