JP2009118276A - 周波数オフセット推定装置 - Google Patents

Abstract

【課題】正確に周波数オフセットを推定すること。
【解決手段】本発明の実施形態にかかる受信装置１００は、ＲＦ処理部１０と、ＡＤ変換部２０と、周波数推定部３０と、復調部９０とを含む。ＲＦ処理部１０は、アンテナにて受信した信号に対して、フィルタ処理などの高周波信号処理を実施する。受信する信号は、送信側にて、π／４シフトＱＰＳＫ方式を用いた変調処理が実施されているものとする。ＡＤ変換部２０は、高周波処理が実施された信号をディジタル信号に変換する。周波数推定部３０は、２つの逓倍器を用いて、ＡＤ変換部２０から出力された信号の周波数オフセットを推定する。送信側にて、π／４シフトＱＰＳＫ方式を用いた変調処理が実施されている場合、８逓倍器と４逓倍器の２つが用いられる。復調部９０は、周波数推定部３０によって推定された周波数オフセット値にしたがって、ＡＤ変換部２０から出力された信号を補正して、復調処理を実行する。
【選択図】図１

Description

本発明は、無線技術に関し、特に、周波数オフセットを推定する周波数オフセット推定装置に関する。

一般的に、ディジタル通信においては、送信信号に対して変調処理が実施される。変調処理としては、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）や８ＰＳＫなどの位相変調処理などが用いられている。このような変調処理が施された信号を受信側にて正しく復調するためには、受信信号の周波数オフセット成分を推定する必要がある。従来、逓倍法を用いて、周波数オフセット成分を効率的に推定し、受信信号を復調していた（たとえば、非特許文献１、２参照）。
藤野忠、「ディジタル移動通信」、株式会社昭晃堂、２０００年６月１０日発行、ｐ．６４〜６９ 関清三、「ディジタル変復調の基礎」、株式会社オーム社、２００１年９月２５日発行、ｐ．５８〜６１

しかしながら、マルチパス環境においては、受信信号には所望波だけでなく、その遅延波が多数含まれることとなる。そのため、周波数オフセットを正確に推定することが困難となる場合がある。

本発明はこうした状況に鑑みてなされたものであり、その目的は、マルチパス環境下においても正確に周波数オフセットを推定できる技術を提供することにある。

上記課題を解決するために、本発明のある態様の周波数オフセット推定装置は、π／ｎシフトｎＰＳＫ（ｎは２以上の整数）にて位相変調されたシンボル系列を取得する取得部と、２ｎを逓倍率として、取得部において取得したシンボル系列の周波数を逓倍する第１逓倍部と、ｎを逓倍率として、取得部において取得したシンボル系列の周波数を逓倍する第２逓倍部と、第１逓倍部と第２逓倍部のそれぞれから出力された信号を合成する合成部と、合成部によって合成された信号を周波数領域に変換する変換部と、変換部によって変換された信号のうち、最大の振幅値を有する周波数を周波数オフセット量として検出する検出部と、を備える。

この態様によると、２つの逓倍器を組み合わせて使用することによって、より正確に周波数オフセットを検出できる。

変換部は、ｍ点ＦＦＴを実行し、第１逓倍部は、取得部において取得したシンボル系列をｍ個のタップが含まれたシフトレジスタに順次入力して、それぞれのタップから出力されたｍ個の信号を逓倍し、第２逓倍部は、取得部において取得したシンボル系列を１シンボルおきにサンプルしながら、ｍ／２個のタップが含まれたシフトレジスタに順次入力して、それぞれのタップから出力されたｍ／２個の信号を逓倍し、合成部は、第１逓倍部から出力されるｍ個の信号のうちのｍ／２個の信号と第２逓倍部から出力されるｍ／２個の信号とをそれぞれ対応づけ、対応する信号同士を合成して変換部に出力し、第１逓倍部から出力されるｍ個の信号のうちの残りのｍ／２個の信号をそのまま変換部に出力してもよい。この場合、合成対象を減少することによって、効率的に周波数オフセットを推定できる。

第１逓倍部によって逓倍された信号の振幅にしたがって、第２逓倍部で逓倍された信号の振幅を調整する振幅位相調整部をさらに備えてもよい。合成部は、振幅位相調整部によって振幅が調整された信号と、第１逓倍部によって逓倍された信号とを合成してもよい。第１逓倍部から出力された複数の信号の振幅の平均値と第２逓倍部から出力された複数の信号の振幅の平均値の比により、調整してもよい。平均値の代わりに、最大値や中央値などの統計的な値を用いて、調整してもよい。調整は、１未満の値を乗じることによって、実施されてもよい。第１逓倍部から出力された信号を基準に第２逓倍部から出力された信号の振幅位相を合わせるように調整してもよい。これらの場合、周波数オフセットの推定精度を効率的に向上できる。

なお、以上の構成要素の任意の組合せ、本発明の表現を方法、装置、システム、記録媒体、コンピュータプログラムなどの間で変換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本発明によれば、正確に周波数オフセットを推定できる。

本発明の実施形態を具体的に説明する前に、まず概要を述べる。本発明の実施形態は、無線装置における復調処理に関する。本実施形態における復調処理においては、周波数オフセットを推定するために、２つの逓倍器を組み合わせて使用する。２つの逓倍器のそれぞれの逓倍率は、送信側にて使用された変調方式によって決定される。これにより、正確に受信信号の周波数オフセットを推定できる。

図１は、本発明の実施形態にかかる受信装置１００の構成例を示す図である。受信装置１００は、ＲＦ（ＲａｄｉｏＦｒｅｑｕｅｎｃｙ）処理部１０と、ＡＤ（ＡｎａｌｏｇＤｉｇｉｔａｌ）変換部２０と、周波数推定部３０と、復調部９０とを含む。説明の便宜上、受信装置１００のみを図示したが、送信処理に関する構成をさらに含んでもよい。

ＲＦ処理部１０は、アンテナにて受信した信号に対して、フィルタ処理などの高周波信号処理を実施する。受信する信号は、送信側にて、π／４シフトＱＰＳＫ方式を用いた変調処理が実施されているものとする。π／４シフトＱＰＳＫ方式とは、互いに４５度（π／４ラジアン）だけ位相の異なる２つのＱＰＳＫを１シンボル毎に交互に用いる変調方式である。位相偏移時に零点を通らないため、受信系統にリミッタを使うことができ、振幅変動に強くできるのが特徴である。

ＡＤ変換部２０は、高周波処理が実施された信号をディジタル信号に変換する。また、ＡＤ変換部２０は、予め設定されたオーバサンプル率Ｌによって、単位時間あたりに出力するディジタル信号の数を調節する。周波数推定部３０は、２つの逓倍器を用いて、ＡＤ変換部２０から出力された信号の周波数オフセットを推定する。送信側にて、π／４シフトＱＰＳＫ方式を用いた変調処理が実施されている場合、８逓倍器と４逓倍器の２つが用いられる。詳細は後述する。

復調部９０は、周波数推定部３０によって推定された周波数オフセット値にしたがって、ＡＤ変換部２０から出力された信号を補正して、復調処理を実行する。復調処理は、同期検波処理や誤り訂正処理などを含み、公知の技術により実施されてもよい。

図２は、図１の周波数推定部３０の構成例を示す図である。周波数推定部３０は、分配部４０と、周波数オフセットを推定するための系２００で代表されるＬ個の第１の系２００ａ〜第Ｌの系２００ｌと、検出部８０とを含む。Ｌは、前述したように、図１のＡＤ変換部２０におけるオーバサンプル率である。

図２の周波数推定部３０に入力される信号は、前述したように、π／４シフトＱＰＳＫ方式にて変調処理が実施されている。π／４シフトＱＰＳＫ信号は、２シンボル毎に開口点を抽出すると、信号点配置がＱＰＳＫと同一となる。本実施形態においては、まず、この開口点を抽出するために、分配部４０にて受信信号をＬ倍オーバサンプルし、Ｌ個の周波数オフセットを推定するための系２００に分配して、周波数オフセットを推定する。さらに、検出部８０は、それぞれの周波数オフセットを推定するための系２００から出力された信号のうち、最大のスペクトル電力を検出する。この最大のスペクトル電力にかかる周波数信号を開口点と判断し、その周波数信号にかかる周波数を推定周波数オフセットとして検出することとしている。

分配部４０は、ＡＤ変換部２０にて（Ｔ／Ｌ）のレートでサンプリングされた信号ｒ（ｎＴ／Ｌ）をＳ／Ｐ変換してＬ個に分配し、それぞれの周波数オフセットを推定するための系２００に出力する。言い換えると、分配部４０は、入力されたレート（Ｔ／Ｌ）の信号に対してレート変換処理を行って、Ｌ個のレート（Ｔ）の信号を出力しているといえる。具体的には、ＡＤ変換部２０からｒ（ｎＴ／Ｌ）の信号が入力された場合、第１の系２００ａには、ｒ（０）、ｒ（Ｔ）、・・・、ｒ（ｋＴ）が分配される。また、第２の系２００ｂには、ｒ（Ｔ／Ｌ）、ｒ（Ｔ／Ｌ＋Ｔ）、・・・、ｒ（Ｔ／Ｌ＋ｋＴ）が分配される。同様に、第Ｌの系２００ｌには、ｒ（（Ｌ−１）Ｔ／Ｌ）、ｒ（（Ｌ−１）Ｔ／Ｌ＋Ｔ）、・・・、ｒ（（Ｌ−１）Ｔ／Ｌ＋ｋＴ）が分配される。

ここで、周波数オフセットを推定するための系２００について説明する。それぞれの周波数オフセットを推定するための系２００は、無変調化部５０と、ＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）部７０とを含む。無変調化部５０は、第１無変調化部５０ａ〜第Ｌ無変調化部５０ｌを代表する。ＦＦＴ部７０は、第１のＦＦＴ部７０ａ〜第ＬのＦＦＴ部７０ｌを代表する。

無変調化部５０は、分配部４０から出力された信号に対して、無変調化するための処理を実施する。分配部４０から出力された信号は、π／４シフトＱＰＳＫ方式にて変調処理が実施されている。そのため、８逓倍することにより、入力信号にかかるシンボル点の位相を０に集約でき、無変調化が可能となる。

また、本実施形態においては、８逓倍する系に加えて、４逓倍する系も含む。π／４シフトＱＰＳＫ方式にて変調処理が実施された信号を２シンボルごとに４逓倍することによって、８逓倍するときと同様に、入力信号にかかるシンボル点の位相を０に集約できる場合がある。ただし、シンボルのサンプルタイミングにおいては、π／４ずれた位置に変調されたシンボルを捕捉してしまうため、すなわち、開口点以外を捕捉してしまうため、無変調化とはならず、周波数オフセットの推定精度に影響する。しかしながら、前述したように、Ｌ個の系にて、サンプルタイミングをずらしながら無変調化することによって、正しい開口点を捕捉ことができる系が少なくとも１つは存在することとなる。ここで、前述したように、検出部８０の最大値検出処理により開口点を捕捉している系が特定できることとなる。そのため、周波数オフセットの推定精度に影響を与えることはない。

ＦＦＴ部７０は、無変調化部５０によって無変調化された信号に対して、Ｎ点のＦＦＴ処理を実施する。理想的な状態においては、無変調化部５０から出力されるシンボル点の位相は０となるため、ＦＦＴ部７０の出力において、位相０以外の周波数における振幅は０となる。しかしながら、伝搬路上において信号が歪むことによって、シンボル点が信号空間上で位相回転する。この場合、無変調化部５０における無変調化によっても、シンボル点の位相は０からずれることとなる。このずれの量を周波数オフセットという。したがって、ＦＦＴ部７０の出力において振幅が０となっていない０以外の周波数が、周波数オフセットといえる。

ここで、無変調化部５０について詳細に説明する。図３は、図２の無変調化部５０の構成例を示す図である。無変調化部５０は、大きく分けて、８逓倍するための構成と、４逓倍するための構成と、双方の出力を合成するための構成である加算部６０とを含む。

まず、８逓倍するための構成について説明する。８逓倍するための構成は、第１遅延部５２と、第１逓倍部５４と、第１振幅位相調整部５８と、を含む。第１遅延部５２は、（Ｎ−１）個の単位遅延器を含む。第１遅延部５２は、分配部４０から入力された信号を単位時間Ｔだけ遅延させて、Ｎ個の信号を第１逓倍部５４に出力する。単位遅延器５２ａに入力される信号をｒ（ｉ）とすると、単位遅延器５２ａから出力される信号は、ｒ（ｉ−Ｔ）となり、また、最後段の単位遅延器５２ｍから出力される信号は、ｒ（ｉ−（Ｎ−１）Ｔ）となる。

第１逓倍部５４は、第１遅延部５２から出力されたＮ個の信号に対して、８逓倍処理を実施する。逓倍処理は、公知の技術により実施されてもよい。第１振幅位相調整部５８は、Ｎ個の乗算器５６を含む。乗算器５６は、乗算器５６ａ〜乗算器５６ｎを代表する。第１振幅位相調整部５８は、第１逓倍部５４から出力された信号の振幅位相調整処理を実施する。振幅位相調整処理については後述する。

つぎに、４逓倍するための構成について説明する。４逓倍するための構成は、第２遅延部６２と、第２逓倍部６４と、第２振幅位相調整部６８とを含む。また、４逓倍するための構成は、８逓倍するための構成に比べ、遅延器や乗算器の個数が半分となる。また、第２遅延部６２における単位時間は２Ｔとなる。

具体的には、第２遅延部６２は、（Ｎ／２−１）個の第２遅延部６２を含む。第２遅延部６２は、第１遅延部５２と同様に、分配部４０から入力された信号を単位時間２Ｔだけ遅延させて、Ｎ／２個の信号を第２逓倍部６４に出力する。単位遅延器６２ａに入力される信号をｒ（ｉ）とすると、単位遅延器６２ａから出力される信号は、ｒ（ｉ−２Ｔ）となり、また、最後段の単位遅延器５２ｍから出力される信号は、ｒ（ｉ−２（Ｎ／２−１）Ｔ）、すなわち、（ｉ−（Ｎ−２）Ｔ）となる。

第２逓倍部６４は、第２遅延部６２から出力されたＮ／２個の信号に対して、４逓倍処理を実施する。第２振幅位相調整部６８は、Ｎ／２個の乗算器６６を含む。乗算器６６は、乗算器６６ａ〜乗算器６６ｋを代表する。第２振幅位相調整部６８は、第２逓倍部６４から出力された信号の振幅位相調整処理を実施する。

第１振幅位相調整部５８と第２振幅位相調整部６８における振幅位相調整処理においては、シミュレーションや実験等によって予め定めされた係数がそれぞれ設定される。この係数は、第１振幅位相調整部５８と第２振幅位相調整部６８の双方の出力の振幅レベルが揃うように設定される。係数は、第１逓倍部５４と第２逓倍部６４のそれぞれから出力された信号に対して、時間平均処理をした値や、最大値や中央値などの統計的な値を用いて、双方の係数が設定されてもよい。たとえば、第１逓倍部５４から出力された信号を基準に乗算器６６の係数が決定され、これにより、第２逓倍部６４から出力される信号の振幅位相が調整されてもよい。具体的には、第１振幅位相調整部５８においては１が設定され、第２振幅位相調整部６８においては、１未満の値が設定されてもよい。このような振幅位相調整により、双方の振幅レベルを正規化できる。そのため、周波数オフセットをより正確に検出できる。

加算部６０は、Ｎ／２個の第１加算部６０ａ〜第Ｋ加算部６０ｋを代表する。加算部６０は、第１振幅位相調整部５８から出力された信号と、第２振幅位相調整部６８から出力された信号とを合成して、ＦＦＴ部７０に出力する。具体的には、第１加算部６０ａ〜第Ｋ加算部６０ｋは、乗算器５６ａ〜乗算器５６ｋから出力された信号と、乗算器６６ａ〜乗算器６６ｋから出力された信号とをそれぞれ加算して、ＦＦＴ部７０に出力する。乗算器５６ｌ〜乗算器５６ｎから出力された信号は、そのままＦＦＴ部７０に出力する。

図４は、図３の無変調化部５０において推定された周波数オフセットの例４００を示す図である。横軸は、所望波（Ｄｅｓｉｒｅｄ ｗａｖｅ）と遅延波（Ｕｎｄｅｓｉｒｅｄ ｗａｖｅ）との比（Ｄ／Ｕ［ｄＢ］）を示す。Ｄ／Ｕ＝０ｄＢとは、所望波と遅延波のレベルが同一であることを示している。縦軸は、周波数推定部３０で推定された平均推定周波数オフセットを示す。

この周波数オフセットの例４００は、８逓倍の構成のみを用いて推定した場合４１０と、４逓倍の構成のみを用いて推定した場合４２０と、８逓倍と４逓倍とを組み合わせて推定した本発明の場合４３０と、の３つの場合を含み、それぞれ、シミュレーションにより導出された結果である。シミュレーションの条件は、以下のとおりである。なお、与周波数オフセットとは、シミュレーション上の伝搬路において与えた周波数変動量であり、正確に推定された場合の周波数オフセットとなる。
伝送速度 ：１６ｋｓｐｓ
伝搬路モデル ：２波静特性
所望波と遅延波の遅延時間：１Ｔ
与周波数オフセット ：２００Ｈｚ
ＦＦＴ点数Ｎ ：６４

図示するごとく、８逓倍方式４１０のみを用いた場合、９ｄＢ前後のＤ／Ｕにおいて、推定オフセット値が、与周波数オフセットの２００Ｈｚと大きく異なってくる。入力シンボル（ｘ＋ｊｙ）を８逓倍する場合、第１逓倍部５４における出力は（ｘ＋ｊｙ）^８となり、ｊでくくられる虚数項におけるｘおよびｙの指数が大きくなる。また、実数項は、ｘおよびｙの８乗の項を含むこととなる。そのため、９ｄＢ前後のＤ／Ｕにおいて、推定周波数オフセットが減衰する一方、Ｄ／Ｕが０ｄＢであっても与周波数オフセットの２００Ｈｚに近い値を推定できるといった事象が発生することとなる。

また、４逓倍方式４２０のみを用いた場合、６ｄＢ以下のＤ／Ｕにおいて、ノイズ成分であるＵの成分が多くなるにつれて推定精度が落ち、推定周波数オフセットが与周波数オフセットの２００Ｈｚから段々離れていく。一方、本発明４３０を用いた場合、いずれのＤ／Ｕにおいても、与周波数オフセットの２００Ｈｚに近い値を推定することができることとなる。本発明４３０は、８逓倍方式と４逓倍方式を組み合わせて使用しているため、双方の利点が重畳されるため、特定のＤ／Ｕにおいて推定精度が落ち込むといった現象を発生させることはない。

なお、高Ｄ／Ｕにおいても推定周波数オフセットが２００Ｈｚと一致しないのは、図３のＦＦＴ部７０の分解能によるものである。図示するごとく、本発明４３０の場合、８逓倍方式と４逓倍方式を組み合わせて使用しているため、８逓倍方式４１０と４逓倍方式４２０の双方に比べて実質的に分解能が高くなり、２００Ｈｚにより近づくこととなる。

上述したこれらの構成は、ハードウエア的には、任意のコンピュータのＣＰＵ、メモリ、その他のＬＳＩで実現でき、ソフトウエア的にはメモリにロードされたプログラムなどによって実現されるが、ここではそれらの連携によって実現される機能ブロックを描いている。したがって、これらの機能ブロックがハードウエアのみ、ソフトウエアのみ、またはそれらの組合せによっていろいろな形で実現できることは、当業者には理解されるところである。

図５は、図１における受信装置１００の動作例を示すフローチャートである。このフローチャートの初期状態において、カウンタｌは０に設定されているものとする。まず、受信装置１００は、受信信号を取得する（Ｓ１０）。つぎに、受信装置１００の無変調化部５０は、第１の無変調化として、８逓倍方式を実施する（Ｓ１２）。さらに、無変調化部５０は、第２の無変調化として、４逓倍方式を実施する（Ｓ１４）。つぎに、Ｓ１２において８逓倍した信号と、Ｓ１４において４逓倍した信号とを合成する（Ｓ１６）。

ＦＦＴ部７０は、合成された信号に対して、ＦＦＴ処理を実施する（Ｓ１８）。ここで、カウンタｌがＬでない場合（Ｓ２０のＮ）、カウンタｌに１を加える（Ｓ２２）。さらに、遅延処理を実施して（Ｓ２４）、Ｓ１０の処理に戻る。カウンタｌがＬである場合（Ｓ２０のＹ）、検出部８０は、ＦＦＴ部７０から出力された周波数オフセットのうち、最大値を周波数オフセット推定値として検出する（Ｓ２６）。復調部９０は、検出された周波数オフセット推定値を用いて、受信信号に対して復調処理を実施する（Ｓ２８）。

本実施形態によれば、２つの逓倍器を組み合わせて使用することによって、より正確に周波数オフセットを検出できる。また、合成対象を減少することによって、効率的に周波数オフセットを推定できる。また、一方の逓倍部で逓倍された信号の振幅にしたがって、他方の逓倍器の出力を調整することによって、双方の信号レベルを効率的に正規化でき、周波数オフセットの推定精度を向上できる。

以上、本発明を実施形態をもとに説明した。この実施形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組合せにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。

本実施形態においては、図３において、８逓倍するための構成の出力のうちの半分と、４逓倍するための構成の出力とを合成することによって、効率的に周波数オフセット値を推定するとして説明した。しかしながらこれにかぎらず、たとえば、図６に示すように、４逓倍するための構成において出力される信号の数を８逓倍するための構成において出力される信号の数に合わせてもよい。図６は、本発明の実施形態の変形例にかかる無変調化部５０の構成例を示す図である。図６に示した無変調化部５０は、加算部６０と第２遅延部６２と乗算器６６のそれぞれ個数が、図３に比べて倍になる。このような態様をとることにより、周波数オフセットの推定精度をより向上できることとなる。

また、図２、３において、８逓倍した信号と４逓倍した信号とを合成した後に、ＦＦＴ処理を実施するとして説明したが、これにかぎらず、たとえば、合成前にＦＦＴ処理を実施してもよい。具体的には、図７、図８に図示するように、８逓倍した信号に対してＦＦＴ処理を実施し、また、４逓倍した信号に対してＦＦＴ処理を実施する。その後、それぞれＦＦＴ処理が実施された信号を合成する。このような態様により、前述と同様に、周波数オフセットを精度よく推定できる。

図７は、図２の系２００の構成の第１の変形例を示す図である。図７に示す系２００は、図３の構成に、第１ＦＦＴ部７２と、第２ＦＦＴ部７４と、第１電力計算部７６と、第２電力計算部７８と、をさらに加えた構成となる。第１電力計算部７６と第２電力計算部７８は、ＦＦＴ処理された信号の電力を計算する。４逓倍側の第２ＦＦＴ部７４における後半の入力端子には０が入力される。これにより、加算部６０において、８逓倍側のＦＦＴ処理結果との合成対象の数を揃えることができる。図８は、図２の系２００の構成の第２の変形例を示す図である。図８に示す系２００は、図６の構成に、第１ＦＦＴ部７２と、第２ＦＦＴ部７４と、第１電力計算部７６と、第２電力計算部７８と、をさらに加えた構成となる。

また、前述においては、π／４シフトＱＰＳＫを用いた信号における周波数オフセット推定方法について説明した。しかしながらこれにかぎらず、たとえば、π／ｍシフトｍＰＳＫ（ｍは、２以上の整数、または、２以上の２のべき乗）を用いた信号に適用されてもよい。この場合、周波数オフセットの推定は、２ｍ逓倍器と、ｍ逓倍器とを組み合わせて使用すればよい。このような態様であっても、前述と同様の効果を奏することができることは言うまでもない。

本発明の実施形態にかかる受信装置の構成例を示す図である。 図１の周波数推定部の構成例を示す図である。 図２の無変調化部の構成例を示す図である。 図３の無変調化部において推定された周波数オフセットの例を示す図である。 図１における受信装置の動作例を示すフローチャートである。 本発明の実施形態の変形例にかかる無変調化部の構成例を示す図である。 図２の系の構成の第１の変形例を示す図である。 図２の系の構成の第２の変形例を示す図である。

符号の説明

１０ ＲＦ処理部、 ２０ ＡＤ変換部、 ３０ 周波数推定部、 ４０ 分配部、 ５０ 無変調化部、 ５２ 第１遅延部、 ５４ 第１逓倍部、 ５６ 乗算器、 ５８ 第１振幅位相調整部、 ６０ 加算部、 ６２ 第２遅延部、 ６４ 第２逓倍部、 ６６ 乗算器、 ６８ 第２振幅位相調整部、 ７０ ＦＦＴ部、 ７２ 第１ＦＦＴ部、 ７４ 第２ＦＦＴ部、 ７６ 第１電力計算部、 ７８ 第２電力計算部、 ８０ 検出部、 ９０ 復調部、 １００ 受信装置。

Claims (3)

1. π／ｎシフトｎＰＳＫ（ｎは２以上の整数）にて位相変調されたシンボル系列を取得する取得部と、
   ２ｎを逓倍率として、前記取得部において取得したシンボル系列の周波数を逓倍する第１逓倍部と、
   ｎを逓倍率として、前記取得部において取得したシンボル系列の周波数を逓倍する第２逓倍部と、
   前記第１逓倍部と前記第２逓倍部のそれぞれから出力された信号を合成する合成部と、
   前記合成部によって合成された信号を周波数領域に変換する変換部と、
   前記変換部によって変換された信号のうち、最大の振幅値を有する周波数を周波数オフセット量として検出する検出部と、
   を備えることを特徴とする周波数オフセット推定装置。
2. 前記変換部は、ｍ点ＦＦＴを実行し、
   前記第１逓倍部は、前記取得部において取得したシンボル系列をｍ個のタップが含まれたシフトレジスタに順次入力して、それぞれのタップから出力されたｍ個の信号を逓倍し、
   前記第２逓倍部は、前記取得部において取得したシンボル系列を１シンボルおきにサンプルしながら、ｍ／２個のタップが含まれたシフトレジスタに順次入力して、それぞれのタップから出力されたｍ／２個の信号を逓倍し、
   前記合成部は、前記第１逓倍部から出力されるｍ個の信号のうちのｍ／２個の信号と前記第２逓倍部から出力されるｍ／２個の信号とをそれぞれ対応づけ、対応する信号同士を合成して前記変換部に出力し、前記第１逓倍部から出力されるｍ個の信号のうちの残りのｍ／２個の信号をそのまま前記変換部に出力することを特徴とする請求項１に記載の周波数オフセット推定装置。
3. 前記第１逓倍部によって逓倍された信号の振幅にしたがって、前記第２逓倍部で逓倍された信号の振幅を調整する振幅位相調整部をさらに備え、
   前記合成部は、前記振幅位相調整部によって振幅が調整された信号と、前記第１逓倍部によって逓倍された信号とを合成することを特徴とする請求項１または２に記載の周波数オフセット推定装置。

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