JP2003319662A - マルチレベルインバータの制御方法 - Google Patents
マルチレベルインバータの制御方法Info
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- JP2003319662A JP2003319662A JP2002114757A JP2002114757A JP2003319662A JP 2003319662 A JP2003319662 A JP 2003319662A JP 2002114757 A JP2002114757 A JP 2002114757A JP 2002114757 A JP2002114757 A JP 2002114757A JP 2003319662 A JP2003319662 A JP 2003319662A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 複数パルスによるＰＷＭ運転モードと１パル
ス運転モードとの切替を円滑に行わせてインバータ出力
電圧の不連続状態を解消し、出力電流の急変や負荷のト
ルクリプルの発生を防止する。 【解決手段】一相当たりの出力電圧レベルがＮ（Ｎは３
以上の自然数）個存在するマルチレベルインバータの制
御方法に関する。異なる直流レベルをもつ（Ｎ−１）個
のしきい値をそれぞれ重畳させた（Ｎ−１）個の搬送波
を作成し、これらの搬送波とインバータの出力電圧指令
とをそれぞれ比較してＰＷＭパルスを作成する。ＰＷＭ
運転モードから１パルス運転モードへの移行時には、イ
ンバータの出力周波数等の増加につれて搬送波振幅また
は搬送波周波数を徐々に小さくし、１パルス運転モード
へ円滑に移行させる。
ス運転モードとの切替を円滑に行わせてインバータ出力
電圧の不連続状態を解消し、出力電流の急変や負荷のト
ルクリプルの発生を防止する。 【解決手段】一相当たりの出力電圧レベルがＮ（Ｎは３
以上の自然数）個存在するマルチレベルインバータの制
御方法に関する。異なる直流レベルをもつ（Ｎ−１）個
のしきい値をそれぞれ重畳させた（Ｎ−１）個の搬送波
を作成し、これらの搬送波とインバータの出力電圧指令
とをそれぞれ比較してＰＷＭパルスを作成する。ＰＷＭ
運転モードから１パルス運転モードへの移行時には、イ
ンバータの出力周波数等の増加につれて搬送波振幅また
は搬送波周波数を徐々に小さくし、１パルス運転モード
へ円滑に移行させる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、インバータの出力
電圧レベルが一相当たりＮ（Ｎは３以上の自然数）個存
在するマルチレベルインバータの制御方法に関し、特
に、インバータの出力周波数が高い状態において、ＰＷ
Ｍ制御されている運転モード（以下、必要に応じてＰＷ
Ｍ運転モードという）から１パルス運転モード（インバ
ータ出力周波数とスイッチング素子の最大スイッチング
周波数とが同一である運転モード）への移行時、または
その逆方向への移行時におけるスイッチングパターンの
決定方法に特徴を有するマルチレベルインバータの制御
方法に関する。
電圧レベルが一相当たりＮ（Ｎは３以上の自然数）個存
在するマルチレベルインバータの制御方法に関し、特
に、インバータの出力周波数が高い状態において、ＰＷ
Ｍ制御されている運転モード（以下、必要に応じてＰＷ
Ｍ運転モードという）から１パルス運転モード（インバ
ータ出力周波数とスイッチング素子の最大スイッチング
周波数とが同一である運転モード）への移行時、または
その逆方向への移行時におけるスイッチングパターンの
決定方法に特徴を有するマルチレベルインバータの制御
方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】ここではマルチレベルインバータの例と
して、一相当たりの出力電圧レベルが９である９レベル
インバータについて説明する。図５は、９レベルインバ
ータの構成例を示している。図において、１００は三相
配電系統からＲ，Ｓ，Ｔ相の各相につき４組の三相交流
電圧を出力する入力トランス、２０１Ｒ，２０２Ｒは、
入力トランス１００のＲ相の４組の三相交流電圧のうち
それぞれ２組の三相交流電圧が入力され、整流器直列回
路と、コンデンサ直列回路と、２つの単相３レベルイン
バータセルの直列回路とからなるＲ相インバータユニッ
トである。同様にして、２０１Ｓ，２０２ＳはＳ相イン
バータユニット、２０１Ｔ，２０２ＴはＴ相インバータ
ユニットであり、前段の各ユニット２０１Ｒ，２０１
Ｓ，２０１Ｔの各相出力端子は一括接続されて出力端中
性点となり、後段の各ユニット２０２Ｒ，２０２Ｓ，２
０２Ｔの各相出力端子はそれぞれＲ相、Ｓ相、Ｔ相の出
力端子として負荷としての三相電動機３００に接続され
ている。
して、一相当たりの出力電圧レベルが９である９レベル
インバータについて説明する。図５は、９レベルインバ
ータの構成例を示している。図において、１００は三相
配電系統からＲ，Ｓ，Ｔ相の各相につき４組の三相交流
電圧を出力する入力トランス、２０１Ｒ，２０２Ｒは、
入力トランス１００のＲ相の４組の三相交流電圧のうち
それぞれ２組の三相交流電圧が入力され、整流器直列回
路と、コンデンサ直列回路と、２つの単相３レベルイン
バータセルの直列回路とからなるＲ相インバータユニッ
トである。同様にして、２０１Ｓ，２０２ＳはＳ相イン
バータユニット、２０１Ｔ，２０２ＴはＴ相インバータ
ユニットであり、前段の各ユニット２０１Ｒ，２０１
Ｓ，２０１Ｔの各相出力端子は一括接続されて出力端中
性点となり、後段の各ユニット２０２Ｒ，２０２Ｓ，２
０２Ｔの各相出力端子はそれぞれＲ相、Ｓ相、Ｔ相の出
力端子として負荷としての三相電動機３００に接続され
ている。
【０００３】図６（１）は、図５の９レベルインバータ
におけるＰＷＭパルスの演算に用いる搬送波とＲ相電圧
指令（変調率指令（振幅指令）をλ＊とする）との関係
を示し、図６（２），（３），（４）はＲ相電圧、Ｓ相
電圧、Ｒ−Ｓ相線間電圧ＶＲ Ｓをそれぞれ示している。
９レベルインバータでは、各相出力電圧が９レベルをと
り、Ｒ相電圧、Ｓ相電圧、Ｒ−Ｓ相線間電圧ＶＲＳにお
ける階段状の電圧波形の１ステップは、図５における各
インバータユニットの直流リンク電圧をＥｄとすれば、
Ｅｄ／２となる。
におけるＰＷＭパルスの演算に用いる搬送波とＲ相電圧
指令（変調率指令（振幅指令）をλ＊とする）との関係
を示し、図６（２），（３），（４）はＲ相電圧、Ｓ相
電圧、Ｒ−Ｓ相線間電圧ＶＲ Ｓをそれぞれ示している。
９レベルインバータでは、各相出力電圧が９レベルをと
り、Ｒ相電圧、Ｓ相電圧、Ｒ−Ｓ相線間電圧ＶＲＳにお
ける階段状の電圧波形の１ステップは、図５における各
インバータユニットの直流リンク電圧をＥｄとすれば、
Ｅｄ／２となる。
【０００４】なお、この種のマルチレベルインバータの
ＰＷＭパルス発生方法は、平成１２年電気学会産業応用
部門全国大会 ｐ．７５９や、本出願人による特開２０
０２−５８２５７（特願２０００−２４０３３９）に係
る「多重電力変換器の制御装置」等により公知であるた
め、ここでは簡単に概略を説明する。
ＰＷＭパルス発生方法は、平成１２年電気学会産業応用
部門全国大会 ｐ．７５９や、本出願人による特開２０
０２−５８２５７（特願２０００−２４０３３９）に係
る「多重電力変換器の制御装置」等により公知であるた
め、ここでは簡単に概略を説明する。
【０００５】通常のインバータでは、搬送波と出力電圧
指令との大小関係を比較してＰＷＭパルスを得ている
が、マルチレベルインバータでは、搬送波に直流分を重
畳することによりマルチレベルインバータのレベル数に
応じた数の搬送波群を作成する。例えば、９レベルイン
バータでは、Ｅｄ／２づつ直流レベルの異なる搬送波を
図６（１）の如く８つ用意し（２Ｅｄ＝１．０とす
る）、各搬送波と出力電圧指令との大小関係を比較して
対応する相の２つのインバータユニット（例えばＲ相で
は２０１Ｒ，２０２Ｒ）内の半導体スイッチング素子に
対するＰＷＭパルスパターンを決定する。
指令との大小関係を比較してＰＷＭパルスを得ている
が、マルチレベルインバータでは、搬送波に直流分を重
畳することによりマルチレベルインバータのレベル数に
応じた数の搬送波群を作成する。例えば、９レベルイン
バータでは、Ｅｄ／２づつ直流レベルの異なる搬送波を
図６（１）の如く８つ用意し（２Ｅｄ＝１．０とす
る）、各搬送波と出力電圧指令との大小関係を比較して
対応する相の２つのインバータユニット（例えばＲ相で
は２０１Ｒ，２０２Ｒ）内の半導体スイッチング素子に
対するＰＷＭパルスパターンを決定する。
【０００６】この結果、Ｒ相、Ｓ相からは図６（２），
（３）のような相電圧波形ＶＲ，Ｖ Ｓが得られ、その結
果、Ｒ−Ｓ相線間電圧ＶＲＳは高調波の少ない正弦波状
の電圧波形となる。
（３）のような相電圧波形ＶＲ，Ｖ Ｓが得られ、その結
果、Ｒ−Ｓ相線間電圧ＶＲＳは高調波の少ない正弦波状
の電圧波形となる。
【０００７】ここで、各スイッチング素子のスイッチン
グ周波数は、搬送波の周波数に依存する。搬送波の周波
数はインバータの出力周波数より高く設定する必要があ
るので、インバータの出力周波数が高い場合にはスイッ
チング素子のスイッチング周波数も高くなる。このよう
にスイッチング周波数が高い場合、スイッチング素子の
スイッチング損失等が増加するため、効率が悪化する。
また、場合によっては損失増加によりスイッチング素子
が異常発熱し、最悪時には破損するおそれもある。この
ため、インバータの出力周波数を高くする際に制約があ
った。
グ周波数は、搬送波の周波数に依存する。搬送波の周波
数はインバータの出力周波数より高く設定する必要があ
るので、インバータの出力周波数が高い場合にはスイッ
チング素子のスイッチング周波数も高くなる。このよう
にスイッチング周波数が高い場合、スイッチング素子の
スイッチング損失等が増加するため、効率が悪化する。
また、場合によっては損失増加によりスイッチング素子
が異常発熱し、最悪時には破損するおそれもある。この
ため、インバータの出力周波数を高くする際に制約があ
った。
【０００８】そこで、IEEE Trans. On IA, Vol 32, No.
3, 1996, p509に記載されている如く、インバータの出
力周波数とスイッチング素子のスイッチング周波数とが
同一になるように制御する方式（１パルス運転：インバ
ータ出力電圧の半周期内のスイッチング素子の駆動パル
ス数を１とする）が提案されている。この１パルス運転
方式によれば、スイッチング素子の損失を抑えることが
でき、高周波出力が可能となる。
3, 1996, p509に記載されている如く、インバータの出
力周波数とスイッチング素子のスイッチング周波数とが
同一になるように制御する方式（１パルス運転：インバ
ータ出力電圧の半周期内のスイッチング素子の駆動パル
ス数を１とする）が提案されている。この１パルス運転
方式によれば、スイッチング素子の損失を抑えることが
でき、高周波出力が可能となる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】インバータ出力電圧の
半周期内に複数のパルスを発生させてスイッチング素子
を駆動する従来のＰＷＭ運転モードから１パルス運転モ
ードに移行する際に、基本波出力電圧の大きさ及び位相
が一致していないと、パルス切替え時に、インバータの
出力電圧が不連続になるのでインバータの出力電流が急
変する。この電流跳躍は、インバータの過電流トリップ
機能を働かせてしまったり、インバータの負荷が電動機
の場合にトルクリプルを発生させるという問題がある。
そこで本発明は、複数パルスによるＰＷＭ運転モードと
１パルス運転モードとの切替を円滑に行わせてインバー
タ出力電圧の不連続状態を解消し、出力電流の急変や負
荷のトルクリプル等を引き起こすことのないマルチレベ
ルインバータの制御方法を提供しようとするものであ
る。
半周期内に複数のパルスを発生させてスイッチング素子
を駆動する従来のＰＷＭ運転モードから１パルス運転モ
ードに移行する際に、基本波出力電圧の大きさ及び位相
が一致していないと、パルス切替え時に、インバータの
出力電圧が不連続になるのでインバータの出力電流が急
変する。この電流跳躍は、インバータの過電流トリップ
機能を働かせてしまったり、インバータの負荷が電動機
の場合にトルクリプルを発生させるという問題がある。
そこで本発明は、複数パルスによるＰＷＭ運転モードと
１パルス運転モードとの切替を円滑に行わせてインバー
タ出力電圧の不連続状態を解消し、出力電流の急変や負
荷のトルクリプル等を引き起こすことのないマルチレベ
ルインバータの制御方法を提供しようとするものであ
る。
【００１０】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するた
め、請求項１記載の発明は、一相当たりの出力電圧レベ
ルがＮ（Ｎは３以上の自然数）個存在するマルチレベル
インバータの制御方法であって、搬送波とインバータの
出力電圧指令とを比較してその大小関係からインバータ
の半導体スイッチング素子に対するＰＷＭパルスを作成
するマルチレベルインバータの制御方法において、異な
る直流レベルをもつ（Ｎ−１）個のしきい値をそれぞれ
重畳させた（Ｎ−１）個の搬送波を作成し、これらの搬
送波とインバータの出力電圧指令とをそれぞれ比較して
ＰＷＭパルスを作成すると共に、インバータの出力電圧
の半周期に複数のＰＷＭパルスを発生させるＰＷＭ運転
モードから前記半周期に１個のパルスを発生させる１パ
ルス運転モードに移行する期間に、出力周波数または出
力電圧の増加につれて搬送波の振幅または周波数を徐々
に小さくするものである。
め、請求項１記載の発明は、一相当たりの出力電圧レベ
ルがＮ（Ｎは３以上の自然数）個存在するマルチレベル
インバータの制御方法であって、搬送波とインバータの
出力電圧指令とを比較してその大小関係からインバータ
の半導体スイッチング素子に対するＰＷＭパルスを作成
するマルチレベルインバータの制御方法において、異な
る直流レベルをもつ（Ｎ−１）個のしきい値をそれぞれ
重畳させた（Ｎ−１）個の搬送波を作成し、これらの搬
送波とインバータの出力電圧指令とをそれぞれ比較して
ＰＷＭパルスを作成すると共に、インバータの出力電圧
の半周期に複数のＰＷＭパルスを発生させるＰＷＭ運転
モードから前記半周期に１個のパルスを発生させる１パ
ルス運転モードに移行する期間に、出力周波数または出
力電圧の増加につれて搬送波の振幅または周波数を徐々
に小さくするものである。
【００１１】請求項２記載の発明は、異なる直流レベル
をもつ（Ｎ−１）個のしきい値をそれぞれ重畳させた
（Ｎ−１）個の搬送波を作成し、これらの搬送波とイン
バータの出力電圧指令とをそれぞれ比較してＰＷＭパル
スを作成すると共に、インバータの出力電圧の半周期に
１個のパルスを発生させる１パルス運転モードから前記
半周期に複数のＰＷＭパルスを発生させるＰＷＭ運転モ
ードに移行する期間に、出力周波数または出力電圧の減
少につれて搬送波の振幅または周波数を徐々に大きくす
るものである。
をもつ（Ｎ−１）個のしきい値をそれぞれ重畳させた
（Ｎ−１）個の搬送波を作成し、これらの搬送波とイン
バータの出力電圧指令とをそれぞれ比較してＰＷＭパル
スを作成すると共に、インバータの出力電圧の半周期に
１個のパルスを発生させる１パルス運転モードから前記
半周期に複数のＰＷＭパルスを発生させるＰＷＭ運転モ
ードに移行する期間に、出力周波数または出力電圧の減
少につれて搬送波の振幅または周波数を徐々に大きくす
るものである。
【００１２】以下に、本発明の作用を説明する。まず、
図３は９レベル（Ｎ＝９）インバータにおける１パルス
運転時のパルスパターンの発生原理を示す図であり、上
からＲ相電圧ＶＲ、Ｓ相電圧ＶＳ、Ｒ−Ｓ相線間電圧Ｖ
ＲＳをそれぞれ示している。本発明では、インバータの
出力電圧指令に対し、Ｅｄ／２ごとに、（−７／４）Ｅ
ｄ〜（７／４）Ｅｄまでの８個（つまりＮ−１）の異な
るしきい値を用意し、これらのしきい値を搬送波に重畳
すると共に、後述する如く１パルス運転時には実質的に
搬送波が前記しきい値のみになるようにした。なお、Ｅ
ｄは図５に示した各インバータユニットにおける直流リ
ンク電圧である。
図３は９レベル（Ｎ＝９）インバータにおける１パルス
運転時のパルスパターンの発生原理を示す図であり、上
からＲ相電圧ＶＲ、Ｓ相電圧ＶＳ、Ｒ−Ｓ相線間電圧Ｖ
ＲＳをそれぞれ示している。本発明では、インバータの
出力電圧指令に対し、Ｅｄ／２ごとに、（−７／４）Ｅ
ｄ〜（７／４）Ｅｄまでの８個（つまりＮ−１）の異な
るしきい値を用意し、これらのしきい値を搬送波に重畳
すると共に、後述する如く１パルス運転時には実質的に
搬送波が前記しきい値のみになるようにした。なお、Ｅ
ｄは図５に示した各インバータユニットにおける直流リ
ンク電圧である。
【００１３】このように１パルス運転時には、搬送波を
しきい値に等しくして出力電圧指令との大小関係を比較
することにより、対応するスイッチング素子のスイッチ
ングパターンを決定する。この結果、インバータ出力電
圧は図３に示すように方形波パルスを積み重ねた波形と
なる。
しきい値に等しくして出力電圧指令との大小関係を比較
することにより、対応するスイッチング素子のスイッチ
ングパターンを決定する。この結果、インバータ出力電
圧は図３に示すように方形波パルスを積み重ねた波形と
なる。
【００１４】ここで本発明では、複数パルスによるＰＷ
Ｍ運転モードから１パルス運転モードへ移行する際に出
力電圧が不連続にならないようにするため、この移行期
間では、（ａ）搬送波の振幅を、インバータの出力周波
数または出力電圧が高くなるにつれて徐々に小さくし、
最終的にゼロにする、または、（ｂ）搬送波の周波数
を、インバータの出力周波数または出力電圧が高くなる
につれて徐々に小さくし、最終的にゼロにする、という
２つの方法を採ることとした。１パルス運転モードから
ＰＷＭ運転モードに移行する際は上記と逆に、その移行
期間において、搬送波の振幅または周波数を、インバー
タの出力周波数または出力電圧が小さくなるにつれて徐
々に大きくし、最終的に最大値になるようにした。
Ｍ運転モードから１パルス運転モードへ移行する際に出
力電圧が不連続にならないようにするため、この移行期
間では、（ａ）搬送波の振幅を、インバータの出力周波
数または出力電圧が高くなるにつれて徐々に小さくし、
最終的にゼロにする、または、（ｂ）搬送波の周波数
を、インバータの出力周波数または出力電圧が高くなる
につれて徐々に小さくし、最終的にゼロにする、という
２つの方法を採ることとした。１パルス運転モードから
ＰＷＭ運転モードに移行する際は上記と逆に、その移行
期間において、搬送波の振幅または周波数を、インバー
タの出力周波数または出力電圧が小さくなるにつれて徐
々に大きくし、最終的に最大値になるようにした。
【００１５】図４は、ＰＷＭ運転モード及び１パルス運
転モードの期間と両モードの移行期間におけるインバー
タ出力周波数または出力電圧、搬送波振幅、搬送波周波
数の様子を示している。前述した如く、本発明では、Ｐ
ＷＭ運転モードと１パルス運転モードとを切り替える際
の移行期間に、（ａ）では搬送波の振幅を徐々に変化さ
せ、（ｂ）では搬送波の周波数を徐々に変化させる。な
お、搬送波の振幅または周波数がゼロの状態は、図３に
おいて各しきい値と電圧指令とを比較する状態に相当し
ており、移行期間内に搬送波振幅または搬送波周波数を
徐々に小さくして最終的にゼロにすることにより、複数
パルスによるＰＷＭ運転モードから１パルス運転モード
へのスムーズな切替を実現することができる。
転モードの期間と両モードの移行期間におけるインバー
タ出力周波数または出力電圧、搬送波振幅、搬送波周波
数の様子を示している。前述した如く、本発明では、Ｐ
ＷＭ運転モードと１パルス運転モードとを切り替える際
の移行期間に、（ａ）では搬送波の振幅を徐々に変化さ
せ、（ｂ）では搬送波の周波数を徐々に変化させる。な
お、搬送波の振幅または周波数がゼロの状態は、図３に
おいて各しきい値と電圧指令とを比較する状態に相当し
ており、移行期間内に搬送波振幅または搬送波周波数を
徐々に小さくして最終的にゼロにすることにより、複数
パルスによるＰＷＭ運転モードから１パルス運転モード
へのスムーズな切替を実現することができる。
【００１６】また、請求項３記載の発明は、一相当たり
の出力電圧レベルがＮ（Ｎは３以上の自然数）個存在す
るマルチレベルインバータの制御方法であって、搬送波
とインバータの出力電圧指令とを比較してその大小関係
から前記インバータの半導体スイッチング素子に対する
ＰＷＭパルスを作成するマルチレベルインバータの制御
方法において、異なる直流レベルをもつ（Ｎ−１）個の
しきい値を作成し、前記インバータの出力電圧指令に搬
送波を重畳させた信号と（Ｎ−１）個のしきい値とをそ
れぞれ比較して前記ＰＷＭパルスを作成すると共に、前
記インバータの出力電圧の半周期に複数のＰＷＭパルス
を発生させるＰＷＭ運転モードから前記半周期に１個の
パルスを発生させる１パルス運転モードに移行する期間
に、前記インバータの出力周波数または出力電圧の増加
につれて前記搬送波の振幅または周波数を徐々に小さく
するものである。
の出力電圧レベルがＮ（Ｎは３以上の自然数）個存在す
るマルチレベルインバータの制御方法であって、搬送波
とインバータの出力電圧指令とを比較してその大小関係
から前記インバータの半導体スイッチング素子に対する
ＰＷＭパルスを作成するマルチレベルインバータの制御
方法において、異なる直流レベルをもつ（Ｎ−１）個の
しきい値を作成し、前記インバータの出力電圧指令に搬
送波を重畳させた信号と（Ｎ−１）個のしきい値とをそ
れぞれ比較して前記ＰＷＭパルスを作成すると共に、前
記インバータの出力電圧の半周期に複数のＰＷＭパルス
を発生させるＰＷＭ運転モードから前記半周期に１個の
パルスを発生させる１パルス運転モードに移行する期間
に、前記インバータの出力周波数または出力電圧の増加
につれて前記搬送波の振幅または周波数を徐々に小さく
するものである。
【００１７】請求項４記載の発明は、異なる直流レベル
をもつ（Ｎ−１）個のしきい値を作成し、インバータの
出力電圧指令に搬送波を重畳させた信号と（Ｎ−１）個
のしきい値とをそれぞれ比較してＰＷＭパルスを作成す
ると共に、インバータの出力電圧の半周期に１個のパル
スを発生させる１パルス運転モードから前記半周期に複
数のＰＷＭパルスを発生させるＰＷＭ運転モードに移行
する期間に、インバータの出力周波数または出力電圧の
減少につれて搬送波の振幅または周波数を徐々に大きく
するものである。
をもつ（Ｎ−１）個のしきい値を作成し、インバータの
出力電圧指令に搬送波を重畳させた信号と（Ｎ−１）個
のしきい値とをそれぞれ比較してＰＷＭパルスを作成す
ると共に、インバータの出力電圧の半周期に１個のパル
スを発生させる１パルス運転モードから前記半周期に複
数のＰＷＭパルスを発生させるＰＷＭ運転モードに移行
する期間に、インバータの出力周波数または出力電圧の
減少につれて搬送波の振幅または周波数を徐々に大きく
するものである。
【００１８】これらの請求項３，４記載の発明では、出
力電圧指令に搬送波を重畳させた信号と（Ｎ−１）個の
しきい値とを比較することによってＰＷＭパルスを作成
し、ＰＷＭ運転モードと１パルス運転モードとの移行期
間では前記同様に搬送波の振幅または周波数を徐々に変
化させることにより、両モード間の移行を円滑に行わせ
る。
力電圧指令に搬送波を重畳させた信号と（Ｎ−１）個の
しきい値とを比較することによってＰＷＭパルスを作成
し、ＰＷＭ運転モードと１パルス運転モードとの移行期
間では前記同様に搬送波の振幅または周波数を徐々に変
化させることにより、両モード間の移行を円滑に行わせ
る。
【００１９】
【発明の実施の形態】以下、図に沿って本発明の実施形
態を説明する。まず、図１は本発明の第１実施形態にお
けるＰＷＭパルス発生部の構成図であり、本実施形態は
請求項１，２の発明に相当する。図１は一相分（例えば
Ｒ相）のパルス発生部を示しており、実際には、マルチ
レベルインバータの出力相数に応じた数のパルス発生部
が設けられる。本発明はＰＷＭ制御されるマルチレベル
インバータのパルスパターンの決定方法を要旨としてい
るため、マルチレベルインバータの主回路構成は、例え
ば図５に何ら限定されるものではない。
態を説明する。まず、図１は本発明の第１実施形態にお
けるＰＷＭパルス発生部の構成図であり、本実施形態は
請求項１，２の発明に相当する。図１は一相分（例えば
Ｒ相）のパルス発生部を示しており、実際には、マルチ
レベルインバータの出力相数に応じた数のパルス発生部
が設けられる。本発明はＰＷＭ制御されるマルチレベル
インバータのパルスパターンの決定方法を要旨としてい
るため、マルチレベルインバータの主回路構成は、例え
ば図５に何ら限定されるものではない。
【００２０】以下では、一相当たりの出力電圧レベルが
Ｎ（Ｎは３以上の自然数）個存在するマルチレベルイン
バータであってＮ＝９の場合、すなわち９レベルインバ
ータを例にとって実施形態を説明する。
Ｎ（Ｎは３以上の自然数）個存在するマルチレベルイン
バータであってＮ＝９の場合、すなわち９レベルインバ
ータを例にとって実施形態を説明する。
【００２１】図１に示すパルス発生部は、周波数指令に
従って搬送波（周波数成分）を発生する搬送波発生器１
０と、この発生器１０から出力される周波数成分に振幅
を乗算したものを搬送波として出力する乗算器２０と、
この乗算器２０から出力される搬送波に直流分を重畳す
るため、搬送波と８個（すなわちＮ−１個）のしきい値
（しきい値１〜８とする）とをそれぞれ加算する８個の
加算器Ａ１〜Ａ８と、出力電圧指令（例えばＲ相出力電
圧指令）と加算器Ａ１〜Ａ８１の出力との大小関係を比
較してＰＷＭパルスを得る８個の比較器Ｃ１〜Ｃ８と、
これらの比較器Ｃ１〜Ｃ８の出力信号の論理を反転させ
る反転回路Ｉ１〜Ｉ８とから構成されている。そして、
比較器Ｃ１〜Ｃ８の出力信号及び反転回路Ｉ１〜Ｉ８の
出力信号が、例えば図５のＲ相のインバータユニット２
０１Ｒ，２０２Ｒ内の合計１６個の半導体スイッチング
素子を駆動するＰＷＭパルスとなる。なお、搬送波の波
形としては、高調波低減の観点から三角波が一般的であ
るが、のこぎり波や正弦波を使用してもよい。
従って搬送波（周波数成分）を発生する搬送波発生器１
０と、この発生器１０から出力される周波数成分に振幅
を乗算したものを搬送波として出力する乗算器２０と、
この乗算器２０から出力される搬送波に直流分を重畳す
るため、搬送波と８個（すなわちＮ−１個）のしきい値
（しきい値１〜８とする）とをそれぞれ加算する８個の
加算器Ａ１〜Ａ８と、出力電圧指令（例えばＲ相出力電
圧指令）と加算器Ａ１〜Ａ８１の出力との大小関係を比
較してＰＷＭパルスを得る８個の比較器Ｃ１〜Ｃ８と、
これらの比較器Ｃ１〜Ｃ８の出力信号の論理を反転させ
る反転回路Ｉ１〜Ｉ８とから構成されている。そして、
比較器Ｃ１〜Ｃ８の出力信号及び反転回路Ｉ１〜Ｉ８の
出力信号が、例えば図５のＲ相のインバータユニット２
０１Ｒ，２０２Ｒ内の合計１６個の半導体スイッチング
素子を駆動するＰＷＭパルスとなる。なお、搬送波の波
形としては、高調波低減の観点から三角波が一般的であ
るが、のこぎり波や正弦波を使用してもよい。
【００２２】インバータユニットの直流リンク電圧を１
とすれば（図５のような構成例では２Ｅｄ＝１．０）、
Ｎレベルインバータでは、搬送波振幅は１／（Ｎ−１）
となり、Ｍ個（Ｍ＝Ｎ−１）のしきい値（しきい値１〜
しきい値ｍ）は、下記の数式により求めたものを用意す
る。 しきい値＝１−｛２／（Ｎ−１）｝×Ｍ＋（１／Ｎ−
１） （なお、Ｍ＝１，２，……，Ｎ−１）
とすれば（図５のような構成例では２Ｅｄ＝１．０）、
Ｎレベルインバータでは、搬送波振幅は１／（Ｎ−１）
となり、Ｍ個（Ｍ＝Ｎ−１）のしきい値（しきい値１〜
しきい値ｍ）は、下記の数式により求めたものを用意す
る。 しきい値＝１−｛２／（Ｎ−１）｝×Ｍ＋（１／Ｎ−
１） （なお、Ｍ＝１，２，……，Ｎ−１）
【００２３】よって、９レベルインバータでは、搬送波
振幅は０．１２５、８個のしきい値１〜しきい値８は、
それぞれ、−０．８７５，−０．６２５，−０．３７
５，−０．１２５，０．１２５，０．３７５，０．６２
５，０．８７５となる。
振幅は０．１２５、８個のしきい値１〜しきい値８は、
それぞれ、−０．８７５，−０．６２５，−０．３７
５，−０．１２５，０．１２５，０．３７５，０．６２
５，０．８７５となる。
【００２４】上記構成において、ＰＷＭ運転モードから
１パルス運転モードに移行する場合には、図４（ａ）ま
たは（ｂ）のように、出力周波数または出力電圧が増加
するにつれて搬送波振幅または搬送波周波数を徐々に小
さくしていき、最終的にゼロにする。また、１パルス運
転モードからＰＷＭ運転モードに移行する場合には、出
力周波数または出力電圧が減少するにつれて搬送波振幅
または搬送波周波数を徐々に大きくしていき、最終的に
最大値にする。これにより、ＰＷＭ運転モードから１パ
ルス運転モードへの移行、あるいはその逆方向の移行を
円滑に行なうことができ、インバータ出力電圧の不連続
状態や出力電流の急変、負荷のトルクリプル等の発生を
防止することができる。
１パルス運転モードに移行する場合には、図４（ａ）ま
たは（ｂ）のように、出力周波数または出力電圧が増加
するにつれて搬送波振幅または搬送波周波数を徐々に小
さくしていき、最終的にゼロにする。また、１パルス運
転モードからＰＷＭ運転モードに移行する場合には、出
力周波数または出力電圧が減少するにつれて搬送波振幅
または搬送波周波数を徐々に大きくしていき、最終的に
最大値にする。これにより、ＰＷＭ運転モードから１パ
ルス運転モードへの移行、あるいはその逆方向の移行を
円滑に行なうことができ、インバータ出力電圧の不連続
状態や出力電流の急変、負荷のトルクリプル等の発生を
防止することができる。
【００２５】次に、図２は本発明の第２実施形態を示し
ており、請求項３，４に記載した発明の実施形態に相当
する。以下では、図１の第１実施形態と異なる点を中心
に説明する。本実施形態では、出力電圧指令と搬送波と
を加算器Ａにより加算すると共に、加算器Ａの出力と各
しきい値１〜８とを比較器Ｃ１〜Ｃ８によりそれぞれ比
較し、これらの比較器Ｃ１〜Ｃ８及び反転回路Ｉ１〜Ｉ
８の出力からＰＷＭパルスを得る。各しきい値１〜８の
大きさや搬送波振幅、波形等は第１実施形態と同様であ
る。
ており、請求項３，４に記載した発明の実施形態に相当
する。以下では、図１の第１実施形態と異なる点を中心
に説明する。本実施形態では、出力電圧指令と搬送波と
を加算器Ａにより加算すると共に、加算器Ａの出力と各
しきい値１〜８とを比較器Ｃ１〜Ｃ８によりそれぞれ比
較し、これらの比較器Ｃ１〜Ｃ８及び反転回路Ｉ１〜Ｉ
８の出力からＰＷＭパルスを得る。各しきい値１〜８の
大きさや搬送波振幅、波形等は第１実施形態と同様であ
る。
【００２６】この実施形態においても、搬送波振幅また
は搬送波周波数を図４（ａ）または（ｂ）のように出力
周波数または出力電圧に応じて変化させることで、両運
転モード間の円滑な移行を実現することができる。
は搬送波周波数を図４（ａ）または（ｂ）のように出力
周波数または出力電圧に応じて変化させることで、両運
転モード間の円滑な移行を実現することができる。
【００２７】
【発明の効果】以上のように本発明によれば、複数パル
スによるＰＷＭ運転モードから１パルス運転モード、ま
たはその逆に円滑に移行させることができ、移行期間に
おけるインバータ出力電圧の不連続状態や出力電流の急
変、負荷のトルクリプル等の発生を防止することができ
る。
スによるＰＷＭ運転モードから１パルス運転モード、ま
たはその逆に円滑に移行させることができ、移行期間に
おけるインバータ出力電圧の不連続状態や出力電流の急
変、負荷のトルクリプル等の発生を防止することができ
る。
【図１】本発明の第１実施形態におけるパルス発生部の
構成図である。
構成図である。
【図２】本発明の第２実施形態におけるパルス発生部の
構成図である。
構成図である。
【図３】９レベルインバータにおける１パルス発生原理
の説明図である。
の説明図である。
【図４】出力周波数または出力電圧と搬送波振幅、搬送
波周波数との関係を示す図である。
波周波数との関係を示す図である。
【図５】９レベルインバータの主回路構成図である。
【図６】図５の９レベルインバータの動作を示す波形図
である。
である。
１０ 搬送波発生器
２０ 乗算器
Ａ，Ａ１〜Ａ８ 加算器
Ｃ１〜Ｃ８ 比較器
Ｉ１〜Ｉ８ 反転回路
フロントページの続き
Ｆターム(参考） 5H007 AA01 AA08 AA17 BB06 CA01
CB04 CB05 CC04 CC06 CC07
CC14 CC23 DA03 DA06 DB01
EA03 EA09
Claims (4)
- 【請求項１】一相当たりの出力電圧レベルがＮ（Ｎは３
以上の自然数）個存在するマルチレベルインバータの制
御方法であって、搬送波とインバータの出力電圧指令と
を比較してその大小関係から前記インバータの半導体ス
イッチング素子に対するＰＷＭパルスを作成するマルチ
レベルインバータの制御方法において、 異なる直流レベルをもつ（Ｎ−１）個のしきい値をそれ
ぞれ重畳させた（Ｎ−１）個の搬送波を作成し、これら
の搬送波と前記インバータの出力電圧指令とをそれぞれ
比較して前記ＰＷＭパルスを作成すると共に、前記イン
バータの出力電圧の半周期に複数のＰＷＭパルスを発生
させるＰＷＭ運転モードから前記半周期に１個のパルス
を発生させる１パルス運転モードに移行する期間に、出
力周波数または出力電圧の増加につれて前記搬送波の振
幅または周波数を徐々に小さくすることを特徴とするマ
ルチレベルインバータの制御方法。 - 【請求項２】一相当たりの出力電圧レベルがＮ（Ｎは３
以上の自然数）個存在するマルチレベルインバータの制
御方法であって、搬送波とインバータの出力電圧指令と
を比較してその大小関係から前記インバータの半導体ス
イッチング素子に対するＰＷＭパルスを作成するマルチ
レベルインバータの制御方法において、 異なる直流レベルをもつ（Ｎ−１）個のしきい値をそれ
ぞれ重畳させた（Ｎ−１）個の搬送波を作成し、これら
の搬送波と前記インバータの出力電圧指令とをそれぞれ
比較して前記ＰＷＭパルスを作成すると共に、前記イン
バータの出力電圧の半周期に１個のパルスを発生させる
１パルス運転モードから前記半周期に複数のＰＷＭパル
スを発生させるＰＷＭ運転モードに移行する期間に、出
力周波数または出力電圧の減少につれて前記搬送波の振
幅または周波数を徐々に大きくすることを特徴とするマ
ルチレベルインバータの制御方法。 - 【請求項３】一相当たりの出力電圧レベルがＮ（Ｎは３
以上の自然数）個存在するマルチレベルインバータの制
御方法であって、搬送波とインバータの出力電圧指令と
を比較してその大小関係から前記インバータの半導体ス
イッチング素子に対するＰＷＭパルスを作成するマルチ
レベルインバータの制御方法において、 異なる直流レベルをもつ（Ｎ−１）個のしきい値を作成
し、前記インバータの出力電圧指令に搬送波を重畳させ
た信号と（Ｎ−１）個のしきい値とをそれぞれ比較して
前記ＰＷＭパルスを作成すると共に、前記インバータの
出力電圧の半周期に複数のＰＷＭパルスを発生させるＰ
ＷＭ運転モードから前記半周期に１個のパルスを発生さ
せる１パルス運転モードに移行する期間に、前記インバ
ータの出力周波数または出力電圧の増加につれて前記搬
送波の振幅または周波数を徐々に小さくすることを特徴
とするマルチレベルインバータの制御方法。 - 【請求項４】一相当たりの出力電圧レベルがＮ（Ｎは３
以上の自然数）個存在するマルチレベルインバータの制
御方法であって、搬送波とインバータの出力電圧指令と
を比較してその大小関係から前記インバータの半導体ス
イッチング素子に対するＰＷＭパルスを作成するマルチ
レベルインバータの制御方法において、 異なる直流レベルをもつ（Ｎ−１）個のしきい値を作成
し、前記インバータの出力電圧指令に搬送波を重畳させ
た信号と（Ｎ−１）個のしきい値とをそれぞれ比較して
前記ＰＷＭパルスを作成すると共に、前記インバータの
出力電圧の半周期に１個のパルスを発生させる１パルス
運転モードから前記半周期に複数のＰＷＭパルスを発生
させるＰＷＭ運転モードに移行する期間に、前記インバ
ータの出力周波数または出力電圧の減少につれて前記搬
送波の振幅または周波数を徐々に大きくすることを特徴
とするマルチレベルインバータの制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002114757A JP3807340B2 (ja) | 2002-04-17 | 2002-04-17 | マルチレベルインバータの制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002114757A JP3807340B2 (ja) | 2002-04-17 | 2002-04-17 | マルチレベルインバータの制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003319662A true JP2003319662A (ja) | 2003-11-07 |
| JP3807340B2 JP3807340B2 (ja) | 2006-08-09 |
Family
ID=29533588
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002114757A Expired - Fee Related JP3807340B2 (ja) | 2002-04-17 | 2002-04-17 | マルチレベルインバータの制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3807340B2 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7252118B2 (en) | 2003-09-30 | 2007-08-07 | Reliance Electric Technologies, Llc | Motor coil winding and insertion method and apparatus |
| WO2020044890A1 (ja) * | 2018-08-30 | 2020-03-05 | 日立オートモティブシステムズ株式会社 | インバータ装置 |
| WO2021186841A1 (ja) * | 2020-03-18 | 2021-09-23 | 株式会社日立製作所 | 電力変換装置、および電力変換装置の制御方法 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2019039626A1 (ko) | 2017-08-23 | 2019-02-28 | 주식회사 에코스 | 3상 3레벨 전력변환장치의 pwm 제어 장치 |
-
2002
- 2002-04-17 JP JP2002114757A patent/JP3807340B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7252118B2 (en) | 2003-09-30 | 2007-08-07 | Reliance Electric Technologies, Llc | Motor coil winding and insertion method and apparatus |
| WO2020044890A1 (ja) * | 2018-08-30 | 2020-03-05 | 日立オートモティブシステムズ株式会社 | インバータ装置 |
| JPWO2020044890A1 (ja) * | 2018-08-30 | 2021-08-10 | 日立Astemo株式会社 | インバータ装置 |
| US11374505B2 (en) | 2018-08-30 | 2022-06-28 | Hitachi Astemo, Ltd. | Inverter device for performing a power conversion operation to convert DC power to AC power |
| WO2021186841A1 (ja) * | 2020-03-18 | 2021-09-23 | 株式会社日立製作所 | 電力変換装置、および電力変換装置の制御方法 |
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|---|---|
| JP3807340B2 (ja) | 2006-08-09 |
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