JP2008259309A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】小型化が要求されるスイッチング電源装置において、スイッチング素子や平滑用コンデンサを変更することなく、使用可能温度範囲を拡大できるようにする。
【解決手段】温度検出回路４０にて電源ＩＣ１０の温度を検出し、電源ＩＣ１０が常温よりも高い高温状態にある場合には、スイッチング周波数調整回路５０が、スイッチング素子ＴＲ０のスイッチング周波数を変更することで、スイッチング素子ＴＲ０の発熱を抑え、電源ＩＣ１０が常温よりも低い低温状態にある場合には、スイッチング周波数を変更することで、アルミ電解コンデンサからなる平滑用コンデンサＣ１の等価直列抵抗の増加に伴い出力電圧のリップルが許容範囲を超えるのを防止する。また、電源ＩＣ１０の温度が過熱保護温度を超えると、駆動回路３０によるスイッチング素子ＴＲ０の駆動を停止させる。
【選択図】図１

Description

本発明は、直流電源から電源供給対象へ至る電源供給経路に設けられたスイッチング素子をオン・オフさせて、電源供給対象へ一定の電源電圧を供給するスイッチング電源装置に関する。

スイッチング電源装置は、シリーズ電源装置に比べて変換効率が高く、放熱用のフィンや体格の大きなトランジスタを使用する必要がないため、車載電子機器のような小型化が要求される電子機器にて広く使用されている。

またスイッチング電源装置は、その動作によってスイッチングノイズを発生し、このスイッチングノイズが各種受信機器に影響を与えることがあるので、ノイズ低減のためにスイッチング周波数を分散させることが提案されている（例えば、特許文献１等参照）。

また、スイッチング電源装置においては、低負荷時にスイッチング素子のオン時間が短くなると、スイッチング素子の応答速度の影響を受けて、変換効率が低下することがあるので、低負荷時にはスイッチング周波数を低下させて、スイッチング素子のオン時間を長くする、といったことも提案されている（例えば、特許文献２、３等参照）。
特開平７−６７３２３号公報 特開２００１−３２０８７６号公報 特開平１１−３０８８６１号公報

このように、スイッチング電源装置においては、スイッチング周波数を変化させることでノイズの発生を抑制したり、低負荷時の変換効率を改善することは提案されているものの、スイッチング周波数等の駆動条件は、温度変化に対して固定されていたため、使用可能温度範囲は、スイッチング素子やその放熱特性、或いは、出力電圧を平滑化する回路素子の特性で決定されてしまうという問題があった。

つまり、スイッチング電源装置は、例えば、図９（ａ）に示すように、電源ラインから外部負荷に至る電源供給経路を導通／遮断するＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子ＴＲ０と、このスイッチング素子ＴＲ０からの出力を平滑化する平滑回路８０と、この平滑回路８０にて平滑化された出力電圧と予め設定された目標電圧との差を検出する誤差増幅回路８２と、誤差増幅回路８２からの出力に基づき、出力電圧と目標電圧との差が零となるよう（換言すれば出力電圧が目標電圧となるよう）スイッチング素子ＴＲ０をデューティ駆動する制御回路８４と、から構成されている。

そして、スイッチング電源装置を小型化する際には、スイッチング周波数が高く設定されるが、スイッチング周波数が高くなると、図９（ｂ）に示すように、スイッチング素子ＴＲ０の駆動一周期内にスイッチング素子をオン／オフするのに要するターンオン期間及びターンオン期間の割合が増加する。

そして、このターンオン期間及びターンオフ期間の間は、スイッチング素子ＴＲ０のドレイン−ソース間電圧（ＤＳ間電圧）が変化し、スイッチング素子ＴＲ０には、オン時に生じる導通損失よりも大きいスイッチング損失（ＳＷ損失）が生じることから、スイッチング電源装置の小型化のためにスイッチング周波数を高くすると、スイッチング素子ＴＲ０の発熱量が多くなり、スイッチング電源装置を使用可能な上限温度が低下してしまう。

また、図９（ａ）に例示するように、平滑回路８０は、電源供給経路に直列に設けられたコイルＬ１と、コイルＬ１のスイッチング素子ＴＲ０とは反対側に接続されると共に一端がグランドラインに接地された平滑用のコンデンサＣ１と、カソードがコイルＬ１のスイッチング素子ＴＲ０側に接続され、アノードがグランドラインに接地されて、スイッチング素子ＴＲ０のターンオフ後にコイルＬ１に電流を流し続けるダイオードＤ１とから構成される。

そして、高い信頼性が要求されるスイッチング電源装置では、多少の傷ができても電解液による自己修復機能により回復することができる電解コンデンサ（一般にアルミ電解コンデンサ）が使用される。

しかし、電解コンデンサは、図１０（ａ）に示すように、電解液が０℃以下の低温で凝固が始まり、電解液の温度が低下する程、等価直列抵抗（ＥＳＲ）が増大して、容量が減少する。

このため、平滑用コンデンサＣ１として電解コンデンサを使用したスイッチング電源装置では、図１０（ｂ）に示すように、低温時には、常温時に比べて、出力電圧の電圧変動（リップル）が大きくなり、温度が更に低下すると（低温限界）、誤差増幅回路８２から制御回路８４に出力される誤差信号の変動により、制御回路８４にて、スイッチング周波数に対応したスイッチング周期毎にデューティ比を制御した制御信号にてスイッチング素子ＴＲ０をオン／オフさせることができなくなり、スイッチング素子ＴＲ０のスイッチングに抜け（ＳＷ抜け）が生じてしまう。

従って、信頼性を高めるために平滑用コンデンサＣ１として電解コンデンサを使用したスイッチング電源装置は、出力電圧の電圧変動（リップル）が許容範囲内になるよう、使用可能な下限温度を設定する必要がある。

そして、従来では、スイッチング周波数等の駆動条件は、温度変化に対して固定されていたため、スイッチング電源装置を大型化することなく、その使用可能温度範囲を拡大するには、スイッチング素子や平滑用コンデンサ等をより温度特性の優れたものに変更するしかなく、使用可能温度範囲を簡単に拡大することができなかった。

本発明は、こうした問題に鑑みなされたものであり、小型化が要求されるスイッチング電源装置において、スイッチング素子や平滑用コンデンサを変更することなく、使用可能温度範囲を拡大できるようにすることを目的とする。

かかる目的を達成するためになされた請求項１に記載のスイッチング電源装置においては、温度検出手段が当該装置の温度を検出し、スイッチング周波数制御手段が、その検出温度に応じて、駆動制御手段がスイッチング素子をデューティ駆動する際のスイッチング状態を調整する。

このため、本発明のスイッチング電源装置によれば、当該装置の高温使用時に、スイッチング周波数を低くして、単位時間当たりにスイッチング素子がオン・オフされる頻度を減らし、スイッチング素子の発熱量（換言すればスイッチング素子の温度上昇）を抑えるとか、或いは、当該装置の低温使用時にスイッチング周波数を高くして、出力電圧の変動を抑える、といったことができる。また、当該装置の低温使用時にスイッチング周波数を高くすることにより、スイッチング素子を加熱して、スイッチング素子を適正温度まで温度上昇させることもできる。

従って、本発明のスイッチング電源装置によれば、スイッチング素子や平滑回路を変更することなく、使用可能温度範囲を拡大することができ、自動車などの温度変化の大きい環境下で安定して動作するスイッチング電源装置を低コストで提供することが可能となる。

ここで、スイッチング状態調整手段は、当該装置の温度に応じてスイッチング状態を連続的に変化させるようにしてもよいが、当該装置の使用温度範囲の上限温度が高く、高温使用時にスイッチング素子が過熱状態になるのを防止するためには、請求項２に記載のように、温度検出手段にて検出された検出温度が高いときに、スイッチング周波数を低くするように構成すればよい。

また、この場合、より好ましくは、スイッチング状態調整手段を、請求項３に記載のように構成するとよい。つまり、請求項３に記載の装置において、スイッチング状態調整手段は、温度検出手段による検出温度が予め設定された第１判定温度を超えたか否かを判定し、検出温度が第１判定温度を超えている場合に、スイッチング周波数を常温時の基準周波数よりも低い周波数に変更する。

このため、請求項３に記載の装置によれば、スイッチング素子が過熱状態になって劣化又は焼損するのを防止しつつ、当該装置の使用可能温度範囲の上限温度を、より高温側に上昇させることができる。

但し、当該装置の周囲温度がより高温になると、スイッチング周波数を低下させても、スイッチング素子を過熱状態から保護することができず、最終的に、スイッチング素子が焼損することも考えられる。

そこで、請求項３に記載のスイッチング電源装置においては、更に請求項４に記載のように、過熱保護手段を設け、温度検出手段による検出温度が第１判定温度よりも高い第２判定温度を超えたときには、この過熱保護手段によって、駆動制御手段によるスイッチング素子の駆動制御を禁止し、スイッチング素子をオフ状態に保持させるようにしてもよい。そして、このようにすれば、当該装置の高温使用時にスイッチング素子が劣化又は焼損するのをより確実に防止することができる。

一方、スイッチング電源装置の使用温度範囲の下限温度が低く、平滑用コンデンサとして電解コンデンサが使用されているために、低温使用時に出力電圧の変動が大きくなったり、スイッチングの抜け（ＳＷ抜け）が発生するのを防止するには、請求項５に記載のように、スイッチング状態調整手段を、温度検出手段にて検出された検出温度が低いときに、スイッチング周波数を高くするように構成するとよい。

また、この場合、より好ましくは、スイッチング状態調整手段を請求項６に記載のように構成するとよい。つまり、請求項６に記載の装置において、スイッチング状態調整手段は、温度検出手段による検出温度が出力変動判定温度よりも低い場合に、スイッチング周波数を常温時の基準周波数よりも高い出力変動防止周波数に変更する。そして、出力変動判定温度は、電解コンデンサの等価直列抵抗の増大に伴い出力電圧変動が許容範囲を超えるときの温度に設定されている。

このため、請求項６に記載のスイッチング電源装置によれば、当該装置の低温使用時に、電解コンデンサの等価直列抵抗が増大しても、出力電圧変動が許容範囲内となるよう、スイッチング周波数を高周波側に変更して、当該装置の使用可能温度範囲の下限温度を、より低温側に低下させることができる。

次に、スイッチング状態調整手段は、駆動制御手段がスイッチング素子をデューティ駆動する際のスイッチング周波数を変化させることができればよいが、一般にこのスイッチング周波数は、発振回路から出力される発振信号にて設定されることから、スイッチング状態調整手段を実際に構成する際には、請求項７又は請求項８に記載のように構成するとよい。

すなわち、請求項７に記載のスイッチング電源装置において、スイッチング状態調整手段は、一つの発振回路と、その発振回路からの出力を分周若しくは逓倍することにより周波数が異なる複数の発振信号を生成する発振信号生成回路と、この発振信号生成回路にて生成された複数の発振信号の一つを検出温度に応じて選択して駆動制御手段に出力する発振信号選択手段と、から構成される。従って、この装置によれば、発振周波数を制御可能な電圧制御型可変発振器（所謂ＶＣＯ）やその周波数制御回路等を用いることなく、スイッチング状態調整手段を、発振周波数が固定された発振回路や分周（若しくは逓倍）回路を用いて、安価に実現することができる。

また、請求項８に記載のスイッチング電源装置において、スイッチング状態調整手段は、発振回路と、この発振回路の発振周波数を決定する共振コンデンサに並列接続可能な１又は複数の調整用コンデンサと、検出温度に応じて共振コンデンサへの調整用コンデンサの接続状態を切り換え、発振回路の発振周波数を変化させる発振周波数切換手段と、から構成される。従って、この装置においても、スイッチング状態調整手段を、発振周波数を制御可能な電圧制御型可変発振器（所謂ＶＣＯ）やその周波数制御回路等を用いることなく、安価に実現することができる。

次に、請求項９に記載のスイッチング電源装置においては、請求項６に記載の装置と同様、平滑回路に、平滑用コンデンサとして、電解コンデンサが設けられている。また、駆動制御手段は、この平滑回路にて平滑化された出力電圧と予め定められた目標電圧との差を誤差増幅回路にて増幅し、その誤差増幅回路からの出力に基づき、出力電圧が目標電圧となるようスイッチング素子をデューティ駆動する。そして、この装置においては、誤差増幅利得調整手段が、温度検出手段にて検出された検出温度に応じて、誤差増幅回路の増幅利得を調整する。

従って、請求項９に記載のスイッチング電源装置によれば、低温使用時に、電解コンデンサの等価直列抵抗が増大して、出力電圧変動が許容範囲を超えるような場合に、誤差増幅回路の増幅利得を低下させることで、駆動制御手段による出力電圧の制御ゲイン（延いては感度）を低下させて、出力電圧の電圧変動（リップル）を抑制する、といったことができるようになる。

なお、この請求項９に記載の装置において、誤差増幅利得調整手段は、請求項１０に記載のように構成するとよい。つまり、請求項１０に記載の装置において、誤差増幅利得調整手段は、温度検出手段にて検出された当該装置の温度（検出温度）が出力変動判定温度よりも低い場合に、誤差増幅回路の増幅利得を常温時の基準利得よりも小さい利得に変更するよう構成され、しかも、出力変動判定温度は、請求項６に記載のものと同様、電解コンデンサの等価直列抵抗の増大に伴い出力電圧変動が許容範囲を超えるときの温度に設定される。

従って、請求項１０に記載のスイッチング電源装置によれば、請求項６に記載の装置と同様、低温使用時に、電解コンデンサの等価直列抵抗が増大して、出力電圧変動が許容範囲を超えるような場合には、出力電圧の制御ゲインを低下させて、出力電圧の電圧変動（リップル）を抑制することができるようになり、当該装置の使用可能温度範囲の下限温度をより低温側に低下させることが可能となる。

ところで、本発明（請求項１〜１０）のスイッチング電源装置において、電源供給経路の通電・非通電を切り換えるスイッチング素子としては、一般にトランジスタが用いられるが、このトランジスタとしては、ＭＯＳＦＥＴであっても、バイポーラトランジスタであってもよい。しかし、このうち、ＭＯＳＦＥＴは、バイポーラトランジスタに比べて、オン抵抗が小さく、通電時（オン時）の導通損失を低減することができる。

従って、電源供給用のスイッチング素子は、請求項１１に記載のように、ＭＯＳＦＥＴにて構成することが望ましい。そして、このようにすれば、スイッチング素子にバイポーラトランジスタを使用した場合に比べて、安定した出力電圧をより効率よく生成することができるようになり、また電源供給対象へ供給可能な電力も増大できる。

また次に、本発明（請求項１〜１１）において、温度検出手段としては、一般的な温度センサを使用してもよいが、請求項１２に記載のように、温度検出手段を、ダイオードと、ダイオードの通電時に生じる順方向電圧と温度判定用のしきい値電圧とを比較する１又は複数のコンパレータとから構成し、コンパレータの判定結果を、当該装置の温度を表す検出信号として出力するようにしてもよい。

つまり、ダイオードの順方向電圧（所謂Ｖｆ）は、温度に応じて変化することから、このダイオードの順方向電圧（Ｖｆ）を利用して、当該装置の温度を検出するのである。そして、このようにすれば、一般的な温度センサを用いることなく温度を検出することができることから、本発明（請求項１〜８）のスイッチング電源装置を、低コストで実現できることになる。

また、本発明（請求項１〜１２）のスイッチング電源装置において、平滑回路を除く各構成要素は、請求項１３に記載のように、半導体集積回路として半導体基板に形成するようにすれば、当該装置の耐ノイズ性を向上することができると共に、装置の低コスト化及び小型化を図ることができる。

以下に本発明の一実施形態について説明する。
［実施形態］
図１は、本発明が適用された実施形態のスイッチング電源装置全体の構成を表す電気回路図である。

本実施形態のスイッチング電源装置は、自動車に搭載されて温度変化の大きい環境下で使用される車載電子機器（例えばエンジン制御装置など）に組み込まれ、車載バッテリから電源ラインを介して供給される電源電圧を、車載電子機器駆動用の一定電圧（目標電圧）に変換して出力するものであり、電源ラインから電源電圧を取り込むための入力フィルタ２、この入力フィルタ２から電源供給対象である車載電子機器に至る電源供給経路上に設けられたＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子ＴＲ０、及び、このスイッチング素子ＴＲ０よりも車載電子機器側の電源供給経路上に設けられて、スイッチング素子ＴＲ０からの入力電圧を平滑化して車載電子機器の駆動電圧（出力電圧）として出力する平滑回路４、が備えられている。

なお、平滑回路４は、図９に示した従来装置の平滑回路８０と同様、コイルＬ１と、アルミ電解コンデンサからなる平滑用コンデンサＣ１と、ダイオードＤ１とから構成されており、入力フィルタ２は、コイルＬ０とコンデンサＣ０とからなるローパスフィルタにて構成されている。

また、本実施形態のスイッチング電源装置には、平滑回路４を通過した出力電圧を取り込み、出力電圧を目標電圧にするための制御信号を出力する制御信号出力回路２０、この制御信号出力回路２０からの制御信号に基づき、出力電圧が目標電圧となるようにスイッチング素子ＴＲ０をデューティ駆動する駆動回路３０、スイッチング電源装置（詳しくは後述の電源ＩＣ１０）の温度を検出する温度検出回路４０、及び、この温度検出回路４０による検出温度に応じて、駆動回路３０がスイッチング素子ＴＲ０をデューティ駆動する際の周期を決定するスイッチング周波数を調整するスイッチング周波数調整回路５０、も設けられている。

そして、これら各回路２０、３０、４０、５０は、スイッチング素子ＴＲ０と共に半導体基板に形成されることにより、ＩＣ化された一つの電源回路（電源ＩＣ）１０として構成されている。

ここで、制御信号出力回路２０は、目標電圧に対する出力電圧の誤差を検出して増幅する誤差増幅回路２２と、この誤差増幅回路２２から出力される誤差信号を、駆動回路３０にてスイッチング素子ＴＲ０の駆動信号を生成するのに必要な信号レベルとなるようにレベルシフトするレベルシフト回路２４とから構成されている。

また、駆動回路３０は、このレベルシフト回路２４にてレベルシフトされた誤差信号を制御信号として取り込み、この制御信号と、三角波生成回路３２にて所定のスイッチング周波数に対応した周期で生成された三角波と比較することで、制御信号に対応したデューティ比を有する駆動信号を生成するコンパレータ３４と、コンパレータ３４にて生成された駆動信号に従いスイッチング素子ＴＲ０をオン／オフさせるプリドライバ回路３６とから構成されている。

この結果、スイッチング素子ＴＲ０は、三角波生成回路３２で生成された三角波の一周期に一回の割でオン／オフされ、平滑回路４からは、駆動信号のデューティ比に応じて電圧値が変化する出力電圧が出力されることになる。なお、制御信号出力回路２０及び駆動回路３０は、本発明の駆動制御手段に相当する。

次に、温度検出回路４０は、本発明の温度検出手段に相当するものであり、温度検出用のダイオードＤｔを備え、このダイオードＤｔに抵抗等を介して順方向に電流を流すようにされている。

つまり、ダイオードＤｔに順方向電流を流したときに生じる順方向電圧Ｖｆは、図２に示すように、温度に応じて変化することから、本実施形態では、このダイオードＤｔの順方向電圧Ｖｆを利用して、電源ＩＣ１０の温度を検出するようにされている。

そして、温度検出回路４０には、このダイオードＤｔの通電時に生じる順方向電圧Ｖｆと予め設定された３つの判定電圧Ｖｒｅｆ１、Ｖｒｅｆ２、Ｖｒｅｆ３（但し、Ｖｒｅｆ１＜Ｖｒｅｆ２＜Ｖｒｅｆ３）とを各々比較し、順方向電圧Ｖｆが各判定電圧Ｖｒｅｆ１、Ｖｒｅｆ２、Ｖｒｅｆ３よりも小さい場合に、ハイレベルの判定信号を出力するコンパレータ４１、４２、４３が備えられている。

このため、順方向電圧Ｖｆが最も小さい第１判定電圧Ｖｒｅｆ１よりも低い場合には、各コンパレータ４１〜４３の出力が全てハイレベルとなり、順方向電圧Ｖｆが第１判定電圧Ｖｒｅｆ１以上で第２判定電圧Ｖｒｅｆ２よりも低い場合には、第１コンパレータ４１からの出力のみがローレベルとなり、順方向電圧Ｖｆが第２判定電圧Ｖｒｅｆ２以上で第３判定電圧Ｖｒｅｆ３よりも低い場合には、第１コンパレータ４１と第２コンパレータ４２から出力がローレベルとなり、順方向電圧Ｖｆが第３判定電圧Ｖｒｅｆ３以上になると、各コンパレータ４１〜４３の出力が全てローレベルとなる。

なお、図２に示すように、第２判定電圧Ｖｒｅｆ２は、ダイオードＤｔの順方向電圧Ｖｆから、電源ＩＣ１０の温度が素子の発熱を抑制すべき高温（第１判定温度：１５０°Ｃよりも若干低い温度）に達したか否かを判定するための電圧値であり、第１判定電圧Ｖｒｅｆ１は、ダイオードＤｔの順方向電圧Ｖｆから、電源ＩＣ１０の温度がスイッチング素子ＴＲ０の通電を停止すべき過熱保護温度（第２判定温度：１５０°Ｃよりも高い温度）に達したか否かを判定するための電圧値である。

また、第３判定電圧Ｖｒｅｆ３は、ダイオードＤｔの順方向電圧Ｖｆから、電源ＩＣ１０の温度が、平滑用コンデンサＣ１の等価直列抵抗が増大して、出力電圧変動（リップル）が許容範囲を超える低温（出力変動判定温度：０°Ｃよりも低い温度）まで低下したか否かを判定するための電圧値である。

そして、温度検出回路４０には、更に、第１コンパレータ４１からの出力を反転する反転回路４４と、この反転回路４４からの出力と第２コンパレータ４２からの出力を取り込み、これら各出力が共にハイレベルであるとき、電源ＩＣ１０が常温よりも高く過熱保護温度よりも低い高温状態にあることを表す高温判定信号をスイッチング周波数調整回路５０に出力するＡＮＤ回路４７と、第２コンパレータ４２からの出力を反転する反転回路４５と、この反転回路４５からの出力と第３コンパレータ４３からの出力を取り込み、これら各出力が共にハイレベルであるとき、電源ＩＣ１０が適正温度範囲内（つまり常温状態）にあることを表す常温判定信号をスイッチング周波数調整回路５０に出力するＡＮＤ回路４８と、第３コンパレータ４３からの出力を反転することで、第３コンパレータ４３が電源ＩＣ１０の低温状態を判定したときに、ハイレベルの低温判定信号をスイッチング周波数調整回路５０に出力する反転回路４６とが設けられている。

なお、温度検出回路４０からスイッチング周波数調整回路５０には、電源ＩＣ１０が過熱保護温度に達したと判断されたときに第１コンパレータ４１から出力されるハイレベルの信号（過熱保護温度判定信号）も出力される。

次に、スイッチング周波数調整回路５０は、本発明のスイッチング状態調整手段に相当するものであり、一定周波数（本実施形態では１ＭＨｚ）で発振する発振回路５１と、この発振回路５１からの発振信号を１／２分周する分周回路５２と、この分周回路５２で分周された発振信号を更に１／２分周する分周回路５３とを備える。

そして、分周回路５３からの発振信号（周波数：２５０ｋＨｚ）は、温度検出回路４０内の高温判定用のＡＮＤ回路４７からの出力と一緒にＡＮＤ回路５５に入力され、分周回路５２からの発振信号（周波数：５００ｋＨｚ）は、温度検出回路４０内の常温判定用のＡＮＤ回路４８からの出力と一緒にＡＮＤ回路５６に入力され、発振回路５１からの発振信号（周波数：１ＭＨｚ）は、温度検出回路４０内の低温判定用の反転回路４６からの出力と共にＡＮＤ回路５７に入力される。

また、スイッチング周波数調整回路５０には、温度検出回路４０内の第１コンパレータ４１から出力される過熱保護温度判定信号を反転する反転回路５４も設けられており、この反転回路５４の出力は、ＡＮＤ回路５５、５６、５７の出力と一緒に、プルアップ抵抗Ｒｔを介して電源ラインにプルアップされると共に、駆動回路３０内の三角波生成回路３２に接続されている。

このため、温度検出回路４０からスイッチング周波数調整回路５０に常温判定信号（ハイレベル）が入力されているときには、ＡＮＤ回路５６の出力のみが分周回路５２からの発振信号（周波数：５００ｋＨｚ）に応じて変化し、他のＡＮＤ回路５５、５７からの出力がローレベルに保持され、反転回路５４の出力がハイレベルに保持される。

よって、電源ＩＣ１０が常温状態にあれば、駆動回路３０内の三角波生成回路３２には、分周回路５２からの発振信号（周波数：５００ｋＨｚ）が入力され、駆動回路３０は、この発振信号の周波数をスイッチング周波数として、スイッチング素子ＴＲ０をデューティ駆動することになる。

また、温度検出回路４０からスイッチング周波数調整回路５０に高温判定信号（ハイレベル）が入力されているときには、ＡＮＤ回路５５の出力のみが分周回路５３からの発振信号（周波数：２５０ｋＨｚ）に応じて変化し、他のＡＮＤ回路５６、５７からの出力がローレベルに保持され、反転回路５４の出力がハイレベルに保持される。

よって、電源ＩＣ１０が高温状態にあれば、駆動回路３０内の三角波生成回路３２には、分周回路５３からの発振信号（周波数：２５０ｋＨｚ）が入力され、駆動回路３０は、この発振信号の周波数をスイッチング周波数として、スイッチング素子ＴＲ０をデューティ駆動することになる。

また更に、温度検出回路４０からスイッチング周波数調整回路５０に低温判定信号（ハイレベル）が入力されているときには、ＡＮＤ回路５７の出力のみが発振回路５１からの発振信号（周波数：１ＭＨｚ）に応じて変化し、他のＡＮＤ回路５５、５６からの出力がローレベルに保持され、反転回路５４の出力がハイレベルに保持される。

よって、電源ＩＣ１０が低温状態にあれば、駆動回路３０内の三角波生成回路３２には、発振回路５１からの発振信号（周波数：１ＭＨｚ）が入力され、駆動回路３０は、この発振信号の周波数をスイッチング周波数として、スイッチング素子ＴＲ０をデューティ駆動することになる。

また次に、温度検出回路４０からスイッチング周波数調整回路５０に過熱保護温度判定信号（ハイレベル）が入力されているときには、反転回路５４及びＡＮＤ回路５５〜５７の出力が全てローレベルとなる。このため、電源ＩＣ１０が過熱保護温度に達していれば、その後、電源ＩＣ１０が過熱保護温度よりも低くなるまで、三角波生成回路３２には発振信号が入力されなくなって、三角波生成回路３２では三角波が生成されず、スイッチング素子ＴＲ０の駆動が停止されることになる。なお、本実施形態では、反転回路５４が、本発明の過熱保護手段に相当する。

以上説明したように、本実施形態のスイッチング電源装置においては、温度検出回路４０にて電源ＩＣ１０の温度を検出し、電源ＩＣ１０が第１判定温度よりも高い高温状態にある場合には、スイッチング周波数調整回路５０が、駆動回路３０がスイッチング素子ＴＲ０をデューティ駆動するのに使用する発振信号の周波数（スイッチング周波数）を、常温時の１／２の周波数に変更する。

このため、図３に示すように、当該電源装置の周囲温度が高く、電源ＩＣ１０が高温状態にあるときには、スイッチング素子ＴＲ０の駆動周期を通常時の周期Ｔ０の２倍（２×Ｔ０）にして、スイッチング損失（ＳＷ損失）の発生頻度、延いては、スイッチング素子ＴＲ０の発熱量、を抑えることができる。

また、スイッチング周波数調整回路５０は、温度検出回路４０により、電源ＩＣ１０が出力変動判定温度よりも低い低温状態にあると判定された際には、駆動回路３０がスイッチング素子ＴＲ０をデューティ駆動する際のスイッチング周波数を、常温時の２倍の周波数に変更する。

このため、図４に示すように、当該電源装置の周囲温度が低く、電源ＩＣ１０が低温状態にあるときには、平滑用コンデンサＣ１の等価直列抵抗が増加して、出力電圧変動（リップル）が許容範囲を超えるのを防止することができる。

よって、本実施形態のスイッチング電源装置によれば、使用可能な上限温度をより高温側に変化させ、使用可能な下限温度をより低温側に変化させて、使用可能温度範囲を従来装置よりも拡大することができる。

また更に、本実施形態では、電源ＩＣ１０が第１判定温度よりも高い第２判定温度を超えると、駆動回路３０によるスイッチング素子ＴＲ０の駆動を停止させて、スイッチング素子ＴＲ０をオフ状態に保持する。この結果、電源ＩＣ１０が第２判定温度を超えて、スイッチング素子ＴＲ０が過熱により著しく劣化（若しくは焼損）するのを防止することができる。

また本実施形態では、スイッチング周波数調整回路５０において、一つの発振回路である発振回路５１と、この発振回路５１からの出力を分周する２つの分周回路５２、５３とを用いて、周波数の異なる３種類の発振信号を生成し、その生成した発振信号の何れかを、発振信号選択手段としてのＡＮＤ回路５５〜５７により選択することで、スイッチング素子ＴＲ０のスイッチング周波数を切り換えるようにしている。

従って、このスイッチング周波数を調整するのに、発振周波数を制御可能な電圧制御型可変発振器（所謂ＶＣＯ）やその周波数制御回路等を用いて構成する必要がなく、スイッチング周波数調整回路５０（延いてはスイッチング電源装置）を安価に実現することができる。

また、本実施形態では、スイッチング素子ＴＲ０を、ＭＯＳＦＥＴにて構成していることから、スイッチング素子ＴＲ０にバイポーラトランジスタを使用するようにした場合二比べて、安定した出力電圧を効率よく生成することができるようになり、また電源供給対象である車載電子機器に対して供給可能な電力も増大できる。

また、本実施形態では、電源ＩＣ１０の温度を検出するセンサ素子として、ダイオードＤｔを使用していることから、一般的な温度センサを用いた場合に比べて、温度検出回路４０（延いてはスイッチング電源装置）を低コストで実現することができる。

また、本実施形態では、スイッチング素子ＴＲ０、制御信号出力回路２０、駆動回路３０、温度検出回路４０、及び、スイッチング周波数調整回路５０は、電源ＩＣ１０として半導体基板に一体形成されているため、スイッチング電源装置の耐ノイズ性を向上することができ、しかも、装置の低コスト化及び小型化を図ることができる。

以上、本発明の一実施形態について説明したが、本発明は、上記実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内にて、種々の態様をとることができる。
［変形例１］
例えば、上記実施形態では、温度検出回路４０はコンパレータ４１〜４３、反転回路４４〜４６、及びＡＮＤ回路４７、４８にて構成され、スイッチング周波数調整回路５０は、発振回路５１、分周回路５２、５３、反転回路５４、及びＡＮＤ回路５５〜５７にて構成されるものとして説明したが、これら各部は、マイクロコンピュータ等のデジタル信号処理回路にて構成することもできる。

そして、この場合には、ダイオードＤｔ若しくは温度センサ等を用いてスイッチング電源装置の温度を検出するようにし、デジタル信号処理回路では、図５に示す手順でスイッチング周波数制御処理（ＳＷ周波数制御処理）を実行するようにすればよい。

すなわち、図５のＳＷ周波数制御処理においては、Ｓ１１０（Ｓはステップを表す）にて、温度センサから検出温度を取り込み、Ｓ１２０にて、その取り込んだ検出温度が出力変動判定温度よりも低いか否かを判断することにより、電源装置が低温状態であるか否かを判断する。そして、電源装置が低温状態であれば、Ｓ１３０にて、駆動回路３０のスイッチング周波数を標準値（例えば５００ｋＨｚ）よりも高い所定周波数（例えば１ＭＨｚ）に設定して、Ｓ１１０に移行する。

また、Ｓ１２０にて、電源装置が低温状態ではないと判断されると、Ｓ１４０に移行して、検出温度が第１判定温度よりも低いか否かを判断することにより、電源装置が常温状態であるか否かを判断する。そして、電源装置が常温状態であれば、Ｓ１５０にて、駆動回路３０のスイッチング周波数を標準値（例えば５００ｋＨｚ）に設定して、Ｓ１１０に移行する。

また、Ｓ１４０にて、電源装置が常温状態ではないと判断されると、Ｓ１６０に移行して、検出温度が第２判定温度よりも低いか否かを判断することにより、電源装置が高温状態であるか否かを判断する。そして、電源装置が高温状態であれば、Ｓ１７０にて、駆動回路３０のスイッチング周波数を標準値（例えば５００ｋＨｚ）よりも低い所定周波数（例えば２５０ｋＨｚ）に設定して、Ｓ１１０に移行する。

また、Ｓ１６０にて、電源装置が高温状態でないと判断された場合には、検出温度が第２判定温度以上になっているので、Ｓ１８０に移行して、駆動回路３０に対して、過熱保護のためにスイッチング素子ＴＲ０の駆動を停止させる。

そして、続くＳ１９０では、温度センサから検出温度を取り込み、Ｓ２００にて、その検出温度が第１判定温度よりも低くなったか否か、換言すれば、電源装置が常温状態にまで温度低下したか否かを判断し、温度低下していなければ、再度Ｓ１９０に移行する、といった手順で、電源装置が温度低下するのを待つ。

そして、Ｓ２００にて、電源装置が常温状態まで温度低下したと判断されると、Ｓ２１０にて、駆動回路３０によるスイッチング素子ＴＲ０の駆動を再開させて、Ｓ１１０以降の処理を再度実行する。

このように、温度検出回路４０及びスイッチング周波数調整回路５０をマイクロコンピュータ等のデジタル信号処理回路にて構成して、デジタル信号処理回路にて、図５のＳＷ周波数制御処理を実行するようにしても、第１実施形態と同様の効果を得ることができる。

なお、この場合、温度センサを用いて電源装置の温度を検出するＳ１１０の処理が、本発明の温度検出手段に相当し、その検出温度に応じてスイッチング周波数を設定するＳ１２０〜Ｓ１７０の処理が、本発明のスイッチング状態調整手段に相当し、Ｓ１８０の処理が、本発明の過熱保護手段に相当する。
［変形例２］
次に、上記実施形態では、駆動回路３０の三角波生成回路３２に出力する発振信号の周波数（スイッチング周波数）を電源ＩＣ１０の温度に応じて変更できるようにするために、スイッチング周波数調整回路５０には、発振回路５１と２つの分周回路５２、５３を設けるものとして説明したが、上記実施形態と同様に、スイッチング周波数を３段階に切り換えるためには、スイッチング周波数調整回路５０を、図６（ａ）に示すように構成してもよい。

すなわち、図６（ａ）に示すスイッチング周波数調整回路５０は、発振回路５１と、この発振回路５１の発振周波数を決定する共振コンデンサＣａに対し、トランジスタＴｒ１、Ｔｒ２を介して並列接続可能な２つの調整用コンデンサＣｂ、Ｃｃとから構成されている。

そして、トランジスタＴｒ１は、温度検出回路４０から常温判定信号（ハイレベル）が入力されているときと、高温判定信号（ハイレベル）が入力されているときに、オン状態となって、共振コンデンサＣａに調整用コンデンサＣｂを並列接続し、トランジスタＴｒ２は、温度検出回路４０から高温判定信号（ハイレベル）が入力されているときに、オン状態となって、共振コンデンサＣａに調整用コンデンサＣｃを並列接続するようにされている。

この結果、発振回路５１の発振周波数は、図６（ｂ）に示すように、温度検出回路４０にて電源装置の低温状態が判定されているときには、共振コンデンサＣａの容量で決まる高周波となり、温度検出回路４０にて電源装置の常温状態が判定されているときには、共振コンデンサＣａと調整用コンデンサＣｂの容量（Ｃａ＋Ｃｂ）で決まる中周波となり、温度検出回路４０にて電源装置の高温状態が判定されているときには、共振コンデンサＣａと調整用コンデンサＣｂ、Ｃｃの容量（Ｃａ＋Ｃｂ＋Ｃｃ）で決まる低周波となる。

よって、スイッチング周波数調整回路５０を、図６（ａ）に示すように構成しても、上記実施形態と同様に、駆動回路３０がスイッチング素子ＴＲ０を駆動する際のスイッチング周波数を、電源装置の温度に応じて変更することができるようになる。

そして、この場合、高・中・低の各発振周波数は、コンデンサＣａ〜Ｃｃの容量によって適宜設定することができるため、上記実施形態に比べて、スイッチング周波数をより細かく設定することが可能となる。

なお、図６（ａ）に示すスイッチング周波数調整回路５０において、トランジスタＴｒ１、Ｔｒ２は、本発明の発振周波数切換手段に相当する。
［変形例３］
次に、上記実施形態では、電源装置の低温時にアルミ電解コンデンサからなる平滑用コンデンサＣ１の等価直列抵抗が増加することによって、出力電圧の電圧変動（リップル）が大きくなるのを防止するために、電源装置の低温時には、常温時よりもスイッチング周波数を高くするものとして説明したが、電源装置の低温時に生じる出力電圧変動を抑制するには、必ずしも、スイッチング周波数を高くする必要はなく、制御信号出力回路２０内の誤差増幅回路２２の利得を常温時よりも下げて、誤差信号の変動幅を小さくするようにしてもよい。

具体的には、図７に例示するように、誤差増幅回路２２を、出力電圧を分圧抵抗Ｒ１、Ｒ２にて分圧して取り込み、その取り込んだ出力電圧と目標電圧との差を検出するオペアンプＯＰ１（換言すれば差動増幅回路）からなる誤差検出部２２ａと、誤差検出部２２ａからの誤差信号を増幅する増幅部２２ｂとから構成し、この増幅部２２ｂを、入力抵抗Ｒ３と帰還用の可変抵抗ＶＲ１とオペアンプＯＰ２とを用いて、利得調整可能な反転増幅回路として構成する。そして、この増幅部２２ｂの帰還用の可変抵抗ＶＲ１の抵抗値を、温度検出回路４０から出力される低温判定信号にて、常温時よりも小さくすることで、増幅部２２ｂの増幅利得（Ｇ＝ＶＲ１／Ｒ３）を低下させる。

そして、このようにすれば、図８に示すように、低温時に、誤差増幅回路２２へ入力される出力電圧（図７のＡ点の波形参照）の目標電圧に対する変動幅が、常温時よりも増大しても、誤差増幅回路２２からレベルシフト回路２４に出力される誤差信号（図７のＢ点の波形参照）の目標電圧に対する変動幅を抑制することができる。

このため、誤差増幅回路２２を図７に示すように構成して、低温時に、増幅部２２ｂの増幅利得を小さくするようにしても、出力電圧の電圧変動（リップル）を抑制して、スイッチング電源装置の使用可能温度範囲の下限温度をより低温側に拡大することができるようになる。

なお、図７は、温度検出回路４０からの低温判定信号によって、誤差増幅回路２２の増幅利得を低下させるようにした場合のスイッチング電源装置全体の構成を表しているが、図７において、図１に示した実施形態と同様の構成要素については、同一の符号を付与していることから、詳細な説明は省略する。

また、図７のスイッチング電源装置において、三角波生成回路３２には、上記実施形態と同様、温度検出回路４０から常温判定信号が出力されているときと、高温判定信号が出力されているときとで、異なる周波数（スイッチング周波数）の発振信号を入力するようにすれば、スイッチング電源装置の使用可能温度範囲の上限温度をより高温側に拡大できる。

実施形態のスイッチング電源装置全体の構成を表す電気回路図である。 ダイオードＤｔの温度特性及び温度検出回路の動作を説明する説明図である。 実施形態の電源装置のおける高温時の動作を説明する説明図である。 実施形態の電源装置における低温時の動作を説明する説明図である。 変形例１のスイッチング周波数制御処理を表すフローチャートである。 変形例２のスイッチング周波数調整回路の構成及び動作を説明する説明図である。 変形例３のスイッチング電源装置全体の構成を表す電気回路図である。 変形例３の電源装置における低温時の動作を説明する説明図である。 従来のスイッチング電源装置の構成及びその動作を説明する説明図である。 従来のスイッチング電源装置の低温時の問題を説明する説明図である。

符号の説明

ＴＲ０…スイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ）、２…入力フィルタ、Ｌ０…コイル、Ｃ０…コンデンサ、４…平滑回路、Ｌ１…コイル、Ｃ１…平滑用コンデンサ、Ｄ１…ダイオード、１０…電源回路（ＩＣ）、２０…制御信号出力回路、２２…誤差増幅回路、２２ａ…誤差検出部、ＯＰ１…オペアンプ、Ｒ１，Ｒ２…分圧抵抗、２２ｂ…増幅部、ＯＰ２…オペアンプ、Ｒ３…入力抵抗、ＶＲ１…可変抵抗。２４…レベルシフト回路、３０…駆動回路、３２…三角波生成回路、３４…コンパレータ、３６…プリドライバ回路、４０…温度検出回路、Ｄｔ…ダイオード（温度検出用）、４１…第１コンパレータ、４２…第２コンパレータ、４３…第３コンパレータ、４４〜４６…反転回路、４７，４８…ＡＮＤ回路、５０…スイッチング周波数調整回路、５１…発振回路、５２，５３…分周回路、５４…反転回路、５５〜５７…ＡＮＤ回路、Ｒｔ…プルアップ抵抗、Ｃａ…共振コンデンサ、Ｃｂ，Ｃｃ…調整用コンデンサ、Ｔｒ１，Ｔｒ２…トランジスタ、８０…平滑回路、８２…誤差増幅回路、８４…制御回路。

Claims (13)

1. 直流電源から電源供給対象へ至る電源供給経路に直列に設けられたスイッチング素子と、
   該スイッチング素子と電源供給対象との間の電源供給経路に設けられ、前記スイッチング素子からの出力電圧を平滑化して前記電源供給対象へ供給する平滑回路と、
   該平滑回路にて平滑化された出力電圧が予め定められた目標電圧となるよう、前記スイッチング素子をデューティ駆動する駆動制御手段と、
   を備えたスイッチング電源装置において、
   当該装置の温度を検出する温度検出手段と、
   該温度検出手段にて検出された検出温度に応じて、前記駆動制御手段が前記スイッチング素子をデューティ駆動する際のスイッチング状態を調整するスイッチング状態調整手段と、
   を備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 前記スイッチング状態調整手段は、前記温度検出手段にて検出された検出温度が高い時には、周波数を低くすることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
3. 前記スイッチング状態調整手段は、前記検出温度が予め設定された第１判定温度を超えたか否かを判定し、前記検出温度が第１判定温度を超えている場合に、前記スイッチング周波数を常温時の基準周波数よりも低い周波数に変更することを特徴とする請求項２に記載のスイッチング電源装置。
4. 前記温度検出手段にて検出された検出温度が、前記第１判定温度よりも高い第２判定温度を超えたか否かを判定し、前記検出温度が第２判定温度を超えている場合に、駆動制御手段によるスイッチング素子の駆動制御を禁止して、前記スイッチング素子をオフ状態に保持させる保護手段を備えたことを特徴とする請求項３に記載のスイッチング電源装置。
5. 前記スイッチング状態調整手段は、前記温度検出手段にて検出された検出温度が低い時には、周波数を高くすることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
6. 前記平滑回路は、平滑用コンデンサとして電解コンデンサを備え、
   前記スイッチング状態調整手段は、前記検出温度が、前記電解コンデンサの等価直列抵抗の増大に伴い出力電圧変動が許容範囲を超える出力変動判定温度よりも低いか否かを判定し、前記検出温度が出力変動判定温度よりも低い場合に、前記スイッチング周波数を常温時の基準周波数よりも高い出力変動防止周波数に変更することを特徴とする請求項５に記載のスイッチング電源装置。
7. 前記スイッチング状態調整手段は、
   一定周波数で発振する発振回路と、
   該発振回路からの出力を分周若しくは逓倍することにより周波数が異なる複数の発振信号を生成する発振信号生成回路と、
   該発振信号生成回路にて生成された複数の発振信号の一つを、前記検出温度に応じて選択して、前記駆動制御手段に出力することにより、前記駆動制御手段が前記スイッチング素子をデューティ駆動する際のスイッチング周波数を変化させる発振信号選択手段と、
   を備えたことを特徴とする請求項１〜請求項６の何れかに記載のスイッチング電源装置。
8. 前記スイッチング状態調整手段は、
   前記駆動制御手段が前記スイッチング素子をデューティ駆動する際のスイッチング周波数を決定する発振信号を発生する発振回路と、
   該発振回路の発振周波数を決定する共振コンデンサに並列接続可能な１又は複数の調整用コンデンサと、
   前記検出温度に応じて、前記共振コンデンサへの前記調整用コンデンサの接続状態を切り換えることにより、前記発振回路の発振周波数を変化させる発振周波数切換手段と、
   を備えたことを特徴とする請求項１〜請求項６の何れかに記載のスイッチング電源装置。
9. 直流電源から電源供給対象へ至る電源供給経路に直列に設けられたスイッチング素子と、
   該スイッチング素子と電源供給対象との間の電源供給経路に設けられ、前記スイッチング素子からの出力電圧を電解コンデンサからなる平滑用コンデンサにて平滑化して前記電源供給対象へ供給する平滑回路と、
   該平滑回路にて平滑化された出力電圧と予め定められた目標電圧との差を増幅する誤差増幅回路を備え、該誤差増幅回路からの出力に基づき、前記出力電圧が前記目標電圧となるよう前記スイッチング素子をデューティ駆動する駆動制御手段と、
   を備えたスイッチング電源装置において、
   当該装置の温度を検出する温度検出手段と、
   該温度検出手段にて検出された検出温度に応じて、前記誤差増幅回路の増幅利得を調整する誤差増幅利得調整手段と、
   を備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。
10. 前記誤差増幅利得調整手段は、前記温度検出手段にて検出された検出温度が、前記電解コンデンサの等価直列抵抗の増大に伴い出力電圧変動が許容範囲を超える出力変動判定温度よりも低いか否かを判定し、前記検出温度が出力変動判定温度よりも低い場合に、前記誤差増幅回路の増幅利得を常温時の基準利得よりも小さい利得に変更することを特徴とする請求項９に記載のスイッチング電源装置。
11. 前記電源供給用のスイッチング素子は、ＭＯＳＦＥＴからなることを特徴とする請求項１〜請求項１０の何れかに記載のスイッチング電源装置。
12. 前記温度検出手段は、ダイオードと、該ダイオードの通電時に生じる順方向電圧と温度判定用のしきい値電圧とを比較する１又は複数のコンパレータとを備え、該コンパレータの判定結果を、当該装置の温度を表す検出信号として出力することを特徴とする請求項１〜請求項１１の何れかに記載のスイッチング電源装置。
13. 前記平滑回路を除く前記各構成要素は、半導体集積回路として半導体基板に形成されていることを特徴とする請求項１〜請求項１２の何れかに記載のスイッチング電源装置。