JP2008544591A - 複数のサブキャリアを用いる無線通信システムのための自動周波数制御 - Google Patents

Abstract

【解決手段】ＯＦＤＭシステムにおいて周波数制御を実行する技術が説明される。１つの態様においては、受信されたパイロットに基づいて周波数獲得が実行され、受信されたＯＦＤＭシンボルに基づいて周波数トラッキングが実行される。周波数引き込みのために、受信されたパイロットに基づいて初期の周波数の誤差の推定値が導出されることができ、自動周波数制御（ＡＦＣ）ループが当該初期の周波数の誤差の推定値を用いて初期化されることができる。周波数トラッキングのために、受信された各ＯＦＤＭシンボルに対して周波数の誤差の推定値が導出されることができ、ＡＦＣループが当該周波数の誤差の推定値を用いて更新されることができる。入力サンプル中の周波数の誤差は、ＡＦＣループによって、初期の周波数の誤差の推定値、および受信された各ＯＦＤＭシンボルに対する周波数の誤差の推定値を用いて補正される。別の態様においては、受信されたＯＦＤＭシンボルの可変個数のサンプルが、周波数の誤差の推定に使用するために、例えば受信されたＯＦＤＭシンボルのタイミングに基づいて選択される。
【選択図】 図３

Description

本開示は概して通信に関し、より詳細には無線通信のための自動周波数制御（ＡＦＣ）に関する。

本出願は、本出願の譲受人に譲渡され、参照により本明細書に組み込まれる２００５年３月１１日に出願された「Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ」と題された米国仮出願第６０／６６０，９１４号の優先権を主張するものである。

無線通信においては、送信機はデータを無線周波数（ＲＦ）キャリア信号上に変調して、より伝送に適したＲＦ変調信号を生成する。次に、送信機は、ＲＦ変調信号を無線チャネルを介して受信機に送信する。送信された信号は、見通し経路および／または反射経路を含み得る１つまたは複数の信号経路を介して受信機に到達することができる。無線チャネルの特性は、フェージングおよびマルチパスなどの様々な現象のために時間の経過と共に変化する可能性がある。したがって、送信された信号は様々なチャネル状態にさらされる可能性があり、時間の経過と共に異なる振幅および／または位相で受信される可能性がある。

受信機は送信された信号を受信し、受信された信号を局部発振器（ＬＯ）の信号を用いてダウンコンバートし、ダウンコンバートされた信号を処理して送信機によって送信されたデータを復元する。概して、受信機は、ＬＯの信号中の周波数の誤差を推定するため、およびこの周波数の誤差を補正するために周波数制御（例えば、周波数の獲得（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ａｃｑｕｉｓｉｔｉｏｎ）および周波数のトラッキング）を実行する。この周波数の誤差は、受信機の回路部品の許容誤差、温度の変化、ならびに受信機および／または送信機の移動によるドップラー効果などの様々な要素が原因になり得る。周波数の精度に対する要件が厳しい場合、周波数制御は困難である可能性がある。
米国仮出願第６０／６６０，９１４号 したがって、当技術分野において、無線通信のための周波数制御を迅速に信頼性高く実行する技術に対するニーズが存在する。

[発明の概要]
複数のサブキャリアを用いる無線通信システムにおいて周波数制御を実行する技術が本明細書に記載される。複数のサブキャリアは、直行周波数分割多重（ＯＦＤＭ）、シングルキャリア周波数分割多元接続（ＳＣ−ＦＤＭＡ）、または他の何らかの変調技術を用いて得ることができる。

１つの態様では、ＯＦＤＭシンボルと共にパイロットを送信するシステムにおいて周波数制御を実行する技術が記載される。周波数の獲得が、ＯＦＤＭシンボルと共に時分割多重化されることができる受信されたパイロットに基づいて実行される。周波数のトラッキングが、受信されたＯＦＤＭシンボルに基づいて実行される。周波数の獲得のために、受信されたパイロットに基づいて初期の周波数の誤差の推定値が導出されることができ、自動周波数制御（ＡＦＣ）ループが当該初期の周波数の誤差の推定値を用いて初期化されることができる。周波数のトラッキングのために、受信された各ＯＦＤＭシンボルに対して周波数の誤差の推定値が導出されることができ、ＡＦＣループが当該周波数の誤差の推定値を用いて更新されることができる。入力サンプル中の周波数の誤差は、ＡＦＣループによって、初期の周波数の誤差の推定値、および受信された各ＯＦＤＭシンボルに対する周波数の誤差の推定値を用いて補正される。

別の態様では、受信されたＯＦＤＭシンボルに対して周波数の誤差の推定値を導出する技術が記載される。受信されたＯＦＤＭシンボルの変更可能な数のサンプルが、周波数の誤差の推定に使用するために（例えば、受信されたＯＦＤＭシンボルのタイミングに基づいて）選択される。一実施形態において、ＦＦＴウィンドウの始点は、受信されたＯＦＤＭシンボルのタイミングに基づいて決定される。次に、周波数の誤差の推定に使用するためのサンプルが、ＦＦＴウィンドウ内の、受信されたＯＦＤＭシンボルのサイクリックプレフィックスに関するサンプルの中から選択される。続いて、周波数の誤差の推定値が選択されたサンプルに基づいて導出される。

本発明の種々の態様および実施形態が、以下でさらに詳細に説明される。

本発明の特徴および特質は、以下に記載された詳細な説明が同様の参照符号が全体を通してそれに対応するものとして構成要素を識別する図面と共に理解されるとき、その詳細な説明からより明らかとなるであろう。

[発明の詳細]
用語「例示的な」は、本明細書においては「例、具体例、または事例としての役割を果たす」ことを表すために使用される。本明細書で「例示的」と記載されたいずれの実施形態または設計も、必ずしも他の実施形態または設計よりも好ましいまたは有利であると解釈されるべきではない。

本明細書に記載の周波数制御技術は、セルラシステム、放送システム、無線ローカルエリアネットワーク（ＷＬＡＮ）システム、衛星測位システムなどの様々な通信システムに対して使用されることができる。セルラシステムは、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）システム、時分割多元接続（ＴＤＭＡ）システム、周波数分割多元接続（ＦＤＭＡ）システム、直交周波数分割多元接続（ＯＦＤＭＡ）システム、シングルキャリアＦＤＭＡ（ＳＣ−ＦＤＭＡ）システムなどであってよい。放送システムは、ＭｅｄｉａＦＬＯシステム、ハンドヘルド向けデジタルビデオ放送（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｖｉｄｅｏ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ ｆｏｒ Ｈａｎｄｈｅｌｄｓ）（ＤＶＢ−Ｈ）システム、地上テレビ放送向け統合デジタル放送サービス（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｓｅｒｖｉｃｅｓ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ ｆｏｒ Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ Ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ）（ＩＳＤＢ−Ｔ）システムなどであってよい。ＷＬＡＮシステムは、ＩＥＥＥ８０２．１１システム、Ｗｉ−Ｆｉシステムなどであってよい。これらの様々なシステムは当技術分野において知られている。

本明細書に記載の周波数制御技術は、単一のサブキャリアを用いるシステムおよび複数のサブキャリアを用いるシステムに対して使用されることができる。複数のサブキャリアは、ＯＦＤＭ、ＳＣ−ＦＤＭＡ、または他の何らかの変調技術を用いて得ることができる。ＯＦＤＭおよびＳＣ−ＦＤＭＡは、周波数帯域（例えば、システムの帯域幅）をトーン（ｔｏｎｅｓ）、ビン（ｂｉｎｓ）などとも呼ばれる複数（Ｋ個）の直交するサブキャリアに分割する。各サブキャリアはデータを用いて変調されることができる。一般に、変調シンボルは、ＯＦＤＭの場合は周波数領域で、ＳＣ−ＦＤＭＡの場合は時間領域でサブキャリアに載せて送信される。ＯＦＤＭは、ＭｅｄｉａＦＬＯ、ＤＶＢ−ＨおよびＩＳＤＢ−Ｔ放送システム、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇ ＷＬＡＮシステム、ならびに一部のセルラシステムなどの様々なシステムで使用されている。明確にするために、それらの技術は、ＯＦＤＭを使用する放送システム、例えばＭｅｄｉａＦＬＯシステムに関して以下で説明される。

図１は、放送システム１００内の基地局１１０および端末１５０のブロック図を示す。簡単にするために、基地局１１０および１５０はそれぞれ単一のアンテナを備える。基地局は典型的には固定局であり、基地トランシーバーシステム（ｂａｓｅ ｔｒａｎｓｃｅｉｖｅｒ ｓｙｓｔｅｍ）（ＢＴＳ）、アクセスポイント、Ｎｏｄｅ Ｂなどと呼ばれる場合もある。端末は固定されているかまたは移動可能であってよく、移動局、ユーザ端末、モバイル機器などとも呼ばれる場合がある。端末１５０は、携帯電話、携帯情報端末（ＰＤＡ）、無線モデム、無線通信装置、ハンドヘルドデバイス、加入者ユニットなどであってよい。

基地局１１０において、送信（ＴＸ）データプロセッサ１２０は、トラヒックデータを処理（例えば、符号化、インターリーブ、およびシンボルマッピング）し、データシンボルを生成する。パイロットプロセッサ１２２は、パイロットシンボルを生成する。本明細書においては、データシンボルはデータに関する変調シンボルであり、パイロットシンボルはパイロットに関する変調シンボルであり、変調シンボルは、例えばＰＳＫまたはＱＡＭのための信号点配置における信号点に関する複素数値である。変調器１３０は、データシンボルおよびパイロットシンボルを多重化し、多重化されたデータおよびパイロットシンボルに対してＯＦＤＭ変調を実行し、ＯＦＤＭシンボルを生成する。送信機（ＴＭＴＲ）１３２は、ＯＦＤＭシンボルを処理（例えば、アナログへの変換、増幅、フィルタリング、および周波数アップコンバート）し、アンテナ１３４を介して送信されるＲＦ変調信号を生成する。

端末１５０において、アンテナ１５２は、基地局１１０からＲＦ変調信号を受信し、受信されたＲＦ信号を受信機（ＲＣＶＲ）１６０に供給する。受信機１６０は、受信されたＲＦ信号を調整（例えば、フィルタリング、増幅、周波数ダウンコンバート、およびデジタル化）し、受信されたサンプルを生成する。復調器１７０は、受信されたサンプルに対してＯＦＤＭ復調を実行し、基地局１１０によって送信されたデータシンボルの推定値であるデータシンボル推定値を生成する。受信（ＲＸ）データプロセッサ１７２は、データシンボル推定値を処理（例えば、シンボル逆マッピング、逆インターリーブ、および復号化）し、復号化されたデータを生成する。一般的に、端末１５０における処理は、基地局１１０における処理に対して相補的である。

コントローラ／プロセッサ１４０および１８０は、それぞれ基地局１１０および端末１５０の各種処理ユニットの動作を指示する。メモリ１４２および１８２は、それぞれ基地局１１０および端末１５０のためのプログラムコードおよびデータを記憶する。

図２は、放送システム１００のために使用されることができる例示的なスーパーフレーム構成２００を示す。図２に示された実施形態において、送信時間軸（ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ｔｉｍｅｌｉｎｅ）は、各スーパーフレームが特定の持続時間、例えば約１秒を有するようなスーパーフレームに分割される。各スーパーフレームは、時分割多重化された（ＴＤＭ）パイロットに関するフィールド２１２と、オーバーヘッド／制御情報に関するフィールド２１４と、Ｎ≧１の場合のトラヒックデータに関するＮ個のフレームを有するフィールド２１６とを含む。スーパーフレームは、図２に示されていない別のおよび／または追加のフィールドを含んでもよい。

図２に示された実施形態において、Ｓ＞１かつＬ＞１として、ＴＤＭパイロットは、各パイロット系列がＬ個の時間領域サンプルを含むようなＳ個の同一のパイロット系列で構成される。ＴＤＭパイロットは、（１）Ｌ個のパイロットシンボルに対してＬ点逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を実行してＬ個の時間領域サンプルを有するパイロット系列を得ること、および（２）当該パイロット系列をＳ回繰り返すことによって生成されることができる。ＴＤＭパイロットは、信号の検出、フレームの同期、初期の周波数の誤差の推定、粗い時刻の同期、および／またはその他の目的のために使用されることができる。

オーバーヘッド情報は、当該オーバーヘッド情報を送信した基地局の識別情報、データチャネルがスーパーフレームのフレーム中のどこで、どのように送信されるのか、および／またはその他の情報を伝達することができる。データチャネルは、Ｎ個のフレームで、オーバーヘッド情報によって示される周波数および時間位置で送信される。各データチャネルは、映像、音声、テレテキスト、データ、ビデオ／オーディオクリップなどの任意の種類のデータを搬送することができる。端末１５０は、基地局１１０から１つまたは複数の特定のデータチャネルを受信することに興味がある可能性がある。端末１５０は、例えばオーバーヘッド情報および／またはデータチャネル上で送られたデータに基づいて、所望の各データチャネルがどこで送られるのかを確認することができる。端末１５０は、バッテリー電力を節約するために多くの時間スリープ状態になることができ、周期的に起動して（１つまたは複数の）所望のデータチャネルを受信することができる。

各フレームは、複数（Ｍ個）のＯＦＤＭシンボルを搬送する。一つのＯＦＤＭシンボルは、（１）Ｋ個の変調シンボルに対してＫ点ＩＦＦＴを実行してＯＦＤＭシンボルのデータ部分に関するＫ個の時間領域サンプルを得ること、および（２）データ部分の最後のＣ個のサンプルを複製してＯＦＤＭシンボルに対する巡回プレフィックスを形成することにより生成されることができる。データ部分は、有用な部分（ｕｓｅｆｕｌ ｐｏｒｔｉｏｎ）、変換されたシンボル（ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｄ ｓｙｍｂｏｌ）などとも呼ばれる。また、ウィンドウ制御／フィルタリングが、巡回プレフィックスおよびデータ部分に対して実行されることができる。ＯＦＤＭシンボルは、ウィンドウ制御無しにＫ＋Ｃ個のサンプルを含むことができるか、またはウィンドウ制御により、場合によってはＫ＋Ｃ個を超えるサンプルを含むことができる。

一実施形態においては、Ｋ＝４０９６、Ｃ＝５１２であり、各ＯＦＤＭシンボルはウィンドウ制御に先立って４６０８個の時間領域サンプルを含む。一実施形態においては、Ｌ＝１２８、Ｓ＝３６であり、ＴＤＭパイロットは３６個の長さ１２８の同一のパイロット系列を含む。他の数値がＫ、Ｃ、Ｌ、およびＳに対して使用されてもよい。

図２は、具体的なスーパーフレーム構成を示す。本明細書に記載の周波数制御技術は、他のフレームおよびスーパーフレーム構成に対して使用されることもできる。

図３は、端末１５０における受信機１６０および復調器１７０の一実施形態のブロック図を示す。受信機１６０内で、低雑音増幅器（ＬＮＡ）３１２は、受信されたＲＦ信号を増幅し、増幅されたＲＦ信号を生成する。フィルタ３１２は、増幅されたＲＦ信号をフィルタリングして、処理対象の帯域内の信号成分を通過させ、帯域外の雑音および望ましくない信号を除去する。ダウンコンバータ３１４は、フィルタリングされたＲＦ信号をＬＯ発生器３２４からのＬＯ信号を用いて周波数ダウンコンバートし、ダウンコンバートされた信号を供給する。ＬＯ信号の周波数は、処理対象のＲＦチャネル内の信号成分がベースバンドまたはベースバンド付近にダウンコンバートされるように選択される。低域通過フィルタ３１６はダウンコンバートされた信号をフィルタリングして、処理対象のＲＦチャネル内の信号成分を通過させ、雑音および望ましくない信号を除去する。増幅器３１６は、フィルタリングされたベースバンド信号を増幅し、出力ベースバンド信号を供給する。アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）３１８は、出力ベースバンド信号をデジタル化し、受信されたサンプルｒ（ｋ）を復調器１７０に供給する。典型的には、受信されたサンプルは、同相（Ｉ）成分および直交（Ｑ）成分を有する複素数サンプルである。

基準発振器（Ｒｅｆ Ｏｓｃ）３２２は、正確な周波数ｆ_ｒｅｆを有する基準信号を生成する。基準発振器３２２は、電圧制御水晶発振器（ＶＣＸＯ）、温度補償水晶発振器（ＴＣＸＯ）、電圧制御ＴＣＸＯ（ＶＣ−ＴＣＸＯ）、電圧制御発振器（ＶＣＯ）、または他の何らかの種類の発振器であってよい。ＬＯ発生器３２４は基準信号を受信し、所望のＲＦ周波数のＬＯ信号を生成する。同様に、クロック発生器３２６も基準信号を受信し、ＡＤＣ３１８のためのサンプリングクロックを生成する。ＬＯ発生器３２４およびクロック発生器３２６は、当技術分野で知られているように、それぞれＶＣＯ、位相同期ループ（ＰＬＬ）、分周器などを用いて実現されることができる。

図３は、受信機１６０に関する特定の設計を示す。一般に、受信機は、スーパーへテロダインアーキテクチャまたはダイレクトトゥベースバンドアーキテクチャ（ｄｉｒｅｃｔ−ｔｏ−ｂａｓｅｂａｎｄ ａｒｃｈｉｔｅｃｔｕｒｅ）を実現することができる。スーパーへテロダインアーキテクチャでは、受信されたＲＦ信号は複数の段階でダウンコンバートされ、例えばあるステージでＲＦから中間周波数（ＩＦ）にダウンコンバートされ、次に別のステージでＩＦからベースバンドにダウンコンバートされる。図３に示されたダイレクトトゥベースバンドアーキテクチャでは、受信されたＲＦ信号は１つのステージでＲＦからベースバンドに直接ダウンコンバートされる。スーパーへテロダインおよびダイレクトトゥベースバンドアーキテクチャは、異なる回路ブロックおよび異なるＬＯ周波数を使用することができる。また、受信機は、増幅器、フィルタ、混合器などの１つまたは複数のステージを用いて信号の調整を実行することができる。受信機は、図３に示されていない別のおよび／または追加の回路ブロックを含んでもよい。

復調器１７０内で、自動利得制御（ＡＧＣ）ユニット３３０は、受信されたサンプルｒ（ｋ）に可変の利得Ｇ_ａｇｃを乗じ、所望の大きさ（ｍａｇｎｉｔｕｄｅ）を有する入力サンプルｘ（ｋ）を生成する。ＡＦＣユニット３４０は、入力サンプル中の周波数の誤差を推定し、入力サンプルから推定された周波数の誤差を除去し、推定された周波数の誤差が取り除かれた出力サンプルｙ（ｋ）を生成する。高速フーリエ変換（ＦＦＴ）ユニット３５０は、受信された各ＯＦＤＭシンボルに関するＫ個の出力サンプルに対してＫ点ＦＦＴを実行し、Ｋ個のサブキャリアに関して、周波数領域のＫ個の受信されたシンボルを得る。ＦＦＴユニット３５０は、トラヒックデータに関する受信されたシンボルをデータ検波器（ｄａｔａ ｄｅｔｅｃｔｏｒ）３５２に供給し、パイロットに関する受信されたシンボルをチャネル推定器３５４に供給する。チャネル推定器３５４は、パイロットに関する受信されたシンボルに基づいて、基地局１１０と端末１５０の間の無線チャネルに関するチャネル推定値を導出する。データ検波器３５２は、チャネル推定値を用いてトラヒックデータに関する受信されたシンボルに対してデータ検波（ｄａｔａ ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ）（例えば、等化または整合されたフィルタリング）を実行し、データシンボル推定値を供給する。

ＡＧＣコントローラ３３２は、受信されたサンプルｒ（ｋ）の大きさを判定し、入力サンプルｘ（ｋ）の所望の大きさを得るためにＡＧＣユニット３３０によって使用される可変の利得Ｇ_ａｇｃを生成する。また、ＡＧＣコントローラ３３２は、受信機１６０内の１つまたは複数の回路ブロック（例えば、ＬＮＡ３１２、ダウンコンバータ３１４、および／または増幅器３１６）に１つまたは複数の利得制御信号を供給する。該利得制御信号は、受信されたサンプルｒ（ｋ）の大きさを適切な範囲内に維持する。ＡＦＣコントローラ３４２は、ＡＦＣユニット３４０の出力を受信し、基準発振器３２２のための周波数制御信号を生成する。時間トラッキングユニット３４４は、（例えばＴＤＭパイロットに基づいて）スーパーフレームの始点を検出し、同様に受信された各ＯＦＤＭシンボルの始点を判定する。

図４は、図３の復調器１７０内のＡＦＣユニット３４０の一実施形態のブロック図を示す。ＡＦＣユニット３４０内で、入力サンプルｘ（ｋ）は、サンプルバッファ４０８、位相回転器４１０、および初期周波数誤差推定器４２０に供給される。サンプルバッファ４０８は、後続の処理のために入力サンプルおよび／または出力サンプルを記憶する。推定器４２０は、命令を受ける度に（例えばＴＤＭパイロットに基づいて）初期の周波数の誤差の推定値

を導出し、当該初期の周波数の誤差の推定値を多重化装置（Ｍｕｘ）４４６の１つの入力に供給する。位相回転器４１０は、位相アキュムレータ４１２からの位相値θ_ｋだけ各入力サンプルｘ（ｋ）を回転させ、位相を回転された出力サンプルｙ（ｋ）を生成する。一旦周波数の同期が達成されると、出力サンプルは周波数の誤差の大半を除去される。周波数誤差推定器４３０は、例えば受信されたＯＦＤＭシンボルに基づいて周波数の誤差の推定値

を導出する。周波数の誤差の推定値は、出力サンプル中の周波数の残存している誤差を示す。周波数同期検出器４３２は、周波数の同期が達成されたかどうかを判定する。

ループフィルタ４４０は、周波数の誤差の推定値

をフィルタリングし、入力サンプル中の周波数の誤差を示す平均の周波数の誤差

を生成する。ループフィルタ４４０内で、乗算器４４２は、周波数の誤差の推定値

にループ利得αを乗じる。加算器４４４は、乗算器４４２の出力と周波数レジスタ４４８の出力を合計する。多重化装置４４６は、別の入力において加算器４４４の出力を受信し、加算器４４４の出力、または初期の周波数の誤差の推定値

のいずれかを供給する。周波数レジスタ４４８は、多重化装置４４６の出力を記憶し、平均の周波数の誤差

を供給する。位相アキュムレータ４１２は、各サンプル期間中の平均の周波数の誤差を累積し、各入力サンプルに対する位相値を生成する。

位相回転器４１０、周波数誤差推定器４３０、ループフィルタ４４０、および位相アキュムレータ４１２は、入力サンプル中の周波数の誤差を推定および補正するＡＦＣループを形成する。一実施形態において、ＡＦＣループは以下のように動作する。端末が初めて起動したとき、または放送システムに初めて同調するとき、推定器４２０は基地局と端末の間の周波数の誤差の大半を捕捉する初期の周波数の誤差の推定値

を導出する。周波数レジスタ４４８は、初期の周波数の誤差の推定値を記憶する。位相アキュムレータ４１２は、レジスタ４４８からの周波数の誤差に起因する各サンプル期間中の位相偏移を計算する。位相回転器４１０は、位相アキュムレータ４１２からの位相偏移だけ各入力サンプルを回転させる。その後、受信された各ＯＦＤＭシンボルに対して、推定器４３０は、そのＯＦＤＭシンボルに関する出力サンプルに基づいて周波数の誤差の推定値

を導出する。周波数の誤差の推定値

は、ループ利得αでスケーリングされ、加算器４４４および多重化装置４４６を介して周波数レジスタ４４８によって累積される。したがって、周波数レジスタ４４８およびＡＦＣループは、初期の周波数の誤差の推定値を用いて初期化され、その後、受信された各ＯＦＤＭシンボルからの周波数の誤差の推定値によって更新される。

上述の実施形態において、位相回転は各入力サンプルに対して実行され、ＡＦＣループは各ＯＦＤＭシンボル期間中に更新される。また、ＡＦＣループは、その他の頻度で更新されてもよい。一般に、ＡＦＣループは、周波数の誤差の推定値が利用可能なときはいつでも更新されることができる。例えば、ＡＦＣループは、ＯＦＤＭシンボルを受信した後、データの一つのバーストを受信した後、フレームの終わりなどに更新されることができる。また、ＡＦＣループは、以下で説明するように異なるモード、例えば獲得モード（ａｃｑｕｉｓｉｔｉｏｎ ｍｏｄｅ）およびトラッキングモードで動作させることができる。

放送システムに関する入力サンプルは以下のように表されることができる。

ここで、ｓ（ｋ）はサンプル期間ｋ中に送信されたサンプルであり、ｘ（ｋ）はサンプル期間ｋに関する入力サンプルであり、ｎ（ｋ）は入力サンプルｘ（ｋ）に対する雑音であり、Δｆは周波数の誤差であり、φは任意の位相であり、Ｔ_ｓは１サンプル期間である。

図２に示されたように、ＴＤＭパイロットはＳ個の同一のパイロット系列を含む。したがって、送信されたサンプルはＴＤＭパイロットの間は周期的であり、ｓ（ｋ）＝ｓ（ｋ＋Ｌ）である。この場合、入力サンプル上の相関は以下のように表されることができる。

ここで、

は処理された後の雑音である。式（２）は、入力サンプルｘ（ｋ）を遅延された入力サンプルｘ（ｋ＋Ｌ）と相関させることによって周波数の誤差Δｆが分離されることができることを示している。

遅延された相関は、以下のようにして各パイロット系列に関して実行されることができる。

ここで、ｘ_ｌ（ｉ）＝ｘ（ｉ＋ｌ・Ｌ＋ｋ_ｓ）は、ｌ番目のパイロット系列に対するｉ番目の入力サンプルであり、
ｋ_ｓは、最初のパイロット系列の始点に関するサンプルのインデックス（ｓａｍｐｌｅ ｉｎｄｅｘ）であり、
Ｃ_ｌは、ｌ番目のパイロット系列に対する相関の結果である。

複数のパイロット系列に対する相関の結果は、以下のように累積されることができる。

ここで、Ｓ’は、Ｓ’＜Ｓである実行された遅延された相関の数であり、
Ｃ_ｉｎｉｔ＝Ｗ_Ｉ＋ｊＷ_Ｑは、全てのパイロット系列に対する累積された相関の結果である。

式（４）は、Ｓ’個の相関の結果に対して一貫した累積を実行し、同相成分Ｗ_Ｉおよび直交成分Ｗ_Ｑを有する複素数値であるＣ_ｉｎｉｔを生成する。

初期の周波数の誤差の推定値は、累積された相関の結果に基づいて以下のようにして導出されることができる。

ここで、Ｇ_Ｌは、Ｇ_Ｌ＝２π・Ｌ・Ｔ_Ｓである検波器の利得である。

最初のパイロット系列の始点は、入力サンプルに対してスライドする相関を実行すること、およびスライドする相関の中のピークを検出することによって確認されることができる。入力サンプルは、サンプルバッファ４０８中にバッファされることができ、式（３）の遅延された相関は、ＴＤＭパイロットが検出された後で全てのパイロット系列に対して実行されることができる。代替として、ＴＤＭパイロットは一部のパイロット系列を用いて検出されることができ、初期の周波数の誤差の推定値は残りのパイロット系列を用いて導出されることができる。

図５は、図４の初期周波数誤差推定器４２０の一実施形態のブロック図を示す。この実施形態において、遅延相関器５１０は入力サンプルｘ（ｋ）を受信し、式（３）に示された遅延の相関を実行する。遅延相関器５１０内で、入力サンプルは、Ｌサンプル遅延線５１２および乗算器５１６に供給される。遅延線５１２は、各入力サンプルをパイロット系列の長さであるＬサンプル期間だけ遅延させる。ユニット５１４は、遅延線５１２からの遅延された各サンプルの複素共役を生成する。乗算器５１６は、各入力サンプルにユニット５１４からの対応する出力を乗じ、各サンプル期間における積

を生成する。図３の時間トラッキングユニット３４４の一部であってよいピーク検出器５２０は、ＴＤＭパイロットを検出し、最初のパイロット系列の始点に対するサンプルのインデックスｋ_ｓを生成する。アキュムレータ５１８は、１つのパイロット系列に関するＬサンプル期間に渡って乗算器５１６の出力を累積し、各パイロット系列に対する相関の結果Ｃ_ｌを生成する。

加算器５３２およびレジスタ５３４で形成されるアキュムレータ５３０は、全てのパイロット系列に対する遅延相関器５１０からの相関の結果を累積し、累積結果Ｃ_ｉｎｉｔを生成する。逆正接ユニット５４０は、Ｃ_ｉｎｉｔの逆正接を計算する。スケーリングユニット５４２は、逆正接ユニット５４０の出力をスケーリングし、初期の周波数の誤差の推定値

を生成する。

一実施形態において、式（５）の逆正接は、２つの参照用テーブルを用いて計算される。１つの参照用テーブルが式（５）の比Ｗ_Ｑ／Ｗ_Ｉを効率的に計算するために使用され、別の参照用テーブルが逆正接を計算するために使用される。

図６は、図５の逆正接ユニット５４０の一実施形態のブロック図を示す。逆正接ユニット５４０内で、ユニット６１２ａは累積された相関の結果Ｃ_ｉｎｉｔを受信し、Ｗ_Ｉ＝Ｒｅ｛Ｃ_ｉｎｉｔ｝である実数部を供給する。同様にユニット６１２ｂもＣ_ｉｎｉｔを受信し、Ｗ_Ｑ＝Ｉｍ｛Ｃ_ｉｎｉｔ｝である虚数部を供給する。符号検出器６１４は比Ｗ_Ｑ／Ｗ_Ｉの符号を検出し、以下のようにＳｉｇｎビットを生成する。

Ｓｉｇｎビットは、Ｃ_ｉｎｉｔがその中に入る象限に応じて、出力を符号反転するか否かを指示する。

ユニット６１６ａは実数部Ｗ_Ｉを受信し、Ｖ_Ｉ＝Ａｂｓ｛Ｗ_Ｉ｝であるＷ_Ｉの大きさを生成し、ここでＡｂｓ｛｝は｛｝内の量の絶対値を表す。ユニット６１６ｂは虚数部Ｗ_Ｑを受信し、Ｖ_Ｑ＝Ａｂｓ｛Ｗ_Ｑ｝であるＷ_Ｑの大きさを生成する。マッパ６１８は、Ｖ_ＩおよびＶ_Ｑを分子Ｎおよび分母Ｄに以下のようにマッピングする。

式（７）のマッピングは、Ｖ_ＩおよびＶ_Ｑのうちの大きい方を分母とし、このことは１．０以下、つまり（Ｎ／Ｄ）≦１．０である比Ｎ／Ｄを結果としてもたらす。そのとき、Ｎ／Ｄの逆正接は０〜４５°の範囲に限定され、このことはより小さな逆正接参照用テーブルの使用を可能にする。

正規化ユニット６２０は、最上位ビット（ＭＳＢ）が「１」になるように分母Ｄを右にシフトし、正規化された分母Ｄ’を供給する。同様に、ユニット６２０は、分子Ｎを分母と同じビット数だけシフトし、正規化された分子Ｎ’を供給する。逆数参照用テーブル（ｉｎｖｅｒｓｅ ｌｏｏｋ−ｕｐ ｔａｂｌｅ）（ＬＵＴ）６２２は、Ｄ’を受信し、１／Ｄ’を供給する。乗算器６２４は、Ｎ’に１／Ｄ’を乗じ、比Ｎ’／Ｄ’を生成する。

逆正接参照用テーブル６２６は、比Ｎ’／Ｄ’を受信し、Ｎ’／Ｄ’の逆正接、つまりθ＝ａｒｃｔａｎ（Ｎ’／Ｄ’）を供給し、ここで上記の条件付けにより０°≦θ≦４５°である。多重化装置（ＭＵＸ）６３０は、ＦｌｉｐビットがＶ_ＩおよびＶ_Ｑがマッパ６１８によって入れ替えられていないことを示す場合はθを供給し、Ｖ_ＩおよびＶ_Ｑが入れ替えられている場合はユニット６２８によって生成される９０°−θを供給する。反転器６３２は、多重化装置６３０の出力の符号を反転する。多重化装置６３４は、Ｓｉｇｎビットが符号反転を指示していない場合は検出された位相θ_ｉｎｉｔとして多重化装置６３０の出力を供給し、そうでなければ反転器６３２の出力を供給する。

図６は、初期の周波数の誤差の推定値に対する逆正接を効率よく計算するための一実施形態を示す。逆正接は、他の方法で計算されてもよい。

端末は、１つまたは複数の信号経路を介して基地局からＲＦ変調信号を受信することができる。基地局によって送信された各ＯＦＤＭシンボルに関して、端末は、各信号経路を介してＯＦＤＭシンボルのコピーを取得する。各ＯＦＤＭシンボルのコピーは関連付けられた信号経路に関する複素利得でスケーリングされ、さらにその信号経路に関する伝播遅延によって遅延される。

図７は、複数の信号経路を有する無線チャネルを介したＯＦＤＭシンボルの受信を示す。各信号経路は、任意の複素利得および任意の遅延を有することができ、この両者はチャネル環境によって決定される。簡単にするために、信号経路に関する利得は等しいと仮定する。最初のＯＦＤＭシンボルのコピーは、第１到着経路（ｆｉｒｓｔ ａｒｒｉｖｉｎｇ ｐａｔｈ）（ＦＡＰ）を介して受信され、最後のＯＦＤＭシンボルのコピーは最後の到着経路（ｌａｓｔ ａｒｒｉｖｉｎｇ ｐａｔｈ）（ＬＡＰ）を介して受信される。最後のＯＦＤＭシンボルのコピーの始点は、最初のＯＦＤＭシンボルのコピーの始点からΔ_ｈサンプル分だけ遅延されており、ここでΔ_ｈは無線チャネルの遅延拡散である。受信されたＯＦＤＭシンボルは、全てのＯＦＤＭシンボルのコピーの重ね合わせである。

また、図７は、受信されたＯＦＤＭシンボルに対するＦＦＴウィンドウの適切な配置を示す。ＦＦＴウィンドウはＫサンプルの幅を有し、どのサンプルが後続の処理で使用されるかを決定する。ＦＦＴウィンドウの始点は、ＦＦＴ Ｓｔａｒｔポインタによって示される。図７に示された例では、ＦＦＴウィンドウの始点は、最初のＯＦＤＭシンボルのコピーに関するデータ部分の始点よりもΔ_ｓサンプル早く、最後のＯＦＤＭシンボルのコピーに関するデータ部分の始点よりもΔ_ｈ＋Δ_ｓサンプル早い。

図７は、全てのＯＦＤＭシンボルのコピーに関する巡回プレフィックスのための重り合う領域であるＩＳＩ／ＩＣＩフリー領域（ＩＳＩ／ＩＣＩ−ｆｒｅｅ ｒｅｇｉｏｎ）も示す。ＩＳＩ／ＩＣＩフリー領域の幅は、遅延拡散Δ_ｈおよび巡回プレフィックスの長さＣに依存する。図７に示されたようにＦＦＴ ＳｔａｒｔポインタがＩＳＩ／ＩＣＩフリー領域内に位置付けられる場合、望ましいことに、適切なＫ個のサンプルが処理に使用され、符号間干渉（ＩＳＩ）およびキャリア間干渉（ＩＣＩ）に見舞われることがない。

図３の時間トラッキングユニット３４４は、ＦＦＴ Ｓｔａｒｔポインタを受信された各ＯＦＤＭシンボルに関するＩＳＩ／ＩＣＩフリー領域内に維持しようとする。ユニット３４４は、無線チャネルに関するチャネルのインパルス応答の推定値を取得することができ、ＦＡＰおよびＬＡＰを検出することができ、ＦＦＴ ＳｔａｒｔポインタをＩＳＩ／ＩＣＩフリー領域内にあるように調整することができる。

図７に示されたように、各ＯＦＤＭシンボルのコピーは、図７で「巡回コピー（ｃｙｃｌｉｃ ｃｏｐｙ）」と名付けられたデータ部分の最後のＣ個のサンプルと同一である巡回プレフィックスを有する。相関ウィンドウは、ＦＦＴ Ｓｔａｒｔポインタから、最初のＯＦＤＭシンボルのコピーに対する巡回プレフィックスの終わりまでで定義されることができる。相関ウィンドウ内のサンプルは、全てのＯＦＤＭシンボルのコピーについて周期的であり、したがって相関ウィンドウ内の各サンプルｙ（ｋ）に対してｙ（ｋ）＝ｙ（ｋ＋Ｋ）である。

周波数の誤差の推定値は、受信された各ＯＦＤＭシンボルに対して、巡回プレフィックスに基づいて以下のように計算されることができる。

ここで、ｙ_ｍ（ｉ）はｍ番目のＯＦＤＭシンボルに関するｉ番目の出力サンプルであり、

はｍ番目のＯＦＤＭシンボルに対する周波数の誤差の推定値であり、
Ｃ’は遅延された相関が実行されるサンプルの数である。

式（８）の第１の出力サンプルｙ_ｍ（１）は、ＦＦＴウィンドウ内の最初のサンプルであってよい。関数Ｉｍ［］は、角括弧内の複素数値の虚数部を与える。式（８）の関数Ｉｍ［］は、式（５）の逆正接関数の近似である。この近似は、式（８）の角括弧内の量が小さい場合（典型的には周波数の同期が一旦達成された場合）には十分に正確である。

式（８）の遅延された相関は、Ｃ’≦ＣであるＣ’個のサンプルに渡って実行される。一般に、遅延された相関は、巡回プレフィックスに関するＣ個のサンプルの全てまたは一部に渡って実行されることができる。一実施形態においては、遅延された相関は、相関ウィンドウ内の全てのサンプルに渡って実行される。図７に示された実施形態では、相関ウィンドウはΔ_ｓ個のサンプルを含み、ＦＦＴ Ｓｔａｒｔポインタによって決定される。別の実施形態では、遅延された相関は、ＩＳＩ／ＩＣＩフリー領域内の全てのサンプルに渡って実行される。

さらに別の実施形態では、周波数の誤差の推定に使用されるサンプルは以下のように選択される。

式（９）に示された実施形態において、周波数の誤差の推定値は、（１）ＦＦＴ Ｓｔａｒｔポインタが巡回プレフィックスの前半部分の範囲内にある場合には巡回プレフィックスの後半部分、または（２）ＦＦＴ Ｓｔａｒｔポインタが巡回プレフィックスの第３四半部分の範囲内にある場合には巡回プレフィックスの最後の四半部分（ｑｕａｒｔｅｒ）に基づいて導出される。周波数の誤差の推定値は、ＦＦＴ Ｓｔａｒｔポインタが巡回プレフィックスの最後の四半部分の範囲内にある場合には導出されない。

該サンプルは、周波数の誤差の推定に使用するために、受信されたＯＦＤＭシンボルのタイミングに基づいて他の方法で選択されてもよい。

図８は、図４の周波数誤差推定器４３０の一実施形態のブロック図を示す。この実施形態において、遅延相関器８１０は、出力サンプルｙ（ｋ）を受信し、式（８）の角括弧内に示された遅延された相関を実行する。遅延相関器８１０は、それぞれ図５の遅延相関器５１０内のユニット５１２、５１４、５１６、および５１８と同様の方法で動作する遅延線８１２、複素共役ユニット８１４、乗算器８１６、およびアキュムレータ８１８を含む。しかし、遅延線８１２は、データ部分の長さを構成するＫサンプル期間だけ各出力サンプルを遅延させる。アキュムレータ８１８は、巡回プレフィックスに関するＣ’サンプル期間に渡って乗算器８１６の出力を累積し、受信された各ＯＦＤＭシンボルに関する相関の結果Ｃ_ｍを供給する。Ｃ’は受信されたＯＦＤＭシンボルのタイミングに依存してよく、異なるＯＦＤＭシンボルに対して異なってよい。ユニット８２０は、周波数の誤差の推定値

として相関の結果Ｃ_ｍの虚数部を与える。

図５および８は、それぞれ周波数誤差推定器４２０および４３０の例示的な実施形態を示す。図５の実施形態は、ＴＤＭパイロットの周期的性質に依存して初期の周波数の誤差の推定値を導出する。図８の実施形態は、各ＯＦＤＭシンボル内の巡回プレフィックスの周期的性質に依存して周波数の誤差の推定値を導出する。概して、周波数の誤差の推定は、送信された信号の構成、送信された信号に対して使用される無線技術、および／またはその他の要因に応じて種々の方法で実行されることができる。

図９は、図４の位相回転器４１０および位相アキュムレータ４１２の一実施形態のブロック図を示す。位相アキュムレータ４１２内で、加算器９１２は、図４の周波数レジスタ４４８からの現在の周波数の誤差の推定値

と、図３のＡＧＣコントローラ３３２からの位相調整θ_ａｇｃと、位相レジスタ９１４の出力とを受信する。加算器９１２は３つの入力全てを合計し、結果を位相レジスタ９１４に供給する。位相レジスタ９１４は、各サンプル期間中に加算器９１２の出力によって更新される。各サンプル期間中に位相レジスタ９１４によって生成される位相値は、θ_ａｇｃ＝０であることを仮定する

として与えられることができる。

再び図３を参照すると、受信機１６０内の回路ブロックは、複数の利得状態のうちの１つで動作することができる。各利得状態は、ＡＤＣ３１８の入力において所望の信号レベルを得るために、回路ブロックに対する特定の利得設定の組に関連付けられることができる。異なる利得設定が、異なる位相と関連付けられることができる。ＡＧＣコントローラ３３２は、種々の利得状態に対する位相のテーブルを記憶することができる。利得状態の切換がなされる度に、ＡＧＣコントローラ３３２は、新たな利得状態の位相と前の利得状態の位相の間の差を判定することができる。次に、ＡＧＣコントローラ３３２は、この位相差を打ち消す量を位相調整θ_ａｇｃとしてＡＦＣユニット３４０に供給することができる。再び図９を参照すると、位相調整θ_ａｇｃが位相レジスタ９１４に１回加算される。したがって、利得状態の変更が行われるときを除いてθ_ａｇｃはゼロである。この利得調整は、異なる位相に関連する利得状態の間を切り換えるときにほぼ連続した位相を有する出力サンプルｙ（ｋ）をもたらす。

位相回転器４１０内で、余弦／正弦参照用テーブル９２２は、位相アキュムレータ４１２からの位相値θ_ｋを受信し、θ_ｋの余弦および正弦を供給する。複素乗算器９２４は、各入力サンプルｘ（ｋ）に当該正弦および余弦を乗じ、以下のように与えられることができる位相回転された出力サンプルｙ（ｋ）を生成する。

ここで、ｘ（ｋ）＝ｘ_Ｉ（ｋ）＋ｊｘ_Ｑ（ｋ）はサンプル期間ｋに対する複素数値の入力サンプルであり、
ｙ（ｋ）＝ｙ_Ｉ（ｋ）＋ｊｙ_Ｑ（ｋ）はサンプル期間ｋに対する複素数値の出力サンプルである。

複素乗算器９２４は、４回の実数の乗算および２回の実数の加算を用いて実現されることができる。

再び図４を参照すると、周波数同期検出器４３２は、様々な方法で周波数の同期を検出することができる。一実施形態において、検出器４３２は、初めにカウンタを０にリセットする。その後、検出器４３２は、推定器４３０からの周波数の誤差の各推定値

を閾値Δｆ_ｔｈと比較し、周波数の誤差の推定値が閾値よりも小さい場合はカウンタをインクリメントし、そうでない場合はカウンタをデクリメントする。検出器４３２は、カウンタが最大値に達した場合に周波数の同期を宣することができ、カウンタが０に達した場合に同期の消失を宣することができる。カウンタおよび閾値Δ_ｔｈのためのビット数は、良好な同期検出性能が得られるように選択されることができる。周波数の同期は、他の方法で検出されてもよい。

一実施形態において、ＡＦＣループは、獲得モードまたはトラッキングモードで動作させることができる。２つのモードのＡＦＣループに対して異なるパラメータ値が使用されることができる。獲得モードに対してより大きなループ利得αが使用されることができ、トラッキングモードに対してより小さなループ利得が使用されることができる。周波数の誤差の推定値

は、獲得モードに対してより広い範囲内に限定されることもでき、トラッキングモードに対してより狭い範囲内に限定されることもできる。獲得およびトラッキングモードは、他の方法で実現されてもよい。端末は、別のおよび／または追加のモードをサポートしてもよい。例として、端末は、例えば受信された信号の品質が悪い場合、または他の何らかの条件が検出された場合にＡＦＣループが固定状態で維持される保持モードをサポートしてもよい。

端末は、電源が投入されたとき、長時間のスリープから起動した後、周波数の同期が失われたとき、および／またはその他の条件に対して獲得モードで始動することができる。端末は、周波数の同期を検出すると、またはある回数の更新について周波数レジスタ４４８に加えられた調整が特定の値よりも小さい場合、または他の何らかの条件が満たされた場合に獲得モードからトラッキングモードに移行することができる。

端末は、放送システムからデータを周期的に受信することができる。例えば、各フレームは多数のＯＦＤＭシンボル（例えば、約３００個のＯＦＤＭシンボル）を搬送することができ、端末は各フレーム中の（あったとしても）ごくわずかのＯＦＤＭシンボルだけを受信することができる。この場合、端末は、大部分のフレームに対してスリープすることができ、対象の最初のＯＦＤＭシンボルより数ＯＦＤＭシンボル前で起動することができ、対象の各ＯＦＤＭシンボルを処理することができる。端末は、起動している間、各ＯＦＤＭシンボル期間中にＡＦＣループを更新することができ、スリープ状態の間、ＡＦＣループを保持することができる。

図４に示された実施形態では、ＡＦＣループは、以下のように表されることができるｓ領域の伝達関数Ｈ_ａｆｃ（ｓ）を有する一次ループである。

ＡＦＣループの帯域幅は以下のように表されることができる。

ＡＦＣループの帯域幅は、所望の周波数獲得およびトラッキング性能を達成するように選択されることができる。所望のＡＦＣループ帯域幅は、ループ利得αに対して適切な値を選択することによって得ることができる。

明確にするために、ＡＦＣループが特定の放送システムに関して説明された。他の設計がＡＦＣループに対して使用されることもできる。概して、ＡＦＣループは、システムによって送信された信号の構成、およびシステムによって使用される無線技術に応じて設計されることができる。

再び図３を参照すると、端末は、様々な方法で周波数制御を実行することができる。一実施形態において、ＡＦＣユニット３４０は、短期的な周波数の変動（例えばドップラー効果による）および長期的な周波数の変動（例えば、部品の許容誤差、および温度の変化による）の両方を補正する。別の実施形態において、ＡＦＣユニット３４０内のＡＦＣループは短期的な周波数の変動を補正し、ＡＦＣコントローラ３４２内のアウターループ（ｏｕｔｅｒ ｌｏｏｐ）は長期的な周波数の変動を補正する。アウターループは、ＡＦＣユニット３４０から周波数の誤差

を受信することができ、この周波数の誤差を長期間（例えば、フレームまたはデータの一つのバースト）に渡って平均することができ、当該平均の周波数の誤差に基づいて基準発振器３２２のための周波数制御信号を生成することができる。さらに別の実施形態において、ＡＦＣコントローラ３４２は、端末によって同様に受信されている他のシステムのための他のＡＦＣループから周波数の誤差の推定値を受信することができる。そのとき、ＡＦＣコントローラ３４２は、受信されている全てのシステムに対して良好な性能が達成されることができるように周波数制御信号を生成することができる。周波数制御信号は、アナログ信号またはデジタル信号であってよい。ＡＦＣコントローラ３４２は、デジタル−アナログ変換、レベルシフト、スケーリングなどの信号処理を実行することができる。ＡＦＣコントローラ３４２は、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御信号を生成することもできる。

図１０は、ＯＦＤＭシンボルと共にパイロットを送信するシステムにおいて周波数制御を実行するプロセス１０００の一実施形態を示す。周波数獲得は、受信されたパイロット、例えばＯＦＤＭシンボルと共に多重化されるＴＤＭパイロットに基づいて実行される（ブロック１０１２）。周波数トラッキングは、受信されたＯＦＤＭシンボルに基づいて実行される（ブロック１０１４）。周波数獲得のために、受信されたパイロットに基づいて初期の周波数の誤差の推定値が導出されることができ、ＡＦＣループが当該初期の周波数の誤差の推定値を用いて初期化されることができる。周波数トラッキングのために、受信された各ＯＦＤＭシンボルに対して周波数の誤差の推定値が導出されることができ、ＡＦＣループが当該周波数の誤差の推定値を用いて更新されることができる。

パイロットは、複数のパイロット系列を含むことができる。そのとき、初期の周波数の誤差の推定値は、パイロット系列に対して遅延された相関を実行することによって導出されることができる。受信された各ＯＦＤＭシンボルに対する周波数の誤差の推定値は、受信されたＯＦＤＭシンボルの巡回プレフィックスに関するサンプルと、当該シンボルのデータ部分に関するサンプルの間で遅延された相関を実行することによって導出されることができる。入力サンプル中の周波数の誤差は、ＡＦＣループによって、初期の周波数の誤差の推定値、および受信された各ＯＦＤＭシンボルに対する周波数の誤差の推定値を用いて補正される。

図１１は、周波数制御を実行する装置１１００の一実施形態を示す。装置１１００は、受信されたパイロットに基づいて周波数獲得を実行する手段（ブロック１１１２）と、受信されたＯＦＤＭシンボルに基づいて周波数トラッキングを実行する手段（ブロック１１１４）とを含む。

図１２は、周波数の誤差の推定値を導出するプロセス１２００の一実施形態を示す。受信されたＯＦＤＭシンボルの可変個数のサンプルが、周波数の誤差の推定に使用するために選択される（ブロック１２１２）。周波数の誤差の推定値が選択されたサンプルに基づいて導出される（ブロック１２１４）。ブロック１２１２のために、受信されたＯＦＤＭシンボルのタイミングが判定されることができ、サンプルが受信されたＯＦＤＭシンボルの当該タイミングに基づいて選択されることができる。一実施形態において、ＦＦＴウィンドウの始点は、受信されたＯＦＤＭシンボルのタイミングに基づいて決定される。次に、周波数の誤差の推定に使用するためのサンプルが、ＦＦＴウィンドウ内の、受信されたＯＦＤＭシンボルの巡回プレフィックスに関するサンプルの中から選択される。一実施形態において、ＦＦＴウィンドウの始点が巡回プレフィックスの第１の範囲内にある場合、巡回プレフィックスの第２の範囲内のサンプルが選択される。式（９）に示されたように、第１の範囲は巡回プレフィックスの前半部分を対象範囲としてよく、第２の範囲は巡回プレフィックスの後半部分を対象範囲としてよい。同様に式（９）に示されたように、第１の範囲は巡回プレフィックスの第３四半部分を対象範囲としてよく、第２の範囲は巡回プレフィックスの第４四半部分を対象範囲としてよい。ＦＦＴウィンドウの始点が巡回プレフィックスの特定の範囲（例えば、第４四半部分）内にあるとき、周波数の誤差の推定のためにサンプルが選択されなくてよい。

図１３は、周波数の誤差の推定値を導出する装置１３００の一実施形態を示す。装置１３００は、周波数の誤差の推定に使用するための、受信されたＯＦＤＭシンボルの可変個数のサンプルを選択する手段（ブロック１３１２）と、選択されたサンプルに基づいて周波数の誤差の推定値を導出する手段（ブロック１３１４）とを含む。

図１４は、初期の周波数の誤差の推定値を決定するプロセス１４００の一実施形態を示す。同相成分および直交成分を有する複素数値である相関の結果を得るために、入力サンプルに対して相関が実行される（ブロック１４１２）。同相および直交成分が、例えば分子が分母以下であるように分子および分母にマッピングされる（ブロック１４１４）。分子対分母の比が、逆数値のテーブルを記憶することができる第１の参照用テーブルを使用して決定される（ブロック１４１６）。当該比の逆正接が、４５度の範囲に対する逆正接の値のテーブルを記憶することができる第２の参照用テーブルを使用して決定される（ブロック１４１８）。次に、複素数値の逆正接が、例えば、必要に応じて当該比の逆正接の位相を転換する、および／または当該比の逆正接の符号を反転することによって、当該比の逆正接に基づいて決定される。（ブロック１４２０）。続いて、周波数の誤差の推定値が、複素数値の逆正接に基づいて導出される（ブロック１４２２）。

図１５は、初期の周波数の誤差の推定値を決定する装置１５００の一実施形態を示す。装置１５００は、同相成分および直交成分を有する複素数値である相関の結果を得るために入力サンプルに対して相関を実行する手段（ブロック１５１２）と、同相および直交成分を分子および分母にマッピングする手段（ブロック１５１４）と、分子対分母の比を第１の参照用テーブルを使用して決定する手段（ブロック１５１６）と、当該比の逆正接を第２の参照用テーブルを使用して決定する手段（ブロック１５１８）と、複素数値の逆正接を当該比の逆正接に基づいて決定する手段（ブロック１５２０）と、周波数の誤差の推定値を複素数値の逆正接に基づいて導出する手段（ブロック１５２２）とを含む。

図１６は、回路ブロックの変更に起因する位相偏移を補償するような方法で周波数制御を実行するプロセス１６００の一実施形態を示す。入力サンプルに対する周波数の誤差の推定値が取得される（ブロック１６１２）。この周波数の誤差の推定値は、受信されたパイロット、受信されたＯＦＤＭシンボル、または受信された信号のどこか他の部分に基づいて導出されることができる。また、入力サンプルを生成するために使用される少なくとも１つの回路ブロックの変更に起因する位相調整も取得される。（ブロック１６１４）。この位相調整は、（１つまたは複数の）回路ブロックに対する利得設定の変更に起因する可能性もある。周波数の誤差の推定値は、各サンプル期間中に累積されることができる。位相調整は、（１つまたは複数の）回路ブロックの変更が行われたときに１回累積されることができる。位相値は、周波数の誤差の推定値および位相調整に基づいて各入力サンプルに対して決定される（ブロック１６１６）。各入力サンプルは、その入力サンプルに対する位相値だけ回転される（ブロック１６１８）。

図１７は、位相補償を用いた周波数制御を実行する装置１７００の一実施形態を示す。装置１７００は、入力サンプルに対する周波数の誤差の推定値を取得する手段（ブロック１７１２）と、入力サンプルを生成するために使用される少なくとも１つの回路ブロックの変更に起因する位相調整を取得する手段（ブロック１７１４）と、周波数の誤差の推定値および位相調整に基づいて各入力サンプルに対する位相値を決定する手段（ブロック１７１６）と、各入力サンプルをその入力サンプルに対する位相値だけ回転する手段（ブロック１７１８）とを含む。

本明細書に記載の周波数制御技術は、様々な手段で実現されることができる。例えば、これらの技術は、ハードウェア、ファームウェア、ソフトウェア、またはこれらの組合せの形態で実現されることができる。ハードウェア実装に関しては、周波数制御に使用される処理ユニットは、１つまたは複数のＡＳＩＣ、ＤＳＰ、デジタル信号処理デバイス（ＤＳＰＤ）、プログラマブルロジックデバイス（ＰＬＤ）、フィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）、プロセッサ、コントローラ、マイクロコントローラ、マイクロプロセッサ、電子デバイス、本明細書に記載の機能を実行するように設計された他の電子ユニット、またはこれらの組合せの中で実現されることができる。

ファームウェアおよび／またはソフトウェア実装に関しては、これらの技術は、本明細書に記載の機能を実行するモジュール（例えば、プロシージャ、関数など）を用いて実現されることができる。ファームウェアおよび／またはソフトウェアコードは、メモリ（例えば、図１のメモリ１８２）に記憶されることができ、プロセッサ（例えばプロセッサ１８０）によって実行されることができる。メモリは、プロセッサの内部またはプロセッサの外部に設けられることができる。

開示された実施形態の上記の記述は、当業者が本発明を実施するまたは使用することを可能にするために提供される。これらの実施形態に対する種々の修正が当業者には容易に明らかとなると考えられ、本明細書で定義された包括的な原理は、本発明の精神および範囲を逸脱することなくその他の実施形態に適用可能である。したがって、本発明は、本明細書に示された実施形態に限定されるように意図されておらず、本明細書に開示された原理および新規な特徴に合致する最も広い範囲を与えられるべきである。

基地局および端末のブロック図である。 例示的なスーパーフレームの構成を示す図である。 受信機および復調器のブロック図である。 ＡＦＣユニットのブロック図である。 初期周波数誤差推定器のブロック図である。 逆正接ユニットのブロック図である。 複数の信号経路を介して受信されたＯＦＤＭシンボルのコピーを示す図である。 周波数誤差推定器のブロック図である。 位相アキュムレータおよび位相回転器のブロック図である。 周波数制御を実行するプロセスを示す図である。 周波数制御を実行する装置を示す図である。 周波数の誤差の推定値を導出するプロセスを示す図である。 周波数の誤差の推定値を導出する装置を示す図である。 初期の周波数の誤差の推定値を決定するプロセスを示す図である。 初期の周波数の誤差の推定値を決定する装置を示す図である。 回路ブロックの変更に対する位相補償を用いた周波数制御を実行するプロセスを示す図である。 回路ブロックの変更に対する位相補償を用いた周波数制御を実行する装置を示す図である。

符号の説明

１００…放送システム、１１０…基地局、１２０…ＴＸデータプロセッサ、１２２…パイロットプロセッサ、１３０…変調器、１３２…送信機、１３４…アンテナ、１４０…コントローラ／プロセッサ、１４２…メモリ、１５０…端末、１５２…アンテナ、１６０…受信機、１７０…復調器、１７２…ＲＸデータプロセッサ、１８０…コントローラ／プロセッサ、１８２…メモリ、２００…スーパーフレーム、２１２…ＴＤＭパイロット、２１４…オーバーヘッド情報、２１６…Ｎ個のフレームを有するフィールド、３１２…ＬＮＡ／フィルタ、３１４…ダウンコンバータ、３１６…フィルタ／増幅器、３１８…アナログ−デジタル変換器、３２２…基準発振器、３２４…ＬＯ発生器、３２６…クロック発生器、３３０…ＡＧＣユニット、３３２…ＡＧＣコントローラ、３４０…ＡＦＣユニット、３４２…ＡＦＣコントローラ、３４４…時間トラッキングユニット、３５０…ＦＦＴユニット、３５２…データ検波器、３５４…チャネル推定器、４０８…サンプルバッファ、４１０…位相回転器、４１２…位相アキュムレータ、４２０…初期周波数誤差推定器、４３０…周波数誤差推定器、４３２…周波数同期検出器、４４０…ループフィルタ、４４２…乗算器、４４４…加算器、４４６…多重化装置、４４８…周波数レジスタ、５１０…遅延相関器、５１２…Ｌサンプル遅延線、５１４…遅延された各サンプルの複素共役を生成するユニット、５１６…乗算器、５１８…アキュムレータ、５２０…ピーク検出器、５３０…アキュムレータ、５３２…加算器、５３４…レジスタ、５４０…逆正接ユニット、５４２…スケーリングユニット、６１２ａ…実数部を供給するユニット、６１２ｂ…虚数部を供給するユニット、６１４…符号検出器、６１６ａ…絶対値を供給するユニット、６１６ｂ…絶対値を供給するユニット、６１８…ＩおよびＱからＮおよびＤへのマッパ、６２０…正規化器、６２２…逆数ＬＵＴ、６２４…、６２６…逆正接ＬＵＴ、６２８…９０°−θを供給するユニット、６３０…多重化装置、６３２…反転器、６３４…多重化装置、８１０…遅延相関器、８１２…Ｋサンプル遅延線、８１４…複素共役ユニット、８１６…乗算器、８１８…アキュムレータ、８２０…相関の結果Ｃ_ｍの虚数部を与えるユニット、９１２…加算器、９１４…位相レジスタ、９２２…余弦／正弦参照用テーブル、９２４…複素乗算器、１０００…ＯＦＤＭシンボルと共にパイロットを送信するシステムにおいて周波数制御を実行するプロセス、１０１２…受信されたパイロット、例えばＯＦＤＭシンボルと共に多重化されたＴＤＭパイロットに基づいて周波数の獲得を実行する、１０１４…受信されたＯＦＤＭシンボルに基づいて周波数トラッキングを実行する、１１００…周波数制御を実行する装置の一実施形態、１１１２…受信されたパイロットに基づいて周波数の獲得を実行する手段、１１１４…受信されたＯＦＤＭシンボルに基づいて周波数トラッキングを実行する手段、１２００…周波数の誤差の推定値を導出するプロセスの一実施形態、１２１２…周波数の誤差の推定に使用するための、受信されたＯＦＤＭシンボルの可変個数のサンプルを選択する、１２１４…選択されたサンプルに基づいて周波数の誤差の推定値を導出する、１３００…周波数の誤差の推定値を導出する装置の一実施形態、１３１２…周波数の誤差の推定に使用するための、受信されたＯＦＤＭシンボルの可変個数のサンプルを選択する手段、１３１４…選択されたサンプルに基づいて周波数の誤差の推定値を導出する手段、１４００…初期の周波数の誤差の推定値を決定するプロセスの一実施形態、１４１２…同相成分および直交成分を有する複素数値を得るために入力サンプルに対して相関を実行する、１４１４…同相および直交成分を分子および分母にマッピングする、１４１６…分子対分母の比を第１の参照用テーブルを使用して決定する、１４１８…当該比の逆正接を第２の参照用テーブルを使用して決定する、１４２０…複素数値の逆正接を当該比の逆正接に基づいて決定する、１４２２…周波数の誤差の推定値を複素数値の逆正接に基づいて導出する、１５００…初期の周波数の誤差の推定値を決定する装置の一実施形態、１５１２…同相成分および直交成分を有する複素数値を得るために入力サンプルに対して相関を実行する手段、１５１４…同相および直交成分を分子および分母にマッピングする手段、１５１６…分子対分母の比を第１の参照用テーブルを使用して決定する手段、１５１８…当該比の逆正接を第２の参照用テーブルを使用して決定する手段、１５２０…複素数値の逆正接を当該比の逆正接に基づいて決定する手段、１５２２…周波数の誤差の推定値を複素数値の逆正接に基づいて導出する手段、１６００…回路ブロックの変更に起因する位相偏移を補償するような方法で周波数制御を実行するプロセスの一実施形態、１６１２…入力サンプルに対する周波数の誤差の推定値を取得する、１６１４…入力サンプルを生成するために使用される少なくとも１つの回路ブロックの変更による位相の調整を取得する、１６１６…周波数の誤差の推定値および位相の調整に基づいて各入力サンプルに対する位相値を決定する、１６１８…各入力サンプルをその入力サンプルに対する位相値だけ回転する、１７００…位相補償を用いた周波数制御を実行する装置の一実施形態、１７１２…入力サンプルに対する周波数の誤差の推定値を取得する手段、１７１４…入力サンプルを生成するために使用される少なくとも１つの回路ブロックの変更による位相の調整を取得する手段、１７１６…周波数の誤差の推定値および位相の調整に基づいて各入力サンプルに対する位相値を決定する手段、１７１８…各入力サンプルをその入力サンプルに対する位相値だけ回転する手段

Claims (49)

1. 下記を備える装置：
   受信されたパイロットに基づいて周波数獲得を実行し、受信されたＯＦＤＭシンボルに基づいて周波数トラッキングを実行するように構成された少なくとも１つのプロセッサ；および
   前記少なくとも１つのプロセッサに結合されたメモリ。
2. 前記少なくとも１つのプロセッサは、前記受信されたパイロットに基づいて初期の周波数の誤差の推定値を導出し、受信された各ＯＦＤＭシンボルに関して周波数の誤差の推定値を導出し、前記初期の周波数の誤差の推定値、および受信された各ＯＦＤＭシンボルに関する前記周波数の誤差の推定値に基づいて入力サンプル中の周波数の誤差を補正するように構成されている請求項１に記載の装置。
3. 前記少なくとも１つのプロセッサは、前記受信されたパイロットに基づいて初期の周波数の誤差の推定値を導出し、前記初期の周波数の誤差の推定値を用いて自動周波数制御（ＡＦＣ）ループを初期化するように構成されている請求項１に記載の装置。
4. 前記少なくとも１つのプロセッサは、受信された各ＯＦＤＭシンボルに関して周波数の誤差の推定値を導出し、前記周波数の誤差の推定値を用いて前記ＡＦＣループを更新するように構成されている請求項３に記載の装置。
5. 前記受信されたパイロットは時分割多重化された（ＴＤＭ）パイロットである請求項１に記載の装置。
6. 前記受信されたパイロットは複数のパイロット系列を含み、前記少なくとも１つのプロセッサは、前記複数のパイロット系列に対して遅延された相関を実行することによって初期の周波数の誤差の推定値を導出するように構成されている請求項１に記載の装置。
7. 前記少なくとも１つのプロセッサは、前記受信されたＯＦＤＭシンボルの巡回プレフィックスに関するサンプルと、前記受信されたＯＦＤＭシンボルのデータ部分に関するサンプルの間で遅延された相関を実行することによって、受信された各ＯＦＤＭシンボルに関する周波数の誤差の推定値を導出するように構成されている請求項１に記載の装置。
8. 受信されたパイロットに基づいて周波数獲得を実行し、受信されたＯＦＤＭシンボルに基づいて周波数トラッキングを実行するように構成されたプロセッサ。
9. 前記受信されたパイロットに基づいて初期の周波数の誤差の推定値を導出し、前記初期の周波数の誤差の推定値を用いて自動周波数制御（ＡＦＣ）ループを初期化し、前記ＡＦＣループに基づいて入力サンプル中の周波数の誤差を補正するように構成された請求項８に記載のプロセッサ。
10. 受信された各ＯＦＤＭシンボルに関して周波数の誤差の推定値を導出し、前記周波数の誤差の推定値を用いて前記ＡＦＣループを更新するように構成された請求項９に記載のプロセッサ。
11. 下記を備える方法：
    受信されたパイロットに基づいて周波数獲得を実行すること；および、
    受信されたＯＦＤＭシンボルに基づいて周波数トラッキングを実行すること。
12. 前記周波数獲得を実行することが下記を備える請求項１１記載の方法：
    前記受信されたパイロットに基づいて初期の周波数の誤差の推定値を導出すること；
    前記初期の周波数の誤差の推定値を用いて自動周波数制御（ＡＦＣ）ループを初期化すること；および、
    前記ＡＦＣループに基づいて入力サンプル中の周波数の誤差を補正すること。
13. 前記初期の周波数の誤差の推定値を導出することが下記を備える請求項１２記載の方法：
    前記初期の周波数の誤差の推定値を導出するために前記受信されたパイロットに関する複数のパイロット系列に対して遅延された相関を実行すること。
14. 前記周波数トラッキングを実行することが下記を備える請求項１２記載の方法：
    受信された各ＯＦＤＭシンボルに関して周波数の誤差の推定値を導出すること；および、
    前記周波数の誤差の推定値を用いて前記ＡＦＣループを更新すること。
15. 前記の受信された各ＯＦＤＭシンボルに関して周波数の誤差の推定値を導出することが下記を備える請求項１４記載の方法、
    前記周波数の誤差の推定値を導出するために、前記受信されたＯＦＤＭシンボルの巡回プレフィックスに関するサンプルと、前記受信されたＯＦＤＭシンボルのデータ部分に関するサンプルの間で遅延された相関を実行すること。
16. 下記を備える装置：
    受信されたパイロットに基づいて周波数獲得を実行する手段；および、
    受信されたＯＦＤＭシンボルに基づいて周波数トラッキングを実行する手段。
17. 前記周波数獲得を実行する手段が下記を備える請求項１６記載の装置：
    前記受信されたパイロットに基づいて初期の周波数の誤差の推定値を導出する手段；
    前記初期の周波数の誤差の推定値を用いて自動周波数制御（ＡＦＣ）ループを初期化する手段；および、
    前記ＡＦＣループに基づいて入力サンプル中の周波数の誤差を補正する手段。
18. 前記周波数トラッキングを実行する手段が下記を備える請求項１７記載の装置：
    受信された各ＯＦＤＭシンボルに関して周波数の誤差の推定値を導出する手段；および、
    前記周波数の誤差の推定値を用いて前記ＡＦＣループを更新する手段。
19. 受信されたパイロットに基づいて周波数獲得を実行し、
    受信されたＯＦＤＭシンボルに基づいて周波数トラッキングを実行する
    ためのコンピュータプログラムを用いて符号化されたコンピュータ可読媒体。
20. 下記を備える装置：
    周波数の誤差の推定に使用するための、受信されたＯＦＤＭシンボルの可変個数のサンプルを選択し、前記選択されたサンプルに基づいて周波数の誤差の推定値を導出するように構成された少なくとも１つのプロセッサ；および、
    前記少なくとも１つのプロセッサに結合されたメモリ。
21. 前記少なくとも１つのプロセッサは、前記受信されたＯＦＤＭシンボルのタイミングを判定し、前記受信されたＯＦＤＭシンボルの前記タイミングに基づいて周波数の誤差の推定に使用するための前記サンプルを選択するように構成されている請求項２０に記載の装置。
22. 前記少なくとも１つのプロセッサは、前記受信されたＯＦＤＭシンボルのタイミングに基づいてＦＦＴウィンドウの始点を決定し、前記ＦＦＴウィンドウ内の、前記受信されたＯＦＤＭシンボルの巡回プレフィックスに関するサンプルの中から周波数の誤差の推定に使用するための前記サンプルを選択するように構成されている請求項２０に記載の装置。
23. 前記少なくとも１つのプロセッサは、前記ＦＦＴウィンドウの始点が前記巡回プレフィックスの第１の範囲内にあるかどうかを判定し、前記ＦＦＴウィンドウの始点が前記第１の範囲内にある場合、前記巡回プレフィックスの第２の範囲内のサンプルを選択するように構成されている請求項２２に記載の装置。
24. 前記巡回プレフィックスは前半部分および後半部分を含み、前記第１の範囲は前記巡回プレフィックスの前記前半部分を対象範囲とし、前記第２の範囲は前記巡回プレフィックスの前記後半部分を対象範囲とする請求項２３に記載の装置。
25. 前記巡回プレフィックスは第１、第２、第３、および第４の四半部分を含み、前記第１の範囲は前記巡回プレフィックスの前記第３の四半部分を対象範囲とし、前記第２の範囲は前記巡回プレフィックスの前記第４の四半部分を対象範囲とする請求項２３に記載の装置。
26. 前記少なくとも１つのプロセッサは、前記ＦＦＴウィンドウの始点が前記巡回プレフィックスの特定の範囲内にある場合、周波数の誤差の推定のためのサンプルを選択しないように構成されている請求項２２に記載の装置。
27. 周波数の誤差の推定に使用するための、受信されたＯＦＤＭシンボルの可変個数のサンプルを選択し、前記選択されたサンプルに基づいて周波数の誤差の推定値を導出するように構成されたプロセッサ。
28. 前記受信されたＯＦＤＭシンボルのタイミングに基づいてＦＦＴウィンドウの始点を決定し、前記ＦＦＴウィンドウ内の、前記受信されたＯＦＤＭシンボルの巡回プレフィックスに関するサンプルの中から周波数の誤差の推定に使用するための前記サンプルを選択するように構成された請求項２７に記載のプロセッサ。
29. 下記を備える方法：
    周波数の誤差の推定に使用するための、受信されたＯＦＤＭシンボルの可変個数のサンプルを選択すること；および、
    前記選択されたサンプルに基づいて周波数の誤差の推定値を導出すること。
30. 前記可変個数のサンプルを選択することが下記を備える請求項２９記載の方法：
    前記受信されたＯＦＤＭシンボルのタイミングに基づいてＦＦＴウィンドウの始点を決定すること；および、
    前記ＦＦＴウィンドウ内の、前記受信されたＯＦＤＭシンボルの巡回プレフィックスに関するサンプルの中から周波数誤差の推定に使用するための前記サンプルを選択すること。
31. 下記を備える装置：
    周波数の誤差の推定に使用するための、受信されたＯＦＤＭシンボルの可変個数のサンプルを選択する手段；および、
    前記選択されたサンプルに基づいて周波数の誤差の推定値を導出する手段。
32. 前記可変個数のサンプルを選択する手段が下記を備える請求項３１記載の装置：
    前記受信されたＯＦＤＭシンボルのタイミングに基づいてＦＦＴウィンドウの始点を決定する手段；および、
    前記ＦＦＴウィンドウ内の、前記受信されたＯＦＤＭシンボルの巡回プレフィックスに関するサンプルの中から周波数の誤差の推定に使用するための前記サンプルを選択する手段。
33. 周波数の誤差の推定に使用するための、受信されたＯＦＤＭシンボルの可変個数のサンプルを選択し、
    前記選択されたサンプルに基づいて周波数の誤差の推定値を導出する
    ためのコンピュータプログラムを用いて符号化されたコンピュータ可読媒体。
34. 下記を備える装置：
    同相成分および直交成分を有する複素数値を取得し、前記同相成分および前記直交成分を分子および分母にマッピングし、前記分子対前記分母の比を第１の参照用テーブルを使用して決定し、前記比の逆正接を第２の参照用テーブルを使用して決定し、前記複素数値の逆正接を前記比の逆正接に基づいて決定するように構成された少なくとも１つのプロセッサ；および、
    前記少なくとも１つのプロセッサに結合され、前記第１および第２の参照用テーブルを記憶するように構成されたメモリ。
35. 前記少なくとも１つのプロセッサは、入力サンプルに対して相関を実行して前記複素数値を取得し、前記複素数値の逆正接に基づいて周波数の誤差の推定値を導出するように構成されている請求項３４に記載の装置。
36. 前記少なくとも１つのプロセッサは、前記分子が前記分母以下になるように前記同相成分および前記直交成分をマッピングするように構成されている請求項３４に記載の装置。
37. 前記第１の参照用テーブルは、逆数のテーブルを記憶する請求項３４に記載の装置。
38. 前記第２の参照用テーブルは、４５度の範囲にわたる逆正接の値のテーブルを記憶する請求項３４に記載の装置。
39. 下記を備える方法：
    同相成分および直交成分を有する複素数値を取得すること；
    前記同相成分および前記直交成分を分子および分母にマッピングすること；
    前記分子対前記分母の比を第１の参照用テーブルを使用して決定すること；
    前記比の逆正接を第２の参照用テーブルを使用して決定すること；および、
    前記比の前記逆正接に基づいて前記複素数値の逆正接を決定すること。
40. 更に下記を備える請求項３９記載の方法：
    前記複素数値を取得するために入力サンプルに対して相関を実行すること；および、
    前記複素数値の前記逆正接に基づいて周波数の誤差の推定値を導出すること。
41. 下記を備える装置：
    同相成分および直交成分を有する複素数値を取得する手段；
    前記同相成分および前記直交成分を分子および分母にマッピングする手段；
    前記分子対前記分母の比を第１の参照用テーブルを使用して決定する手段；
    前記比の逆正接を第２の参照用テーブルを使用して決定する手段；および、
    前記比の前記逆正接に基づいて前記複素数値の逆正接を決定する手段。
42. 更に下記を備える請求項４１記載の装置：
    前記複素数値を取得するために入力サンプルに対して相関を実行する手段；および、
    前記複素数値の前記逆正接に基づいて周波数の誤差の推定値を導出する手段。
43. 下記を備える装置：
    入力サンプルに関する周波数の誤差の推定値を取得し、前記入力サンプルを生成するために使用される少なくとも１つの回路ブロックの変更に起因する位相調整を取得し、前記周波数の誤差の推定値および前記位相調整に基づいて各入力サンプルに関する位相値を決定し、各入力サンプルを前記入力サンプルに対する前記位相値だけ回転するように構成された少なくとも１つのプロセッサ；および、
    前記少なくとも１つのプロセッサに結合されたメモリ。
44. 前記少なくとも１つのプロセッサは、各サンプル期間中に前記周波数の誤差の推定値を累積し、前記少なくとも１つの回路ブロックの前記変更が行われたときに前記位相調整を１回累積するように構成されている請求項４３に記載の装置。
45. 前記位相調整は、前記少なくとも１つの回路ブロックに関する利得設定の変更に起因する請求項４３に記載の装置。
46. 下記を備える方法：
    入力サンプルに対する周波数の誤差の推定値を取得すること；
    前記入力サンプルを生成するために使用される少なくとも１つの回路ブロックの変更に起因する位相調整を取得すること；
    前記周波数の誤差の推定値および前記位相調整に基づいて各入力サンプルに関する位相値を決定すること；および、
    各入力サンプルを前記入力サンプルに関する前記位相値だけ回転すること。
47. 前記の各入力サンプルに関する位相値を決定することが下記を備える請求項４６記載の方法、
    各サンプル期間中に前記周波数の誤差の推定値を累積すること；および、
    前記少なくとも１つの回路ブロックの前記変更が行われたときに前記位相調整を１回累積すること。
48. 下記を備える装置：
    入力サンプルに関する周波数の誤差の推定値を取得する手段と、
    前記入力サンプルを生成するために使用される少なくとも１つの回路ブロックの変更に起因する位相調整を取得する手段；
    前記周波数の誤差の推定値および前記位相調整に基づいて各入力サンプルに関する位相値を決定する手段；および、
    各入力サンプルを前記入力サンプルに関する前記位相値だけ回転する手段。
49. 前記各入力サンプルに関する位相値を決定する手段が下記を備える請求項４８記載の装置：
    各サンプル期間中に前記周波数の誤差の推定値を累積する手段；および、
    前記少なくとも１つの回路ブロックの前記変更が行われたときに前記位相調整を１回累積する手段。

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