JP2009050038A - 交流−交流直接変換装置のスイッチングパターン切替方法 - Google Patents

Abstract

【課題】複数の双方向スイッチＳｒｕ〜Ｓｒｗ、Ｓｓｕ〜Ｓｓｗ、Ｓｔｕ〜Ｓｔｗを備えた交流−交流直接変換装置において、セクター移行過渡時のスイッチング回数を低減したスイッチングパターン切替方法を提供する。
【解決手段】１制御周期あたり５つの空間ベクトルが配列されたスイッチングパターンを複数生成し、例えば、入力セクターが移行する過渡時に、前記生成されたスイッチングパターンの一端に配置された空間ベクトルのタイミングでスイッチングパターンを更新するときは、次のＰＷＭ制御に供されるスイッチングパターンの他端に配置された空間ベクトルに移行し、前記スイッチングパターンの他端に配置された空間ベクトルのタイミングでスイッチングパターンを更新するときは、次のＰＷＭ制御に供されるスイッチングパターンの一端に配置された空間ベクトルに移行する更新時切替処理か、又は通常の更新処理のいずれかを行う。
【選択図】図１

Description

本発明は、多相の交流電源から任意の電圧または周波数に変換した多相出力を得る交流−交流直接変換装置（マトリックスコンバータ）に係り、特に５つの空間ベクトルの組み合わせを用いる直接変換形の空間ベクトル変調方式におけるセクター移行過渡時のスイッチングパターンを最適化する交流−交流直接変換装置のスイッチングパターン切替方法に関する。

従来から存在するこの種の交流−交流直接変換装置は、自己消弧形の半導体素子を用いた双方向スイッチを高速に切替え、単相または多相の電源交流から任意の周波数・大きさの交流に直接電力変換する変換装置であり、図１のように構成されている。

図１は、三相／三相交流−交流直接変換装置の基本構成を示し、三相交流電源１は、リアクトルとコンデンサによる入力フィルタ部２および９つの双方向スイッチ（Ｓｒｕ〜Ｓｒｗ、Ｓｓｕ〜Ｓｓｗ、Ｓｔｕ〜Ｓｔｗ）で構成された半導体電力変換部３を介して任意の負荷４に接続される。

９つの双方向スイッチＳｒｕ〜Ｓｒｗ、Ｓｓｕ〜Ｓｓｗ、Ｓｔｕ〜Ｓｔｗは、逆阻止ＩＧＢＴ１８個で構成する場合や、通常のＩＧＢＴ等の半導体素子とダイオードを組み合わせるなど、その細部の構成方法には拘らないが、双方向に電力授受できるスイッチング素子で構成されている。

なお、図１に示すように、以下、電源三相をＲＳＴ相、出力三相をＵＶＷ相とする。

上記のように構成される交流−交流直接変換装置の９つの双方向スイッチを用いて、空間ベクトル変調法により入力電流と出力電流を同時に正弦波化する手法は、例えば非特許文献１に記載されている。

交流−交流直接変換装置の基本制御方式には、大別して直接ＡＣ／ＡＣ変換に基づくもの（直接形）と、仮想の直流リンクをもつ仮想関接形変換器を考えて制御するもの（仮想間接形）がある。

非特許文献１に記載のＣｏｎｖｅｎｔｉｏｎａｌ Ｍｅｔｈｏｄ１（ＣＭ−１）の手法は、古くから用いられている仮想間接形に基づくものであり、図２に示すように仮想的なＰＷＭ整流器とインバータを考えて、それぞれ独立に制御する。制御方式としては、従来から一般的に用いられているＰＷＭインバータ制御用の空間ベクトル変調方式を適用している。図２において、半導体電力変換部３の９つの双方向スイッチＳｒｕ〜Ｓｒｗ、Ｓｓｕ〜Ｓｓｗ、Ｓｔｕ〜Ｓｔｗは、１２個の仮想スイッチＳｒｐ，Ｓｒｎ，Ｓｓｐ，Ｓｓｎ，Ｓｔｐ，Ｓｔｎ，Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎに等価的に置換される。

図３は任意１セクターにおける空間ベクトルおよびその出力時間（デューティ）を定義した例である。図中の数式で示すとおり、仮想整流器のデューティｄ_A，ｄ_Bおよび仮想インバータのデューティｄ_X，ｄ_Yは、各々を掛け合わせて合成し、交流−交流直接変換装置のデューティとスイッチングパターンを得る（非特許文献１参照）。

仮想間接形の制御手法は、従来のインバータ制御に基づくものであるので、交流−交流直接変換装置独自の制御法を必要とする直接形に比べて演算が容易である。しかしながら、スイッチングパターンに制約があり、高性能化に限界があった。一方、直接形は仮想間接形よりもスイッチングパターンに自由度があり、高調波低減などの付加機能を持たせることが可能である。これらの詳細は非特許文献１で解説されている。

また非特許文献１のＰｒｏｐｏｓｅｄ Ｍｅｔｈｏｄ２（ＰＭ−２）においては、上述した従来の仮想間接形空間ベクトル変調方式により、空間ベクトルの出力時間（デューティ）を求めた後に、直接形空間ベクトル表現におけるベクトルの幾何学的な変換によって、仮想間接形のデューティも変換する手法が記載されている。

図４は、直接形空間ベクトルの例であり、交流−交流直接変換装置の電源短絡防止、負荷電流不連続防止の条件を考慮した全２７種類のスイッチングパターンを、入力電流ベクトル、出力電圧ベクトルとして示したものである。

図４は２７種類のスイッチングパターンを、入力側および出力側で各々静止αβ座標上に展開したものであり、（ａ）は出力負荷電流位相１５度時の入力側電流の空間ベクトルを示し、（ｂ）は電源電圧位相１５度時の出力側電圧の空間ベクトルを示している。

ここで、直接形空間ベクトルの出力電圧側の１つのセクター（例えば図４（ｂ））に着目し、図５のように８種類のベクトルを再定義する。

すなわち、多相交流出力の線間電圧を２相の静止αβ軸上に展開したベクトルの状態とし、出力電圧指令値ベクトルＶｏ＊が存在するセクターの位相が遅れている単振動ベクトル軸をＸ軸、進んでいる単振動ベクトル軸をＹ軸と定義して、それぞれの軸で最大のベクトルＸ_L、Ｙ_Lと、中間のベクトルＸ_M、Ｙ_Mと、最小のベクトルＸ_S、Ｙ_Sと、相電圧の中間電圧となる零ベクトルＺと、セクター内に１つ存在する回転ベクトルＲを基本ベクトルとする。

ここで、図６のように空間を区切って入力・出力セクターを定義する。図６（ａ）の入力電流空間ベクトルの場合、入力電流指令ベクトルの位相が０度から３０度の時をセクター１とし、３０度から６０度をセクター２とする。同様に３６０度にわたって続けていくと位相によって１〜１２の１２個のセクターが定義できる。また図６（ｂ）の出力電圧指令ベクトルの場合は６０度毎に６つのセクターを定義できる。

そしてこの図６の入力電流空間ベクトルおよび出力電圧空間ベクトルのセクターから、表１のようにセクターモードを定義する。

入力セクターが１，４，５，８，９，１２のときに出力セクターが１，３，５または入力セクターが２，３，６，７，１０，１１のときに出力セクターが２，４，６ならばセクターモード1(sm1)とし、入力セクターが１，４，５，８，９，１２のときに出力セクターが２，４，６または入力セクターが２，３，６，７，１０，１１のときに出力セクターが１，３，５ならばセクターモード２(sm2)と定義する。

前記再定義した８種類の空間ベクトルについて、その位相・大きさ関係に着目すると、図７および図７の数式の関係が常に成り立つ。前述した仮想間接形空間ベクトル変調方式は１制御周期あたり５つの空間ベクトルで構成されることが知られており、この５つのベクトルを直接形空間ベクトル上で展開した場合、図５におけるＸ_L，Ｘ_M，Ｙ_L，Ｙ_M，Ｚの５種類で常に表現できる。そして図７および図７中の数式の性質を利用し、仮想間接形のベクトル５種類を、任意の所望する他の空間ベクトルパターン５種類に変換する手法が提案されている。

非特許文献１においては、出力電圧高調波の低減を最優先した５種類の空間ベクトル選択パターン（表２）を考えて、仮想間接形のパターンから表２の直接形のパターンに変換している。

表３は、仮想間接形のデューティｄ_AX，ｄ_AY，ｄ_BX，ｄ_BY，ｄ_Zを直接形のデューティｄ１からｄ５に変換した場合のテーブルである。

表３にしたがってスイッチングパターンを変換することで、演算が簡素な仮想間接形方式のデューティを用いて出力高調波を低減できる。すなわち交流−交流直接変換装置独自の複雑な演算が不要でありつつ、直接形と同様の制御効果が得られるという利点がある。
Ｙ．Ｔａｄａｎｏ，Ｓ．Ｕｒｕｓｈｉｂａｔａ，Ｍ．Ｎｏｍｕｒａ，Ｙ．Ｓａｔｏ，ａｎｄＭ．Ｉｓｈｉｄａ："Ｄｉｒｅｃｔ Ｓｐａｃｅ Ｖｅｃｔｏｒ ＰＷＭ Ｓｔｒａｔｅｇｉｅｓ ｆｏｒ Ｔｈｒｅｅ−Ｐｈａｓｅ ｔｏ Ｔｈｒｅｅ−Ｐｈａｓｅ Ｍａｔｒｉｘ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ"，ＩＥＥＥ Ｐｒｏｃ． ｏｆ ｔｈｅ ４ｔｈ Ｐｏｗｅｒ Ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ（ＰＣＣ-Ｎａｇｏｙａ／Ｊａｐａｎ），Ａｐｒｉｌ，２００７，ＬＳ４-１-３、ｐｐ．１０６４ -１０７１（２００７）

非特許文献１のＰＭ−２の手法においては、以下の制約条件が与えられている。

（１）入出力同時正弦波化
前提条件として、１制御周期あたり７個の双方向スイッチ（５種類の空間ベクトル）を用いて入出力波形を正弦波化する。

（２）線間電圧変動低減
線間電圧方向に見て、指令値との電圧差が最も大きい空間ベクトルは未選択（高調波・損失低減）とする。

（３）２相以上の同時スイッチング禁止
転流時は１相ごとに切り換えて、スイッチング回数を低減（損失低減）する。

（４）最大相⇔最小相間の転流禁止
常に中間相を介して転流することで、電圧変化を低減（高調波・損失低減）する。

（５）コモンモード電圧低減
常に中間相で構成された零ベクトルを利用する。

例えば図６で定義するところの入力セクターが１、出力セクターが１の場合について、スイッチング遷移図を描くと図８となる。尚、図８（ｂ）の破線矢印で示されるループを構成するパターン（Ｒ→Ｙ_L→Ｙ_M→Ｘ_MとＲ→Ｘ_L→Ｘ_S→Ｙ_S）は、制約条件（１）を満たすための制御自由度が不足するため、使用しない。

前記制約条件（１）〜（５）と図８に基づき、１制御周期内におけるスイッチング順序情報をもつ５種類の空間ベクトルの選択パターンが表２となっている。表中、ｖ１→ｖ２→ｖ３→ｖ４→ｖ５，もしくはｖ５→ｖ４→ｖ３→ｖ２→ｖ１の順で両者を折り返しながらスイッチングすると、１制御周期内のパターンは最適化されている（上記制約条件をすべて満たす）。

しかしながら、このパターン配置は１制御周期内に対しての最適化であり、入力電流指令値や出力電圧指令値の存在するセクターが移行する瞬間（入力電源電圧Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相の瞬時値の大中小関係が切り替わる瞬間、もしくは出力電圧Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の指令値の大中小関係が切り替わる瞬間に相当する）については必ずしも最適化されていない。

本発明は上記の問題点を解消するものでありその目的は、セクター移行過渡時のスイッチング回数を低減した交流−交流直接変換装置のスイッチングパターン切替方法を提供することにある。

上記課題を解決するための請求項１に記載の発明は、空間ベクトルによる変調で双方向スイッチをＰＷＭ制御する多相交流−交流直接変換装置のスイッチングパターン切替方法であって、多相交流出力の線間電圧を２相の静止αβ軸上に展開したベクトルの状態とし、出力電圧指令値ベクトルＶｏ＊が存在するセクターの位相が遅れている単振動ベクトル軸をＸ軸、進んでいる単振動ベクトル軸をＹ軸と定義して、それぞれの軸で最大のベクトルＸ_L、Ｙ_Lと、中間のベクトルＸ_M、Ｙ_Mと、最小のベクトルＸ_S、Ｙ_Sと、相電圧の中間電圧となる零ベクトルＺと、セクター内に１つ存在する回転ベクトルＲを基本ベクトルとし、仮想間接形の空間ベクトルを用いたスイッチングパターンを、１制御周期あたり５つの空間ベクトルが配列された直接変換形の空間ベクトルを用いたスイッチングパターンに変換し、前記変換されたスイッチングパターンのうち、第１の条件として入力波形と出力波形を同時に正弦波化することができること、第２の条件として線間電圧ベクトル方向に見て指令値との電圧差が最も大きいベクトルは選択しないこと、第３の条件として１相ごとのスイッチング遷移が可能なこと、第４の条件としてスイッチング遷移に電源の最大電圧相と最小電圧相間の直接転流がないこと、第５の条件として常に電源の中間電圧相の零ベクトルを用いること、を各々満たすスイッチングパターンを選択し、前記入、出力側空間ベクトルの空間を各々複数に区切って構成される、入力電流指令値ベクトル、出力電圧指令値ベクトルが各々存在する領域を入、出力セクターと定義し、前記入力セクター、出力セクターの状態に基づいて、スイッチング回数を低減させるためのスイッチングパターンを決定する処理を行い、該決定されたスイッチングパターンによって前記双方向スイッチをＰＷＭ制御することを特徴としている。

また請求項２に記載の発明は、請求項１において、前記スイッチングパターンを決定する処理は、前記入力セクターが移行する過渡時に、前記選択されたスイッチングパターンの一端に配置された空間ベクトルのタイミングでスイッチングパターンを更新するときは、次のＰＷＭ制御に供されるスイッチングパターンの他端に配置された空間ベクトルに移行し、前記スイッチングパターンの他端に配置された空間ベクトルのタイミングでスイッチングパターンを更新するときは、次のＰＷＭ制御に供されるスイッチングパターンの一端に配置された空間ベクトルに移行する更新時切替処理か、又は前記選択されたスイッチングパターンのいずれか一方の端部に配置された空間ベクトルから、次のＰＷＭ制御に供されるスイッチングパターンの前記と同一端部に配置された空間ベクトルに移行する通常更新処理の、いずれかスイッチング回数の少ない方の処理を行うことを特徴としている。

また請求項３に記載の発明は、前記請求項２において、前記スイッチングパターンを決定する処理は、入力セクターが移行する過渡時に、スイッチングパターンを更新することによりスイッチング回数が２回となるモード時は、移行前のセクター状態を維持しながら、更新前のスイッチングパターンを折り返してＰＷＭ制御し、その後前記セクター維持を解除し、スイッチングを伴わない、次のＰＷＭ制御に供されるスイッチングパターンの端部に配置された空間ベクトルに移行する１制御周期遅延処理を行うことを特徴としている。

また請求項４に記載の発明は、請求項１において、前記スイッチングパターンを決定する処理は、出力セクターが１つ移行する過渡時に、前記請求項３に記載の１制御周期遅延処理を行うことを特徴としている。

また請求項５に記載の発明は、請求項４において、前記スイッチングパターンを決定する処理は、出力セクターが２つ以上移行する過渡時には、前記請求項２に記載の通常更新処理を行うことを特徴としている。
また請求項６に記載の発明は、請求項１において、１制御周期あたり５つの空間ベクトルが配列され、前記第２の条件および第５の条件を満たさない、制約条件を一部解除した第１のスイッチングパターンを生成しておき、前記スイッチングパターンを決定する処理は、出力セクターが２つ以上移行する過渡時に、１制御周期のみ、前記制約条件を一部解除した第１のスイッチングパターンを選択することを特徴としている。

また請求項７に記載の発明は、請求項１において、前記スイッチングパターンを決定する処理は、出力セクターが移行し、且つ入力セクターが奇数セクターから偶数セクターに移行する過渡時に、前記請求項２に記載の更新時切替処理を行い、出力セクターが移行し、且つ入力セクターが偶数セクターから奇数セクターに移行する過渡時に、前記請求項２に記載の通常更新処理を行うことを特徴としている。

また請求項８に記載の発明は、請求項１において、１制御周期あたり５つの空間ベクトルが配列され、前記第５の条件を満たさない、制約条件を一部解除した第２のスイッチングパターンを生成しておき、前記スイッチングパターンを決定する処理は、入力セクターおよび出力セクターが移行する過渡時に、１制御周期のみ、前記制約条件を一部解除した第２のスイッチングパターンを選択することを特徴としている。

（１）請求項１〜８に記載の発明によれば、仮想間接形の空間ベクトルを用いたスイッチングパターンから変換され、５つの空間ベクトルの組み合わせから成る直接変換形の空間ベクトルを用いたスイッチングパターンによりＰＷＭ制御される交流−交流直接変換装置において、入力セクターが移行する過渡時（入力電流指令値ベクトルが存在するセクターが移行する瞬間、すなわち入力電源電圧Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相の瞬時値の大中小関係が切り替わる瞬間）や、出力セクターが移行する過渡時（出力電圧指令値ベクトルが存在するセクターが移行する瞬間、すなわち出力電圧Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の指令値の大中小関係が切り替わる瞬間）に、スイッチング回数を低減することができる。これによってスイッチング損失を低減することができる。
（２）また請求項２に記載の発明によれば、入力セクターが移行する過渡時に、スイッチング回数が３回となる移行パターンを完全になくすことができ、スイッチング回数を低減することができるとともに、３相同時スイッチングによる電流・電圧の脈動成分を低減することができる。
（３）また請求項３に記載の発明によれば、請求項２の効果に加え、さらにスイッチング回数を低減、すなわち１回以下にすることができる。
（４）また請求項４に記載の発明によれば、１制御周期遅延処理を行うことにより、出力セクターが移行する過渡時に、スイッチング回数ゼロ回で移行することができる。
（５）また請求項５に記載の発明によれば、急激な負荷変動やトルク指令／速度指令値のステップ変化などにより出力電圧指令値ベクトルが急変し、過渡的に出力セクターが２つ以上変化する場合に、前記１制御周期遅延処理を行わないので、当該急変時の過渡応答を優先することができ、且つ出力セクターが１つ変化する場合のスイッチング回数を低減することができる。
（６）また請求項６に記載の発明によれば、出力セクターが２つ以上移行する過渡時に、スイッチング回数を１回以下にすることができるとともに、出力応答性を悪化させることがない。
（７）また請求項７に記載の発明によれば、入力セクターと出力セクターが同時に移行する過渡時に、スイッチング回数が３回となる移行パターンを完全になくすことができ、スイッチング回数を低減することができるとともに、３相同時スイッチングによる電流・電圧の脈動成分を低減することができる。
（８）また請求項８に記載の発明によれば、入力セクターと出力セクターが同時に移行する過渡時に、スイッチング回数を１回以下に低減することができる。

以下、交流−交流直接変換装置は、前記双方向スイッチをＰＷＭ制御するマトリックスコンバータとして、図面を参照しながら本発明の実施の形態を説明するが、本発明は下記の実施形態例に限定されるものではない。

本発明では、前記図６のように定義される入力セクター、出力セクターと、それらの組み合わせから定義した表１のセクターモードとに基づいて、セクター移行過渡時のスイッチング回数を低減させるためのスイッチングパターンを決定し、スイッチングパターンの配列順序を切り替えるように構成した。

（実施例１）
前記表２において、スイッチングパターンとデューティの更新タイミングとしては、ｖ１（スイッチングパターンの一端に配置されたベクトル）もしくはｖ５（スイッチングパターンの他端に配置されたベクトル）のタイミングである。すなわち、通常の折り返しスイッチング順序では、例えばセレクションパターン１のベクトルｖ１→ｖ２→ｖ３→ｖ４→ｖ５→（ｖ５更新）→セレクションパターン２のベクトルｖ５→ｖ４→ｖ３→ｖ２→ｖ１→（ｖ１更新）→セレクションパターン３のベクトルｖ１→ｖ２→ｖ３→ｖ４→ｖ５→…といった順序と更新タイミングでスイッチングパターンを遷移している（通常更新処理）。

なお、セレクションパターンに関わらず、セクターモードｓｍ１のときはｖ１＝Ｘｓ、ｖ５＝Ｙ_M、セクターモードｓｍ２のときはｖ１＝Ｙｓ、ｖ５＝Ｘ_Mとなる。

ここで、例えば入力セクターが１→２に変化、出力セクターが１の場合を考える。入力セクター１、出力セクター１のときはｓｍ１なので，ｖ１＝Ｘｓ（ＳＴＴ）、ｖ５＝Ｙ_M（ＲＲＳ）となる。一方入力セクターが２に変化すると、入力セクター２、出力セクター１でｓｍ２となるので，ｖ１＝Ｙｓ（ＲＲＳ）、ｖ５＝Ｘ_M（ＳＴＴ）となる。

このようなセクターが移行する過渡状態において通常の折り返しスイッチングで更新を行う（通常更新処理）と、ｖ１更新時ではＳＴＴ→ＲＲＳ，ｖ５更新時ではＲＲＳ→ＳＴＴとなり、３相全相が同時にスイッチングしてしまうことが分かる。そこでこの事例でセクター移行する瞬間に、…→ｖ２→ｖ１→更新→次のセレクションパターンのｖ５→ｖ４→…あるいは、…→ｖ４→ｖ５→更新→次のセレクションパターンのｖ１→ｖ２→…と処理を変更する（更新時切替処理）ことで、全相が同時にスイッチングしないモードでセクター移行することが可能となる。

入力セクターが移行する他の事例も同様に、スイッチング回数をなるべく低減できる最適な移行パターンを考慮すると表４のように、セクターモードの移行に着目した分類方法で実現できる。

すなわちｖ１更新時と、ｖ５更新時でかつセクターモードが変化するときは更新時切替処理を行い、ｖ５更新時で且つセクターモードが変化しないときは通常更新処理を行う。尚、表４および以下の表６〜表９中の()内は遷移時に伴うスイッチング回数を示している。

本実施例によれば、入力セクターが移行する過渡時について、同時に３回スイッチングする状態を禁止することができる。

（実施例２）
実施例１の表４に従って入力セクターの移行を行えば、スイッチング回数を２回以下に低減できるが、さらにスイッチング回数を１回以下に抑えたい場合、セクターモードが変化せずに入力セクターが変化しつつｖ１で更新するモード（ｓｍ１→ｓｍ１のｖ１更新、およびｓｍ２→ｓｍ２のｖ１更新）を禁止する必要がある。

そこで本実施例では、表５のように、上記のスイッチング回数２回となるセクター移行を禁止し、ＰＷＭ制御の１周期の間はセクター情報を前回値にラッチして、次の更新タイミングで実際にセクター移行する処理（１制御周期遅延処理）を行う。

すなわち、表５の×印の付いている箇所が、スイッチング回数２回となる上述のモードであるので、このときはセクター移行せずに、１つ前のセクター状態を維持しながら通常の折り返しパターンｖ１→ｖ１を行う（表２の同一段セレクションパターンのｖ１→ｖ１に移行する）。そして例えば表２の同一段のｖ１→ｖ２→ｖ３→ｖ４→ｖ５をスイッチングし、１制御周期の時間だけ遅れて発生するｖ５→ｖ５のタイミングでセクター情報のラッチを解除し、スイッチング回数１回で移行できるｖ５更新パターンにおいて移行を完了する。

本実施例によれば、スイッチング２回となる移行パターンを禁止し、常に１回以下に低下できる。

（実施例３）
実施例１，２は入力セクターの移行時に着目していたが、本実施例では出力セクターの移行パターンに着目する。正転方向（Ｕ→Ｖ→Ｗ）、逆転方向（Ｕ→Ｗ→Ｖ）のいずれでも、表１の定義により、出力セクターが１つ移行するとセクターモードも変化する。

例えば、入力セクターが１で、出力セクターが１のとき、ｖ１＝Ｘｓ（ＳＴＴ）、ｖ５＝Ｙ_M（ＲＲＳ）となる。これが入力セクター１、出力セクター２に変化した場合、ｖ１＝Ｙｓ（ＴＳＴ）、ｖ５＝Ｘ_M（ＲＲＳ）となるので、ｖ１更新時はｖ１→ｖ１（ＳＴＴ→ＴＳＴ：２回）、ｖ５更新時はｖ５→ｖ５（ＲＲＳ→ＲＲＳ：０回）として、従来通りに通常の折り返しスイッチング（通常更新処理）を行えば良い。

しかし、実施例２と同様に常に１回以下でセクター移行したい場合は、スイッチング２回となる移行を禁止して、ＰＷＭの１制御周期の間、セクター情報をラッチして、次の更新タイミングで移行（１制御周期遅延処理）すればよい。このラッチを考慮した移行パターンを表６に示す。

すなわち表６の×印の付いている箇所がスイッチング回数２回となる上述のモードであるので、このときに前記１制御周期遅延処理を実施する。

（実施例４）
入力セクターに変化がなく、出力セクターが１つ飛んで２つ移行するときは表１のようにセクターモードに変化がない。通常、セクターは１つずつ変化するが、出力側に関しては過渡応答時にセクターが２個以上飛ぶことも予想される。その場合、実施例３の表６で定義した移行モード以外も発生し得る。

例えば、入力セクターが１で、出力セクターが１→３に変化する場合を考える。セクターモードには変化がなく、ｓｍ１→ｓｍ１である。まず、変化前の入力セクター１＆出力セクター１の場合、ｖ１＝Ｘｓ（ＳＴＴ）、ｖ５＝Ｙ_M（ＲＲＳ）となる。セクター変化後は、入力セクター１＆出力セクター３で、ｖ１＝Ｘｓ（ＴＳＴ）、ｖ５＝Ｙ_M（ＳＲＲ）となる。ｖ１更新時はｖ１→ｖ１、ｖ５更新時はｖ５→ｖ５といったように、通常の折り返しスイッチング（通常更新処理）を行えば、結果としてスイッチング２回で最少化される（２回以下にはできない）。つまり、出力セクターが２個以上飛ぶ場合も考慮して、出力セクター移行パターンは表７のように定義される。結局のところ、従来通りの折り返しパターンを行っていることに過ぎない。

ただし、表７では、実施例３のラッチ処理（１制御周期遅延処理）は用いていない。そこで、本実施例では、セクターが２つ以上飛ぶような応答性を要求される状態かどうかを出力指令値のセクター変化から判別し、１つずつ移行するときは表８（ａ）を用い、２つ以上一度に移行する場合は表８（ｂ）を用いるように切り換える。

すなわち、表８（ａ）は出力セクターが１つ変化する、過渡応答性を要求されない場合であり、実施例３の表６と同様に、×印の付いているスイッチング回数２回となるモードにおいて前記１制御周期遅延処理を行い、これによってスイッチング回数低減（２回→０回）を図る。

また表８（ｂ）は出力セクターが２つ以上変化し、過渡応答性を要求される場合であり、この場合は前記１制御周期遅延処理は行わず、通常更新処理（ｖ１→ｖ１、またはｖ５→ｖ５）を行い、過渡応答性を優先させる。

（実施例５）
実施例５では、出力セクターが２つ以上変化するときに２回のスイッチングを伴い、一時的ではあるが前記制約条件（３）を満たすことができない。これは負荷急変状態のみで発生するモードであるため、通常運転では問題にならない。しかし、負荷急変時にも制約条件（３）を満たしたい場合は、代わりに制約条件（２）の線間電圧変動低減と制約条件（５）のコモンモード電圧低減を一時的に犠牲にすることで実現することが可能である。

例として、入力セクター１＆出力セクター１の時を考える。この場合において、制約条件（１）〜（５）を満たすためのスイッチング遷移図は、図８に示したとおりである。

ここで、零ベクトルＺに着目する。制約条件（５）を満たすためには、このときの入力電源電圧の中間相であるＳ相を用いた零ベクトル「ＳＳＳ」を用いて負荷中性点電位（コモンモード電圧）を低減する必要がある。コモンモード電圧は、高周波なＰＷＭの影響によってモータ巻線とフレーム間に電流が流れ、ベアリング等の損傷を早める。そこで、その悪影響を低減するために、中性点との電位差が小さい電源中間相を用いていた。

一方で、実施例４では、出力セクターが２つ以上変化する場合にスイッチング回数を２回未満にすることができない。そこで、上記の零ベクトル「ＳＳＳ」の制約条件（５）を一時的に解除して「ＲＲＲ」や「ＴＴＴ」の零ベクトルを用いる。さらに、低電圧領域と高電圧領域の区別をしないで、制約条件（２）を一時的に解除する。

このように制約条件（２）、（５）を満たさないスイッチングパターン（制約条件を一部解除した第１のスイッチングパターン）を図９のように定義する。図９において（ａ）は零ベクトルとして「ＴＴＴ」を用いた場合、（ｂ）は「ＲＲＲ」を用いた場合のスイッチング遷移図である。制約条件（２）がないため、全電圧領域で共通である。また図８と同様に、矢印で示すループを構成するパターンは大前提の必須条件である制約条件（１）を満たすために使用しない。

図１０は、上記をまとめてわかりやすく表した遷移図である。これらの遷移図から、「ＲＲＲ」、「ＴＴＴ」を用いると５ベクトル選択パターンが増えて、以下の１２通りとなる。

（１）ＳＴＴ→ＲＴＴ→ＲＳＴ→ＲＲＴ→ＲＲＳ
（２）ＳＴＴ→ＲＴＴ→ＲＳＴ→ＲＳＳ→ＲＲＳ
（３）ＳＴＴ→ＳＳＴ→ＲＳＴ→ＲＲＴ→ＲＲＳ
（４）ＳＴＴ→ＳＳＴ→ＲＳＴ→ＲＳＳ→ＲＲＳ
（５）ＴＴＴ→ＳＴＴ→ＲＴＴ→ＲＳＴ→ＲＲＴ
（６）ＴＴＴ→ＳＴＴ→ＲＴＴ→ＲＳＴ→ＲＳＳ
（７）ＴＴＴ→ＳＴＴ→ＳＳＴ→ＲＳＴ→ＲＲＴ
（８）ＴＴＴ→ＳＴＴ→ＳＳＴ→ＲＳＴ→ＲＳＳ
（９）ＲＲＲ→ＲＲＳ→ＲＲＴ→ＲＳＴ→ＲＴＴ
（１０）ＲＲＲ→ＲＲＳ→ＲＲＴ→ＲＳＴ→ＳＳＴ
（１１）ＲＲＲ→ＲＲＳ→ＲＳＳ→ＲＳＴ→ＲＴＴ
（１２）ＲＲＲ→ＲＲＳ→ＲＳＳ→ＲＳＴ→ＳＳＴ
上記のうち、（１）から（４）は元々存在する移行パターンである。（５）から（８）は、ＴＴＴによるパターン、（９）から（１２）はＲＲＲによるパターンである。つまり、（５）から（１２）が増えている。ｖ１とｖ５の組み合わせとしては、（１）から（４）は「ｖ１＝Ｘｓ，ｖ５＝Ｙ_M」、（５）から（８）は「ｖ１＝Ｚ（ＴＴＴ）、ｖ５＝Ｘ_M」もしくは「ｖ１＝Ｚ（ＴＴＴ）、ｖ５＝Ｙ_L」、（９）から（１２）は「ｖ１＝Ｚ（ＲＲＲ）、ｖ５＝Ｘ_L」もしくは「ｖ１＝Ｚ（ＲＲＲ）、ｖ５＝Ｙ_S」となる。以後、この関係に着目する。

次に、出力セクターが２つ以上変化する例として、入力セクター１＆出力セクター１→３に変化した場合を例に挙げる。このときのｖ１とｖ５の関係は上記と同じであるので、その組み合わせを展開すると、それぞれ以下の５種類となる。

入力セクター１＆出力セクター１のとき
「ｖ１＝ＳＴＴ、ｖ５＝ＲＲＳ」（通常モード）
「ｖ１＝ＴＴＴ、ｖ５＝ＲＳＳ」（セクター２つ以上変化モード）
「ｖ１＝ＴＴＴ、ｖ５＝ＲＲＴ」（セクター２つ以上変化モード）
「ｖ１＝ＲＲＲ、ｖ５＝ＲＴＴ」（セクター２つ以上変化モード）
「ｖ１＝ＲＲＲ、ｖ５＝ＳＳＴ」（セクター２つ以上変化モード）
入力セクター１＆出力セクター３のとき
「ｖ１＝ＴＳＴ、ｖ５＝ＳＲＲ」（通常モード）
「ｖ１＝ＴＴＴ、ｖ５＝ＳＲＳ」（セクター２つ以上変化モード）
「ｖ１＝ＴＴＴ、ｖ５＝ＴＲＲ」（セクター２つ以上変化モード）
「ｖ１＝ＲＲＲ、ｖ５＝ＴＲＴ」（セクター２つ以上変化モード）
「ｖ１＝ＲＲＲ、ｖ５＝ＴＳＳ」（セクター２つ以上変化モード）
上記を参考に、「通常モード」から「セクター２つ以上変化モード」に切り替えて、その際のスイッチング回数を１回以下に低減する。例えば出力セクター１→３に切り替わった場合、
「ｖ１＝ＳＴＴ、ｖ５＝ＲＲＳ」（通常モード）→「ｖ１＝ＴＴＴ、ｖ５＝ＳＲＳ」（セクター２つ以上変化モード：制約条件を一部解除した第１のスイッチングパターン）
とすることで、ｖ１更新、ｖ５更新時ともに１回のスイッチングで移行することができる。

実施例４の通常モードで移行した場合は、
「ｖ１＝ＳＴＴ、ｖ５＝ＲＲＳ」（通常モード）→「ｖ１＝ＴＳＴ、ｖ５＝ＳＲＲ」（通常モード）
となって、ｖ１更新、ｖ５更新時ともに２回のスイッチングとなってしまうので、上記のように「セクター２つ以上変化モード：制約条件を一部解除した第１のスイッチングパターン」を用いた方が良い。ただし、この瞬時においては入力の中間相でない零ベクトルを用いることになるので、コモンモード電圧値としては瞬間的に大きくなる。

また、「セクター２つ以上変化モード」は、移行時の１制御周期分だけ適用するため、移行後の次の制御周期では通常モードに戻す。すなわち、上記の例であれば、
「ｖ１＝ＴＴＴ、ｖ５＝ＳＲＳ」（セクター２つ以上変化モード）→「ｖ１＝ＴＳＴ、ｖ５＝ＳＲＲ」（通常モード）
といった形に戻す。戻す際もスイッチング回数は１回以下で実現できる。

本実施例によれば、コモンモード電圧の制約条件（５）と電圧領域の制約条件（２）を、出力セクターが２つ以上移行する過渡の１制御周期の間だけ一時的に解除することにより、制約条件（３）の同時スイッチングを常に防止することができる。また、ラッチ処理（１制御周期遅延処理）等も用いていないため、出力応答性を悪化させることもない。

（実施例６）
運転状態によっては、入出力のセクターが同時に変化する場合も想定される。ここで、例として入力セクター１＆出力セクター１の状態から入力セクター２＆出力セクター２〜６のいずれかに移行する場合を考える。

入力セクター１＆出力セクター１のとき（ｓｍ１）
「ｖ１＝ＳＴＴ、ｖ５＝ＲＲＳ」
である。この状態から、
入力セクター２＆出力セクター２に移行するときは（ｓｍ１）
「ｖ１＝ＲＲＳ、ｖ５＝ＴＳＴ」なので、移行パターンはｖ１→ｖ５、ｖ５→ｖ１（更新時切替処理）とする。

入力セクター２＆出力セクター３に移行するときは（ｓｍ２）
「ｖ１＝ＳＲＲ、ｖ５＝ＴＳＴ」なので、移行パターンはｖ１→ｖ５、ｖ５→ｖ１（更新時切替処理）とする。

入力セクター２＆出力セクター４に移行するときは（ｓｍ１）
「ｖ１＝ＳＲＲ、ｖ５＝ＴＴＳ」なので、移行パターンはｖ１→ｖ５、ｖ５→ｖ１（更新時切替処理）とする。

入力セクター２＆出力セクター５に移行するときは（ｓｍ２）
「ｖ１＝ＲＳＲ、ｖ５＝ＴＴＳ」なので、移行パターンはｖ１→ｖ５、ｖ５→ｖ１（更新時切替処理）とする。

入力セクター２＆出力セクター６に移行するときは（ｓｍ１）
「ｖ１＝ＲＳＲ、ｖ５＝ＳＴＴ」なので、移行パターンはｖ１→ｖ５、ｖ５→ｖ１（更新時切替処理）とする。

以上をまとめると、表９のようになる。

表９において、出力セクターが移行し、且つ入力セクターが奇数セクターから偶数セクターに移行する過渡時には、更新時切替処理を行い、出力セクターが移行し、且つ入力セクターが偶数セクターから奇数セクターに移行する過渡時には、通常更新処理を行うものである。

本実施例では、入力と出力のセクターが同時に移行する場合において、表９にしたがってスイッチング回数０回もしくは２回で移行することができる。

（実施例７）
入出力セクターが同時に変化する場合について、実施例５と実施例６の効果を組み合わせることも可能である。以下、一例として入力セクター１＆出力セクター１→入力セクター２＆出力セクター３に変化する場合を考える。中間相はどちらの場合もＳ相であるので、通常モードでは零ベクトルＳＳＳを用いる。一方、「入出力同時変化モード」として制約条件（５）を解除した零ベクトルＲＲＲとＴＴＴを含むパターン（制約条件を一部解除した第２のスイッチングパターン）を考え、そのときのスイッチングパターンｖ１とｖ５について以下にまとめる。

入力セクター１＆出力セクター１のとき
「ｖ１＝ＳＴＴ、ｖ５＝ＲＲＳ」（通常モード）
「ｖ１＝ＴＴＴ、ｖ５＝ＲＳＳ」（入出力同時変化モード）
「ｖ１＝ＴＴＴ、ｖ５＝ＲＲＴ」（入出力同時変化モード）
「ｖ１＝ＲＲＲ、ｖ５＝ＲＴＴ」（入出力同時変化モード）
「ｖ１＝ＲＲＲ、ｖ５＝ＳＳＴ」（入出力同時変化モード）
入力セクター２＆出力セクター３のとき
「ｖ１＝ＳＲＲ、ｖ５＝ＴＳＴ」（通常モード）
「ｖ１＝ＴＴＴ、ｖ５＝ＳＲＳ」（入出力同時変化モード）
「ｖ１＝ＴＴＴ、ｖ５＝ＴＲＲ」（入出力同時変化モード）
「ｖ１＝ＲＲＲ、ｖ５＝ＴＲＴ」（入出力同時変化モード）
「ｖ１＝ＲＲＲ、ｖ５＝ＴＳＳ」（入出力同時変化モード）
通常モードでの移行時は、
「ｖ１＝ＳＴＴ、ｖ５＝ＲＲＳ」（通常モード）→「ｖ１＝ＳＲＲ、ｖ５＝ＴＳＴ」（通常モード）
となるので、ｖ１更新、ｖ５更新時にどのような移行モードをとってもスイッチング回数は２回伴う。

一方、通常モードから入出力同時変化モード（制約条件を一部解除した第２のスイッチングパターン）で切り替えた場合、
「ｖ１＝ＳＴＴ、ｖ５＝ＲＲＳ」（通常モード）→「ｖ１＝ＴＴＴ、ｖ５＝ＳＲＳ」（入出力同時変化モード）
を使用すると、ｖ１→ｖ１、ｖ５→ｖ５でスイッチング回数を１回に低減できる。

上述のとおり、実施例５の手法を入出力同時変化時についても適用することができる。ただし、コモンモード電圧については、制約条件（５）を解除しているので、１制御周期の瞬時において電圧値が高くなることを許容する必要がある。

本発明が適用される交流−交流直接変換装置の基本構成図。 仮想ＤＣリンク方式の交流−交流直接変換装置の等価回路図。 入力電流指令ベクトル図及び出力電圧指令ベクトル図。 空間ベクトルを表し、（ａ）は入力側空間ベクトル図、（ｂ）は出力側空間ベクトル図。 １つの出力セクターにおける空間ベクトルの状態図。 空間ベクトルの入力側セクターと出力側セクターの定義例の説明図。 出力セクターにおける空間ベクトルの説明図。 本発明の実施形態例における制約条件を満たすスイッチングパターンのスイッチング遷移図。 本発明の実施形態例における制約条件（２）、（５）を解除した第１のスイッチングパターンのスイッチング遷移図。 本発明の実施例５の方法によるスイッチングの遷移図。

符号の説明

１…三相交流電源、２…入力フィルタ部、３…半導体電力変換部、４…負荷。

Claims (8)

1. 空間ベクトルによる変調で双方向スイッチをＰＷＭ制御する多相交流−交流直接変換装置のスイッチングパターン切替方法であって、
   多相交流出力の線間電圧を２相の静止αβ軸上に展開したベクトルの状態とし、出力電圧指令値ベクトルＶｏ＊が存在するセクターの位相が遅れている単振動ベクトル軸をＸ軸、進んでいる単振動ベクトル軸をＹ軸と定義して、それぞれの軸で最大のベクトルＸ_L、Ｙ_Lと、中間のベクトルＸ_M、Ｙ_Mと、最小のベクトルＸ_S、Ｙ_Sと、相電圧の中間電圧となる零ベクトルＺと、セクター内に１つ存在する回転ベクトルＲを基本ベクトルとし、
   仮想間接形の空間ベクトルを用いたスイッチングパターンを、１制御周期あたり５つの空間ベクトルが配列された直接変換形の空間ベクトルを用いたスイッチングパターンに変換し、
   前記変換されたスイッチングパターンのうち、第１の条件として入力波形と出力波形を同時に正弦波化することができること、第２の条件として線間電圧ベクトル方向に見て指令値との電圧差が最も大きいベクトルは選択しないこと、第３の条件として１相ごとのスイッチング遷移が可能なこと、第４の条件としてスイッチング遷移に電源の最大電圧相と最小電圧相間の直接転流がないこと、第５の条件として常に電源の中間電圧相の零ベクトルを用いること、を各々満たすスイッチングパターンを選択し、
   前記入、出力側空間ベクトルの空間を各々複数に区切って構成される、入力電流指令値ベクトル、出力電圧指令値ベクトルが各々存在する領域を入、出力セクターと定義し、前記入力セクター、出力セクターの状態に基づいて、スイッチング回数を低減させるためのスイッチングパターンを決定する処理を行い、該決定されたスイッチングパターンによって前記双方向スイッチをＰＷＭ制御することを特徴とする交流−交流直接変換装置のスイッチングパターン切替方法。
2. 前記スイッチングパターンを決定する処理は、
   前記入力セクターが移行する過渡時に、前記選択されたスイッチングパターンの一端に配置された空間ベクトルのタイミングでスイッチングパターンを更新するときは、次のＰＷＭ制御に供されるスイッチングパターンの他端に配置された空間ベクトルに移行し、前記スイッチングパターンの他端に配置された空間ベクトルのタイミングでスイッチングパターンを更新するときは、次のＰＷＭ制御に供されるスイッチングパターンの一端に配置された空間ベクトルに移行する更新時切替処理か、又は前記選択されたスイッチングパターンのいずれか一方の端部に配置された空間ベクトルから、次のＰＷＭ制御に供されるスイッチングパターンの前記と同一端部に配置された空間ベクトルに移行する通常更新処理の、いずれかスイッチング回数の少ない方の処理を行う
   ことを特徴とする請求項１に記載の交流−交流直接変換装置のスイッチングパターン切替方法。
3. 前記スイッチングパターンを決定する処理は、
   入力セクターが移行する過渡時に、スイッチングパターンを更新することによりスイッチング回数が２回となるモード時は、移行前のセクター状態を維持しながら、更新前のスイッチングパターンを折り返してＰＷＭ制御し、その後前記セクター維持を解除し、スイッチングを伴わない、次のＰＷＭ制御に供されるスイッチングパターンの端部に配置された空間ベクトルに移行する１制御周期遅延処理を行うことを特徴とする請求項２に記載の交流−交流直接変換装置のスイッチングパターン切替方法。
4. 前記スイッチングパターンを決定する処理は、
   出力セクターが１つ移行する過渡時に、前記請求項３に記載の１制御周期遅延処理を行うことを特徴とする請求項１に記載の交流−交流直接変換装置のスイッチングパターン切替方法。
5. 前記スイッチングパターンを決定する処理は、
   出力セクターが２つ以上移行する過渡時には、前記請求項２に記載の通常更新処理を行うことを特徴とする請求項４に記載の交流−交流直接変換装置のスイッチングパターン切替方法。
6. １制御周期あたり５つの空間ベクトルが配列され、前記第２の条件および第５の条件を満たさない、制約条件を一部解除した第１のスイッチングパターンを生成しておき、
   前記スイッチングパターンを決定する処理は、
   出力セクターが２つ以上移行する過渡時に、１制御周期のみ、前記制約条件を一部解除した第１のスイッチングパターンを選択することを特徴とする請求項１に記載の交流−交流直接変換装置のスイッチングパターン切替方法。
7. 前記スイッチングパターンを決定する処理は、
   出力セクターが移行し、且つ入力セクターが奇数セクターから偶数セクターに移行する過渡時に、前記請求項２に記載の更新時切替処理を行い、出力セクターが移行し、且つ入力セクターが偶数セクターから奇数セクターに移行する過渡時に、前記請求項２に記載の通常更新処理を行うことを特徴とする請求項１に記載の交流−交流直接変換装置のスイッチングパターン切替方法。
8. １制御周期あたり５つの空間ベクトルが配列され、前記第５の条件を満たさない、制約条件を一部解除した第２のスイッチングパターンを生成しておき、
   前記スイッチングパターンを決定する処理は、
   入力セクターおよび出力セクターが移行する過渡時に、１制御周期のみ、前記制約条件を一部解除した第２のスイッチングパターンを選択することを特徴とする請求項１に記載の交流−交流直接変換装置のスイッチングパターン切替方法。

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