JP2009033922A - モータ駆動方法及びそれを用いたモータ駆動装置 - Google Patents

Abstract

【課題】ＰＷＭ動作を行わない非ＰＷＭ期間に電流ゼロクロスタイミングの検出が必要とされる場合であっても、電流ゼロクロスを高精度に検出できるようにする。
【解決手段】複数のハーフブリッジ回路を含む駆動回路２と、駆動回路２に流れる電流の位相差を検出する電流位相検出回路１１と、電流位相検出回路１１からの信号を受けると共に、所定のプロファイルのモータ駆動電圧を生成する電圧信号生成回路１０と、生成されたモータ駆動電圧をパルス幅変調により信号化するＰＷＭ変調回路１４と、ＰＷＭ変調回路１４からの出力信号と電圧信号生成回路１０からの出力信号とを受け、過変調時に電流位相検出回路１１を介した信号の電流位相を検出する過変調時電流位相検出制御回路１５と、ＰＷＭ変調回路１４からの出力信号と過変調時電流位相検出制御回路１５からの出力信号とを受け、ハーフブリッジ回路を駆動する駆動信号生成回路９とを有している。
【選択図】図１

Description

本発明は、通電位相の最適化が可能なブラシレスモータ駆動方法及びそれを用いたモータ駆動装置に関する。

モータ駆動装置において、通電位相の制御を行うために電流位相を検出する方法が例えば、以下の特許文献１に記載されている。特許文献１に記載された従来のモータ駆動装置の構成を図２１に示す。

図２１に示すように、従来のモータ駆動装置は、モータ２０３における電流位相とロータ位置とを適当に制御して高効率な駆動を行うために、電流位相を電流位相検出回路２１１から検出すると共に、ロータ位置をロータ位置検出回路２１３により検出している。また、モータ２０３の低振動性を目的とした滑らかな電流波形と、さらなる高効率性とを得るために同期整流が行われる。

モータ２０３を三相（Ｕ相、Ｖ相及びＷ相）の同期整流により駆動する駆動回路２０２は、直流電源２０１の高電位と低電位との間にそれぞれ直列接続された３対のｐ型駆動トランジスタ２５６ａ及びｎ型駆動トランジスタ２５７ａ、ｐ型駆動トランジスタ２５６ｂ及びｎ型駆動トランジスタ２５７ｂ並びにｐ型駆動トランジスタ２５６ｃ及びｎ型駆動トランジスタ２５７ｃと、各ｐ型トランジスタ２５６ａ、２５６ｂ及び２５６ｃとそれぞれ逆方向接続された高電位電源側の還流ダイオード２５８ａ〜２５８ｃと、各ｎ型トランジスタ２５７ａ、２５７ｂ及び２５７ｃとそれぞれ逆方向接続された低電位電源側の還流ダイオード２５８ｄ〜２５８ｆとから構成される。

電流位相検出回路２１１は、高電位電源側の還流ダイオード２５８ａ〜２５８ｃによる還流を検出する第１の比較器と、低電位電源側の還流ダイオード２５８ｄ〜２５８ｆによる還流を検出する第２の比較器とを含む。ここでは、貫通電流の発生を防止するために設けられたデッドタイム期間において、各還流ダイオード２５８ａ等を介して相電流が還流することにより生じる、該還流ダイオードの順方向降下電圧の発生を検出し、高電位側で生じる還流と低電位側で生じる還流とが切り替わる期間において電流のゼロクロス（zero cross）が生じたと判断する。

電流位相検出回路２１１及びロータ位置検出回路２１３からの検出信号は、位相差検出回路２１２に入力され、電圧信号生成回路２１０を介して駆動信号生成回路２０９に入力される。また、駆動信号生成回路２０９には、三角波発生回路２０８からパルス幅変調（以下、ＰＷＭと呼ぶ。）に用いる三角波信号が入力される。

駆動回路２０２を流れる電流は電流検出回路２０４により検出され、検出された電流は電流信号整形回路２０５を介して誤差増幅回路２０６に入力される。これと同時に誤差増幅回路２０６には、トルク指令信号入力端子２０７を介して外部から入力されたトルク指令信号が入力され、電流検出回路２０４からの検出信号とトルク指令信号との誤差出力が電圧信号生成回路２１０に入力される。また、電圧信号生成回路２１０には、ロータ位置検出回路２１３からの検出信号が入力される。

図２２に三相ＰＷＭ変調の場合の変調波とＰＷＭ被変調プロファイル信号とを示す。変調波は三角波であり、その波形は図示していないが、図２２において、符号７１ａは変調波のピークレベルを示し、符号７１ｂは変調波のボトムレベルを示す。

なお、本願明細書においては、被変調波レベルが変調波ピーク値に一致するときの変調率を１００％とし、被変調波レベルが変調波ボトム値に一致するときの変調率を０％と定義する。また、被変調波レベルが変調波ピーク値以上の際には「１００％以上の変調率」と表現し、被変調波レベルが変調波ボトム値以下の際には「０％以下の変調率」と表現することにする。但し、１００％以上の変調率の場合は、ＰＷＭデューティの上限値は１００％であり、０％以下の変調率ではＰＷＭデューティの下限値は０％である。また、「１００％以上の変調率」の状態及び「０％以下の変調率」の状態を過変調状態と呼ぶことにする。

図２２に示すように、例えば、符号７０ａは全期間にわたってＰＷＭ変調率が０％よりも大きく且つ１００％未満となるＰＷＭ被変調波プロファイル信号を示す。符号７０ｂは、約５０％の期間７２ｂにわたってＰＷＭ変調率が０％未満又は１００％よりも大きく、約５０％の期間７２ｄにわたってＰＷＭ変調率が０％よりも大きく且つ１００％未満となるようなＰＷＭ被変調波プロファイル信号を示す。符号７０ｃは、約８３％の期間７２ｃにわたってＰＷＭ変調率が０％未満又は１００％よりも大きく、約１７％の期間７２ｅにわたってＰＷＭ変調率が０％よりも大きく且つ１００％未満となるようなＰＷＭ被変調波プロファイル信号を示す。ところで、ＰＷＭ変調率が０％未満又は１００％よりも大きい期間においては、いわゆるＰＷＭチョップが生じないことから、同期整流を行う場合には還流ダイオードを介した還流を生じないため、ダイオードの順方向降下電圧を利用することができない。また、オン抵抗の値が小さい駆動トランジスタ２５６ａ等のオン電圧は電流ゼロクロス付近では極めて低いことから、電流ゼロクロス点の検出が困難である。

図２３（ａ）、図２３（ｂ）及び図２３（ｃ）に、ＰＷＭ被変調プロファイル信号の波高値が三角波の変動範囲内であって、ＰＷＭ変調率が０％よりも大きく且つ１００％未満の場合における高電位電源側の還流ダイオード２５８ａ〜２５８ｃによる還流を検出する比較器からの出力信号、低電位電源側の還流ダイオード２５８ｄ〜２５８ｆによる還流を検出する比較器からの出力信号、及び２つの比較器の出力信号をラッチして得られる電流位相信号を示す。この場合には、ＰＷＭチョップが継続するため、電流ゼロクロスタイミングを時間精度良く検出することができる。以下、本願明細書においては、ＰＷＭチョップが継続する期間をＰＷＭ期間と呼ぶ。

また、図２４（ａ）、図２４（ｂ）及び図２４（ｃ）に、ＰＷＭ被変調プロファイル信号の波高値が変調波の変動範囲外であって、ＰＷＭ変調率が０％以下又は１００％以上の過変調状態にある期間を含む場合における高電位電源側の還流ダイオード２５８ａ〜２５８ｃによる還流を検出する比較器出力からの出力信号、低電位電源側の還流ダイオード２５８ｄ〜２５８ｆによる還流を検出する比較器出力の信号、及び２つの比較器の出力信号をラッチして得られる電流位相信号を示す。図２４においては、ＰＷＭ期間が減少したとはいえ、相電流の位相がＰＷＭ被変調プロファイル信号の位相からの遅れが小さい場合の信号波形を示しているため、電流ゼロクロス位置の前後ではＰＷＭチョップが存在しており、従って電流位相検出は精度良く検出できる。しかしながら、実際には、相電流が位相遅れを持つため、ゼロクロス位置の前後にＰＷＭチョップが必ずしも存在するとは限らないことに注意が必要である。

図２２において、ＰＷＭ被変調波プロファイル信号７０ｂ及び７０ｃのピークでの変調率は、１４１％及び３８６％と、いずれも１００％を超えた過変調状態にある。過変調の度合いが高くなるにつれて、電流ゼロクロス点を検出するための変調率１００％未満の期間が減少し、相電流信号の位相の被変調波からの遅れを考慮すると、電流ゼロクロス点をＰＷＭ期間中に検出することはさらに困難になることが分る。

図２５に二相ＰＷＭ変調の場合の変調波とＰＷＭ被変調プロファイル信号とを示す。二相ＰＷＭ変調とは、ある１相について１周期の３分の１の期間のデューティ比の値が０であり、このデューティ比の値が０の期間中に残りの２相のＰＷＭ被変調プロファイルが変調される。相間電圧を正弦波に保持することにより、図２２に示す三相変調の場合と同様に駆動電流が正弦波電流となる。図２５において、符号７３ａは全期間にわたってＰＷＭ変調率が１００％未満となるＰＷＭ被変調プロファイル信号を示す。符号７３ｂは約５０％の期間７５ｂにわたってＰＷＭ変調率が１００％以上となるＰＷＭ被変調プロファイル信号を示す。ここで、ＰＷＭ被変調プロファイル信号が符号７３ｂの場合には電流波形７４の位相遅れが全くない場合であっても、電流ゼロクロスとしては立ち上がりゼロクロスと立ち下がりゼロクロスとの両方をＰＷＭ期間に検出することが不可能になることが分る。
特開２００６−０３４０８６号公報

前記従来のモータ駆動装置は、ＰＷＭ被変調プロファイル信号の波高値がさらに高くなった場合、及び二相ＰＷＭ変調の場合の電流ゼロクロスタイミングの検出方法については言及されていない。ＰＷＭ被変調プロファイル信号の波高値がさらに高い場合にはＰＷＭ動作期間はさらに狭くなり、また、その場合の電流位相は電圧位相から遅れることもあって、電流ゼロクロスタイミングの検出は一層困難となる。

このように、大電流が必要でＰＷＭデューティ比の値が高くなる起動時、急加速時及び高速回転時に要求される高い波高値のＰＷＭ被変調プロファイル信号に対して、効率と最高性能とを引き出す観点から、電流位相を高精度に検出することが必要である。さらに、スイッチング損失を低減するという観点から採用される二相ＰＷＭ変調に対しても、電流位相が高精度に検出されることが必要である。二相ＰＷＭ変調の場合はＰＷＭ動作期間の間隔として１８０°が維持されないため、過変調時の電流ゼロクロスタイミングの検出はさらに困難となる。

本発明は、前記従来の問題を解決し、ＰＷＭ期間でない非ＰＷＭ期間に電流ゼロクロスタイミングの検出が必要とされる場合であっても、電流ゼロクロスを高精度に検出できるようにすることを目的とする。

前記の目的を達成するため、本発明は、第１のモータ駆動方法を、非ＰＷＭ期間に電流ゼロクロス取得期間を設定すると共に、設定した電流ゼロクロス取得期においては、１００％又は０％のデューティ比の同期整流を停止して、電流ゼロクロス取得期間における比較器等の出力信号から電流ゼロクロスタイミングの検出を行う構成とする。

また、第２のモータ駆動方法を、１００％又は０％デューティ比の同期整流を停止している期間においては、１００％若しくは０％デューティ比の非同期整流状態として実質的に高インピーダンス状態とするか、又は１００％未満又は０％を超えるデューティ比を持つ同期整流によるＰＷＭ信号を付与する構成とする。

具体的に、本発明に係る第１のモータ駆動方法は、それぞれが高電位と接続された第１の駆動トランジスタと低電位と接続された第２の駆動トランジスタとが直列に接続され且つ駆動トランジスタ同士の１つの接続点をモータ駆動の複数相のうちの１相のモータ駆動用出力端子とする複数のハーフブリッジ回路と、電流検出回路とを有するモータ駆動方法を対象とし、各ハーフブリッジ回路をパルス幅変調による同期整流で駆動することにより、各モータ駆動用出力端子と接続されたモータ駆動用の相コイルごとに順次電流を供給するステップ（ａ）と、パルス幅変調が過変調状態となった場合に、相コイルの少なくとも１つに対して、当該相の相電流の方向であって極性が変化するタイミングである電流ゼロクロスタイミングを取得するための電流ゼロクロス取得期間を設定するステップ（ｂ）と、設定された電流ゼロクロス取得期間において同期整流を停止し、該同期整流を停止した状態で、モータ駆動用の相コイルを駆動するステップ（ｃ）と、ステップ（ｃ）よりも後に、電流ゼロクロスタイミングを取得したか否かを判定するステップ（ｄ）とを備えていることを特徴とする。

第１のモータ駆動方法によると、電流ゼロクロス取得期間を設定するステップ（ｂ）と、設定された電流ゼロクロス取得期間において同期整流を停止し、該同期整流を停止した状態で、モータ駆動用の相コイルを駆動するステップ（ｃ）と、ステップ（ｃ）よりも後に、電流ゼロクロスタイミングを取得したか否かを判定するステップ（ｄ）とを備えているため、過変調状態（非ＰＷＭ期間）時に電流ゼロクロスタイミングの検出が必要とされる場合であっても、電流ゼロクロスタイミングを高精度に検出することができる。

第１のモータ駆動方法は、ステップ（ａ）において、パルス幅変調として、所定の電圧プロファイルに相当するパルス幅変調信号によって相コイルを駆動し、電流位相信号とロータ位置信号との位相差が所定値に維持されるように電圧プロファイルの位相を制御することが好ましい。

第１のモータ駆動方法において、各第１の駆動トランジスタ及び各第２の駆動トランジスタには、それぞれ逆方向接続された還流ダイオードが接続されており、ステップ（ｄ）は、ステップ（ｃ）において、電流ゼロクロスが生じるよりも前に検出されるはずの還流ダイオードに生じた順方向降下電圧の消滅を検出することにより、電流ゼロクロスタイミングを取得したと判定することが好ましい。

また、第１のモータ駆動方法において、各第１の駆動トランジスタ及び各第２の駆動トランジスタには、それぞれ逆方向接続された還流ダイオードが接続されており、ステップ（ｄ）は、ステップ（ｃ）において、電流ゼロクロスが生じた後に検出されるはずの還流ダイオードに生じた順方向降下電圧の発生を検出することにより、電流ゼロクロスタイミングを取得したと判定することが好ましい。

第１のモータ駆動方法は、ステップ（ｄ）において、電流ゼロクロスタイミングを取得できない場合には、同期整流を停止する期間を継続するステップ（ｅ）をさらに備えていることが好ましい。

第１のモータ駆動方法は、ステップ（ｃ）において、電流ゼロクロス取得設定期間の開始に伴う同期整流の停止を、ステップ（ｄ）における前回の電流ゼロクロスタイミングの判定に相コイルの回転周期を加えて決まる次回の電流ゼロクロスタイミングの判定よりも先行して開始し、ステップ（ｃ）において、同期整流を停止する期間の開始と同時に、検出対象である少なくとも１つの相コイルの電流ゼロクロスタイミングを取得している状態にある場合には、ステップ（ｄ）において、電流ゼロクロスタイミングを取得したと判定することが好ましい。

本発明に係る第２のモータ駆動方法は、それぞれが高電位と接続された第１の駆動トランジスタと低電位と接続された第２の駆動トランジスタとが直列に接続され且つ駆動トランジスタ同士の１つの接続点をモータ駆動の複数相のうちの１相のモータ駆動用出力端子とする複数のハーフブリッジ回路と、電流検出回路とを有するモータ駆動方法を対象とし、各ハーフブリッジ回路をパルス幅変調による同期整流で駆動することにより、各モータ駆動用出力端子と接続されたモータ駆動用の相コイルごとに順次電流を供給するステップ（ａ）と、パルス幅変調が過変調状態となった場合に、相コイルの少なくとも１つに対して、当該相の相電流の方向であって極性が変化するタイミングである電流ゼロクロスタイミングを取得するための電流ゼロクロス取得期間を設定するステップ（ｂ）と、設定された電流ゼロクロス取得期間において、変調率が０％よりも大きく且つ１００％未満のパルス幅変調を与えることにより、過変調状態を緩和するステップ（ｃ）と、ステップ（ｃ）よりも後に、電流ゼロクロスタイミングを取得したか否かを判定するステップ（ｄ）とを備えていることを特徴とする。

第２のモータ駆動方法によると、パルス幅変調が過変調状態となった場合に、相コイルの少なくとも１つに対して、当該相の相電流の方向であって極性が変化するタイミングである電流ゼロクロスタイミングを取得するための電流ゼロクロス取得期間を設定するステップ（ｂ）と、設定された電流ゼロクロス取得期間において、変調率が０％よりも大きく且つ１００％未満のパルス幅変調を与えることにより、過変調状態を緩和するステップ（ｃ）と、ステップ（ｃ）よりも後に、電流ゼロクロスタイミングを取得したか否かを判定するステップ（ｄ）とを備えている。これにより、過変調状態（非ＰＷＭ期間）時に電流ゼロクロスタイミングの検出が必要とされる場合であっても、電流ゼロクロスタイミングを高精度に検出することができる。

第２のモータ駆動方法は、ステップ（ｃ）において、パルス幅変調を同期整流として実行することが好ましい。

第１又は第２のモータ駆動方法は、ステップ（ｄ）において、電流ゼロクロスタイミングを取得したと判定した場合に、同期整流を再開するステップ（ｆ）をさらに備えていることが好ましい。

本発明に係るモータ駆動装置は、それぞれが高電位と接続された第１の駆動トランジスタと低電位と接続された第２の駆動トランジスタとが直列に接続され且つ駆動トランジスタ同士の１つの接続点をモータ駆動の複数相のうちの１相のモータ駆動用出力端子とする複数のハーフブリッジ回路を含む駆動回路と、駆動回路に流れる相電流の極性を検出する電流位相検出回路と、電流位相検出回路からの信号を受けると共に、所定のプロファイルを持つモータ駆動電圧を生成する電圧信号生成回路と、生成されたモータ駆動電圧をパルス幅変調により信号化するＰＷＭ変調回路と、ＰＷＭ変調回路からの出力信号と電圧信号生成回路からの出力信号とを受け、過変調時に、電流位相検出回路を介した信号の電流位相を検出する過変調時電流位相検出制御回路と、ＰＷＭ変調回路からの出力信号と過変調時電流位相検出制御回路からの出力信号とを受け、第１の駆動トランジスタ及び第２の駆動トランジスタを駆動する駆動信号生成回路とを備えていることを特徴とする。

本発明のモータ駆動装置において、過変調時電流位相検出制御回路は、ＰＷＭ変調回路から出力される信号を受け、受けた信号が過変調状態にあることを検出する過変調検出回路と、駆動対象とするモータを構成するロータの周期情報と該周期情報の前の周期の電流位相情報から次の電流ゼロクロス位置を取得するための期間を設定する電流ゼロクロス取得期間設定回路と、過変調検出回路から過変調状態を通知された場合に、駆動信号生成回路に対して同期整流を解除する信号を通知する同期整流解除回路とを含むことが好ましい。

本発明のモータ駆動装置において、過変調時電流位相検出制御回路は、ＰＷＭ変調回路から出力される信号を受け、受けた信号が過変調状態にあることを検出する過変調検出回路と、駆動対象とするモータを構成するロータの周期情報と該周期情報の前の周期の電流位相情報から次の電流ゼロクロス位置を取得するための期間を設定する電流ゼロクロス取得期間設定回路と、過変調検出回路から過変調状態を通知された場合に、駆動信号生成回路に対して、変調率が１００％%未満のデューティ比を持つパルス幅変調信号を付与する高デューティＰＷＭ付与回路とを含むことが好ましい。

本発明のモータ駆動装置は、電流ゼロクロス取得期間設定回路により過変調ＰＷＭ時に取得した相電流の位相を用いることによって、ロータ位置検出回路から得たロータ位置と電流位相との位相差を所定の制御値とするように、電圧信号生成回路からの出力電圧の位相を制御する回路を含むことが好ましい。

本発明のモータ駆動装置において、電流位相検出回路は、モータ駆動の複数相のうちの少なくとも１相の相電流の極性を検出することが好ましい。

本発明のモータ駆動装置において、駆動回路は、第１の駆動トランジスタ及び第２の駆動トランジスタにそれぞれ並列で且つ逆方向に接続された第１の還流ダイオード及び第２の還流ダイオードを有しており、電流位相検出回路は、各還流ダイオードに流れる還流電流が第１の還流ダイオードにおける順方向電位の降下量の中間的電位に相当する還流電流値を上回るか否か、又は第２の還流ダイオードに流れる還流電流が第２の還流ダイオードにおける順方向電位の降下量の中間的電位に相当する還流電流値を上回るか否かを等価的に比較することにより、電流の極性を検出してさらに極性の変化点から電流の位相差を検出することが好ましい。

本発明に係るモータ駆動方法及びそれを用いたモータ駆動装置によると、大電流が必要でＰＷＭデューティ比の値が大きくなる起動、急加速及び高速回転時並びに二相ＰＷＭ変調におけるＰＷＭ期間等のように、ＰＷＭ動作の期間外における電流ゼロクロスタイミングの検出が必要とされる場合にも電流ゼロクロスタイミングを高精度に検出することができる。従って、モータの電気定数に拘わらず、電流位相とロータ位置との間に常に所定の位相差を維持することにより、結果的に電流位相と逆起電圧信号位相とを一致させることができるため、モータを高効率に且つ高速回転及び高トルク駆動を実現することができる。

（第１の実施形態）
本発明の第１の実施形態について図面を用いて説明する。

図１は本発明の第１の実施形態に係るモータ駆動装置のブロック構成を示している。図１に示すように、第１の実施形態に係るモータ駆動装置は、直流電源１からの動作電圧を受け、モータ３をＰＷＭ変調による、例えば三相（Ｕ相、Ｖ相及びＷ相）駆動方式により駆動する駆動回路２を有している。

具体的には、駆動回路２は、駆動信号生成回路９からのＰＷＭ信号を含む通電信号を受け、受けた通電信号を増幅してモータ３を駆動する。なお、駆動信号生成回路９には、該駆動信号生成回路９と駆動回路２との間の電源電圧差に基づく信号レベルの差異に応じたレベルシフト回路が含まれていてもよい。

駆動回路２の低電位電源側には、駆動回路２を流れる電流を検出する電流検出回路４が設けられており、該電流検出回路４により検出された電流は、電流信号整形回路５を介して誤差増幅回路６に入力される。誤差増幅回路６には、トルク指令信号入力端子７を介して外部から入力されたトルク指令信号が入力され、外部から入力されたトルク指令信号と電流信号整形回路５を介した電流信号との誤差信号が電圧信号生成回路１０に入力される。

電圧信号生成回路１０は、モータ３を構成するロータ（図示せず）の回転電気角の位相に従って周期的に電圧値が変化し、且つその振幅が誤差増幅回路６の出力信号に依存する三相のＰＷＭ被変調プロファイル信号を生成して駆動信号生成回路９に入力し、これにより三相正弦波電流を得る。但し、駆動数は三相に限られず、位相に応じて三相のうちの二相を選択してパルス幅変調する二相ＰＷＭ駆動であってもよい。

駆動信号生成回路９は、三角波発生回路８からの三角波信号と、電圧信号生成回路１０が出力する信号によりＰＷＭ変調回路１４においてスライスされたＰＷＭ信号とに基づいて駆動回路２を駆動する通電信号を生成する。

駆動回路２は、従来例と同等の構成であって、直流電源１の高電位と低電位との間にそれぞれ直列接続された３対のハーフブリッジ回路であって、ｐ型駆動トランジスタ５６ａ及びｎ型駆動トランジスタ５７ａ、ｐ型駆動トランジスタ５６ｂ及びｎ型駆動トランジスタ５７ｂ並びにｐ型駆動トランジスタ５６ｃ及びｎ型駆動トランジスタ５７ｃと、各ｐ型トランジスタ５６ａ、５６ｂ及び５６ｃとそれぞれ逆方向接続された高電位電源側の還流ダイオード５８ａ〜５８ｃと、各ｎ型トランジスタ５７ａ、５７ｂ及び５７ｃとそれぞれ逆方向接続された低電位電源側の還流ダイオード５８ｄ〜５８ｆとから構成される。なお上記においては、簡便のため、高電位側の駆動トランジスタをｐ型とし、低電位側の駆動トランジスタをｎ型として説明したが、いずれもｐ型及びＮ型に限定されるものではない。但し、一般には低電位側の駆動トランジスタはｎ型であり、高電位側の駆動トランジスタはｎ型の場合もｐ型の場合もある。

以下では、通電位相の制御方法と共に、モータ駆動装置の構成を説明する。

電流位相検出回路１１は、高電位電源側の還流ダイオード５８ａ〜５８ｃによる還流を検出する第１の比較器（後述）と、低電位電源側の還流ダイオード５８ｄ〜５８ｆによる還流を検出する第２の比較器（後述）とを含む。ここでは、Ｕ相に相当する高電位電源側の還流ダイオード５８ａと低電位電源側の還流ダイオード５８ｄとの還流を検出する。

電流位相検出回路１１により検出された電流位相信号は、位相差検出回路１２及び電圧信号生成回路１０に入力される。また、モータ３を構成するロータの位置を検出するロータ位置検出回路１３から出力されるロータ位置信号は、位相差検出回路１２及び電圧信号生成回路１０に入力される。

位相差検出回路１２は、ロータ位置信号と電流位相信号との位相差を検出し、検出した位相差信号を電圧信号生成回路１０に出力する。電圧信号生成回路１０で生成される電圧信号の位相は、位相差検出回路１２からの位相差信号に基づいてロータ位置信号の位相に対する位相関係を補正した電圧信号として生成される。本発明においては、電流位相と逆起電圧信号位相との位相の関係を制御するように、ＰＷＭ非変調プロファイル信号の位相を制御してモータ駆動を行う。従って、この目的のためにロータ位置信号を用いる。

言い換えれば、一般にモータ３は構造的にロータ位置と逆起電圧信号位相とが一定の電気角だけの位相差を持つ。このため、本発明では上記の構成によってモータ３の電気定数に拘わらず、電流位相と逆起電圧信号位相との位相の関係を制御することにより、電流位相とロータ位置との位相の関係を制御できるので、モータ３を高効率に駆動することが可能となる。

なお、図１において、電流検出回路４は各低電位電源側のｎ型駆動トランジスタ５７ａ〜５７ｃにおける低電位側共通接続端子と低電位電源との間に設けているが、これに限られない。すなわち、各高電位電源側のｐ型駆動トランジスタ５６ａ〜５６ｃにおける高電位側共通接続端子と高電位電源との間に設けてもよく、また、モータ３への三相給電線に直列に設けてもよい。さらには、ｐ型駆動トランジスタ５６ａ〜５６ｃのいずれか１つと高電位側共通接続端子との間に介在させて設けてもよく、また、ｎ型駆動トランジスタ５７ａ〜５７ｃのいずれか１つと低電位側共通接続端子との間に介在させて設けてもよい。

第１の実施形態においては、電圧信号生成回路１０とＰＷＭ変調回路１４との信号を受け、過変調時に駆動信号生成回路９に対して同期整流の解除信号を出力する過変調時電流位相検出制御回路１５を設けている。

図２に過変調時電流位相検出制御回路１５のブロック構成を示す。図２に示すように、過変調時電流位相検出制御回路１５は、同期整流解除回路１６と、過変調検出回路１７と、電流ゼロクロス取得期間設定回路１８とから構成される。

まず、電圧信号生成回路１０は、入力されたロータ位置信号の周期から、例えば三相のＰＷＭ被変調プロファイル信号を生成するために得ているロータの周期情報と前周期の電流位相情報とを電流ゼロクロス取得期間設定回路１８に出力する。

電流ゼロクロス取得期間設定回路１８は、計数したロータの周期情報と前周期の電流位相情報から次の電流ゼロクロス位置を取得するための電流ゼロクロス取得期間を設定して、設定した電流ゼロクロス取得期間を同期整流解除回路１６に与える。

過変調検出回路１７は、ＰＷＭ変調回路１４から出力される例えばＵ相のＰＷＭ信号を受け、受けたＰＷＭ信号の過変調期間を検出して同期整流解除回路１６に出力する。なお、過変調検出回路１７がＰＷＭ変調回路１４からの信号に基づいて過変調期間を検出し、検出した過変調期間を同期整流解除回路１６に通知する方法として、例えば、ＰＷＭ信号のＨ（ハイレベル）期間を所定のクロック信号で計数し、且つＰＷＭ信号のＬ（ロ−レベル）状態でクリアすると共に、ＰＷＭ周期よりも長いＨ期間を計数した際に、デューティ比の値が１００％を超える過変調状態を示す信号を出力する方法、又はＰＷＭ信号のＬ期間を所定のクロック信号で計数し、且つＰＷＭ信号のＨ状態でクリアすると共に、ＰＷＭ周期よりも長いＬ期間を計数した際に、デューティ比の値が０％未満の過変調状態を示す信号を出力する方法がある。

同期整流解除回路１６は、過変調期間が電流ゼロクロス取得設定期間と一致している期間に、同期整流解除信号を駆動信号生成回路９に出力する。

このように、駆動信号生成回路９は、過変調期間で且つ電流ゼロクロス取得設定期間において同期整流を解除した駆動をＵ相に対して行うことができる。

以上により、電流位相検出回路１１は、過変調期間においてもＵ相電流のゼロクロスタイミングを高精度に検出できるため、高効率のモータ駆動が可能となる。

ここで、第１の実施形態に係るモータ駆動装置におけるモータ駆動方法であって、過変調時に電流ゼロクロスタイミングを判定する過程を図３の処理フローに示す。

図３に示すように、まず、ステップＳ１において、ＰＷＭ変調回路１４が過変調状態であるか否かを判定する。過変調状態でなければ、次のステップＳ２において、駆動信号生成回路９は駆動回路２を通常通り同期整流のまま駆動する。

次に、ステップＳ３において、電流位相検出回路１１によりゼロクロス判定処理を行い、次のステップＳ４において、還流電流の方向の変化から電流ゼロクロス点の通過を確認する。ここで、電流ゼロクロス点の通過が判定された場合は終了となり、次の電流ゼロクロス点の通過を判定する過程に移る。一方、電流ゼロクロス点の通過が判定されない場合は、ステップＳ１から繰り返す。

ステップＳ１において過変調状態である判定された場合は、ステップＳ５において、過変調時電流位相検出回路１５における電流ゼロクロス取得期間設定回路１８が電流ゼロクロスタイミングを取得するための期間（電流ゼロクロス取得期間）を設定する。

次に、ステップＳ６において、過変調時電流位相検出回路１５における同期整流解除回路１６が同期整流を停止し、駆動信号生成回路９は同期整流を停止した状態で駆動回路２を駆動する。その後、ステップＳ３において、電流位相検出回路１１によりゼロクロス判定処理を行う。

なお、図３においては、ステップＳ３で行うゼロクロス判定処理は、過変調状態か否かに拘わらず同一の処理とする構成としたが、これに限られない。例えば、図４に示すように、過変調状態の場合は、ステップＳ７としてステップＳ３とは判定処理の処理手順を変えてもよい。例えばステップＳ７の処理方法として、電流ゼロクロス以前において検出されるはずの還流ダイオードの順方向降下電圧の消滅を検出することにより電流ゼロクロス点を通過したと判断する方法、若しくは電流ゼロクロス点の通過後において検出されるはずの還流ダイオードの順方向降下電圧の発生を検出することにより電流ゼロクロス通過したと判断する方法、又はこれらを組み合わせる方法がある。

次に、図５に示すタイミングチャートを用いて、モータ３の駆動コイルからＵ相電流が駆動回路２に流入する吸い込み状態から、駆動回路２からＵ相電流がモータ３の駆動コイルに流出する吐き出し状態に変化する場合の、過変調期間における電流ゼロクロスタイミングの検出方法を示す。図５（ａ）は本発明の第１の実施形態に係る電流ゼロクロス取得設定期間信号、図５（ｂ）は本実施形態に係るＵ相出力端子の電圧波形、図５（ｃ）は本実施形態に係る高電位電源側の還流ダイオードにおける還流電流を検出する第１の比較器からの出力信号、図５（ｄ）は本実施形態に係る低電位電源側の還流ダイオードにおける還流電流を検出する第２の比較器からの出力信号、図５（ｅ）は本実施形態に係る電流ゼロクロス出力信号、及び図５（ｆ）は比較例であって従来のＵ相出力端子の電圧波形をそれぞれ表している。ここで、符号１９はＰＷＭ期間すなわちＰＷＭ変調率が０％よりも大きく且つ１００％未満の期間である。符号２０は非ＰＷＭ期間であり、ＰＷＭ変調率が１００％以上の過変調期間である。

電流は電圧に対して位相が遅れるため、図５に示す電流ゼロクロス増加端においては、高電位電源側のｐ型駆動トランジスタ５６ａのオンデューティの値が大きい。図５（ｂ）に示すＵ相出力端子の電圧波形は、当初は高電位電源側を還流するため、ＰＷＭ期間１９の貫通防止用デッドタイムにおいて高電位電源線よりもダイオード順方向降下電圧分だけ高い突起２１を得る。図５（ｆ）に示すように、従来のＵ相出力端子の電圧波形は、ＰＷＭチョップが生じることがない非ＰＷＭ期間２０においては還流ダイオード２５８ａ又は２５８ｄによる信号突起を得ることができない。このため、従来例に係る非ＰＷＭ期間２０においては、精度良く電流ゼロクロスタイミングを得ることができない。

これに対し、本発明の第１の実施形態においては、図２に示す電流ゼロクロス取得期間設定回路１８が図５（ａ）に示す電流ゼロクロス取得設定期間２３を与え、且つ、図２に示す同期整流解除回路１６が同期整流を解除することにより、Ｕ相の高電位電源側のｐ型駆動トランジスタ５６ａをオフ状態とする。すなわち、Ｕ相が過変調状態であるならば、同期整流状態ではｐ型駆動トランジスタ５６ａが継続的にオン状態であり、且つｎ型駆動トランジスタ５７ａが継続的にオフ状態であるから、同期整流の解除としてｐ型駆動トランジスタ５６ａをオフ状態にすることにより、Ｕ相は高インピーダンス状態に遷移する。これにより、増加端の電流ゼロクロス点の通過前には、図５（ｂ）に示す本発明のＵ相出力端子の電圧波形に突起２１ａを得ることができる。従って、図５（ｂ）に示すように、電流ゼロクロス取得設定期間２３内にＵ相電流が吸い込み状態から吐き出し状態に変化すると、Ｕ相出力端子の電圧は急下降する。さらに、このとき、低電位電源側のｎ型駆動トランジスタ５７ａはオフ状態にあるため、Ｕ相出力端子の電圧は低電位電源線電位から低電位電源側の還流ダイオード５８ｄの順方向降下電圧分だけ下がった突起２２ｂを出力する。このため、電流位相検出回路１１は精度良くゼロクロス信号を出力することができる。

なお、上記の説明は、図５（ａ）、図５（ｂ）及び図５（ｄ）の実線で示される波形を説明しており、電流ゼロクロス取得設定期間２３の間は同期整流を停止した状態で駆動回路２が駆動される。これに対し、図５（ａ）、図５（ｂ）及び図５（ｄ）に付した破線は、電流ゼロクロスが発生した後で且つ還流ダイオードによる還流電流の発生を確認した後に、直ちに同期整流が再開される場合の波形を示している。

次に、図６に示すタイミングチャートを用いて、駆動回路２からモータ３の駆動コイルにＵ相電流を流出させる吐き出し状態２から、モータ３の駆動コイルからＵ相電流が駆動回路２に流入する吸い込み状態に変化する場合の、過変調期間における電流ゼロクロスタイミングの検出方法を示す。図６（ａ）は本発明の第１の実施形態に係る電流ゼロクロス取得設定期間信号、図６（ｂ）は本実施形態に係るＵ相出力端子の電圧波形、図６（ｃ）は本実施形態に係る高電位電源側の還流ダイオードにおける還流電流を検出する第１の比較器からの出力信号、図６（ｄ）は本実施形態に係る低電位電源側の還流ダイオードにおける還流電流を検出する第２の比較器からの出力信号、図６（ｅ）は本実施形態に係る電流ゼロクロス出力信号、及び図６（ｆ）は比較例であって従来のＵ相出力端子の電圧波形をそれぞれ表している。

電流は電圧に対して位相が遅れるため、図６に示す電流ゼロクロス減少端においては、低電位電源側のｎ型駆動トランジスタ５７ａのオンデューティの値が大きい。図６（ｂ）に示すＵ相出力端子の電圧波形は、当初は低電位電源側を還流するため、ＰＷＭ期間１９の貫通防止用デッドタイムにおいて低電位電源線よりもダイオード順方向降下電圧分だけ低い突起２２を得る。図６（ｆ）に示すように、従来のＵ相出力端子の電圧波形は、ＰＷＭチョップが生じることがない非ＰＷＭ期間２０（この場合の変調率は０％）においては還流ダイオード２５８ａ又は２５８ｄによる信号突起を得ることができない。このため、非ＰＷＭ期間２０においては、精度良く電流ゼロクロスタイミングを得ることができない。

これに対し、本発明の第１の実施形態においては、図２に示す電流ゼロクロス取得設定回路１８が図６（ａ）に示す電流ゼロクロス取得設定期間２３を与え、且つ、図２に示す同期整流解除回路１６が同期整流を解除することにより、Ｕ相の低電位電源側のｎ型駆動トランジスタ５７ａをオフ状態とする。すなわち、Ｕ相が過変調状態であるならば、同期整流状態ではｎ型駆動トランジスタ５７ａが継続的にオン状態であり、且つｐ型駆動トランジスタ５６ａが継続的にオフ状態であるから、同期整流の解除としてｎ型駆動トランジスタ５７ａをオフ状態にすることにより、Ｕ相は高インピーダンス状態に遷移する。これにより、減少端の電流ゼロクロス点の通過前には、図６（ｂ）に示す本発明のＵ相出力端子の電圧波形に突起２２ａを得ることができる。従って、図６（ｂ）に示すように、電流ゼロクロス取得設定期間２３内にＵ相電流が吐き出し状態から吸い込み状態に変化すると、Ｕ相出力端子の電圧は急上昇する。さらに、このとき、高電位電源側のｐ型駆動トランジスタ５６ａがオフ状態にあるため、Ｕ相出力端子の電圧は高電位電源線電位から高電位電源側の還流ダイオード５８ａの順方向降下電圧分だけ上がった突起２１ｂを出力する。このため、電流位相検出回路１１は精度良くゼロクロス信号を出力することができる。

なお、上記の説明は、図６（ａ）、図６（ｂ）及び図６（ｄ）の実線で示される波形を説明しており、電流ゼロクロス取得設定期間２３の間は同期整流を停止した状態で駆動回路２が駆動される。これに対し、図６（ａ）、図６（ｂ）及び図６（ｄ）に付した破線は、電流ゼロクロスが発生した後で且つ還流ダイオードにおける還流の発生を確認した後に、直ちに同期整流が再開される場合の波形を示している。

図７（ａ）〜図７（ｃ）に本発明の第１の実施形態に係る電流ゼロクロス検出方法を用いた場合の位相補正の作用の一例を示す。図７（ａ）はＰＷＭ被変調プロファイル波形でもある、Ｕ相における相電圧波形を示し、図７（ｂ）はＵ相の駆動電流を示し、図７（ｃ）はＵ相のロータ位置信号を示す。図７（ｂ）には相電流の波形が３本描かれており、このうち符号１００は電流位相が高効率化のための最適条件にある場合の電流波形であり、符号１０１は最適位相よりもやや進んだ進相状態にある場合の電流波形であり、符号１０２は最適位相よりもやや位相が遅れた遅相状態にある場合の電流波形である。ロータ位置信号をホールセンサ等のロータ位置検出素子から抽出する場合には、ロータ位置検出素子がどの位置に配置されているかによって、図７（ｃ）の信号波形の位相は異なる。従って、ロータ位置信号をホール配置に基づく必要な位相角度だけ補正して相電流位相と比較することが便利である。

一般に、ロータ位置検出素子はその信号波形の直流（ＤＣ）成分レベルに対するクロス位置から３０°だけ進んだ位置又は３０°だけ遅れた位置でゼロクロスする相電流を生成した場合に、その検出効率が最大となる配置であることが多い。この場合、ロータ位置検出素子が３個であれば、３個のうちのいずれかが１つの電流相からみて３０°だけ進んだ位置で最大効率を示す。また、ロータ位置検出素子が１個であれば、３０°だけ進むか又は３０°だけ遅れた位相で電流ゼロクロスが合致するときに最大効率となるような相電流が１相だけ存在する。ここでは一例として、図７（ｃ）のロータ位置信号波形のゼロクロス位置から３０°だけ遅れた位置に相電流のゼロクロスが生じると最大効率となるとして、位相制御の様子を説明する。なお、ロータ位置検出素子とは、モータ３を構成するロータの磁界を検出する構成に限られず、ロータとの相互作用に基づいてステータに発生する電圧を検出する構成であってもよい。

図７（ａ）において、符号１０４は電圧信号生成回路１０から出力される３相のうちのＵ相のＰＷＭ被変調プロファイル信号波形である。符号１０５ａ及び１０５ｂは、駆動電圧波形を正弦波としたときのＤＣ成分レベルとのクロス位置を示している。図７（ｂ）に示す相電流波形は、ＰＷＭ被変調プロファイル信号波形１０４から位相遅れを生じて１００、１０１又は１０２として現れる。

ここで、得られた相電流波形が符号１００であれば、そのゼロクロス位置は、図７（ｃ）のホール位置信号のクロス点１０７ａ及び１０７ｂを符号１０９に示したホール配置補正量である３０°だけ遅らせた符号１０８ａ及び１０８ｂと一致する。このとき与えられたＰＷＭ被変調プロファイル信号波形１０４は適切であることになり、その位相の修正のための帰還は行われない。

また、得られた相電流波形が符号１０１であれば、そのゼロクロス位置は、図７（ｃ）のホール位置信号１０６のクロス点１０７ａ及び１０７ｂを３０°だけ遅らせた符号１０８ａ及び１０８ｂから、さらに図７（ｂ）に期間１２０として図示した位相だけ進んでいることになる。このとき、与えられたＰＷＭ被変調プロファイル信号波形１０４の位相は最適値よりも進んでいることになる。そこで、進んだ位相の修正のために、期間１２０で示した位相差に所定の補正利得を乗じた分だけの帰還が、ＰＷＭ被変調プロファイル信号１０４の位相に対して行われる。この位相補正は、期間１２０をカウントし、且つ電圧信号生成回路１０により位相情報に基づいて生成されるＰＷＭ被変調プロファイル信号の角度情報の補正又はＰＷＭ被変調プロファイル信号のエッジの開始タイミングの補正で行われる。

また、得られた相電流波形が符号１０２であれば、そのゼロクロス位置は、図７（ｃ）のホール位置信号のクロス点１０７ａ及び１０７ｂを３０°だけ遅らせた符号１０８ａ及び１０８ｂから、さらに図７（ｂ）に期間１２１として図示した位相分だけ遅れていることになる。このとき、与えられた駆動電圧波形１０４の位相は最適値よりも遅れていることになる。そこで、遅れた位相の修正のために、期間１２１で示した位相差に所定の補正利得を乗じた分だけの帰還がＰＷＭ被変調プロファイル信号１０４の位相に対して行われる。この位相補正は、期間１２１をカウントし、且つ電圧信号生成回路１０により位相情報に基づいて生成されるＰＷＭ被変調プロファイル信号の角度情報の補正又はＰＷＭ被変調プロファイル信号のエッジの開始タイミングの補正で行われる。

なお、位相の補正は、電圧信号生成回路１０から出力され互いの位相が１２０°ずつシフトした３相の駆動電圧のそれぞれが独立に位相補正されてもよく、また、３相のうちの１相のみを用いて位相補正の制御を行う一方、これに基づいて他の２相は１２０°ずつ位相シフトした電圧出力を行うようにしてもよい。

また、電圧信号生成回路１０から出力される駆動電圧波形は、図７（ａ）に示した正弦波状のＰＷＭ被変調プロファイル信号１０４に限られず、これに代えて、図８に示すように、ゼロ期間を各相で周期を３等分して持たせた二相変調用の電圧波形１２２とすることも可能である。この場合には、クロス位置１０５ａ及び１０５ｂは、電圧値が大きい半周期と小さい半周期を分ける位置に来る。この場合も、位相補正については図８に示すクロス位置１０５ａ及び１０５ｂを図７（ａ）に示すクロス位置１０５ａ及び１０５ｂと同様に制御すればよい。

なお、図７（ａ）及び図８に示す駆動電圧波形は線形的（リニア）な変化をする波形として描いているが、後述する図９（ｂ）に示すように、これらの波形を近似的に表すような位相ステップに応じて階段状に変化する波形であってもよい。このような近似は駆動電圧波形を生成するための回路規模の削減に寄与する。このような場合にも、本実施形態に係るモータ駆動装置は、高効率であると共にモータ３に生じるインダクタンスがローパスフィルタ（ＬＰＦ）として機能する。このため、階段状の駆動電圧波形がＰＷＭ被変調プロファイル信号としてＰＷＭ変調された際にも滑らかな相電流波形を与えるので、低振動及び低騒音が満たされる。

図９（ａ）にＰＷＭ被変調プロファイル信号として位相ステップに応じて階段状に変化する駆動電圧波形を発生する電圧信号生成回路１０の構成例を示す。図９（ａ）に示す電圧信号生成回路１０は、例えば、階段状であって且つ図７（ａ）に示す駆動電圧１０４及びそれを１２０°ずつ位相シフトした駆動電圧を生成する。

図９（ａ）に示すように、電圧信号生成回路１０は、第１の入力端子３０１、第２の入力端子３０２及び第３の入力端子３０３を有するピーク・トゥ・ピーク値制御部３０５と、該ピーク・トゥ・ピーク値制御部３０５の出力側に接続され、複数の抵抗器を直列に接続してなる抵抗接続体３０６と、該抵抗接続体３０６における各接続点同士の接続を独立して３通りに切り替え可能な第１のスイッチ３０７、第２のスイッチ３０８及び第３のスイッチ３０９とを含む。

ピーク・トゥ・ピーク値制御部３０５の第１の入力端子３０１には、図１に示す誤差増幅回路６から出力される誤差信号が入力され、第２の入力端子３０２には、図１に示すロータ位置検出回路１３から出力されるロータ位置信号が入力され、第３の入力端子３０３には、図１に示す位相差検出回路１２から出力される位相差信号が入力される。

第１のスイッチ３０７にはＵ相の駆動電圧を出力する第１の出力端子３１２が設けられ、第２のスイッチ３０８にはＶ相の駆動電圧を出力する第２の出力端子３１３が設けられ、第３のスイッチ３０９にはＷ相の駆動電圧を出力する第３の出力端子３１４が設けられている。

この構成により、ピーク・トゥ・ピーク値制御部３０５は、誤差増幅回路６からの誤差信号を入力して、正弦波駆動電圧の最高電位及び最低電位を最高電位線３１０及び最低電位線３１１に出力し、ロータ位置信号及び位相差信号を入力して、各相の駆動電圧の位相を示すＵ相、Ｖ相及びＷ相の位相信号を各スイッチ３０７〜３０９の制御端子にそれぞれ出力する。

抵抗接続体３０６は、最高電位線３１０の電圧と最低電位線３１１の電圧とを分圧して、２つの電圧を上下のピークとする擬似的な正弦波であり且つ種々の位相を持つ電圧を生成し、各スイッチ３０７〜３０９の各接点に出力する。ここで、各スイッチ３０７〜３０９の各接点に入力された電圧群が生成する電圧の関数を電圧プロファイルと呼ぶ。

このように、図９（ａ）に示す構成を持つ電圧信号生成回路１０が出力する電圧プロファイルは、例えば図９（ｂ）に示すＵ相の駆動電圧波形となる。このＵ相の位相を１２０°及び２４０°シフトしたものが、それぞれＶ相の駆動電圧波形及びＷ相の駆動電圧波形となる。なお、電圧プロファイルは、例えば図８に示す二相変調用の電圧波形を階段状としてもよい。

このように、第１の実施形態においては、電圧信号生成回路１０を構成するピーク・トゥ・ピーク値制御部３０５が出力する位相信号３１７〜３１９の位相の進み及び遅れを積極的に制御する。

以下、第１の実施形態に係る電流位相検出回路１１の構成例の一例を図１０を参照しながら説明する。電流位相検出回路１１は、駆動回路２における還流電流からゼロクロス点を求める機能を有する。

図１０に示すように、電流位相検出回路１１は、例えば、駆動回路２の高電位側共通接続端子の電位を第１の電圧だけシフトする第１の電位シフト回路１２３と、モータ３のコイル駆動端子の電位を第２の電圧だけシフトする第２の電位シフト回路１２４と、モータ３のコイル駆動端子の電位を第３の電圧だけシフトする第３の電位シフト回路１２５と、駆動回路２の低電位側共通接続端子の電位を第４の電圧だけシフトする第４の電位シフト回路１２６と、第１の電位シフト回路１２３及び第２の電位シフト回路１２４からの出力電圧を比較する第１の比較器１２７と、第３の電位シフト回路１２５及び第４の電位シフト回路１２６からの出力電圧を比較する第２の比較器１２８と、第１の比較器１２７及び第２の比較器１２８からの出力信号を受け、比較結果を電圧信号生成回路１０及び位相差検出回路１２に出力する比較処理回路１２９とから構成されている。

駆動回路２のコイル駆動端子の電位は、ＰＷＭ駆動によって高電位から低電位にまで大きく変化し、電流の還流時には高電位側共通接続端子の電位よりも高く、また低電位側共通接続端子の電位よりも低くスイングする。モータ３においては、高電位側共通接続端子の電位よりも高くなる時間帯の終端及び低電位側共通接続端子の電位よりも低くなる時間帯の終端が相電流のゼロクロス位置にほぼ一致する。従って、これら時間帯の終端を検出すればよい。

しかしながら、モータ３が小型化されると、オン抵抗の値と還流電流値との積が小さくなるため、モータ駆動端子の電位と高電位側共通接続端子の電位又はモータ駆動端子の電位と低電位側共通接続端子の電位との単純な比較では、ノイズ及び後段比較器のオフセットばらつき等の要因によってチャタリングが生じ易い。従って、ここでは還流電流が発生したときに、数百ｍＶの電位差を生じる還流ダイオードの順方向降下電圧を利用する。この方法を図１１（ａ）〜図１１（ｄ）に基づいて説明する。

図１１（ａ）において、符号３０はＵ相端子電圧の信号波形を示し、符号３１は高電位側共通接続端子の電位を示し、符号３２は低電位側共通接続端子の電位を示す。図１１（ａ）においては、符号３０で示した電圧が印加されるＵ相モータコイルにおけるＵ相の相電流の方向が切り替わる時間帯を含んでいる。

すなわち、図１１（ａ）においては、符号１１３はＵ相の低電位電源側のｎ型駆動トランジスタ５７ａがＵ相のモータコイルから電流を吸い込んで低電位共通接続端子に流し込む期間である。符号１１４はＵ相の高電位電源側のｐ型駆動トランジスタ５６ａ又は高電位電源側の還流ダイオード５８ａがＵ相のモータコイルから電流を吸い込んで高電位共通接続端子に流し込む期間である。符号１１５はＵ相の高電位電源側のｐ型駆動トランジスタ５６ａが高電位共通接続端子から電流を吸い込んでＵ相のモータコイルに流し込む期間である。符号１１６はＵ相の低電位電源側のｎ型駆動トランジスタ５７ａ又は低電位電源側の還流ダイオード５８ｄが低電位共通接続端子から電流を吸い込んでＵ相のモータコイルに電流を流し込む期間である。

符号３３及び符号３４は、高電位電源側のｐ型駆動トランジスタ５６ａに並列接続された還流ダイオード５８ａに還流電流が流れたことによるＵ相モータコイル駆動端子の電位の上昇とダイオード順方向降下電圧量とを示す。符号３５及び符号３６は、低電位電源側のｎ型駆動トランジスタ５７ａに並列接続された還流ダイオード５８ｄに還流電流が流れたことによるＵ相モータコイル駆動端子の電位の降下とダイオード順方向降下電圧量とを示す。ここでは、同期整流駆動を採用していることから、符号３７は高電位電源側のｐ型駆動トランジスタ５６ａによるエネルギ蓄積時の電位降下であり、符号３８は高電位電源側のｐ型駆動トランジスタ５６ａによる還流時の電位上昇である。また、符号３９は低電位電源側のｎ型駆動トランジスタ５７ａによるエネルギ蓄積時の電位上昇であり、符号４０は低電位電源側のｎ型駆動トランジスタ５７ａによる還流時の電位降下である。これらの電位上昇及び電位降下はいずれもが、符号３４及び符号３６に示したダイオード順方向降下電圧量と比べて小さく、とりわけ小電流時には極めて小さいオン電圧となる。

従って、前述したようにノイズ及び比較器のオフセットばらつき等の影響のために、符号３７、３８、３９及び４０に示した電位差を安定して検出することは困難である。これに対して、符号３４及び符号３６に示した電位差は電流値に対して対数特性を示すことから、極めて小さい電流値に対しても数百ｍＶの大きさを有するため、その検出は容易である。

図１１（ｂ）に示す符号４１及び４２は、図１１（ａ）に示した高電位側共通接続端子の電位３１及びモータコイル駆動端子の電圧３０を図１０に示す第１の電位シフト回路１２３及び第２の電位シフト回路１２４を介して得られる信号であり、その高電位付近のみを示している。また、図１１（ｂ）に示す符号５９は、図１１（ａ）における符号３４が電位シフト回路によりシフトされた後の電位差に相当する。

同様に、図１１（ｃ）に示す符号４３及び符号４４は、図１１（ａ）に示したモータコイル駆動端子電圧３０及び低電位側共通接続端子電位３２を図１０に示す第３の電位シフト回路１２５及び第４の電位シフト回路１２６を介して得られる信号とし、その低電位付近のみを示している。また、図１１（ｃ）に示す符号６０は、図１１（ａ）における符号３６が電位シフト回路によりシフトされた後の電位差に相当する。

このように、図１１（ｂ）に示す符号４１及び符号４２を図１０に示す第１の比較器１２７によって比較し、また、図１１（ｂ）に示す符号４３及び符号４４を図１０に示す第２の比較器１２８によって比較すれば、チャタリングが生じない比較結果を図１１（ｃ）及び図１１（ｄ）のように得ることができる。

続いて、各比較器１２７、１２８の比較結果を比較処理回路１２９に入力すれば、電流ゼロクロス点の検出を確実に行うことができる。ここで、各駆動トランジスタ５６ａ、５７ａ等のオン電圧分が各比較器１２７、１２８における入力範囲の余裕を考慮して、以下のように設定することが好ましい。すなわち、図１１（ｂ）及び図１１（ｃ）の符号４１及び符号４４に示す電位は、図１１（ｂ）に示す電位差６１及び図１１（ｃ）に示す電位差６２が、電位差５９及び電位差６０の５％から８０％程度の電圧レベルに設定するのが目安である。ここで、前述したように、電位差５９及び電位差６０は、図１１（ａ）に示す順方向電圧降下量３４、３６をそれぞれレベルシフトした後の値に相当する。

（第２の実施形態）
以下、本発明の第２の実施形態について図面を用いて説明する。

第１の実施形態においては、過変調時電流位相検出制御回路１５を構成する電流ゼロクロス取得期間設定回路１８は、電流ゼロクロス取得設定期間２３として電流ゼロクロスタイミングを検出するために同期整流が停止可能な期間を設定する。

第２の実施形態においては、設定された電流ゼロクロス取得設定期間よりも遅れて到来する電流ゼロクロスタイミングを精度良く検出する構成であり、その説明を図１２、図１３及び図１４を用いて行う。

図１２は本発明の第２の実施形態に係るモータ駆動装置におけるモータ駆動方法であって、過変調時に電流ゼロクロスタイミングを判定する処理フローを示している。

図１２に示すように、まず、ステップＳ１において、ＰＷＭ変調回路１４が過変調状態であるか否かを判定する。過変調状態でなければ、次のステップＳ２において、駆動信号生成回路９は駆動回路２を通常通り同期整流のまま駆動する。

次に、ステップＳ３において、電流位相検出回路１１によりゼロクロス判定処理を行い、次のステップＳ４において、還流電流の方向の変化から電流ゼロクロス点の通過を確認する。ここで、電流ゼロクロス点の通過が判定された場合は終了となり、次の電流ゼロクロス点の通過を判定する過程に移る。また、電流ゼロクロス点の通過が判定されない場合は、ステップＳ１から繰り返す。

ステップＳ１において過変調状態である判定された場合は、ステップＳ５において、過変調時電流位相検出回路１５における電流ゼロクロス取得期間設定回路１８が電流ゼロクロスタイミングを取得するための期間を設定する。

次に、ステップＳ６において、過変調時電流位相検出回路１５における同期整流解除回路１６が同期整流を停止し、駆動信号生成回路９は同期整流を停止した状態で駆動回路２を駆動する。

次に、ステップＳ７において、電流位相検出回路１１により、過変調時に同期整流を停止した場合としてのゼロクロス判定処理を行う。その後、ステップＳ８において、電流位相検出回路１１によりゼロクロス判定処理を行う。ステップＳ８において、電流ゼロクロス点の通過を確認した場合は、次のステップＳ９において同期整流停止を解除する。一方、ステップＳ８において、電流ゼロクロス点の通過が確認されなかった場合は、ステップＳ１０に移り、電流ゼロクロス取得帰還を継続させる処理を行ってステップＳ６に戻る。すなわち、ゼロクロス点を通過するまで、電流ゼロクロス取得帰還を延長して同期整流停止期間を延長する。

このように、第２の実施形態によると、設定された電流ゼロクロス取得期間よりも遅れて到来する電流ゼロクロスタイミングを精度良く検出できる。

以下、タイミングチャートを用いて具体的に説明する。

図１３はモータ３の駆動コイルからＵ相電流が駆動回路２に流入する吸い込み状態から、駆動回路２からＵ相電流がモータ３の駆動コイルに流出する吐き出し状態に変化する場合の、過変調期間における電流ゼロクロスタイミングの検出方法を示している。

ここで、図１３（ａ）は本発明の第２の実施形態に係る電流ゼロクロス取得設定期間信号、図１３（ｂ）は本実施形態に係るＵ相出力端子の電圧波形、図１３（ｃ）は本実施形態に係る高電位電源側の還流ダイオードにおける還流電流を検出する第１の比較器からの出力信号、図１３（ｄ）は本実施形態に係る低電位電源側の還流ダイオードにおける還流電流を検出する第２の比較器からの出力信号、及び図１３（ｅ）は本実施形態に係る電流ゼロクロス出力信号をそれぞれ表している。ここで、符号１９はＰＷＭ期間すなわちＰＷＭ変調率が０％よりも大きく且つ１００％未満の期間である。符号２０は非ＰＷＭ期間であり、ＰＷＭ変調率が１００％以上の過変調期間である。なお、符号２１等は第１の実施形態で説明した通りである。

図１３（ａ）に破線で示す電流ゼロクロス取得設定期間２３は当初の設定期間であり、実線は結果として同期整流が停止された期間を示す。第２の実施形態においては、図２に示す電流ゼロクロス取得設定回路１８は、過変調期間の初期にゼロクロス取得設定期間２３を与え、電流ゼロクロス信号の到来を待ってゼロクロス取得設定期間２３を完了する。

還流ダイオードによる検出された還流電流に伴う突起２１ａ及び２２ｂ、高電位電源側の還流ダイオードにおける還流を検出する第１の比較器からの出力信号、低電位電源側の還流ダイオードにおける還流を検出する第２の比較器からの出力信号並びに電流ゼロクロス出力信号の変化については図５と同様である。

但し、第２の実施形態においては、図１３（ａ）に示すように、電流ゼロクロスタイミングが到来するまで、ゼロクロス取得設定期間２３を継続する。これにより、設定された電流ゼロクロス取得期間よりも遅れて到来した電流ゼロクロスタイミングを精度良く検出することが可能となる。但し、実際には電流ゼロクロス取得設定期間２３の最大継続時間は、モータ駆動装置又は使用されるシステムとして、現実的な範囲に留める必要がある。

図１４は駆動回路２からＵ相電流がモータ３の駆動コイルに流出する吐き出し状態から、モータ３の駆動コイルからＵ相電流が駆動回路２に流入する吸い込み状態に変化する場合の、過変調期間（この場合は、変調率が０％以下の期間）における電流ゼロクロスタイミングの検出方法を示している。図１４（ａ）は本発明の第２の実施形態に係る電流ゼロクロス取得設定期間信号、図１４（ｂ）は本実施形態に係るＵ相出力端子の電圧波形、図１４（ｃ）は本実施形態に係る高電位電源側の還流ダイオードにおける還流電流を検出する第１の比較器からの出力信号、図１４（ｄ）は本実施形態に係る低電位電源側の還流ダイオードにおける還流電流を検出する第２の比較器からの出力信号、及び図１４（ｅ）は本実施形態に係る電流ゼロクロス出力信号をそれぞれ表している。ここで、符号１９はＰＷＭ期間すなわちＰＷＭ変調率が０％よりも大きく且つ１００％未満の期間である。符号２０は非ＰＷＭ期間であり、ＰＷＭ変調率が０％以下の過変調期間である。なお、符号２２等は第１の実施形態で説明した通りである。

図１４（ａ）に破線で示す電流ゼロクロス取得設定期間２３は当初の設定期間であり、実線は結果として同期整流が停止された期間を示す。還流ダイオードによる検出された還流電流に伴う突起２１ｂ及び２２ａ、高電位電源側の還流ダイオードにおける還流を検出する第１の比較器からの出力信号、低電位電源側の還流ダイオードにおける還流を検出する第２の比較器からの出力信号並びに電流ゼロクロス出力信号の変化については図６と同様である。

このように、第２の実施形態によると、電流ゼロクロスタイミングが到来するまでゼロクロス取得設定期間２３を継続することにより、設定された電流ゼロクロス取得期間よりも遅れて到来する電流ゼロクロスタイミングを精度良く検出することができる。

（第３の実施形態）
以下、本発明の第３の実施形態について図面を用いて説明する。

第３の実施形態においては、設定した電流ゼロクロス取得設定期間２３が始まる前に電流ゼロクロスタイミングが既に到来していた場合でも対応可能とする構成であり、その説明を図１５及び図１６を用いて行う。

図１５は本発明の第３の実施形態に係るモータ駆動装置におけるモータ駆動方法であって、モータ３の駆動コイルからＵ相電流が駆動回路２に流入する吸い込み状態から、駆動回路２からＵ相電流がモータ３の駆動コイルに流出する吐き出し状態に変化する場合の、過変調期間における電流ゼロクロスタイミングの検出方法を示している。図１５（ａ）は本発明の第３の実施形態に係る電流ゼロクロス取得設定期間信号、図１５（ｂ）は本実施形態に係るＵ相出力端子の電圧波形、図１５（ｃ）は本実施形態に係る高電位電源側の還流ダイオードにおける還流電流を検出する第１の比較器からの出力信号、図１５（ｄ）は本実施形態に係る低電位電源側の還流ダイオードにおける還流電流を検出する第２の比較器からの出力信号、及び図１５（ｅ）は本実施形態に係る電流ゼロクロス出力信号をそれぞれ表している。ここで、符号１９はＰＷＭ期間すなわちＰＷＭ変調率が０％よりも大きく且つ１００％未満の期間である。符号２０は非ＰＷＭ期間であり、ＰＷＭ変調率が１００％以上の過変調期間である。符号２１等は第１の実施形態で説明した通りである。

図１５（ａ）に破線で示す電流ゼロクロス取得設定期間２３は当初の設定期間であり、実線は結果として同期整流が停止された期間を示す。図１５（ｂ）に示すように、第３の実施形態においては、同期整流を停止した後に、Ｕ相の出力電圧が高電位電源電圧よりも高くなる過程を経ることなく、符号２８に示すように直ちに急降下する。さらに、高電位電源側のｐ型駆動トランジスタ５６ａがオフ状態であるため、Ｕ相の出力端子電圧は低電位電源線電位から低電位電源側の還流ダイオード５８ｄの順方向降下電圧分だけ下がった突起を出力する。このように、第３の実施形態においては、実際の電流ゼロクロスタイミングからは遅れながらも、電流ゼロクロス出力信号を可能な限り早く出力することができる。このとき、電流ゼロクロス取得設定期間２３の開始に伴う同期整流停止期間の開始は、前回の電流ゼロクロス判定出力タイミングにモータ３の回転周期を加えて決まる次回の電流ゼロクロスタイミングよりも先に与えることにより、数周期後には同期整流停止期間内で電流ゼロクロス点を検知することが可能となる。

図１６はモータ３の駆動コイルからＵ相電流が駆動回路２に流出する吐き出し状態から、モータ３の駆動コイルに流入する吸い込み状態に変化する場合の、過変調期間（この場合は、変調率が０％以下の期間）における電流ゼロクロスタイミングの検出方法を示している。図１６（ａ）は本発明の第３の実施形態に係る電流ゼロクロス取得設定期間信号、図１６（ｂ）は本実施形態に係るＵ相出力端子の電圧波形、図１６（ｃ）は本実施形態に係る高電位電源側の還流ダイオードにおける還流電流を検出する第１の比較器からの出力信号、図１６（ｄ）は本実施形態に係る低電位電源側の還流ダイオードにおける還流電流を検出する第２の比較器からの出力信号、及び図１６（ｅ）は本実施形態に係る電流ゼロクロス出力信号をそれぞれ表している。ここで、符号１９はＰＷＭ期間すなわちＰＷＭ変調率が０％よりも大きく且つ１００％未満の期間である。符号２０は非ＰＷＭ期間であり、ＰＷＭ変調率が０％以下の過変調期間である。なお、符号２２等は第１の実施形態で説明した通りである。

図１６（ａ）に破線で示す電流ゼロクロス取得設定期間２３は当初の設定期間であり、実線は結果として同期整流が停止された期間を示す。図１６（ｂ）に示すように、同期整流を停止した後に、Ｕ相の出力電圧が低電位電源電圧よりも低くなる過程を経ることなく、符号２９に示すように直ちに急上昇する。さらに、低電位電源側のｎ型駆動トランジスタ５７ａがオフ状態であるため、Ｕ相の出力端子電圧は高電位電源線から高電位電源側の還流ダイオード５８ａの順方向降下電圧分だけ上がった突起を出力する。このように、実際の電流ゼロクロスタイミングからは遅れながらも、電流ゼロクロス出力信号を出力することができる。

なお、第３の実施形態に係る電流ゼロクロスを検出する処理フローは、第１の実施形態で示した図４と同等のフローとなる。但し、第３の実施形態の場合は、ステップＳ５における電流ゼロクロス取得設定期間２３の設定タイミングが第１の実施形態の場合よりも先行することと、ステップＳ７の処理内容が出力電圧の急降下をもって電流ゼロクロスを通過したと判定することとが第１の実施形態とは異なる。

（第４の実施形態）
以下、本発明の第４の実施形態について図面を用いて説明する。

本発明に係る第１〜第３の各実施形態は、過変調期間において同期整流を一時的に停止する制御を行っている。前述したように、同期整流型ＰＷＭ方式は、駆動回路２における貫通電流を防止するためにデッドタイム期間を設けている。このデッドタイム期間により、還流ダイオード５８ａ等を介した還流を生じるため、電流ゼロクロスタイミングを検出することが可能となる。従って、過変調期間における電流ゼロクロス取得設定期間内に、元の変調率が１００％以上であっても高デューティ比で且つ１００％未満の変調率を持つＰＷＭパルスを与える構成とすれば、その際のデッドタイムに生じる還流ダイオードの順方向降下電圧の検出から電流ゼロクロスタイミングを判定することが可能となる。この構成を採るモータ駆動装置のブロック構成を図１７（ａ）に示す。図１７（ａ）に示すように、第４の実施形態においては、駆動信号生成回路９と電圧信号生成回路１０との間に過変調時電流位相検出制御回路１５Ａを設けている。また、図１７（ｂ）に、過変調時電流位相検出制御回路１５Ａの構成例を示す。ここで、図１７（ａ）及び図１７（ｂ）において、図１及び図２に付した構成要件と同一の構成要件には同一の符号を付している。図１７（ｂ）に示すように、図２の同期整流解除回路１６に代えて、高デューティＰＷＭ信号付与回路１６Ａを設けている。

まず、図１８に本発明の第４の実施形態に係るモータ駆動装置におけるモータ駆動方法であって、過変調時に電流ゼロクロスタイミングを判定する処理フローを示す。ここでは、第２の実施形態との相違点のみを説明する。図１８に示すように、第４の実施形態においては、ステップＳ１において過変調状態を認識し且つステップＳ５において電流ゼロクロス取得期間を設定した後、次のステップＳ１１において、過変調状態を高デューティ比（例えば９５％から９８％程度）で且つ１００％未満に緩和した同期整流を行う。本発明は、電流ゼロクロス取得期間においては、過変調でない範囲で元の過変調状態に近いデューティ比で駆動を行うため、高インピーダンス区間が断続的に生じることになって、還流ダイオードによる順方向降下電圧が断続的に現れる。

その後、ステップＳ７においてゼロクロス判定処理を行い、ステップＳ８において、電流ゼロクロスタイミングを通過したと判定された場合は、次のステップＳ１２において、過変調を緩和する処理を解除する。他のステップは第２の実施形態と同様である。

このように、第４の実施形態においては、設定された電流ゼロクロス取得期間よりも遅れて到来する電流ゼロクロスを精度良く検出することが可能となる。

以下、タイミングチャートを用いて具体的に説明する。

図１９はモータ３の駆動コイルからＵ相電流が駆動回路２に流入する吸い込み状態から、駆動回路２からＵ相電流がモータ３の駆動コイルに流出する吐き出し状態に変化する場合の、過変調期間における電流ゼロクロスタイミングの検出方法を示している。

ここで、図１９（ａ）は本発明の第４の実施形態に係る電流ゼロクロス取得設定期間信号、図１９（ｂ）は本実施形態に係るＵ相出力端子の電圧波形、図１９（ｃ）は本実施形態に係る高電位電源側の還流ダイオードにおける還流電流を検出する第１の比較器からの出力信号、図１９（ｄ）は本実施形態に係る低電位電源側の還流ダイオードにおける還流電流を検出する第２の比較器からの出力信号、及び図１９（ｅ）は本実施形態に係る電流ゼロクロス出力信号をそれぞれ表している。ここで、符号１９はＰＷＭ期間すなわちＰＷＭ変調率が０％よりも大きく且つ１００％未満の期間である。符号２０は非ＰＷＭ期間であり、ＰＷＭ変調率が１００％以上の過変調期間である。なお、符号２１等は第１の実施形態で説明した通りである。

図１９（ａ）に破線で示す電流ゼロクロス取得設定期間２３は当初の設定期間であり、実線は結果として、元は１００％超の過変調であったものが１００％未満の変調率に緩和された期間を示す。第４の実施形態においては、図１７（ａ）に示す電圧信号生成回路１０は、ロータ位置検出回路１３から出力されるロータ位置信号の周期から２相又は３相のＰＷＭ被変調プロファイル信号を生成する際に得るロータの周期情報と前周期の電流位相情報とを電流ゼロクロス取得期間設定回路１８に与える。電流ゼロクロス取得期間設定回路１８は、ロータの周期情報と前周期の電流位相情報とから次の電流ゼロクロス取得設定期間２３を図１９（ａ）の破線で示すように暫定的に設定して、高デューティＰＷＭ信号付与回路１６Ａに与える。該高デューティＰＷＭ信号付与回路１６Ａは、電流ゼロクロス信号が到来するまでゼロクロス取得設定期間２３を実線で示すように延長して終わる。過変調検出回路１７は、ＰＷＭ変調回路１４から出力されるＵ相のＰＷＭ信号を受けて過変調期間を検出し、高デューティＰＷＭ信号付与回路１６Ａに過変調期間であるか否かを通知する。高デューティＰＷＭ信号付与回路１６Ａは、過変調期間で且つ電流ゼロクロス取得設定期間２３と一致している期間について、ＰＷＭ変調率が１００％未満の高デューティＰＷＭ信号を図１７（ａ）に示す駆動信号生成回路９に出力する。その結果、図１９（ｂ）に示すように、Ｕ相出力端子の電圧波形には、非ＰＷＭ期間２０で且つ電流ゼロクロス取得設定期間２３に、還流ダイオードを還流する際に生じる突起２１ａ及び２２ｂ、並びに高電位電源側の還流ダイオードに生じる還流を検出する第１の比較器からの出力信号、低電位電源側の還流ダイオードに生じる還流を検出する第２の比較器からの出力信号及び電流ゼロクロス出力信号に、ＰＷＭ期間１９と同様の変化が生じる。但し、高デューティＰＷＭ信号付与回路１６Ａから出力される突起２１ａ及びパルス２４の時間幅はＰＷＭ期間１９と比べて狭い。

このように、第４の実施形態においては、駆動信号生成回路９は、過変調期間に設定された電流ゼロクロス取得設定期間２３において、同期整流で且つ高デューティＰＷＭ駆動を行い、そのデッドタイムに生じる還流ダイオードの順方向降下電圧からＰＷＭ変調期間の場合と同様に電流ゼロクロスタイミングを検出することができる。

以上により、図１７（ａ）に示す電流位相検出回路１１は、過変調期間においてもＵ相電流のゼロクロスタイミングを高精度に検出できるため、高効率なモータ駆動を可能にする。

なお、過変調期間が変調率０％以下の場合には、低デューティ比で且つ０％よりも大きい変調率を持つＰＷＭパルスを電流ゼロクロス取得設定期間２３に与える。このとき、高デューティＰＷＭ信号付与回路１６ａは、過変調期間が電流ゼロクロス取得設定期間に一致している期間について、ＰＷＭ変調率が０％よりも大きいデューティ比を持つＰＷＭ信号を駆動信号生成回路９に出力する。これにより、電流ゼロクロス通過タイミングを高精度に検出できる。

図２０は駆動回路２からＵ相電流がモータ３の駆動コイルに流出する吐き出し状態から、モータ３の駆動コイルからＵ相電流が駆動回路２に流入する吸い込み状態に変化する場合の、過変調期間（この場合は、変調率が０％以下の期間）における電流ゼロクロスタイミングの検出方法を示している。図２０（ａ）は本発明の第４の実施形態に係る電流ゼロクロス取得設定期間信号、図２０（ｂ）は本実施形態に係るＵ相出力端子の電圧波形、図２０（ｃ）は本実施形態に係る高電位電源側の還流ダイオードにおける還流電流を検出する第１の比較器からの出力信号、図２０（ｄ）は本実施形態に係る低電位電源側の還流ダイオードにおける還流電流を検出する第２の比較器からの出力信号、及び図２０（ｅ）は本実施形態に係る電流ゼロクロス出力信号をそれぞれ表している。ここで、符号１９はＰＷＭ期間すなわちＰＷＭ変調率が０％よりも大きく且つ１００％未満の期間である。符号２０は非ＰＷＭ期間であり、ＰＷＭ変調率が０％以下の過変調期間である。

図２０（ａ）に破線で示す電流ゼロクロス取得設定期間２３は当初の設定期間であり、実線は結果として、元は１００％超の過変調であったものが１００％未満の変調率に緩和された期間を示す。非ＰＭＷ期間２０において、検出される還流ダイオードに生じる還流に伴う突起２１ｂ及び２２ａ、並びに高電位電源側の還流ダイオードに生じる還流を検出する第１の比較器からの出力信号、低電位電源側の還流ダイオードに生じる還流を検出する第２の比較器からの出力信号及び電流ゼロクロス出力信号の変化については、ＰＷＭ期間と同様の変化が生じる。

このように、第４の実施形態によると、電流ゼロクロスタイミングが到来するまでゼロクロス取得設定期間２３を継続することにより、設定された電流ゼロクロス取得設定期間２３よりも遅れて到来する電流ゼロクロスタイミングを精度良く検出することが可能となる。

なお、過変調期間において高デューティＰＷＭ信号を与える期間が長いと、モータ３を駆動するための相電流の低下と電流歪みとを無視できなくなる。このため、高デューティＰＷＭ信号を与える期間を最小限とするために、電流ゼロクロス判定を行うと直ちにゼロクロス検出期間を解除することが好ましい。

また、第１〜第２の実施形態においては、電流ゼロクロス取得設定期間２３の間に電流ゼロクロスが発生するまで高インピーダンス状態を継続するように処理する説明を行ったが、高インピーダンス状態は断続的に行ってもよい。この場合は、狭い時間幅の、図５及び図１３に示した突起２１ａ及びパルス２４、並びに図６及び図１４に示した突起２２ａ及びパルス２７が一般に複数個続けて発生することになる。

また、第１〜第４の各実施形態においては、電流ゼロクロスタイミングを検出するために、Ｕ相の出力電圧を用いて説明したが、Ｕ相に限定されず他のＶ相又はＷ相を用いてもよい。また、１相ではなく複数相を用いてもよい。複数相の電流ゼロクロスタイミングを検出する場合には、時間的にさらに高精度な位相制御が可能となる。すなわち、電流ゼロクロスタイミングの検出に３相すべてを用いる場合には、１相の場合の３倍の頻度でゼロクロスタイミングを検出できるため、速度変化等に伴う周期変動に対する位相追従性能を一層向上することができる。

また、電流ゼロクロス点は、増加方向のゼロクロスエッジと減少方向のゼロクロスエッジのいずれか一方のみを用いてもよく、その両方のエッジを用いてもよい。

また、ＰＷＭ信号の生成は、三角波をＰＷＭ被変調波プロファイル信号でスライスして得るように説明したが、デジタル演算処理によってＰＷＭ信号を発生する場合にも、本発明は適用可能である。

また、各実施形態においては、電流波形として、正弦波であるＰＷＭ被変調プロファイル信号を用いて説明したが、本発明は正弦波でなくとも有効である。しかしながら、正弦波駆動と本発明とを組み合わせることによって、騒音及び振動が少ない上に、高効率なモータ駆動を実現することができる。

本発明に係るモータ駆動方法及びそれを用いたモータ駆動装置によると、起動時、高加速時又は高速回転時のようなＰＷＭ駆動が過変調状態の場合にも精度良く相電流のゼロクロス情報を検出でき、さらに、これを用いてロータ位置情報との位相関係を制御することにより高効率で波形歪みが小さく且つ低振動のモータ駆動を実現することができ、通電位相の最適化が可能なブラシレスモータ駆動装置等に有用である。

本発明の第１の実施形態に係るモータ駆動回路を示すブロック構成図である。 本発明の第１の実施形態に係るモータ駆動回路を構成する過変調時電流位相検出制御回路の一例を示すブロック構成図である。 本発明の第１の実施形態に係るモータ駆動回路を駆動するモータ駆動方法を示す動作フロー図である。 本発明の第１の実施形態に係るモータ駆動回路を駆動するモータ駆動方法の他の例を示す動作フロー図である。 （ａ）〜（ｅ）は本発明の第１の実施形態に係るモータ駆動装置における駆動電流の駆動回路への吸い込み状態から、駆動コイルへの吐き出し状態に変化する場合のタイミングチャートであり、（ａ）は電流ゼロクロス取得設定期間信号を示し、（ｂ）はＵ相出力端子の電圧波形を示し、（ｃ）は高電位電源側の還流ダイオードにおける還流電流を検出する第１の比較器からの出力信号を示し、（ｄ）は低電位電源側の還流ダイオードにおける還流電流を検出する第２の比較器からの出力信号を示し、（ｅ）は電流ゼロクロス出力信号を示す。（ｆ）は比較例であって従来のＵ相出力端子の電圧波形を示す。 （ａ）〜（ｅ）は本発明の第１の実施形態に係るモータ駆動装置における吐き出し状態から吸い込み状態に変化する場合のタイミングチャートであり、（ａ）は電流ゼロクロス取得設定期間信号を示し、（ｂ）はＵ相出力端子の電圧波形を示し、（ｃ）は高電位電源側の還流ダイオードにおける還流電流を検出する第１の比較器からの出力信号を示し、（ｄ）は低電位電源側の還流ダイオードにおける還流電流を検出する第２の比較器からの出力信号を示し、（ｅ）は電流ゼロクロス出力信号を示す。（ｆ）は比較例であって従来のＵ相出力端子の電圧波形を示す。 （ａ）は本発明の第１の実施形態に係るモータ駆動装置におけるＰＷＭ被変調プロファイル波形（Ｕ相における相電圧波形）を示し、（ｂ）はＵ相の駆動電流を示し、（ｃ）はＵ相のロータ位置信号を示す。 （ａ）は本発明の第１の実施形態に係るモータ駆動装置における二相変調用の電圧波形を示す。 （ａ）は本発明の第１の実施形態に係るモータ駆動装置における階段状に変化する駆動電圧波形を発生する電圧信号生成回路の構成例を示す模式的な回路図である。（ｂ）は（ａ）が出力する駆動電圧波形である。 本発明の第１の実施形態に係るモータ駆動装置における電流位相検出回路の一例を示すブロック構成図である。 （ａ）〜（ｅ）は本発明の第１の実施形態に係るモータ駆動装置の電流位相検出回路による信号値の比較（ゼロクロス点の検出）を示すタイミングチャートである。 本発明の第２の実施形態に係るモータ駆動回路を駆動するモータ駆動方法を示す動作フロー図である。 （ａ）〜（ｅ）は本発明の第２の実施形態に係るモータ駆動装置における駆動電流の駆動回路への吸い込み状態から、駆動コイルへの吐き出し状態に変化する場合のタイミングチャートであり、（ａ）は電流ゼロクロス取得設定期間信号を示し、（ｂ）はＵ相出力端子の電圧波形を示し、（ｃ）は高電位電源側の還流ダイオードにおける還流電流を検出する第１の比較器からの出力信号を示し、（ｄ）は低電位電源側の還流ダイオードにおける還流電流を検出する第２の比較器からの出力信号を示し、（ｅ）は電流ゼロクロス出力信号を示す。 （ａ）〜（ｅ）は本発明の第２の実施形態に係るモータ駆動装置における吐き出し状態から吸い込み状態に変化する場合のタイミングチャートであり、（ａ）は電流ゼロクロス取得設定期間信号を示し、（ｂ）はＵ相出力端子の電圧波形を示し、（ｃ）は高電位電源側の還流ダイオードにおける還流電流を検出する第１の比較器からの出力信号を示し、（ｄ）は低電位電源側の還流ダイオードにおける還流電流を検出する第２の比較器からの出力信号を示し、（ｅ）は電流ゼロクロス出力信号を示す。 （ａ）〜（ｅ）は本発明の第３の実施形態に係るモータ駆動装置における駆動電流の駆動回路への吸い込み状態から、駆動コイルへの吐き出し状態に変化する場合のタイミングチャートであり、（ａ）は電流ゼロクロス取得設定期間信号を示し、（ｂ）はＵ相出力端子の電圧波形を示し、（ｃ）は高電位電源側の還流ダイオードにおける還流電流を検出する第１の比較器からの出力信号を示し、（ｄ）は低電位電源側の還流ダイオードにおける還流電流を検出する第２の比較器からの出力信号を示し、（ｅ）は電流ゼロクロス出力信号を示す。 （ａ）〜（ｅ）は本発明の第３の実施形態に係るモータ駆動装置における吐き出し状態から吸い込み状態に変化する場合のタイミングチャートであり、（ａ）は電流ゼロクロス取得設定期間信号を示し、（ｂ）はＵ相出力端子の電圧波形を示し、（ｃ）は高電位電源側の還流ダイオードにおける還流電流を検出する第１の比較器からの出力信号を示し、（ｄ）は低電位電源側の還流ダイオードにおける還流電流を検出する第２の比較器からの出力信号を示し、（ｅ）は電流ゼロクロス出力信号を示す。 （ａ）は本発明の第４の実施形態に係るモータ駆動回路を示すブロック構成図である。（ｂ）は本発明の第４の実施形態に係るモータ駆動回路を構成する過変調時電流位相検出制御回路の一例を示すブロック構成図である。 本発明の第４の実施形態に係るモータ駆動回路を駆動するモータ駆動方法を示す動作フロー図である。 （ａ）〜（ｅ）は本発明の第４の実施形態に係るモータ駆動装置における駆動電流の駆動回路への吸い込み状態から、駆動コイルへの吐き出し状態に変化する場合のタイミングチャートであり、（ａ）は電流ゼロクロス取得設定期間信号を示し、（ｂ）はＵ相出力端子の電圧波形を示し、（ｃ）は高電位電源側の還流ダイオードにおける還流電流を検出する第１の比較器からの出力信号を示し、（ｄ）は低電位電源側の還流ダイオードにおける還流電流を検出する第２の比較器からの出力信号を示し、（ｅ）は電流ゼロクロス出力信号を示す。 （ａ）〜（ｅ）は本発明の第４の実施形態に係るモータ駆動装置における吐き出し状態から吸い込み状態に変化する場合のタイミングチャートであり、（ａ）は電流ゼロクロス取得設定期間信号を示し、（ｂ）はＵ相出力端子の電圧波形を示し、（ｃ）は高電位電源側の還流ダイオードにおける還流電流を検出する第１の比較器からの出力信号を示し、（ｄ）は低電位電源側の還流ダイオードにおける還流電流を検出する第２の比較器からの出力信号を示し、（ｅ）は電流ゼロクロス出力信号を示す。 従来のモータ駆動回路を示すブロック構成図である。 三相ＰＷＭ変調方式における変調波と被変調波とを示す信号波形図である。 （ａ）〜（ｃ）はＰＷＭ変調率が１００％未満の場合の比較器からの出力信号と電流位相信号とを示すタイミングチャートである。 ＰＷＭ変調率が１００％以上の場合の比較器からの出力信号と電流位相信号とを示すタイミングチャートである。 二相ＰＷＭ変調方式における変調波と被変調波とを示す信号波形図である。

符号の説明

１ 直流電源
２ 駆動回路段
３ モータ
４ 電流検出回路
５ 電流信号整形回路
６ 誤差増幅回路
７ トルク指令入力端子
８ 三角波発生回路
９ 駆動信号生成回路
１０ 電圧信号生成回路
１１ 電流位相検出回路
１２ 位相差検出回路
１３ ロータ位置検出回路
１４ ＰＷＭ変調回路
１５ 過変調時電流位相検出制御回路
１５Ａ 過変調時電流位相検出制御回路
１６ 同期整流解除回路
１６Ａ 高デューティＰＷＭ付与回路
１７ 過変調検出回路
１８ 電流ゼロクロス取得期間設定回路
２３ 電流ゼロクロス取得期間
５６ａ〜５６ｃ ｐ型駆動トランジスタ
５７ａ〜５７ｃ ｎ型駆動トランジスタ
５８ａ〜５８ｆ 還流ダイオード
１００、１０１、１０２ 駆動電流波形
１０６ ホール位置信号波形
１２３ 第１の電位シフト回路
１２４ 第２の電位シフト回路
１２５ 第３の電位シフト回路
１２６ 第４の電位シフト回路
１２７ 第１の比較器
１２８ 第２の比較器
１２９ 比較処理回路
３０１ 第１の入力端子
３０２ 第２の入力端子
３０３ 第３の入力端子
３０５ ピーク・トゥ・ピーク値制御部
３０６ 抵抗接続体
３０７ 第１のスイッチ
３０８ 第２のスイッチ
３０９ 第３のスイッチ
３１０ 最高電位線
３１１ 最低電位線
３１２ 第１の出力端子
３１３ 第２の出力端子
３１４ 第３の出力端子

Claims (15)

1. それぞれが高電位と接続された第１の駆動トランジスタと低電位と接続された第２の駆動トランジスタとが直列に接続され且つ前記駆動トランジスタ同士の１つの接続点をモータ駆動の複数相のうちの１相のモータ駆動用出力端子とする複数のハーフブリッジ回路と、電流検出回路とを有するモータ駆動方法であって、
   前記各ハーフブリッジ回路をパルス幅変調による同期整流で駆動することにより、前記各モータ駆動用出力端子と接続されたモータ駆動用の相コイルごとに順次電流を供給するステップ（ａ）と、
   前記パルス幅変調が過変調状態となった場合に、前記相コイルの少なくとも１つに対して、当該相の相電流の方向であって極性が変化するタイミングである電流ゼロクロスタイミングを取得するための電流ゼロクロス取得期間を設定するステップ（ｂ）と、
   設定された前記電流ゼロクロス取得期間において同期整流を停止し、該同期整流を停止した状態で、前記モータ駆動用の相コイルを駆動するステップ（ｃ）と、
   前記ステップ（ｃ）よりも後に、前記電流ゼロクロスタイミングを取得したか否かを判定するステップ（ｄ）とを備えていることを特徴とするモータ駆動方法。
2. 前記ステップ（ａ）において、
   前記パルス幅変調として、所定の電圧プロファイルに相当するパルス幅変調信号によって前記相コイルを駆動し、電流位相信号とロータ位置信号との位相差が所定値に維持されるように前記電圧プロファイルの位相を制御することを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動方法。
3. 前記各第１の駆動トランジスタ及び各第２の駆動トランジスタには、それぞれ逆方向接続された還流ダイオードが接続されており、
   前記ステップ（ｄ）は、前記ステップ（ｃ）において、電流ゼロクロスが生じるよりも前に検出されるはずの前記還流ダイオードに生じた順方向降下電圧の消滅を検出することにより、前記電流ゼロクロスタイミングを取得したと判定することを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動方法。
4. 前記各第１の駆動トランジスタ及び各第２の駆動トランジスタには、それぞれ逆方向接続された還流ダイオードが接続されており、
   前記ステップ（ｄ）は、前記ステップ（ｃ）において、電流ゼロクロスが生じた後に検出されるはずの前記還流ダイオードに生じた順方向降下電圧の発生を検出することにより、前記電流ゼロクロスタイミングを取得したと判定することを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動方法。
5. 前記ステップ（ｄ）において、前記電流ゼロクロスタイミングを取得できない場合には、同期整流を停止する期間を継続するステップ（ｅ）をさらに備えていることを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動方法。
6. 前記ステップ（ｃ）において、前記電流ゼロクロス取得設定期間の開始に伴う同期整流の停止を、前記ステップ（ｄ）における前回の電流ゼロクロスタイミングの判定に相コイルの回転周期を加えて決まる次回の電流ゼロクロスタイミングの判定よりも先行して開始し、
   前記ステップ（ｃ）において、同期整流を停止する期間の開始と同時に、検出対象である少なくとも１つの相コイルの電流ゼロクロスタイミングを取得している状態にある場合には、前記ステップ（ｄ）において、前記電流ゼロクロスタイミングを取得したと判定することを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動方法。
7. それぞれが高電位と接続された第１の駆動トランジスタと低電位と接続された第２の駆動トランジスタとが直列に接続され且つ前記駆動トランジスタ同士の１つの接続点をモータ駆動の複数相のうちの１相のモータ駆動用出力端子とする複数のハーフブリッジ回路と、電流検出回路とを有するモータ駆動方法であって、
   前記各ハーフブリッジ回路をパルス幅変調による同期整流で駆動することにより、前記各モータ駆動用出力端子と接続されたモータ駆動用の相コイルごとに順次電流を供給するステップ（ａ）と、
   前記パルス幅変調が過変調状態となった場合に、前記相コイルの少なくとも１つに対して、当該相の相電流の方向であって極性が変化するタイミングである電流ゼロクロスタイミングを取得するための電流ゼロクロス取得期間を設定するステップ（ｂ）と、
   設定された前記電流ゼロクロス取得期間において、変調率が０％よりも大きく且つ１００％未満のパルス幅変調を与えることにより、過変調状態を緩和するステップ（ｃ）と、
   前記ステップ（ｃ）よりも後に、前記電流ゼロクロスタイミングを取得したか否かを判定するステップ（ｄ）とを備えていることを特徴とするモータ駆動方法。
8. 前記ステップ（ｃ）において、前記パルス幅変調は、同期整流として実行することを特徴とする請求項７に記載のモータ駆動方法。
9. 前記ステップ（ｄ）において、前記電流ゼロクロスタイミングを取得したと判定した場合に、前記同期整流を再開するステップ（ｆ）をさらに備えていることを特徴とする請求項１又は７に記載のモータ駆動方法。
10. それぞれが高電位と接続された第１の駆動トランジスタと低電位と接続された第２の駆動トランジスタとが直列に接続され且つ前記駆動トランジスタ同士の１つの接続点をモータ駆動の複数相のうちの１相のモータ駆動用出力端子とする複数のハーフブリッジ回路を含む駆動回路と、
    前記駆動回路に流れる相電流の極性を検出する電流位相検出回路と、
    前記電流位相検出回路からの信号を受けると共に、所定のプロファイルを持つモータ駆動電圧を生成する電圧信号生成回路と、
    生成された前記モータ駆動電圧をパルス幅変調により信号化するＰＷＭ変調回路と、
    前記ＰＷＭ変調回路からの出力信号と前記電圧信号生成回路からの出力信号とを受け、過変調時に、前記電流位相検出回路を介した信号の電流位相を検出する過変調時電流位相検出制御回路と、
    前記ＰＷＭ変調回路からの出力信号と前記過変調時電流位相検出制御回路からの出力信号とを受け、前記第１の駆動トランジスタ及び第２の駆動トランジスタを駆動する駆動信号生成回路とを備えていることを特徴とするモータ駆動装置。
11. 前記過変調時電流位相検出制御回路は、
    前記ＰＷＭ変調回路から出力される信号を受け、受けた信号が過変調状態にあることを検出する過変調検出回路と、
    駆動対象とするモータを構成するロータの周期情報と該周期情報の前の周期の電流位相情報から次の電流ゼロクロス位置を取得するための期間を設定する電流ゼロクロス取得期間設定回路と、
    前記過変調検出回路から過変調状態を通知された場合に、前記駆動信号生成回路に対して同期整流を解除する信号を通知する同期整流解除回路とを含むことを特徴とする請求項１０に記載のモータ駆動回路。
12. 前記過変調時電流位相検出制御回路は、
    前記ＰＷＭ変調回路から出力される信号を受け、受けた信号が過変調状態にあることを検出する過変調検出回路と、
    駆動対象とするモータを構成するロータの周期情報と該周期情報の前の周期の電流位相情報から次の電流ゼロクロス位置を取得するための期間を設定する電流ゼロクロス取得期間設定回路と、
    前記過変調検出回路から過変調状態を通知された場合に、前記駆動信号生成回路に対して、変調率が１００％%未満のデューティ比を持つパルス幅変調信号を付与する高デューティＰＷＭ付与回路とを含むことを特徴とする請求項１０に記載のモータ駆動回路。
13. 電流ゼロクロス取得期間設定回路により過変調ＰＷＭ時に取得した相電流の位相を用いることによって、ロータ位置検出回路から得たロータ位置と電流位相との位相差を所定の制御値とするように、前記電圧信号生成回路からの出力電圧の位相を制御する回路を含むことを特徴とする請求項１０に記載のモータ駆動装置。
14. 前記電流位相検出回路は、モータ駆動の複数相のうちの少なくとも１相の相電流の極性を検出することを特徴とする請求項１０に記載のモータ駆動装置。
15. 前記駆動回路は、前記第１の駆動トランジスタ及び第２の駆動トランジスタにそれぞれ並列で且つ逆方向に接続された第１の還流ダイオード及び第２の還流ダイオードを有しており、
    前記電流位相検出回路は、前記各還流ダイオードに流れる還流電流が前記第１の還流ダイオードにおける順方向電位の降下量の中間的電位に相当する還流電流値を上回るか否か、又は前記第２の還流ダイオードに流れる還流電流が前記第２の還流ダイオードにおける順方向電位の降下量の中間的電位に相当する還流電流値を上回るか否かを等価的に比較することにより、前記電流の極性を検出してさらに極性の変化点から前記電流の位相差を検出することを特徴とする請求項１０に記載のモータ駆動装置。

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