JP2009250691A - Ｇｎｓｓ測位装置及び方法 - Google Patents

Abstract

【課題】相関値の積算時間を適切に設定することでマルチパスの影響を効果的に除去すること。
【解決手段】本発明は、衛星から送られるＰＮコードにより変調された衛星電波を受信する受信手段を備え、受信したＰＮコードの位相の検出結果を用いて測位を行うＧＮＳＳ測位装置において、前記受信手段により反射波で受信される衛星電波の搬送波位相の位相シフト周期であって、前記受信手段により直接波で受信される衛星電波の搬送波位相に対する位相シフト周期を、算出する位相シフト周期算出手段を備え、前記位相シフト周期算出手段により算出された位相シフト周期を用いて、測位結果に対するマルチパスの影響を除去することを特徴とする。
【選択図】図６

Description

本発明は、ＧＰＳ(Global Positioning System)を代表とするＧＮＳＳ(Global Navigation Satellite System)で用いられるＧＮＳＳ測位装置及び方法に関する。

従来から、衛星受信信号における搬送波成分を含むＰＮ信号の極性を変化させ、該極性を変化させたＰＮ信号を同期加算し、同期加算した同期加算ＰＮ信号とレプリカＰＮ符号とで相関計算を行い、該相関計算による結果から相関ピーク値と該相関ピーク値に対応する遅延値とを検出し、該遅延値から疑似距離を求めることを特徴とする衛星測位システムが知られている（例えば、特許文献１参照）。

また、ＰＮコードにより変調された変調信号からＰＮコードの位相を検出する際、直接波に対してマルチパスによる反射波が重畳されていても、直接波によるＰＮコードの位相を正しく検出できるようにする技術が知られている（例えば、特許文献２参照）。
特開２００５−５５３７５号公報 特開２００１−３６４２９号公報

ところで、直接波に対してマルチパスによる反射波が重畳された場合には、直接波によるＰＮコードの位相を正しく検出することが困難となり、ＰＮコードの位相を正しく検出できていない場合には、算出した擬似距離に誤差が生ずる。

この点、上述の特許文献２に記載の技術では、コリレータ間隔の異なる相関演算により複数の推定コード位相（相関ピーク値を取る位相）を求めることで、直接波によるＰＮコードの位相（真のコード位相）を推定している。このように、従来は、コリレータ間隔を工夫したり、相関値を取るポイント（位相）の位置や数を増加させたりすることで、マルチパスの影響を除去しようとするアプローチが主流であった。尚、従来では、相関値の積算時間は一定時間（例えば１ｍｓ）に設定されるのが通例であった。

そこで、本発明は、相関値の積算時間を適切に設定することでマルチパスの影響を効果的に除去することができるＧＮＳＳ測位装置及び方法の提供を目的とする。

上記目的を達成するため、第１の発明は、衛星から送られるＰＮコードにより変調された衛星電波を受信する受信手段を備え、受信したＰＮコードの位相の検出結果を用いて測位を行うＧＮＳＳ測位装置において、
前記受信手段により反射波で受信される衛星電波の搬送波位相の位相シフト周期であって、前記受信手段により直接波で受信される衛星電波の搬送波位相に対する位相シフト周期を、算出する位相シフト周期算出手段を備え、
前記位相シフト周期算出手段により算出された位相シフト周期を用いて、測位結果に対するマルチパスの影響を除去することを特徴とする。

第２の発明は、第１の発明に係るＧＮＳＳ測位装置において、
前記ＰＮコードに対するレプリカＰＮコードを発生するレプリカ符号発生手段と、
前記受信手段で受信されたＰＮコードと、前記レプリカ符号発生手段で発生されたレプリカＰＮコードとの間の相関値を、積算する積算手段を更に備え、
前記位相シフト周期に対応する周期分積算された相関値を用いて、測位結果に対するマルチパスの影響を除去することを特徴とする。

第３の発明は、第２の発明に係るＧＮＳＳ測位装置において、
前記位相シフト周期に対応する周期分積算された相関値を用いて、前記レプリカ符号発生手段で発生されたレプリカＰＮコードと前記ＰＮコードとの間の位相差を算出し、該算出した位相差に基づいて、測位結果に対するマルチパスの影響を除去することを特徴とする。

第４の発明は、第３の発明に係るＧＮＳＳ測位装置において、
前記位相シフト周期に対応する周期分積算された相関値を用いて、前記レプリカ符号発生手段で発生されたレプリカＰＮコードと前記ＰＮコードとの間の位相差を算出し、該算出した位相差に基づいて、擬似距離の計測値を補正することで、測位結果に対するマルチパスの影響を除去することを特徴とする。

第５の発明は、第１の発明に係るＧＮＳＳ測位装置において、
前記位相シフト周期算出手段は、
マルチパスの影響を除去する対象となる衛星を対象衛星としたとき、該対象衛星以外の衛星からの衛星電波の受信結果から測位された前記受信手段の位置と、前記対象衛星に係る軌道情報から算出される該対象衛星の位置との間の距離を、第１距離として算出する第１距離算出手段と、
前記対象衛星からの衛星電波の受信結果から計測された擬似距離を、第２距離として算出する第２距離算出手段とを備え、
前記第１距離と前記第２距離の差の変動周期に基づいて、前記位相シフト周期を算出することを特徴とする。

第６の発明は、第１の発明に係るＧＮＳＳ測位装置において、
前記位相シフト周期算出手段は、
マルチパスの影響を除去する対象となる衛星を対象衛星としたとき、該対象衛星以外の衛星からの衛星電波の受信結果から測位された前記受信手段の位置と、前記対象衛星に係る軌道情報から算出される該対象衛星の位置との間の距離を、第１距離として算出する第１距離算出手段と、
前記対象衛星からの衛星電波の受信結果から計測された擬似距離から、時計誤差分の距離を引いた距離を、第２距離として算出する第２距離算出手段とを備え、
前記第１距離と前記第２距離の差の変動周期に基づいて、前記位相シフト周期を算出することを特徴とする。

第７の発明は、第１の発明に係るＧＮＳＳ測位装置において、
前記ＰＮコードに対するレプリカＰＮコードを発生するレプリカ符号発生手段と、
前記レプリカＰＮコードと、前記受信手段で受信されたＰＮコードとの間の相関演算を、第１コリレータ間隔と、前記第１コリレータ間隔よりも広い第２コリレータ間隔の双方で実行する相関演算手段とを更に備え、
前記位相シフト周期算出手段は、前記第１コリレータ間隔で相関演算して推定された第１相関ピーク位相と、前記第２コリレータ間隔で相関演算して推定された第２相関ピーク位相との差の変動周期に基づいて、前記位相シフト周期を算出することを特徴とする。

第８の発明は、第２の発明に係るＧＮＳＳ測位装置において、
前記レプリカ符号発生手段は、直接波の搬送波位相を基準として前記レプリカＰＮコードの位相を調整することを特徴とする。

第９の発明は、第８の発明に係るＧＮＳＳ測位装置において、
前記レプリカＰＮコードは、基準となるレプリカＰＮコード（Ｐｒｏｍｐｔコード）と、Ｐｒｏｍｐｔコードに対して所定量位相が進んだレプリカＰＮコード（Ｅａｒｌｙ）と、Ｐｒｏｍｐｔコードに対して所定量位相が遅れたレプリカＰＮコード（Ｌａｔｅコード）と、前記Ｅａｒｌｙコードよりも更に位相が進んだレプリカＰＮコード（ＶＥコード）を含み、
前記積算手段は、少なくとも前記Ｅａｒｌｙコード及び前記Ｌａｔｅコードに係る相関値を、前記位相シフト周期に対応する周期分それぞれ積算し、
前記レプリカ符号発生手段は、前記ＶＥレプリカＰＮコードによる相関値が一定となるように、前記Ｐｒｏｍｐｔコードの位相を調整することを特徴とする。

第１０の発明は、第９の発明に係るＧＮＳＳ測位装置において、
前記ＶＥコードは、反射波の影響を受けない相関値が得られるように位相がＰｒｏｍｐｔコードに対して進まれることを特徴とする。

第１１の発明は、第１０の発明に係るＧＮＳＳ測位装置において、
前記ＶＥコードの前記Ｐｒｏｍｐｔコードに対する位相進み量は、０．６チップから０．９チップの範囲内であることを特徴とする。

第１２の発明は、第８の発明に係るＧＮＳＳ測位装置において、
前記衛星電波の搬送波に対するレプリカ搬送波を発生するレプリカ搬送波発生手段と、
前記受信手段で受信された衛星電波と、前記レプリカ搬送波発生手段で発生されたレプリカ搬送波との間の相関値に基づいて、前記受信手段で受信された衛星電波の搬送波と、前記レプリカ搬送波発生手段で発生されたレプリカ搬送波との間の位相差を検出する位相差検出手段を更に備え、
前記レプリカＰＮコードは、基準となるレプリカＰＮコード（Ｐｒｏｍｐｔコード）と、Ｐｒｏｍｐｔコードに対して所定量位相が進んだレプリカＰＮコード（Ｅａｒｌｙ）と、Ｐｒｏｍｐｔコードに対して所定量位相が遅れたレプリカＰＮコード（Ｌａｔｅコード）とを含み、
前記積算手段は、少なくとも前記Ｅａｒｌｙコード及び前記Ｌａｔｅコードに係る相関値を、前記位相シフト周期に対応する周期分それぞれ積算し、
前記レプリカ符号発生手段は、前記位相差検出手段により検出された位相差に基づいて、前記Ｐｒｏｍｐｔコードの位相を調整することを特徴とする。

第１３の発明は、第１２の発明に係るＧＮＳＳ測位装置において、
前記レプリカ符号発生手段は、前記位相差に基づいて、搬送波の１周期あたり０．２／３００チップシフトさせる態様で、前記Ｐｒｏｍｐｔコードの位相を調整することを特徴とする。

第１４の発明は、第９又は１２の発明に係るＧＮＳＳ測位装置において、
前記位相シフト周期に対応する周期分積算された相関値Ｅ及びＬを用いて、前記Ｐｒｏｍｐｔコードと前記ＰＮコードとの間の位相差を、
位相差＝（Ｅ−Ｌ）／２（Ｅ＋Ｌ）
により算出し、該算出した位相差に基づいて、測位結果に対するマルチパスの影響を除去し、
上記式において、記号Ｅは、前記Ｅａｒｌｙコードに係る積算された相関値を表し、記号Ｌは、前記Ｌａｔｅコードに係る積算された相関値を表すことを特徴とする。

第１５の発明は、第１〜１４のうちのいずれかの発明に係るＧＮＳＳ測位装置において、
移動体に搭載され、移動体の位置又は速度を測位するように構成されたことを特徴とする。

第１６の発明は、ＧＮＳＳ受信機を用いたＧＮＳＳ測位装置であって、
衛星から送られるＰＮコードにより変調された衛星電波を受信する受信手段と、
前記ＰＮコードとＧＮＳＳ受信機内部で発生されるレプリカＰＮコードとの間の相関値を、所定周期分積算する第１の積算手段と、
前記積算手段で得られる積算された相関値を用いて、前記レプリカＰＮコードの位相を調整する第１の位相調整手段と、
前記第１の位相調整手段による位相調整が実行された状態で、前記受信手段により反射波で受信される衛星電波の搬送波位相の位相シフト周期であって、前記受信手段により直接波で受信される衛星電波の搬送波位相に対する位相シフト周期を、算出する位相シフト周期算出手段と、
前記位相シフト周期算出手段により位相シフト周期が算出された後に実行され、直接波の搬送波位相を基準として前記レプリカＰＮコードの位相を調整する第２の位相調整手段と、
前記第２の位相調整手段による位相調整が実行された状態で、前記ＰＮコードとＧＮＳＳ受信機内部で発生されるレプリカＰＮコードとの間の相関値を、前記位相シフト周期に対応する周期分、積算する第２の積算手段と、
前記第２の積算手段で得られる積算された相関値に基づいて、マルチパスの影響を除去するための補正量を決定する手段とを備えることを特徴とする。

第１７の発明は、ＧＮＳＳ受信機を用いたＧＮＳＳ測位方法であって、
衛星から送られるＰＮコードにより変調された衛星電波を受信する受信ステップと、
前記ＰＮコードとＧＮＳＳ受信機内部で発生されるレプリカＰＮコードとの間の相関値を、所定周期分積算する第１の積算ステップと、
前記積算ステップで得られる積算された相関値を用いて、前記レプリカＰＮコードの位相を調整する第１の位相調整ステップと、
前記第１の位相調整ステップが実行された状態で、前記受信ステップにより反射波で受信される衛星電波の搬送波位相の位相シフト周期であって、前記受信ステップにより直接波で受信される衛星電波の搬送波位相に対する位相シフト周期を、算出する位相シフト周期算出ステップと、
前記位相シフト周期算出ステップにより位相シフト周期が算出された後に実行され、直接波の搬送波位相を基準として前記レプリカＰＮコードの位相を調整する第２の位相調整ステップと、
前記第２の位相調整ステップが実行された状態で、前記ＰＮコードとＧＮＳＳ受信機内部で発生されるレプリカＰＮコードとの間の相関値を、前記位相シフト周期に対応する周期分、積算する第２の積算ステップと、
前記第２の積算ステップで得られる積算された相関値に基づいて、マルチパスの影響を除去するための補正量を決定するステップとを備えることを特徴とする。

本発明によれば、相関値の積算時間を適切に設定することでマルチパスの影響を効果的に除去することができるＧＮＳＳ測位装置及び方法が得られる。

以下、図面を参照して、本発明を実施するための最良の形態の説明を行う。

図１は、本発明に係るＧＮＳＳ測位装置が適用されるＧＰＳの全体的な構成を示すシステム構成図である。図１に示すように、ＧＰＳは、地球周りを周回するＧＰＳ衛星１０と、地球上に位置し地球上を移動しうる車両９０とから構成される。尚、車両９０は、あくまで移動体の一例であり、その他の移動体としては、自動二輪車、鉄道、船舶、航空機、ホークリフト、ロボットや、人の移動に伴い移動する携帯電話等の情報端末等がありうる。

ＧＰＳ衛星１０は、航法メッセージ（衛星信号）を地球に向けて常時放送する。航法メッセージは、−１と１からなる信号列からなり、１ビット長は２０ｍｓである。航法メッセージには、対応するＧＰＳ衛星１０に関する衛星軌道情報（エフェメリスやアルマナク）、時計の補正値、電離層の補正係数が含まれている。航法メッセージは、Ｃ／Ａコードにより拡散されＬ１波（周波数：1575.42ＭＨz）に乗せられて、地球に向けて常時放送されている。尚、Ｌ１波は、Ｃ／Ａコードで変調されたＳｉｎ波とＰコード（Precision Code）で変調されたＣｏｓ波の合成波であり、直交変調されている。Ｃ／Ａコード及びＰコードは、ＰＮ（Pseudo Noise）コードであり、−１と１が不規則に周期的に並ぶ符号列である。尚、Ｃ／Ａコードの１ビット長は、１μｓである。

尚、現在、２４個のＧＰＳ衛星１０が高度約２０，０００kmの上空で地球を一周しており、各４個のＧＰＳ衛星１０が５５度ずつ傾いた６つの地球周回軌道面に均等に配置されている。従って、天空が開けている場所であれば、地球上のどの場所にいても、常時、少なくとも５個以上のＧＰＳ衛星１０が観測可能である。

車両９０には、ＧＮＳＳ測位装置としてのＧＰＳ受信機１が搭載される。ＧＰＳ受信機１は、以下で詳説する如く、ＧＰＳ衛星１０からの衛星信号に基づいて、車両９０の位置を測位する。

本実施例のＧＰＳ受信機１は、一般的なＧＰＳ受信機をベースとして構成することができるので、ここでは、本実施例のＧＰＳ受信機１のうちのベース部分、即ち従来の一般的なＧＰＳ受信機の構成について、先ず、図２を参照して、説明する。

尚、以下では、説明の複雑化を避けるため、１つのＧＰＳ衛星１０からの衛星信号に関する構成が図示・説明されているが、他のＧＰＳ衛星１０に関する構成は実質的に同じである。即ち、以下で説明する信号処理は、観測可能な各ＧＰＳ衛星１０からの衛星信号に対して並列的（同時）に実行される。

また、図２に示す構成において、測位演算部３６による各種の演算処理は、例えばＤＳＰ（Digital Signal Processor）等のような適切なプロセッサないしマイクロコンピューターにより実現されてよい。

図２に示す従来の構成では、ＧＰＳ衛星１０から送信された電波は、受信アンテナ２０で受信され、高周波回路２２によってベースバンド信号に変換される。このベースバンド信号は、キャリア成分を除去するために、レプリカキャリア生成器３４で発生させたレプリカキャリア信号とミキサ２３にて掛け合わされる。尚、後述するキャリア位相を検出するために、図示のように、Ｉ成分とＱ成分に分けた複素検波が用いられることが多い。ミキサ２３からの受信信号は、相関器２５において、Ｃ／Ａコード生成部２４で発生させたレプリカＣ／Ａコードに対して相関演算される。レプリカＣ／Ａコードとは、ＧＰＳ衛星１０からの衛星信号に乗せられるＣ／Ａコードに対して、＋１、−１の並びが同一のコードである。Ｃ／Ａコード生成部２４では、基準となるレプリカＣ／Ａコード（以下、「Ｐｒｏｍｐｔコード」という）と、Ｐｒｏｍｐｔコードに対して所定位相（例えば０．５チップ）進んだレプリカＰＮコード（以下、「Ｅａｒｌｙコード」という）と、Ｐｒｏｍｐｔコードに対して所定位相（例えば０．５チップ）遅れたレプリカＰＮコード（以下、「Ｌａｔｅコード」という）とが生成される（尚、図２中、Ｅａｒｌｙコードは記号ＥＣで指示され、Ｌａｔｅコードは記号ＬＣで指示され、Ｐｒｏｍｐｔコードは記号ＰＣで指示されている）。従って、相関器２５では、受信Ｃ／ＡコードとＥａｒｌｙコードとの相関値Ｅ、受信Ｃ／ＡコードとＰｒｏｍｐｔコードとの相関値Ｐ、及び、受信Ｃ／ＡコードとＬａｔｅコードとの相関値Ｌについて、それぞれ実数成分（Ｅ_ｉ、Ｐ_ｉ、Ｌ_ｉ）と、虚数成分（Ｅ_ｑ、Ｐ_ｑ、Ｌ_ｑ）が演算される。このようにして得られた相関値（Ｅ_ｉ、Ｐ_ｉ、Ｌ_ｉ、Ｅ_ｑ、Ｐ_ｑ、Ｌ_ｑ）は、積算器２６において、積算処理を受けて、熱雑音の影響が抑制される。尚、積算器２６における積分時間は、熱雑音の影響を抑える観点から定まる一定のデフォルト時間（例えば１ｍｓから２０ｍｓの間の固定値）に設定される。このデフォルト時間は、後述の位相シフト周期よりも有意に短いのが通例である。その後、積算処理を受けた相関値（Ｅ_ｉ、Ｐ_ｉ、Ｌ_ｉ、Ｅ_ｑ、Ｐ_ｑ、Ｌ_ｑ）は、自乗平方演算器２８にて自乗平方演算されることで、航法メッセージとキャリアによる位相ノイズを除去した相関値（Ｅ、Ｐ、Ｌ）が導出される。尚、その後、更に積算が必要な場合には、積算器２９で積算してもよい。尚、相関値Ｐは、あくまで相関ピーク値の推定値であり、実際の相関値のピーク値と異なる場合もありうる。その後、コード位相差検出器３０において、受信Ｃ／ＡコードとＰｒｏｍｐｔコードとの間の位相差Δφが、Δφ＝（Ｅ−Ｌ）／２（Ｅ＋Ｌ）により演算される。Ｃ／Ａコード生成部２４では、コード位相差検出器３０で検出された位相差Δφがゼロになるように、Ｐｒｏｍｐｔコードの位相（それに伴いＥａｒｌｙコード及びＬａｔｅコードの位相）が調整される。例えば、Ｐｒｏｍｐｔコードの位相が、例えば以下の演算式に従って算出される位相補正量だけ補正される。
（位相補正量）＝（Ｐゲイン）×（位相差Δφ）＋（Ｉゲイン）×Σ（位相差Δφ）
この式は、ＰＩ制御を利用したフィードバック制御を表す式であり、Ｐゲイン及びＩゲインは、それぞれバラツキと応答性の兼ね合いから実験的に決定される。このようにして、ＤＬＬ（Ｄｅｌａｙ―Ｌｏｃｋｅｄ
Ｌｏｏｐ）により受信Ｃ／ＡコードとＰｒｏｍｐｔコードとの間の位相差ΔφがゼロになるようにＰｒｏｍｐｔコードの位相が制御される（コード同期が実行される）。また、キャリア位相差検出器３２においては、受信キャリアとレプリカキャリアとの位相差ΔΘが、ΔΘ＝Ｐ_ｉ・Ｐ_ｑ、又は、ΔΘ＝ｔａｎ^−１（Ｐ_ｑ／Ｐ_ｉ）により演算される。レプリカキャリア生成器３４では、キャリア位相差検出器３２で検出された位相差ΔΘがゼロになるように、位相を補正したレプリカキャリアを生成する。このようにして、ＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ−Ｌｏｃｋｅｄ
Ｌｏｏｐ）により受信キャリアとレプリカキャリアとの間の位相差がゼロになるようにレプリカキャリアの位相が制御される。測位演算部３６では、Ｃ／Ａコード生成部２４で生成されるＰｒｏｍｐｔコードの位相に基づいて、ＧＰＳ衛星１０とＧＰＳ受信機１（又は車両９０）の間の擬似距離ρが、例えば以下の式により演算（計測）される。
ρ＝Ｎ_ＣＡ×３００
ここで、Ｎ_ＣＡは、ＧＰＳ衛星１０とＧＰＳ受信機１との間のＣ／Ａコードのビット数に相当し、Ｃ／Ａコード生成部２４で生成されるＰｒｏｍｐｔコードの位相及びＧＰＳ受信機１内部の受信機時計に基づいて算出される。３００は、Ｃ／Ａコードの１ビット分に相当する距離［ｍ］である。このようにして算出された擬似距離ρは、例えばドップラレンジを用いたキャリアスムージングなどのフィルタ処理を受けてもよい。次いで、測位演算部３６では、航法メッセージの衛星軌道情報に基づいて、ＧＰＳ衛星１０の、ワールド座標系（例えばWGS84）での現在位置（Ｘ_ｓ、Ｙ_ｓ、Ｚ_ｓ）が計算される。そして、測位演算部３６では、衛星位置の算出結果と、擬似距離の算出結果に基づいて、車両９０の位置（Ｘ_ｕ，Ｙ_ｕ，Ｚ_ｕ）が測位される。尚、測位結果は例えば車載ナビゲーションシステムに出力されてもよい。車両９０の位置の測位には、具体的には、以下の関係式が用いられてよい。
ρ＝√｛（Ｘ_ｓ−Ｘ_ｕ）^２＋（Ｙ_ｓ−Ｙ_ｕ）^２＋（Ｚ_ｓ−Ｚ_ｕ）^２｝＋Δτ・ｃ 式（１）
ここで、Δτは、主に受信部２０の時計誤差を表し、ｃは光速である。尚、この式は、全てのＧＰＳ衛星１０に対して成立する。車両９０の位置は、３つのＧＰＳ衛星１０に対して上述の如く得られるそれぞれの擬似距離ρ及び衛星位置を用いて、三角測量の原理で導出されてよい。この場合、擬似距離ρは上述の如く時計誤差成分を含むので、４つ目のＧＰＳ衛星１０に対して得られる擬似距離ρ及び衛星位置を用いて、時計誤差成分が除去されてよい。尚、測位演算部３６において、車両９０の位置の測位に加えて、ドップラレンジを用いた車両９０の速度の測位が実行されてもよい。

ところで、マルチバスが発生していない状況では、ＧＰＳ衛星１０から直接波だけが受信されることになるので、図３に示すように、受信Ｃ／Ａコードの位相で相関ピーク値を取り、当該受信Ｃ／Ａコードの位相を中心とした左右対称の相関波形となる。この結果、図２に示すような構成で位相調整されるＰｒｏｍｐｔコードは、直接波に係る受信Ｃ／Ａコードに対する位相差（距離誤差）が小さくなる（図示の例では、理想的な相関波形であるが故に位相差はゼロである）。

他方、マルチバスが発生する状況では、図４に模式的に示すように、ＧＰＳ衛星１０から送信された電波は、建築物等の影響で反射・回折してＧＰＳ受信機１に受信されるので、直接波に反射波が重畳された合成波としてＧＰＳ受信機１に受信される。この場合、直接波と反射波からなる合成波に基づいて相関演算されるので、相関波形には、図５に示すように、直接波に係る相関ピークが明瞭に現れなくなる。尚、図５に示す例では、反射波と直接波が同相のときの相関波形（上に凸の相関波形）が示されているが、下に凸の相関波形を有する場合（反射波と直接波が逆相の場合）もある。いずれにしても、マルチバスが発生した場合には、受信電波（合成波）の相関波形において、直接波に係る相関ピークが明瞭に現れなくなるので、受信Ｃ／Ａコード（直接波に係る受信Ｃ／Ａコード、以下同じ）の位相を検出し難くなる。この結果、図２に示すような構成で位相調整されるＰｒｏｍｐｔコードは、受信Ｃ／Ａコードに対する位相差（距離誤差）が大きくなる。従って、マルチバスに起因した誤差要因を除去することが高精度測位にとって重要となる。

本実施例では、以下で詳説するように、積算器２９における積算期間（積分時間）を適切に設定することで、マルチバスに起因した誤差要因を除去する。

図６は、本実施例のＧＰＳ受信機１により実現される反射波除去原理の説明図である。図６（Ａ）は、時間の経過と共に変化する直接波と反射波の相関波形を示し、図６（Ｂ）は、位相シフト周期分の相関値が積算器２９にて積算される様子を模式的に示し、図６（Ｃ）は、位相シフト周期分の相関値の積算の結果として反射波の影響が除去された相関波形を模式的に示す。

直接波と反射波の経路差は、ＧＰＳ受信機１を搭載した車両９０の移動、及び／又は、ＧＰＳ衛星１０の軌道運動に起因して、時間と共に変化する。これは直接波の搬送波位相を基準とした相関波形で見ると、図６（Ａ）に示すように、経路差の変化に伴って反射波の位相がシフトすることになる。即ち、反射波の搬送波位相は、経路差が変化すると、経路差の変化分に応じた位相だけ直接波の搬送波位相に対してシフトしていく。そして、経路差が搬送波の１波長分変化すると、反射波の搬送波位相が直接波の搬送波位相に対して一周期分変化する。図６（Ａ）には、ちょうど一周期分で、反射波の搬送波位相がシフトする様子が示されている。以下では、直接波の搬送波位相を基準として反射波の搬送波位相がシフトする周期を、「位相シフト周期」という。

位相シフト周期分の相関値を積算器２９にて積算することは、図６（Ｂ）に示すように、反射波の相関波形を位相シフト周期分積分することであり、この結果、図６（Ｃ）に示すように、反射波の影響が除去された相関波形が得られる。

図７は、本実施例のＧＰＳ受信機１により実現される反射波除去処理の要部の流れを示すフローチャートである。

ステップ７０では、現在観測中の各ＧＰＳ衛星１０に関して、マルチバスが発生したか否かが判定される。マルチバスの検出方法は、多種多様な方法が提案されており、任意の適切な方法が使用されてもよい。例えば、今回の制御サイクルで得られる相関値Ｐ（受信Ｃ／ＡコードとＰｒｏｍｐｔコードとの間の相関値Ｐ）が所定範囲内に無いこと、及び、今回の制御サイクルで得られる位相差Δφ（受信Ｃ／ＡコードとＰｒｏｍｐｔコードとの間の位相差）が所定範囲内に無いことの少なくともいずれかが検出された場合に、マルチパスが発生したと判定されてもよい。マルチバスが発生したと判定された場合には、ステップ７２に進む。

ステップ７２では、上述の従来構成によるコード同期を行いつつ、反射波の搬送波位相の位相シフト周期（図６の関連した説明参照）が検出される。ステップ７２の処理方法の詳細（位相シフト周期の算出方法の具体例）については、後述する。

ステップ７４では、上述の従来構成によるコード同期から、直接波の搬送波位相を基準としたコード同期に切り替えられ、積算器２９において、上記ステップ７２で得られた位相シフト周期に対応する積分時間で相関値（Ｅ_ｉ、Ｐ_ｉ、Ｌ_ｉ、Ｅ_ｑ、Ｐ_ｑ、Ｌ_ｑ）が積算される。そして、この積算後の自乗平方演算で得られた相関値（Ｅ、Ｐ、Ｌ）を用いて、マルチパスによる残差Δφ_ｍ（マルチパスに起因した位相誤差）が、Δφ_ｍ＝（Ｅ−Ｌ）／２（Ｅ＋Ｌ）により演算される。このステップ７４の処理方法の詳細（特に、直接波の搬送波位相を基準としたコード同期・相関値積算方法の具体例）については、後述する。

ステップ７６では、上記ステップ７４で得られたマルチパスによる残差Δφ_ｍに基づいて、測位結果に対するマルチパスの影響が除去される。具体的には、残差Δφ_ｍ分に相当する距離（例えばΔφ_ｍ×３００）だけ擬似距離ρが補正される。この場合、測位演算部３６では、補正後の擬似距離ρを用いて測位が実行され、測位結果に対するマルチパスの影響が除去されることになる。

ステップ７８では、上記ステップ７０で検出されたマルチバスが継続して発生しているか否かが判定される。上記ステップ７０で検出されたマルチバスが継続して発生している場合には、ステップ７４に戻り、ステップ７４及び７６の処理を繰り返す。上記ステップ７０で検出されたマルチバスが終了した場合には、上記ステップ７０に戻る。尚、上記ステップ７０で検出されたマルチバスが長期間継続する場合には、定期的に、ステップ７２の処理を実行して、位相シフト周期を再検出し、積算器２９における積分時間を更新することとしてもよい。或いは、ＧＰＳ受信機１と略同一の位置に設けられる別の新たな受信機を用いて、上記ステップ７２の処理を常時実行して位相シフト周期をモニタリングし、ＧＰＳ受信機１において、ステップ７４及び７６の処理における積算器２９の積分時間を更新することとしてもよい。

このように本実施例によれば、反射波の相関波形が、直接波と反射波の経路差の変化に起因して、直接波の搬送波位相を基準として周期的に変化することに着目し、積算器２９における積算期間（積分時間）を反射波の位相シフト周期に対応するように設定することで、反射波の影響が除去された相関波形に基づいて測位を行うことができる。これにより、マルチパスの影響を除去した高精度測位を実現することが可能となる。

尚、図７の反射波除去処理では、マルチパスの発生の有無が判定されているが、マルチパスの発生の有無を判定せずに、常時若しくは定期的に、又は、車両９０の移動態様や周辺の建築物との関係の変化等（ナビゲーション装置の地図データ等により検出）に応じて不定期的に、図７のステップ７２の処理及びそれに後続するステップ７４及び７６の処理が実行されてもよい。この場合も、上記ステップ７２の処理は、ＧＰＳ受信機１と略同一の位置に設けられる別の新たな受信機を用いて常時実行して位相シフト周期をモニタリングし、ＧＰＳ受信機１において、ステップ７４及び７６の処理における積算器２９の積分時間を更新することとしてもよい。

次に、上述の図７のステップ７２の処理で採用されてよい位相シフト周期算出方法及びこれを実現するための構成の例、及び、上述の図７のステップ７４の処理で採用されてよい直接波の搬送波位相を基準としたコード同期・相関値積算方法の例及びこれを実現するための構成の例について、説明する。以下では、図２に示した構成を、従来構成ともいい、当該従来構成に対して、追加される構成について重点的に説明する。

［位相シフト周期の算出方法の例１］
図８は、本例の位相シフト周期の算出方法の説明図であり、ここでは、図８に示すように、５つのＧＰＳ衛星１０を、衛星Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ，Ｅとし、衛星ＡとＧＰＳ受信機１間のマルチパスによる反射波の位相シフト周期を検出する方法について説明する。尚、図８において、ＧＰＳ受信機１の位置が符号Ｘにて指示されている。

図９は、本例の位相シフト周期の算出方法を実現する処理フローの一例を示す。図９に示す処理フローは、位相シフト周期検出部を実現する処理として、例えば図２に示す測位演算部３６において実行されてよい。

ステップ１００では、衛星Ｂ，Ｃ，Ｄ，Ｅのそれぞれに関して算出した衛星位置と、衛星Ｂ，Ｃ，Ｄ，Ｅのそれぞれに関する擬似距離ρとを用いて、上記式（１）の関係式を用いて、ＧＰＳ受信機１の位置が測位される。この際、ＧＰＳ受信機１の位置の測位結果に基づいて、ＧＰＳ受信機１の時計誤差Δτが逆算により算出される。衛星Ｂ，Ｃ，Ｄ，Ｅは、好ましくは、衛星Ａと同様のマルチパスの影響を受けないように、図８に示すように、衛星Ａとは異なる方位角の衛星から選択される。

ステップ１０２では、上記ステップ１００におけるＧＰＳ受信機１の時計誤差Δτの算出結果と、衛星Ａに関する擬似距離ρとを用いて、衛星ＡとＧＰＳ受信機１の間の距離Ｒａ’’が算出される。例えば、Ｒａ’’＝ρ−Δτ・ｃにより、衛星ＡとＧＰＳ受信機１の間の距離Ｒａ’’が算出される。

ステップ１０４では、上記ステップ１００におけるＧＰＳ受信機１の位置の測位結果と、衛星Ａに関して算出した衛星位置とを用いて、衛星ＡとＧＰＳ受信機１の間の距離Ｒａ’が算出される。例えば、衛星ＡとＧＰＳ受信機１の間の距離Ｒａ’は、Ｒａ’＝√｛（Ｘ_ｓ−Ｘ_ｕ）^２＋（Ｙ_ｓ−Ｙ_ｕ）^２＋（Ｚ_ｓ−Ｚ_ｕ）^２｝により算出される。ここで、（Ｘ_ｓ，Ｙ_ｓ，Ｚ_ｓ）は衛星Ａの位置を表し、（Ｘ_ｕ，Ｙ_ｕ，Ｚ_ｕ）はＧＰＳ受信機１の位置を表す。

ステップ１０６では、上記ステップ１０２で算出された距離Ｒａ’’と、上記ステップ１０４で算出された距離Ｒａ’との差ΔＲ（ΔＲ＝Ｒａ’’−Ｒａ’）が算出される。

ステップ１０８では、上記ステップ１０６により得られるΔＲの変動周期を、衛星Ａからの反射波の搬送波位相の位相シフト周期として検出する。即ち、所定の制御サイクル毎に実行される上記ステップ１０２乃至１０６の処理から得られる各周期のΔＲに基づいて、ΔＲの変動周期（増減の繰り返し周期）が検出され、当該検出されたΔＲの変動周期が、衛星Ａからの反射波の搬送波位相の位相シフト周期とされる。

ここで、ΔＲ＝Ｒａ’’−Ｒａ’の変動周期が反射波の搬送波位相の位相シフト周期に対応する理由について、図１０を参照して、説明する。

図１０（Ａ）は、衛星Ａに関する直接波と反射波の経路差の変化に伴って変化するΔＲ＝Ｒａ’’−Ｒａ’の変動態様を模式的に示す図であり、図１０（Ｂ）は、衛星Ａに関する直接波と反射波の経路差の変化に伴って変化するマルチパスによる残差Δφ_ｍの変動態様を模式的に示す図である。図１０（Ｂ）には、時間ｔ＝ｔ１乃至ｔ７間での残差Δφ_ｍの変動態様が示されている。

図６を参照して上述した如く、衛星Ａに関する反射波の相関波形は、衛星Ａに関する直接波と反射波の経路差の変化に起因して、図１０（Ｂ）に示すように、衛星Ａに関する直接波の搬送波位相を基準とした相関波形で周期的に変化する。これに伴い、マルチパスによる残差Δφ_ｍが、反射波の搬送波位相の位相シフト周期と同様の周期で、周期的に変化する。即ち、時刻ｔ１では、マルチパスによる残差Δφ_ｍは、遅れ方向の最大値をとり、時刻ｔ１から時刻ｔ４にかけて、徐々に進み方向に向かって変化し、時刻ｔ２から時刻ｔ３の間で、反射波と直接波が逆相になり、時刻ｔ４でマルチパスによる残差Δφ_ｍが進み方向の最大値をとる。そして、時刻ｔ４から時刻ｔ７にかけて、徐々に遅れ方向に向かって変化し、時刻ｔ５から時刻ｔ６の間で、反射波と直接波が再び同相になり、時刻ｔ７でマルチパスによる残差Δφ_ｍが再び遅れ方向の最大値をとる。

マルチパスによる残差Δφ_ｍは、受信Ｃ／ＡコードとＰｒｏｍｐｔコードとの間の位相差であり、従って、衛星Ａに関する擬似距離ρの誤差に実質的に比例する。従って、衛星Ａに関する擬似距離ρの誤差に相当するΔＲは、図１０（Ａ）に示すように、マルチパスによる残差Δφ_ｍの変動周期と同様の周期、即ち反射波の搬送波位相の位相シフト周期と同様の周期で、変化する。このことから、ΔＲの変動周期を検出することで、反射波の搬送波位相の位相シフト周期を検出することができることがわかる。図１０に示した例では、反射波の搬送波位相の位相シフト周期Ｔは、Ｔ＝ｔ７−ｔ１となる。尚、図１０に示した例では、反射波の搬送波位相の１位相シフト周期あたり７点（ｔ＝ｔ１乃至ｔ７）のΔＲに基づいて、ΔＲの変動周期を検出しているが、当然ながら、より多数の点のΔＲに基づいて、ΔＲの変動周期を検出してもよいし、最小の２点のΔＲに基づいて、ΔＲの変動周期を検出してもよい。

以上説明した位相シフト周期の算出方法の例１によれば、上述の如く、衛星Ａに関する直接波と反射波の経路差の変化に伴って、反射波の搬送波位相の位相シフト周期と同様の周期で、衛星Ａに関する擬似距離ρの誤差が周期的に変化することに着目して、反射波の搬送波位相の位相シフト周期が検出される。これにより、反射波の搬送波位相の位相シフト周期を精度良く検出することが可能となる。

尚、以上説明した位相シフト周期の算出方法の例１では、Ｒａ’’は、Ｒａ’の幾何的意味に対応させるべく、擬似距離ρから時計誤差分の距離を除去して算出されているが、時計誤差分の距離は一定であり、ΔＲの変動周期に影響を与えないことを考慮して、Ｒａ’’は、擬似距離ρ自体であってもよい。

［位相シフト周期の算出方法の例２］
図１１は、本例の位相シフト周期の算出方法を実現する受信機１の構成例を示す図である。図１１に示す構成例は、図２に示した従来構成に対して、ワイドコリレータとナローコリレータの双方で相関処理を行い、Ｐｒｏｍｐｔコードを２つ用いる点が異なるが、ワイドコリレータとナローコリレータ自体は従来技術であるので詳細な説明は省略する。図１１に示す構成例は、位相シフト周期検出部４０が追加されている点が、従来技術と異なる。位相シフト周期検出部４０の機能の一部若しくは全部は、測位演算部３６により実現されてもよい。

Ｃ／Ａコード生成器２４では、基準となる第１のＰｒｏｍｐｔコードＰＣ１と、ＰｒｏｍｐｔコードＰＣ１に対して所定位相（例えば０．５チップ）進んだＥａｒｌｙコードＥＣ１と、ＰｒｏｍｐｔコードＰＣ１に対して所定位相（例えば０．５チップ）遅れたＬａｔｅコードＬＣ１とが生成される。ＰｒｏｍｐｔコードＰＣ１を基準として生成されるＥａｒｌｙコードＥＣ１とＬａｔｅコードＬＣ１の組は、ワイドコリレータを実現し、例えば１チップのコリレータ幅を有する。

Ｃ／Ａコード生成器２４では、更に、基準となる第１のＰｒｏｍｐｔコードＰＣ２と、ＰｒｏｍｐｔコードＰＣ２に対して所定位相（例えば０．１チップ）進んだＥａｒｌｙコードＥＣ２と、ＰｒｏｍｐｔコードＰＣ２に対して所定位相（例えば０．１チップ）遅れたＬａｔｅコードＬＣ２とが生成される。ＰｒｏｍｐｔコードＰＣ２を基準として生成されるＥａｒｌｙコードＥＣ２とＬａｔｅコードＬＣ２の組は、ナローコリレータを実現し、例えば０．２チップのコリレータ幅を有する。

これらの６組の信号（ＥＣ１，ＥＣ２，ＰＣ１，ＰＣ２，ＬＣ１，ＬＣ２）は、図２に示した従来構成の３組の信号と同様に、相関処理、積算処理、自乗平方演算処理を受ける。その後、ＥａｒｌｙコードＥＣ１の相関値Ｅ１、ＰｒｏｍｐｔコードＰＣ１の相関値Ｐ１、及び、ＬａｔｅコードＬＣ１の相関値Ｌ１を用いて、従来構成と同様の方法で、受信Ｃ／Ａコードの位相が推定される（ワイドコリレータ）。この推定された受信Ｃ／Ａコードの位相（相関ピーク位相）を、Ｐｗとする。同様に、ＥａｒｌｙコードＥＣ２の相関値Ｅ２、ＰｒｏｍｐｔコードＰＣ２の相関値Ｐ２、及び、ＬａｔｅコードＬＣ２の相関値Ｌ２を用いて、従来構成と同様の方法で、受信Ｃ／Ａコードの位相が推定される（ナローコリレータ）。この推定された受信Ｃ／Ａコードの位相（相関ピーク位相）を、Ｐｎとする。

位相シフト周期検出部４０では、上述の如くＣ／Ａコード生成器２４にて得られるＰｗとＰｎの差ΔＰ（＝Ｐｗ−Ｐｎ）の符号が監視され、ΔＰの符号の変動周期が、衛星Ａからの反射波の位相シフト周期として検出される。即ち、所定の制御サイクル毎に得られる各周期のΔＰに基づいて、ΔＰの変動周期が、衛星Ａからの反射波の搬送波位相の位相シフト周期として検出される。

ここで、ΔＰ＝Ｐｗ−Ｐｎの変動周期が反射波の搬送波位相の位相シフト周期に対応する理由について、図１２を参照して、説明する。

図１２（Ａ）は、衛星Ａに関する直接波と反射波の経路差の変化に伴って変化するＰｗの変動態様を模式的に示す図であり、図１２（Ｂ）は、衛星Ａに関する直接波と反射波の経路差の変化に伴って変化するＰｎの変動態様を模式的に示す図である。

図１２に示すように、反射波と直接波が同相のときは、Ｐｗ及びＰｎは、共に受信Ｃ／Ａコードの位相に対して遅れ方向に誤差を有するが、コリレータ幅の相違に起因してＰｎの方がＰｗよりも誤差が小さい。従って、反射波と直接波が同相のときは、Ｐｗ−Ｐｎの符合は正となる。他方、図１２に示すように、反射波と直接波が逆相のときは、Ｐｗ及びＰｎは、共に受信Ｃ／Ａコードの位相に対して進み方向に誤差を有するが、コリレータ幅の相違に起因してＰｎの方がＰｗよりも誤差が小さい。従って、反射波と直接波が逆相のときは、Ｐｗ−Ｐｎの符合は負となる。このことから、ΔＰの変動周期を検出することで、反射波の搬送波位相の位相シフト周期を検出することができることがわかる。尚、図１２に示した例では、反射波の搬送波位相の１位相シフト周期あたり４点のΔＰに基づいて、ΔＰの変動周期を検出しているが、当然ながら、より多数の点のΔＰに基づいて、ΔＰの変動周期を検出してもよいし、最小の２点のΔＰに基づいて、ΔＰの変動周期を検出してもよい。

以上説明した位相シフト周期の算出方法の例２によれば、上述の如く、衛星Ａに関する直接波と反射波の経路差の変化に伴って、反射波の搬送波位相の位相シフト周期と同様の周期で、異なるコリレータ幅で推定された受信Ｃ／Ａコードの位相Ｐｗ、Ｐｎの差ΔＰが周期的に変化することに着目して、反射波の搬送波位相の位相シフト周期が検出される。これにより、反射波の搬送波位相の位相シフト周期を精度良く検出することが可能となる。また、位相シフト周期の算出方法の例２によれば、上述の位相シフト周期の算出方法の例１と異なり、相関処理の負荷が増すものの、ＧＰＳ衛星１０毎に独立した態様で位相シフト周期を検出することができる。従って、他のＧＰＳ衛星１０における誤差要因（例えばマルチパス）の影響を受けることなく、精度の良い位相シフト周期を検出することができる。

［直接波の搬送波位相を基準としたコード同期・相関値積算方法の例１］
図１３は、本例のコード同期・相関値積算方法を実現する受信機１の構成例を示す図である。

Ｃ／Ａコード生成器２４では、従来構成におけるＰｒｏｍｐｔコードＰＣ、ＥａｒｌｙコードＥＣ及びＬａｔｅコードＬＣに加えて、Ｐｒｏｍｐｔコードに対して、ＥａｒｌｙコードＥＣよりも更に位相が進んだレプリカＰＮコード（以下、Ｖｅｒｙ
Ｅａｒｌｙを略して「ＶＥコード」という）が生成される。ＶＥコードＶＥＣは、図２に示した従来構成の３組の信号（ＥＣ，ＰＣ，ＬＣ）と同様に、相関処理、積算処理、自乗平方演算処理を受ける。

ＶＥコードのＰｒｏｍｐｔコードに対する位相進み量は、図１４に示すように、ＶＥコードの相関値ＶＥがノイズの影響を受けないほど大きな値となり、且つ、ＶＥコードの相関値ＶＥが反射波の影響を受けないように決定される。具体的には、ＥａｒｌｙコードのＰｒｏｍｐｔコードに対する位相進み量が、従来構成では０．１チップ（ナローコリレータ）〜０．５チップ（ワイドコリレータ）であるのに対して、ＶＥコードのＰｒｏｍｐｔコードに対する位相進み量は、例えば０．６チップ〜０．９チップの範囲内で設定されてよい。ＶＥコードのＰｒｏｍｐｔコードに対する位相進み量は、例えば０．６チップ〜０．９チップの範囲内で、ノイズの状況や反射波の遅れ量等に応じて可変されてもよい。但し、この場合も、後述のコード同期中（直接波の搬送波位相を基準としたコード同期中）は、ＶＥコードのＰｒｏｍｐｔコードに対する位相進み量は、可変後の位相進み量で固定される。

本例では、直接波の搬送波位相を基準としたコード同期を実現するために、ＶＥコードの相関値ＶＥが一定となるように、Ｐｒｏｍｐｔコードの位相が調整される。即ち、従来構成では、上述の如く受信Ｃ／ＡコードとＰｒｏｍｐｔコードとの間の位相差ΔφがゼロになるようにＰｒｏｍｐｔコードの位相が調整されるのに対して、本例では、ＶＥコードの相関値ＶＥが一定値ＶＥ０となるようにＰｒｏｍｐｔコードの位相が調整される。

本例では、先ず、図１３の示す構成のうちの従来構成の部分（図２）で、受信Ｃ／ＡコードとＰｒｏｍｐｔコードとの間の位相差Δφがゼロになるように、従来構成によるコード同期を実行し、コード同期が取れた状態で得られるＶＥコードの相関値ＶＥを、ＶＥ０として記憶・保持しておく。次いで、コード同期方法を切り替える。即ち、各制御サイクルでのＶＥコードの相関値ＶＥ値（ＶＥ（ｔ））を用いて、ΔＶＥ＝ＶＥ（ｔ）−ＶＥ０を求め、ΔＶＥがゼロになるようにＰｒｏｍｐｔコードの位相が制御される。これにより、直接波の搬送波位相を基準としたコード同期が実現される。尚、ＶＥ０の記憶処理は、例えば上述の図７のステップ７２の処理中（従来構成によるコード同期中）に実行しておくことができる。

上述のコード同期方法の切り替えが実行されると、それに伴って、積算器２９で位相シフト周期に対応する時間積算される。従って、ＶＥコードの相関値ＶＥが一定値ＶＥ０となるように制御されている状態で、積算器２９において、制御サイクル毎に、位相シフト周期に対応する積分時間で相関値（Ｅ_ｉ、Ｐ_ｉ、Ｌ_ｉ、Ｅ_ｑ、Ｐ_ｑ、Ｌ_ｑ）が積算され、コード位相差検出器３０において、この積算後の自乗平方演算で得られた相関値（Ｅ、Ｐ、Ｌ）を用いて、制御サイクル毎に、受信Ｃ／ＡコードとＰｒｏｍｐｔコードとの間の位相差Δφが演算される。ここで、直接波の搬送波位相を基準としたコード同期が実行されている状態では、図６を参照して上述した如く、反射波の相関波形が、直接波と反射波の経路差の変化に起因して、直接波の搬送波位相を基準とした周期的な変化を示し、この周期が位相シフト周期である。従って、直接波の搬送波位相を基準としたコード同期が実行されている状態において、位相シフト周期に対応する積分時間で相関値を積算し、当該積算した相関値に基づいて、受信Ｃ／ＡコードとＰｒｏｍｐｔコードとの間の位相差Δφを演算した場合、当該演算により得られる位相差Δφは、マルチパスによる残差Δφ_ｍ（マルチパスに起因した位相誤差）を表すことになる。このようにして、コード位相差検出器３０において、マルチパスによる残差Δφ_ｍがΔφ_ｍ＝（Ｅ−Ｌ）／２（Ｅ＋Ｌ）により演算される。尚、このようにして制御サイクル毎に演算された残差Δφ_ｍは、上述の如く、対応する制御サイクルで得られる擬似距離ρを補正するために利用される。尚、制御サイクル毎に演算された残差Δφ_ｍは、対応する制御サイクルよりも位相シフト周期前の制御サイクルで得られる擬似距離ρを補正するために利用されてもよい。

以上説明した直接波の搬送波位相を基準としたコード同期・相関値積算方法の例１によれば、上述の如く、反射波の影響を受けないＶＥコードの相関値ＶＥを演算し、ＶＥコードの相関値ＶＥが一定値ＶＥ０となるようにＰｒｏｍｐｔコードの位相を制御することで、直接波の搬送波位相を基準としたコード同期・相関値積算処理を適切に実現することができる。

［直接波の搬送波位相を基準としたコード同期・相関値積算方法の例２］
図１５は、本例のコード同期・相関値積算方法を実現する受信機１の構成例を示す図である。

本例では、直接波の搬送波位相を基準としたコード同期を実現するために、受信キャリアとレプリカキャリアとの位相差ΔΘに基づいて、Ｐｒｏｍｐｔコードの位相が調整される。即ち、従来構成では、上述の如く受信Ｃ／ＡコードとＰｒｏｍｐｔコードとの間の位相差ΔφがゼロになるようにＰｒｏｍｐｔコードの位相が調整されるのに対して、本例では、受信キャリアとレプリカキャリアとの位相差ΔΘに応じたコード位相差がゼロになるように、Ｐｒｏｍｐｔコードの位相が調整される。具体的には、搬送波の１周期が約１／１．５×１０^−９［ｓ］であり、Ｃ／Ａコードの１ビット長が約１×１０^−６［ｓ］であることから、搬送波の１周期あたり０．２／３００チップずつシフトさせる態様で、Ｐｒｏｍｐｔコードの位相が調整される。

本例では、上述の例１と同様、先ず、図１３の示す構成のうちの従来構成の部分（図２）で、受信Ｃ／ＡコードとＰｒｏｍｐｔコードとの間の位相差Δφがゼロになるように、従来構成によるコード同期を実行し、コード同期が取れた状態を形成してから、コード同期方法を切り替える。なお、この従来構成によるコード同期が取れた状態は、例えば上述の図７のステップ７２の処理中に実現されるので、図７のステップ７２の処理後のステップ７４を開始する際に直ちにコード同期方法を切り替えればよい。コード同期の切り替えは、図１５のスイッチＳＷ１の位置をコード位相差検出器３０側からキャリア位相差検出器３２側に切り替えることで実現されてもよい。スイッチＳＷ１がキャリア位相差検出器３２側の位置に切り替えられると、上述の如く、受信キャリアとレプリカキャリアとの位相差ΔΘに基づいて、ΔΘが搬送波の１周期分変化する毎に０．２／３００チップずつシフトさせる態様で、Ｐｒｏｍｐｔコードの位相が調整される。例えば、受信キャリアとレプリカキャリアとの位相差ΔΘが搬送波の３００周期分である場合には、０．２チップだけＰｒｏｍｐｔコードの位相が調整される。これにより、直接波の搬送波位相を基準としたコード同期が実現される。

上述のコード同期方法の切り替えが実行されると、それに伴って、積算器２９で位相シフト周期に対応する時間積算される。従って、受信キャリアとレプリカキャリアとの位相差ΔΘに基づく上述のコード同期が実行されている状態で、積算器２９において、制御サイクル毎に、位相シフト周期に対応する積分時間で相関値（Ｅ_ｉ、Ｐ_ｉ、Ｌ_ｉ、Ｅ_ｑ、Ｐ_ｑ、Ｌ_ｑ）が積算され、コード位相差検出器３０において、この積算後の自乗平方演算で得られた相関値（Ｅ、Ｐ、Ｌ）を用いて、制御サイクル毎に、受信Ｃ／ＡコードとＰｒｏｍｐｔコードとの間の位相差Δφが演算される。ここで、直接波の搬送波位相を基準としたコード同期が実行されている状態では、図６を参照して上述した如く、反射波の相関波形が、直接波と反射波の経路差の変化に起因して、直接波の搬送波位相を基準とした周期的な変化を示し、この変化の周期が位相シフト周期に対応する。従って、直接波の搬送波位相を基準としたコード同期が実行されている状態において、位相シフト周期に対応する積分時間で相関値を積算し、当該積算した相関値に基づいて、受信Ｃ／ＡコードとＰｒｏｍｐｔコードとの間の位相差Δφを演算した場合、当該演算により得られる位相差Δφは、マルチパスによる残差Δφ_ｍ（マルチパスに起因した位相誤差）を表すことになる。このようにして、コード位相差検出器３０において、マルチパスによる残差Δφ_ｍがΔφ_ｍ＝（Ｅ−Ｌ）／２（Ｅ＋Ｌ）により演算される。尚、このようにして制御サイクル毎に演算された残差Δφ_ｍは、上述の如く、対応する制御サイクルで得られる擬似距離ρを補正するために利用される。尚、制御サイクル毎に演算された残差Δφ_ｍは、対応する制御サイクルよりも位相シフト周期前の制御サイクルで得られる擬似距離ρを補正するために利用されてもよい。

以上説明した直接波の搬送波位相を基準としたコード同期・相関値積算方法の例２によれば、上述の如く、反射波の影響を受けない位相差ΔΘ（受信キャリアとレプリカキャリアとの位相差ΔΘ）に基づいてＰｒｏｍｐｔコードの位相を制御することで、直接波の搬送波位相を基準としたコード同期・相関値積算処理を適切に実現することができる。

以上、本発明の好ましい実施例について詳説したが、本発明は、上述した実施例に制限されることはなく、本発明の範囲を逸脱することなく、上述した実施例に種々の変形及び置換を加えることができる。

例えば、上述の実施例では、ＧＰＳ受信機１は、移動体としての車両９０に搭載されているが、測量用に用いるために、固定位置に設置されてもよい。

また、上述の実施例では、ＧＰＳ受信機１は、単独測位により車両９０の位置を求めているが、擬似雑音符号（ＰＮコード）の位相の検出結果（等価的に、当該推定結果に基づく擬似距離ρ）を直接的若しくは間接的に用いて測位する構成であれば測位方法は任意であり、例えば、位相積算値と共に擬似距離ρを用いる干渉測位により車両９０の位置を求める構成であってもよい。

また、上述の実施例では、Ｃ／Ａコードを用いているが、その他の擬似雑音符号（ＰＮコード）を用いる構成も可能である。例えば、本発明は、Ｌ１波のＰコード及び／又はＬ２波のＰコードに基づいて、同様に、ＧＰＳ衛星１０に対する擬似距離ρを算出する構成にも適用可能である。尚、Ｐコードの場合、Ｗコードで暗号化されているので、Ｐコード同期を行う際に、クロス相関方式を利用したＤＬＬにより、Ｐコードを取り出すこととしてよい。Ｐコードに基づく擬似距離ρ_Ｐは、ＧＰＳ衛星１０_１でＰコードが０ビット目であるとしてＰコードのＭ_Ｐビット目が車両９０にて受信されているかを計測することで、ρ_Ｐ＝Ｍ_Ｐ×３０として求めることができる。

また、上述の実施例では、ＧＰＳに本発明が適用された例を示したが、本発明は、ＧＰＳ以外の衛星システム、例えばガリレオ等の他のGNSSにも適用可能である。

本発明に係るＧＮＳＳ測位装置が適用されるＧＰＳの全体的な構成を示すシステム構成図である。 本実施例のＧＰＳ受信機１のうちのベース部分（従来構成の部分）だけを示す図である。 マルチパスが無いときの理想的な相関値の波形を示す図である。 マルチパスが生ずる環境の一例を示す図である。 マルチパス発生時の相関波形を示す図である。 本実施例のＧＰＳ受信機１により実現される反射波除去原理の説明図である。 本実施例のＧＰＳ受信機１により実現される反射波除去処理の要部の流れを示すフローチャートである。 位相シフト周期の算出方法の例１を実現する処理フローの一例を示す図である。 ΔＲの変動周期と反射波の搬送波位相の位相シフト周期との関係を示す図である。 ΔＲの変動周期から反射波の搬送波位相の位相シフト周期が検出される理由の説明図である。 位相シフト周期の算出方法の例２を実現する受信機１の構成例を示す図である。 ΔＰの変動周期から反射波の搬送波位相の位相シフト周期が検出される理由の説明図である。 直接波の搬送波位相を基準としたコード同期・相関値積算方法の例１を実現する受信機１の構成例を示す図である。 ＶＥコードを用いたコード同期の説明図である。 直接波の搬送波位相を基準としたコード同期・相関値積算方法の例２を実現する受信機１の構成例を示す図である。

符号の説明

１ ＧＰＳ受信機
１０ ＧＰＳ衛星
２０ ＧＰＳアンテナ
２２ 高周波回路
２３ ミキサ
２４ Ｃ／Ａコード生成器
２５ 相関器
２６ 積算器
２８ 自乗平方演算器
２９ 積算器
３０ コード位相差検出器
３２ キャリア位相差検出器
３４ レプリカキャリア生成器
３６ 測位演算部
４０ 位相シフト周期検出部
９０ 車両

Claims (17)

1. 衛星から送られるＰＮコードにより変調された衛星電波を受信する受信手段を備え、受信したＰＮコードの位相の検出結果を用いて測位を行うＧＮＳＳ測位装置において、
   前記受信手段により反射波で受信される衛星電波の搬送波位相の位相シフト周期であって、前記受信手段により直接波で受信される衛星電波の搬送波位相に対する位相シフト周期を、算出する位相シフト周期算出手段を備え、
   前記位相シフト周期算出手段により算出された位相シフト周期を用いて、測位結果に対するマルチパスの影響を除去することを特徴とする、ＧＮＳＳ測位装置。
2. 前記ＰＮコードに対するレプリカＰＮコードを発生するレプリカ符号発生手段と、
   前記受信手段で受信されたＰＮコードと、前記レプリカ符号発生手段で発生されたレプリカＰＮコードとの間の相関値を、積算する積算手段を更に備え、
   前記位相シフト周期に対応する周期分積算された相関値を用いて、測位結果に対するマルチパスの影響を除去する、請求項１に記載のＧＮＳＳ測位装置。
3. 前記位相シフト周期に対応する周期分積算された相関値を用いて、前記レプリカ符号発生手段で発生されたレプリカＰＮコードと前記ＰＮコードとの間の位相差を算出し、該算出した位相差に基づいて、測位結果に対するマルチパスの影響を除去する、請求項２に記載のＧＮＳＳ測位装置。
4. 前記位相シフト周期に対応する周期分積算された相関値を用いて、前記レプリカ符号発生手段で発生されたレプリカＰＮコードと前記ＰＮコードとの間の位相差を算出し、該算出した位相差に基づいて、擬似距離の計測値を補正することで、測位結果に対するマルチパスの影響を除去する、請求項３に記載のＧＮＳＳ測位装置。
5. 前記位相シフト周期算出手段は、
   マルチパスの影響を除去する対象となる衛星を対象衛星としたとき、該対象衛星以外の衛星からの衛星電波の受信結果から測位された前記受信手段の位置と、前記対象衛星に係る軌道情報から算出される該対象衛星の位置との間の距離を、第１距離として算出する第１距離算出手段と、
   前記対象衛星からの衛星電波の受信結果から計測された擬似距離を、第２距離として算出する第２距離算出手段とを備え、
   前記第１距離と前記第２距離の差の変動周期に基づいて、前記位相シフト周期を算出する、請求項１に記載のＧＮＳＳ測位装置。
6. 前記位相シフト周期算出手段は、
   マルチパスの影響を除去する対象となる衛星を対象衛星としたとき、該対象衛星以外の衛星からの衛星電波の受信結果から測位された前記受信手段の位置と、前記対象衛星に係る軌道情報から算出される該対象衛星の位置との間の距離を、第１距離として算出する第１距離算出手段と、
   前記対象衛星からの衛星電波の受信結果から計測された擬似距離から、時計誤差分の距離を引いた距離を、第２距離として算出する第２距離算出手段とを備え、
   前記第１距離と前記第２距離の差の変動周期に基づいて、前記位相シフト周期を算出する、請求項１に記載のＧＮＳＳ測位装置。
7. 前記ＰＮコードに対するレプリカＰＮコードを発生するレプリカ符号発生手段と、
   前記レプリカＰＮコードと、前記受信手段で受信されたＰＮコードとの間の相関演算を、第１コリレータ間隔と、前記第１コリレータ間隔よりも広い第２コリレータ間隔の双方で実行する相関演算手段とを更に備え、
   前記位相シフト周期算出手段は、前記第１コリレータ間隔で相関演算して推定された第１相関ピーク位相と、前記第２コリレータ間隔で相関演算して推定された第２相関ピーク位相との差の変動周期に基づいて、前記位相シフト周期を算出する、請求項１に記載のＧＮＳＳ測位装置。
8. 前記レプリカ符号発生手段は、直接波の搬送波位相を基準として前記レプリカＰＮコードの位相を調整する、請求項２に記載のＧＮＳＳ測位装置。
9. 前記レプリカＰＮコードは、基準となるレプリカＰＮコード（以下、「Ｐｒｏｍｐｔコード」という）と、Ｐｒｏｍｐｔコードに対して所定量位相が進んだレプリカＰＮコード（以下、「Ｅａｒｌｙコード」という）と、Ｐｒｏｍｐｔコードに対して所定量位相が遅れたレプリカＰＮコード（以下、「Ｌａｔｅコード」という）と、前記Ｅａｒｌｙコードよりも更に位相が進んだレプリカＰＮコード（以下、「ＶＥコード」という）を含み、
   前記積算手段は、少なくとも前記Ｅａｒｌｙコード及び前記Ｌａｔｅコードに係る相関値を、前記位相シフト周期に対応する周期分それぞれ積算し、
   前記レプリカ符号発生手段は、前記ＶＥレプリカＰＮコードによる相関値が一定となるように、前記Ｐｒｏｍｐｔコードの位相を調整する、請求項８に記載のＧＮＳＳ測位装置。
10. 前記ＶＥコードは、反射波の影響を受けない相関値が得られるように位相がＰｒｏｍｐｔコードに対して進まれる、請求項９に記載のＧＮＳＳ測位装置。
11. 前記ＶＥコードの前記Ｐｒｏｍｐｔコードに対する位相進み量は、０．６チップから０．９チップの範囲内である、請求項１０に記載のＧＮＳＳ測位装置。
12. 前記衛星電波の搬送波に対するレプリカ搬送波を発生するレプリカ搬送波発生手段と、
    前記受信手段で受信された衛星電波と、前記レプリカ搬送波発生手段で発生されたレプリカ搬送波との間の相関値に基づいて、前記受信手段で受信された衛星電波の搬送波と、前記レプリカ搬送波発生手段で発生されたレプリカ搬送波との間の位相差を検出する位相差検出手段を更に備え、
    前記レプリカＰＮコードは、基準となるレプリカＰＮコード（以下、「Ｐｒｏｍｐｔコード」という）と、Ｐｒｏｍｐｔコードに対して所定量位相が進んだレプリカＰＮコード（以下、「Ｅａｒｌｙコード」という）と、Ｐｒｏｍｐｔコードに対して所定量位相が遅れたレプリカＰＮコード（以下、「Ｌａｔｅコード」という）とを含み、
    前記積算手段は、少なくとも前記Ｅａｒｌｙコード及び前記Ｌａｔｅコードに係る相関値を、前記位相シフト周期に対応する周期分それぞれ積算し、
    前記レプリカ符号発生手段は、前記位相差検出手段により検出された位相差に基づいて、前記Ｐｒｏｍｐｔコードの位相を調整する、請求項８に記載のＧＮＳＳ測位装置。
13. 前記レプリカ符号発生手段は、前記位相差に基づいて、搬送波の１周期あたり０．２／３００チップシフトさせる態様で、前記Ｐｒｏｍｐｔコードの位相を調整する、請求項１２に記載のＧＮＳＳ測位装置。
14. 前記位相シフト周期に対応する周期分積算された相関値Ｅ及びＬを用いて、前記Ｐｒｏｍｐｔコードと前記ＰＮコードとの間の位相差を、
    位相差＝（Ｅ−Ｌ）／２（Ｅ＋Ｌ）
    により算出し、該算出した位相差に基づいて、測位結果に対するマルチパスの影響を除去し、
    上記式において、記号Ｅは、前記Ｅａｒｌｙコードに係る積算された相関値を表し、記号Ｌは、前記Ｌａｔｅコードに係る積算された相関値を表す、請求項９又は１２に記載のＧＮＳＳ測位装置。
15. 移動体に搭載され、移動体の位置又は速度を測位するように構成された、請求項１〜１４のうちのいずれか１項に記載のＧＮＳＳ測位装置。
16. ＧＮＳＳ受信機を用いたＧＮＳＳ測位装置であって、
    衛星から送られるＰＮコードにより変調された衛星電波を受信する受信手段と、
    前記ＰＮコードとＧＮＳＳ受信機内部で発生されるレプリカＰＮコードとの間の相関値を、所定周期分積算する第１の積算手段と、
    前記積算手段で得られる積算された相関値を用いて、前記レプリカＰＮコードの位相を調整する第１の位相調整手段と、
    前記第１の位相調整手段による位相調整が実行された状態で、前記受信手段により反射波で受信される衛星電波の搬送波位相の位相シフト周期であって、前記受信手段により直接波で受信される衛星電波の搬送波位相に対する位相シフト周期を、算出する位相シフト周期算出手段と、
    前記位相シフト周期算出手段により位相シフト周期が算出された後に実行され、直接波の搬送波位相を基準として前記レプリカＰＮコードの位相を調整する第２の位相調整手段と、
    前記第２の位相調整手段による位相調整が実行された状態で、前記ＰＮコードとＧＮＳＳ受信機内部で発生されるレプリカＰＮコードとの間の相関値を、前記位相シフト周期に対応する周期分、積算する第２の積算手段と、
    前記第２の積算手段で得られる積算された相関値に基づいて、マルチパスの影響を除去するための補正量を決定する手段とを備えることを特徴とする、ＧＮＳＳ測位装置。
17. ＧＮＳＳ受信機を用いたＧＮＳＳ測位方法であって、
    衛星から送られるＰＮコードにより変調された衛星電波を受信する受信ステップと、
    前記ＰＮコードとＧＮＳＳ受信機内部で発生されるレプリカＰＮコードとの間の相関値を、所定周期分積算する第１の積算ステップと、
    前記積算ステップで得られる積算された相関値を用いて、前記レプリカＰＮコードの位相を調整する第１の位相調整ステップと、
    前記第１の位相調整ステップが実行された状態で、前記受信ステップにより反射波で受信される衛星電波の搬送波位相の位相シフト周期であって、前記受信ステップにより直接波で受信される衛星電波の搬送波位相に対する位相シフト周期を、算出する位相シフト周期算出ステップと、
    前記位相シフト周期算出ステップにより位相シフト周期が算出された後に実行され、直接波の搬送波位相を基準として前記レプリカＰＮコードの位相を調整する第２の位相調整ステップと、
    前記第２の位相調整ステップが実行された状態で、前記ＰＮコードとＧＮＳＳ受信機内部で発生されるレプリカＰＮコードとの間の相関値を、前記位相シフト周期に対応する周期分、積算する第２の積算ステップと、
    前記第２の積算ステップで得られる積算された相関値に基づいて、マルチパスの影響を除去するための補正量を決定するステップとを備えることを特徴とする、ＧＮＳＳ測位方法。

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