JP2009219018A - レベルシフタ回路 - Google Patents
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Abstract
【解決手段】 P型トランジスタ(T1)とN型トランジスタT2とで構成されるCMOSインバータと、前記P型トランジスタとN型トランジスタとのゲートにそれぞれ一方の極を接続する第1及び第2のキャパシタ(C1_P、C1_N)と、前記第1及び第2のキャパシタの他方の極に前記入力信号を与える第1のスイッチ(SW1)と、前記第1及び第2のキャパシタの他方の極に前記入力信号の振幅のほぼ半分の大きさの直流電圧(VREF)を与える第2のスイッチ(SW2)と、前記第1及び第2のキャパシタの一方の極にそれぞれ第1及び第2のプリセット電圧(REF_P、REF_N)を与える第3及び第4のスイッチ(SW3_P、SW3_N)とを備えるレベルシフタ回路である。
【選択図】図1
Description
(実施形態1)
図1は、本発明の実施形態1に係るレベルシフタ回路1の一部の構成を示す回路図である。この信号レベル回路には、入力信号IN、参照電圧VREF、リセット信号RESET、リセット信号の反転信号/RESET(以下、反転信号/RESETという)、電源電圧VDD、出力信号OUTが接続される。
スイッチSW1の一方端には入力信号INが与えられ、他方端は回路節点A_N及び回路節点A_Pに接続されている。スイッチSW2の一方端には、参照電圧VREFが与えられ、他方端は回路節点A_N及び回路節点A_Pに接続されている。
キャパシタC1_Nの他方の極が接続された回路節点B_Nには、スイッチSW3_Nの一方端と、N型トランジスタT2のゲートが接続されている。キャパシタC1_Pの他方の極が接続された回路節点B_Pには、スイッチSW3_Pの一方端と、P型トランジスタT1のゲートが接続されている。
そして、スイッチSW3_Nの他方端には、電源電圧VDDの分圧REF_Nが与えられ、スイッチSW3_Pの他方端には、電源電圧VDDの分圧REF_Pが与えられている。
スイッチSW4の一方端は回路節点Cに接続され、スイッチSW4の他方端が接続された回路節点Dには、トランジスタT3のドレインとインバータINV1の入力端が接続されている。トランジスタT3のソースは電源電圧VDDに接続され、ゲートには反転信号/RESETが入力される。
リセット信号RESETがHレベル、反転信号/RESETがLレベルのときは、レベルシフタ回路1は、動作点リセットモードとなる。この動作点リセットモードでは、スイッチSW2、SW3_N、SW3_Pがオンし、スイッチSW1、SW4がオフする。
キャパシタC1_Nの他端には電源電圧VDDを分圧したリファレンス電圧REF_Nが与えられる。従って、トランジスタT2のゲートの電位はリファレンス電圧REF_Nにプリセットされる。
キャパシタC1_Pの他端には電源電圧VDDを分圧したリファレンス電圧REF_Pが与えられる。従って、トランジスタT1のゲートの電位はリファレンス電圧REF_Pにプリセットされる。
このため、キャパシタC1_Nの他端である回路節点B_Nの電圧は、保持されていたリファレンス電圧REF_Nに差分電圧ΔV_Nが付加された値に変化する。従って、トランジスタT2のゲート電圧Vg2は式(1)で表される。
T2g =REF_N +(IN − VREF) ・・・式(1)
同様に、トランジスタT1のゲート電圧Vg1は式(2)で表される。
T1g =REF_P +(IN − VREF) ・・・式(2)
図3は、トランジスタT1とT2のそれぞれに与えられるゲート電圧の大きさを示す図である。
このため、トランジスタT2のゲート電圧Vg2は、リファレンス電圧REF_Nを調整することにより最大VDDまで上げることができる。即ち、トランジスタT2のゲートソース間電圧Vgs2は、リファレンス電圧REF_Nを調整することにより最大VDDまで変化させることができる。従って、ソース間電圧Vgs2をトランジスタT2の閾値電圧Vth2よりも大きく設定してトランジスタT2を確実にオンさせることができる。
このため、トランジスタT1のゲート電圧Vg1は、リファレンス電圧REF_Pを調整することにより最小GNDレベルまで下げることができる。即ち、トランジスタT1のゲートソース間電圧Vgs1は、リファレンス電圧REF_Pを調整することにより最大VDDまで変化させることができる。従って、ゲートソース間電圧Vgs1をトランジスタT1の閾値電圧Vth1よりも大きく設定してトランジスタT1を確実にオンさせることができる。
入力信号INがHレベルの場合は、上述のようにトランジスタT2のゲートソース電圧Vgs2が閾値電圧Vth2よりも大きくなるためトランジスタT2はオンする。また、トランジスタT1のゲートソース電圧Vgs1が閾値電圧Vth1よりも小さくなるためトランジスタT2はオフする。従って、回路節点C、回路節点Dの電位はGNDレベルとなり、インバータINV1を介して出力信号OUTの電圧はVDDとなる。
従来のレベルシフタ回路は、回路節点Aから回路節点Cまでの、主としてCMOSインバータにゲート電圧を与える回路の構成が、本発明の実施形態のレベルシフタ回路の構成と異なっている。従って、同一の部位には同一の符号を付してその詳細の説明は省略する。
図5に示すように、従来のレベルシフタ回路においては、PチャンネルトランジスタT1のゲートソース間電圧Vgs1とNチャンネルトランジスタT2のゲートソース間電圧Vgs2の和は一定値(=VDD)である。即ち、一方のトランジスタのゲートソース間電圧に従属して他方のトランジスタのゲートソース間電圧が定まっている。
またPチャンネルトランジスタT1の閾値がゲートソース間電圧Vgs1より大きくなり、またはNチャンネルトランジスタT2の閾値がゲートソース間電圧Vgs2よりも大きくなることにより、本来オンすべきときにオフ状態となり回路が誤動作することにもつながる。
更に、このようなNチャンネル特性とPチャンネル特性とのアンバランスにより、信号変換回路からの出力信号に波形なまりが生じ、Duty崩れを引き起こす場合があるため、従来のレベルシフタ回路は、適用できる周波数に制限があった。
次に、図6を参照して、上述した実施形態のレベルシフタ回路を用いたアクティブマトリックス型の液晶表示装置について説明する。
Claims (4)
- 入力信号の振幅を増幅するレベルシフタ回路であって、
P型トランジスタとN型トランジスタとで構成されるCMOSインバータと、
前記P型トランジスタとN型トランジスタとのゲートにそれぞれ一方の極を接続する第1及び第2のキャパシタと、
前記第1及び第2のキャパシタの他方の極に前記入力信号を与える第1のスイッチと、
前記第1及び第2のキャパシタの他方の極に前記入力信号の振幅のほぼ半分の大きさの直流電圧を与える第2のスイッチと、
前記第1及び第2のキャパシタの一方の極にそれぞれ第1及び第2のプリセット電圧を与える第3及び第4のスイッチと
を備えることを特徴とするレベルシフタ回路。 - 前記第1及び第2のプリセット電圧は、それぞれ独立に設定可能になされていることを特徴とする請求項1に記載のレベルシフタ回路。
- 前記レベルシフタ回路は、
前記第1及び第2のキャパシタの前記一方の極にそれぞれ前記第1及び第2のプリセット電圧を与え、前記第1及び第2のキャパシタの前記他方の極に前記直流電圧を与える動作点リセットモードと、
前記入力信号の振幅を増幅して前記CMOSインバータより出力するレベルシフタ動作モードとの2つのモードで動作するようになされていることを特徴とする請求項2に記載のレベルシフタ回路。 - 前記動作点リセットモードでは、前記第2のスイッチ、前記第3のスイッチ、前記第4のスイッチがオンし、
前記レベルシフタ動作モードでは、前記第1のスイッチがオンするように制御されることを特徴とする請求項3に記載のレベルシフタ回路。
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