JP2008236387A - 軟判定復号装置および軟判定復号プログラム - Google Patents

Abstract

【課題】増幅器の利得が変化した場合でも、訂正能力が劣化しない軟判定復号装置および軟判定復号プログラムを提供する。
【解決手段】分散値算出部２２は、可変利得増幅器６の利得を受けて、受けた利得に基づいて受信信号に含まれるノイズ成分の分散値を算出する。乗除算部２６は、可変利得増幅器６から出力される受信信号と、算出された分散値とに基づいて対数尤度比を算出する。誤り訂正復号部は、対数尤度比に基づいて、１つの符号語を構成する受信信号を単位として受信信号の誤り訂正復号を行なう。
【選択図】図６

Description

本発明は、軟判定復号装置および軟判定復号プログラムに関し、特に低密度パリティ検査符号を復号する軟判定復号装置および軟判定復号プログラムに関する。

データの通信システムを構築する場合には、高速通信、低消費電力、高通信品質（低ビット誤り率）等が要求される。受信符号の誤りを検出して訂正する誤り訂正技術は、これらの要求を満たす１つの技術として、無線、有線および記録システム等において幅広く利用されている。

近年、この誤り訂正技術の１つとして、低密度パリティ検査（ＬＤＰＣ：Low-Density Parity-Check）符号と、sum-product復号法とが注目されている。このＬＤＰＣ符号を利
用する復号操作は、非特許文献１において議論されている。この非特許文献１においては、符号化率１／２のイレギュラーＬＤＰＣ符号を利用して白色ガウス通信路のシャノン（Shannon）限界まで０．００４ｄＢという復号特性が得られることが示されている。イレギュラーＬＤＰＣ符号は、パリティ検査行列の行重み（行において１が立つ数）および列重み（列において１が立つ数）が、一定ではない符号を示す。行重みおよび列重みが各行および各列において一定のＬＤＰＣ符号は、レギュラーＬＤＰＣ符号と呼ばれる。

この非特許文献１においては、ＬＤＰＣ符号をsum-product復号法に従って復号する数
学的なアルゴリズムが示されているものの、その膨大な計算を具体的に行なう回路構成については何ら示していない。

非特許文献２は、ＬＤＰＣ符号の復号装置の回路構成について検討している。この非特許文献２においては、受信系列に基づいて情報シンボルの事後確率を、トレリスに基づくＭＡＰ（最大事後確率）アルゴリズム、すなわちＢＣＪＲアルゴリズムに従って計算する。このトレリスにおいて前方向および後方向の繰返しを各状態について計算し、これらの前方向および後方向の繰返し値に基づいて、事後確率を求めている。この計算式において、加算／比較／選択／加算装置を用いて計算する。ＬＤＰＣ符号の算出においては、sum-product復号法に基づき、検査行列を生成し、異なるチェックノードからの値を利用して
、推定値を算出するように回路を構成している。

また、非特許文献３においては、対数領域でのmin-sum復号法が解説されている。この非特許文献３では、min-sum復号法によれば、加算、最小、正負の判定および正負の符号の乗算という４種類の基本演算のみでギャラガー（Gallager）のｆ関数に従う処理を実装することができ、実装時の回路構成を簡略化することができることが示されている。

非特許文献３および非特許文献４に記載されているsum-product復号法およびmin-sum復号法では、パリティ検査行列を用いて外部値対数比αを更新し（行処理）、次いで、この外部値対数比αに基づいてシンボルの事前値対数比γを算出する処理（列処理）が繰返される。

さらに、非特許文献５には、実装時の回路構成を簡略化するための別の方法として、UMP-APP(the Uniformly most powerful APP-based iterative decoding algorithm）の復号方法が提案されている。
S. Y. Chung et al.,"On the Design of Low-Density Parity-Check Codes within 0.0045dB of the Shannon Limit"IEEE COMUNICATIONS LETTERS, VOL.5, No.2, Feb. 2001, pp.58-60 E. Yeo et al.,"VLSI Architectures for Iterative Decoders inMagnetic Recording Channels"IEEE Trans. Magnetics, Vol.37, No.2, March 2001, pp.748-755 和田山正、「低密度パリティ検査符号とその復号法について」、信学技報、ＭＲ２００１−８３、２００１年１２月 Haotian Zhang et al.,"The Design of Structured Regular LDPC Codes With Larger Girth"IEEE Globecom 2003, pp.4022-4027 MarcP. C. Fossorier, "Reduced Complexity Iterative Decoding of Low-Density Parity Check Codes Based on Brief Propagation", IEEE Trans. ON Communications, Vol. 47, No.5, May 1999, pp.673-680

ところで、受信装置には、受信信号のレベルを一定に保つために、増幅器の利得を自動調整する機能が備わっている。そして、上述の非特許文献１−５の復号方法では、受信した信号に基づいて対数尤度比が計算されるが、対数尤度比の値は、増幅器の利得の影響を受ける。たとえば、伝送路の通過ロスが大きい場合には、受信信号のレベルが小さくなるため、増幅器の利得が増加する。逆に、伝送路の通過ロスが小さい場合には、受信信号のレベルが大きくなるため、増幅器の利得が減少する。このように増幅器の利得が調整されることによって受信信号のレベルの変化する範囲は一定となり、その結果算出される対数尤度比の値の範囲も、ほぼ一定に保たれる。

しかしながら、送信装置から送信された信号自体のレベルが変化した場合でも、受信信号のレベルが一定となるように利得が自動調整されるため、受信信号のレベルのみを基として算出される対数尤度比は、送信された信号のレベルの信頼度を反映したものでなくなる。そのため、期待した訂正能力が得られない。

それゆえに、本発明の目的は、増幅器の利得が変化した場合でも、訂正能力が劣化しない軟判定復号装置および軟判定復号プログラムを提供することである。

上記課題を解決するために、本発明は、可変利得増幅器で増幅された受信信号を軟判定復号する軟判定復号装置であって、可変利得増幅器で増幅された受信信号の対数尤度比を算出する尤度算出部と、対数尤度比に基づいて、１つの符号語を構成する受信信号を単位として受信信号の誤り訂正復号を行なう誤り訂正復号部とを備え、尤度算出部は、可変利得増幅器の利得を受けて、受けた利得に基づいて受信信号に含まれるノイズ成分の分散値を算出する分散値算出部と、可変利得増幅器から出力される受信信号と、算出された分散値とに基づいて対数尤度比を算出する演算部とを含む。

好ましくは、分散値算出部は、式（Ａ１）または式（Ａ１）を近似した式に従って、受信信号に含まれるノイズ成分の分散値σ²を算出する。

σ²＝Ｋ×Ｔ×Ｂ×ＮＦ×Ｒ×Ｇ …（Ａ１）
ただし、Ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度、Ｂは通信に用いる周波数帯域、ＮＦは雑音指数、Ｒは可変利得増幅器の出力と接続されるＡ／Ｄコンバータの入力インピーダンス、Ｇは可変利得増幅器の利得である。

また、本発明は、可変利得増幅器で増幅された受信信号を軟判定復号する軟判定復号装置であって、可変利得増幅器で増幅された受信信号の対数尤度比を算出する尤度算出部と、対数尤度比に基づいて、１つの符号語を構成する受信信号を単位として受信信号の誤り訂正復号を行なう誤り訂正復号部とを備え、尤度算出部は、可変利得増幅器の利得と、受信信号に含まれるノイズ成分の分散値との対応を定めたテーブルを記憶する記憶部と、可変利得増幅器の利得を受けて、テーブルを参照して、受けた利得に対応する受信信号に含まれるノイズ成分の分散値を特定する分散値特定部と、可変利得増幅器から出力される受信信号と、特定された分散値とに基づいて対数尤度比を算出する演算部とを含む。

好ましくは、テーブルにおける、可変利得増幅器の利得と受信信号に含まれるノイズ成分の分散値σ²との関係は、式（Ａ２）または式（Ａ２）を近似した式に従って定められている。

σ²＝Ｋ×Ｔ×Ｂ×ＮＦ×Ｒ×Ｇ …（Ａ２）
ただし、Ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度、Ｂは通信に用いる周波数帯域、ＮＦは雑音指数、Ｒは可変利得増幅器の出力と接続されるＡ／Ｄコンバータの入力インピーダンス、Ｇは可変利得増幅器の利得である。

好ましくは、尤度算出部は、さらに、初期設定期間において、可変利得増幅部の利得を所定の範囲内で順次変化させる利得制御部と、初期設定期間のうちの可変利得増幅器の利得が同一である期間において、可変利得増幅器から順次出力される受信信号について、それらの分散値を算出する分散値算出部と、初期設定期間において得られた、可変利得増幅器の利得と、利得に対応する算出された分散値とに基づいて、テーブルを作成するテーブル作成部とを含む。

好ましくは、軟判定復号装置は、さらに、可変利得増幅器の出力が一定となるように、可変利得増幅器の利得を調整する利得制御部を備え、利得制御部は、各単位に含まれる受信信号に対しては、可変利得増幅器の利得を変化させない。

また、本発明は、可変利得増幅器で増幅された受信信号を軟判定復号する軟判定復号装置であって、可変利得増幅器の出力が一定となるように、可変利得増幅器の利得を調整する利得制御部と、可変利得増幅器で増幅された受信信号の対数尤度比を算出する尤度算出部と、対数尤度比に基づいて、１つの符号語を構成する受信信号を単位として受信信号の誤り訂正復号を行なう誤り訂正復号部とを備え、利得制御部は、各単位に含まれる受信信号に対しては、可変利得増幅器の利得を変化させない。

また、本発明は、可変利得増幅器で増幅された受信信号を軟判定復号する軟判定復号プログラムであって、コンピュータを、可変利得増幅器で増幅された受信信号の対数尤度比を算出する尤度算出部と、対数尤度比に基づいて、１つの符号語を構成する受信信号を単位として受信信号の誤り訂正復号を行なう誤り訂正復号部として機能させ、尤度算出部は、可変利得増幅器の利得を受けて、受けた利得に基づいて受信信号に含まれるノイズ成分の分散値を算出する分散値算出部と、可変利得増幅器から出力される受信信号と、算出された分散値とに基づいて対数尤度比を算出する演算部とを含む。

また、本発明は、可変利得増幅器で増幅された受信信号を軟判定復号する軟判定復号プログラムであって、コンピュータを、可変利得増幅器で増幅された受信信号の対数尤度比を算出する尤度算出部と、対数尤度比に基づいて、１つの符号語を構成する受信信号を単位として受信信号の誤り訂正復号を行なう誤り訂正復号部として機能させ、尤度算出部は、可変利得増幅器の利得と、受信信号に含まれるノイズ成分の分散値との対応を定めたテーブルを記憶する記憶部と、可変利得増幅器の利得を受けて、テーブルを参照して、受けた利得に対応する受信信号に含まれるノイズ成分の分散値を特定する分散値特定部と、可変利得増幅器から出力される受信信号と、特定された分散値とに基づいて対数尤度比を算出する演算部とを含む。

また、本発明は、可変利得増幅器で増幅された受信信号を軟判定復号する軟判定復号プログラムであって、コンピュータを、可変利得増幅器の出力が一定となるように、可変利得増幅器の利得を調整する利得制御部と、可変利得増幅器で増幅された受信信号の対数尤度比を算出する尤度算出部と、対数尤度比に基づいて、１つの符号語を構成する受信信号を単位として受信信号の誤り訂正復号を行なう誤り訂正復号部として機能させ、利得制御部は、各単位に含まれる受信信号に対しては、可変利得増幅器の利得を変化させない。

本発明によれば、増幅器の利得が変化した場合でも、訂正能力が劣化しない軟判定復号装置を提供することである。

以下、本発明に係る実施の形態について図面を参照して説明する。
［第１の実施形態］
第１の実施形態は、sum-product復号法によって誤り訂正復号を行なう軟判定復号装置に関する。

図１は、本発明の実施形態に従う軟判定復号装置を用いる通信システムの構成の一例を示す図である。図１において、通信システムの送信装置９０は、符号化器１と、変調器２とを含む。

符号化器１は、Ｋビットの情報に対し、パリティ計算用の冗長ビットＭビットを付加して、（Ｋ＋Ｍ）ビットのＬＤＰＣ符号（低密度パリティ検査符号）を生成する。パリティ検査行列Ｈ（Ｍ行、Ｎ列）においては、行が冗長ビットに対応し、列が符号ビットに対応する。

変調器２は、この符号化器１からの（Ｋ＋Ｍ）（＝Ｎ）ビットの符号をベースバンド変調方式に従って変調して通信路へ出力する。

受信装置９２は、復調器４と、可変利得増幅器６と、ＡＧＣ(Automatic Gain Control)回路７と、Ａ／Ｄコンバータ８と、復号化器５とを含む。

復調器４は、通信路３を介して送信された変調信号に復調処理を行なう。
可変利得増幅器６は、復調器４から出力される復調された信号を増幅する。可変利得増幅器６の増幅率（利得）Ｇは、ＡＧＣ回路７によって調整される。

ＡＧＣ回路７は、可変利得増幅器６への入力信号の振幅が変動する場合においても一定の出力が得られるよう、自動的に可変利得増幅器６の増幅率（利得）Ｇを調整する。

Ａ／Ｄコンバータ８は、可変利得増幅器６から出力されるアナログ信号を各サンプリング点でサンプリングして、Ｌ値（Ｌ≧２）で表わされる多値量子化データを出力する。

復号化器５は、軟判定復号装置であって、復調された（Ｋ＋Ｍ）ビットの符号（受信信号ｘn）にＬＤＰＣパリティ検査行列Ｈを適用して、元のＫビットの情報を復元する。

図２は、復号化器５の構成を表わす図である。
図２を参照して、復号化器５は、対数尤度比算出部１０と、誤り訂正復号部１８とを備える。

対数尤度比算出部１０は、受信信号ｘnの対数尤度比λnを算出する。この処理の詳細は後述する。

誤り訂正復号部１８は、対数尤度比λnにしたがって、符号長Ｎの単位で受信信号ｘnの誤り訂正復号を行なう。誤り訂正復号部１８は、sum-product復号法によって誤り訂正復号を行なう。

誤り訂正復号部１８は、パリティ検査行列の行処理を行なう行処理部１２と、パリティ検査行列の列処理を行なう列処理部１４と、対数尤度比算出部１０からの対数尤度比λn″と行処理部１２の出力ビット（外部値対数比）αmnとに従って復号語を生成するループ判定部１６とを含む。

行処理部１２および列処理部１４は、それぞれ、次式（１）および（２）に従って、演算処理を行ない、パリティ検査行列の行の各要素についての処理（行処理）および列についての各要素についての処理（列処理）を実行する。行処理部１２において、列処理部１４から与えられる事前値対数比βmnと対数尤度比λnとに従って外部値対数比αmnを更新する。

ここで、上式（１）および（２）それぞれにおいて、ｎ′∈Ａ（ｍ）＼ｎおよびｍ′∈Ｂ（ｎ）＼ｍは、自身を除く要素を意味する。外部値対数比αmnについては、ｎ′≠ｎであり、事前値対数比βmnについては、ｍ′≠ｍである。また、αおよびβの行列内の位置を示す添え字“ｍｎ”は、通常は下付文字で示されるが、本明細書においては、読みやすさのために、「横並びの文字」で示す。
ここで、関数ｆ（ｘ）は、ギャラガ関数とよばれ、次式（３）で定義される。

また、関数ｓｉｇｎ（ｘ）は、次式（４）で定義される。

また、集合Ａ（ｍ）およびＢ（ｎ）は、２元Ｍ・Ｎ行列Ｈ＝［Ｈｍｎ］を復号対象のＬＤＰＣ符号の検査行列とした場合、集合［１，Ｎ］＝｛１，２，…，Ｎ｝の部分集合である。
Ａ（ｍ）＝｛ｎ：Ｈｍｎ＝１｝
Ｂ（ｎ）＝｛ｍ：Ｈｍｎ＝１｝
すなわち、部分集合Ａ（ｍ）は、検査行列Ｈの第ｍ行目において１が立っている列インデックスの集合を意味し、部分集合Ｂ（ｎ）は、検査行列Ｈの第ｎ列目において１が立っている行インデックスの集合を示す。

具体的に、今、図３に示す検査行列Ｈを考える。この図３に示す検査行列Ｈにおいては、第１行の第１列から第３列に“１”が立ち、また第２行の第３列および第４列に“１”が立ち、また第３行の第４列から第６列に、“１”が立つ。したがって、この場合、部分集合Ａ（ｍ）は以下のようになる。
Ａ（１）＝｛１，２，３｝、
Ａ（２）＝｛３，４｝、
Ａ（３）＝｛４，５，６｝。
同様、部分集合Ｂ（ｎ）については、以下のようになる。
Ｂ（１）＝Ｂ（２）＝｛１｝、
Ｂ（３）＝｛１，２｝、
Ｂ（４）＝｛２，３｝、
Ｂ（５）＝Ｂ（６）＝｛３｝。

この検査行列Ｈにおいて、タナー（Tanner）グラフを用いた場合、列に対応する変数ノードと行に対応するチェックノードの接続関係が、この“１”により示される。これを、本明細書においては「“１”が立つ」と称している。すなわち、図４に示すように、変数ノード１，２，３は、チェックノードＸ（第１行）に接続され、変数ノード３，４が、チェックノードＹ（第２行）に接続される。変数ノード４，５，６が、チェックノードＺ（第３行）に接続される。この変数ノードが検査行列Ｈの列に対応し、チェックノードＸ，ＹおよびＺが、この検査行列Ｈの各行に対応する。従って、図３に示す検査行列は、情報ビットが３ビット、冗長ビットが３ビットの合計６ビットの符号に対して適用される。

この検査行列Ｈは、“１”の数は少なく、低密度の検査行列であり、これにより、計算量を低減できる。

この変数ノードとチェックノードの間で各条件確率Ｐ（Ｘｉ｜Ｙｉ）を伝播させ、ＭＡＰアルゴリズムに従って、もっともらしい符号を各変数ノードについて決定する。ここで、条件付確率Ｐ（Ｘｉ｜Ｙｉ）は、Ｙｉの条件下でＸｉとなる確率を示す。

ループ判定部１６は、これらの行処理部１２および列処理部１４における演算処理結果に基づいて、１次推定語を生成し、これらの１次推定語が符号語を構成しているかを検査する。このパリティ検査時において、シンドロームが“０”とならない場合には、再び処理を繰返し実行する。この処理の繰返し回数が所定値に到達すると、そのときの１次推定語を符号語として出力する。

図３のパリティ検査行列では、“１”の数が“０”の数に比べて若干少ない例を示したが、本発明の実施形態で用いるパリティ検査行列Ｈは、“１”の数は非常に少なく、低密度のパリティ検査行列であり、これにより、計算量を低減できる。

これらの求められた外部値対数比αmnは、図２に示す列処理部１４およびループ判定部１６へ供給される。この列処理部１４は、先の式（２）において示された演算処理を行ない、検査行列Ｈの各行において生成された外部値対数比を用いて、自身を除く行以外の対応の列の“１”が立っている位置の外部値対数比を加算する。したがって、検査行列Ｈが図３に示される構成の場合、事前値対数比β１１は、第１列において自身が属する第１行以外には“１”が立っていないため、“０”となる。

ループ判定部１６は、この行処理部１２で生成される外部値対数比αmnと対数尤度比算出部１０からの対数尤度比λnとを用いて、複数の符号で構成される符号語を生成する。符号の数は、検査行列の列の数に対応する。

図５は、このループ判定部１６の処理動作を示すフロー図である。以下、図５を参照して、ループ判定部１６の処理操作について説明する。

まず、初期動作として、ループ回数および事前値対数比βmnの初期設定が行なわれる。このループ回数は、列処理部１４で生成された事前値対数比βmnを用いて再び行処理部１２で外部値対数比αmnを生成するループにおける演算回数を示す。このループ回数においては、最大値が予め定められる。事前値対数比mnは、“０”に初期設定される（ステップＳＰ１）。

次いで、受信シンボル系列に従って、対数尤度比λnおよび外部値対数比αmnが、それぞれ、対数尤度比算出部１０および行処理部１２により生成されて、ループ判定部１６へ供給される（ステップＳＰ２）。

ループ判定部１６は、これらの供給された対数尤度比λnおよび外部値対数比αmnに従って、演算λn＋Σαm′nを行って推定受信語Ｑnを算出する（ステップＳＰ３）。ここで、総和Σは、部分集合Ｂ（ｎ）の要素ｍ′について実行される。

このステップＳＰ３において算出された値Ｑnの正負の符号を判定し（ステップＳＰ４）、１次推定符号Ｃnを生成する（ステップＳＰ５）。この符号の正／負判定においては、たとえば、推定受信語Ｑnが２の補数表示されているときには、最上位ビット（符号ビット）のビット値を見ることにより、正および負の判定を行なうことができる。

推定符号Ｃnが全て生成され、符号語（Ｃ1，・・・，ＣN）が生成されると、次いでパリティ検査を実行する（ステップＳＰ６）。このパリティ検査においては、先の検査行列Ｈの転置行列を用いて、（Ｃ1，…，ＣN）・Ｈ^t＝０を計算する。この計算により、生成されるシンドロームが０であれば、１次推定語（Ｃ1，…，ＣN）を推定語として出力する（ステップＳＰ９）。

一方、この生成されたシンドロームが０と異なる場合には、ループ回数が最大値であるかの判定が行なわれる（ステップＳＰ７）。すなわち、この１次推定語の生成回数をカウントし、その生成回数が所定の最大回数に到達すると、その符号についての算出をそれ以上をやめて、現在生成されている１次推定語を符号語として出力する（ステップＳＰ９）。これにより、収束性の悪いノイジーな符号に対して、不必要に演算処理時間が要するのを防止する。

ステップＳＰ７において、ループ回数が最大値に到達していないと判定されると、このループ回数を１インクリメントして、再び、行処理部１２および列処理部１４における処理を開始させて、再びステップＳＰ２からの処理を実行する。

復号装置によるこれら一連の処理が、ＬＤＰＣのsum-product法の動作である。
（受信信号ｘに含まれるノイズ成分の分散値σ²について）
次に、受信信号ｘに含まれるノイズ成分の分散値σ²が理論的にどのように表わされるかについて説明する。

受信信号ｘに含まれるノイズ成分は、白色性ガウス雑音であることを仮定しているので、次式（５）で表される。
Ｐ＝平均電圧×（平均電圧／抵抗値）＝σ×（σ／Ｒ）＝σ²／Ｒ …（５）
ここで、σは、受信信号ｘの標準偏差であり、Ｒは、Ａ／Ｄコンバータ８の入力インピーダンス（Ω）である。

また、受信信号ｘに含まれるノイズ成分は、白色性ガウス雑音であるから、次式でも表わされる。
Ｐ＝Ｋ×Ｔ×Ｂ×ＮＦ×Ｇ …（６）
ここで、Ｋはボルツマン定数（Ｗ／Ｈｚ・Ｋ）、Ｔは絶対温度（Ｋ）、Ｂは通信に用いる周波数帯域（Ｈｚ）、Ｇは可変利得増幅器６の利得（ｄＢ）である。ＮＦは雑音指数であり、可変利得増幅器６の入力のＳＮ比を可変利得増幅器６の出力のＳＮ比で除算した値である。

式（５）および式（６）により、受信信号ｘに含まれるノイズ成分の分散値σ²は、次の式で表わされる。
σ²＝Ｋ×Ｔ×Ｂ×ＮＦ×Ｒ×Ｇ …（７）
ここで、Ｊ＝Ｋ×Ｔ×Ｂ×ＮＦ×Ｒ …（８）
とすると、
σ²＝Ｊ×Ｇ … （９）
と表わされる。

対数尤度比算出部１０は、次の式に従って、各受信信号ｘnの対数尤度比λnを算出する。

式（１０）は、受信信号ｘに含まれるノイズ成分が白色性ガウス雑音であることを仮定した式である。σ²は、受信信号ｘに含まれるノイズ成分の分散値である。

図６は、第１の実施形態における、対数尤度比算出部１０、ＡＧＣ回路７および可変利得増幅器６を表わす図である。

図６を参照して、この対数尤度比算出部１０は、分散値算出部２２と、定数記憶部２４と、乗除算部２６とを備える。

可変利得増幅器６は、復調器４から出力される復調された信号を増幅する。可変利得増幅器６の増幅率（利得）Ｇは、ＡＧＣ回路７によって調整される。

ＡＧＣ回路７は、可変利得増幅器６への入力信号の振幅が変動する場合においても一定の出力が得られるよう、自動的に可変利得増幅器６の増幅率（利得）Ｇを調整する。具体的には、ＡＧＣ回路７は、一定時間ごとに、受信信号のレベルの平均値を算出し、算出した平均値に応じて利得Ｇを変化させる。ＡＧＣ回路７は、利得Ｇの初期値を対数尤度比算出部１０に出力する。また、ＡＧＣ回路７は、利得Ｇが変化するごとに、新たな利得Ｇを対数尤度比算出部１０に出力する。

定数記憶部２４は、定数「２」および定数「Ｊ」の値を記憶し、定数「２」を乗除算部２６に供給し、定数「Ｊ」を分散値算出部２２に供給する。

分散値算出部２２は、ＡＧＣ回路７から送られる利得Ｇと、定数記憶部２４に記憶されている定数「Ｊ」とを乗算することによって、受信信号ｘに含まれるノイズ成分の分散値σ²を算出する。

乗除算部２６は、各受信信号ｘnと、定数記憶部２４に記憶されている定数「２」とを乗算する。乗除算部２６は、乗算結果を分散値算出部２２によって算出された受信信号ｘに含まれるノイズ成分の分散値σ²で除算することによって、各受信信号ｘnの対数尤度比λnを算出する。

（対数尤度比算出処理）
図７は、第１の実施形態の対数尤度比算出処理の手順を表わすフローチャートである。

図７を参照して、まず、ＡＧＣ回路７は、利得Ｇの初期値を分散値算出部２２に出力し、分散値算出部２２は、ＡＧＣ回路７から出力される利得Ｇの初期値と、定数記憶部２４に記憶されている定数「Ｊ」とを乗算することによって、受信信号ｘに含まれるノイズ成分の分散値σ²を算出する（ステップＳ１０１）。

ＡＧＣ回路７は、一定時間ごとに、受信信号のレベルの平均値を算出し、算出した平均値に応じて利得Ｇを調整し、利得Ｇが変化するごとに（ステップＳ１０２でＹＥＳ）、新たな利得Ｇを分散値算出部２２に出力する。分散値算出部２２は、ＡＧＣ回路７から出力された新たな利得Ｇと、定数記憶部２４に記憶されている定数「Ｊ」とを乗算することによって、受信信号ｘに含まれるノイズ成分の新たな分散値σ²を算出する（ステップＳ１０３）。

利得Ｇの変化に係らず（つまり、ステップＳ１０２でＹＥＳ，ＮＯに係らず）、乗除算部２６は、各受信信号ｘnと、定数記憶部２４に記憶されている定数「２」とを乗算し、乗算結果を受信信号ｘに含まれるノイズ成分の分散値σ²で除算することによって、各受信信号ｘnの対数尤度比λnを算出する（ステップＳ１０４）。

さらに、ｎ＝ｎ＋１として、ステップＳ１０２からの処理が繰返される（ステップＳ１０５）。

以上のように、第１の実施形態によれば、伝送路の通過ロスが変動し、可変利得増幅器の利得が変化する場合でも、受信信号に含まれるノイズの分散値を可変利得増幅器の利得Ｇの関数として算出するので、受信信号に含まれるノイズの分散値を適切に求めることができ、その結果、誤り訂正復号部による訂正能力が劣化しないようにすることができる。

［第２の実施形態］
（構成）
図８は、第２の実施形態における、対数尤度比算出部３０、ＡＧＣ回路７および可変利得増幅器６を表わす図である。

図８を参照して、この対数尤度比算出部３０は、分散値特定部３２と、利得−分散値テーブル記憶部３４と、定数記憶部２５と、乗除算部２６とを備える。

利得−分散値テーブル記憶部３４は、利得−分散値テーブルを記憶する。
図９は、利得−分散値テーブルの例を表わす図である。

図９を参照して、利得−分散値テーブルは、利得Ｇに対応する受信信号ｘに含まれるノイズ成分の分散値σ²を定める。利得−分散値テーブル内の利得Ｇに対応する受信信号ｘに含まれるノイズ成分の分散値σ²は、予め式（７）に従って算出した値が設定されている。

分散値特定部３２は、ＡＧＣ回路７から利得Ｇを受けると、利得−分散値テーブルを参照して、その利得Ｇに対応する受信信号ｘに含まれるノイズ成分の分散値σ²を特定する。

定数記憶部２５は、定数「２」の値を記憶し、定数「２」を乗除算部２６に供給する。
乗除算部２６は、各受信信号ｘnと、定数記憶部２５に記憶されている定数「２」とを乗算する。乗除算部は、乗算結果を分散値特定部３２によって算出された受信信号ｘに含まれるノイズ成分の分散値σ²で除算することによって、各受信信号ｘnの対数尤度比λnを算出する。

（対数尤度比算出処理）
図１０は、第２の実施形態の対数尤度比算出処理の手順を表わすフローチャートである。

図１０を参照して、まず、ＡＧＣ回路７は、利得Ｇの初期値を分散値特定部３２に出力し、分散値特定部３２は、利得−分散値テーブルを参照して、ＡＧＣ回路７から出力される利得Ｇの初期値に対応する受信信号ｘに含まれるノイズ成分の分散値σ²を特定する（ステップＳ２０１）。

ＡＧＣ回路７は、一定時間ごとに、受信信号のレベルの平均値を算出し、算出した平均値に応じて利得Ｇを調整し、利得Ｇが変化するごとに（ステップＳ２０２でＹＥＳ）、新たな利得Ｇを分散値特定部３２に出力する。分散値特定部３２は、利得−分散値テーブルを参照して、ＡＧＣ回路７から出力された新たな利得Ｇに対応する受信信号ｘに含まれるノイズ成分の分散値σ²を特定する（ステップＳ２０３）。

利得Ｇの変化に係らず（つまり、ステップＳ２０２でＹＥＳ，ＮＯに係らず）、乗除算部２６は、各受信信号ｘnと、定数記憶部２５に記憶されている定数「２」とを乗算し、乗算結果を受信信号ｘに含まれるノイズ成分の分散値σ²で除算することによって、各受信信号ｘnの対数尤度比λnを算出する（ステップＳ２０４）。

さらに、ｎ＝ｎ＋１として、ステップＳ２０２からの処理が繰返される（ステップＳ２０５）。

以上のように、第２の実施形態によれば、伝送路の通過ロスが変動し、可変利得増幅器の利得が変化する場合でも、受信信号に含まれるノイズの分散値を可変利得増幅器の利得Ｇの関数として算出したテーブルを用いて、受信信号に含まれるノイズの分散値を適切に求めることができ、その結果、誤り訂正復号部による訂正能力が劣化しないようにすることができる。

［第３の実施形態］
（構成）
図１１は、第３の実施形態における、対数尤度比算出部４０、ＡＧＣ回路７および可変利得増幅器６を表わす図である。

図１１を参照して、この対数尤度比算出部４０は、利得制御部４１と、分散値算出部４２と、利得−分散値テーブル作成部４３と、利得−分散値テーブル記憶部４４と、分散値特定部４５と、定数記憶部２５と、乗除算部２６とを備える。

利得制御部４１は、初期設定期間（トレーニング期間）中に、ＡＧＣ回路７に利得の調整を停止させるとともに、可変利得増幅器６に対して指定した利得Ｇで増幅を行なわせる。利得制御部４１は、指定する利得Ｇを、Ｇ0〜ＧNまでΔＧの幅で一定期間ΔＴごとに変化させ、指定した利得Ｇを分散値算出部４２および利得−分散値テーブル作成部４３に出力する。

分散値算出部４２は、初期設定期間中に、利得制御部４１から可変利得増幅器６に対して指定した利得Ｇを受けると、次に利得Ｇを受けるまでの期間（つまり、可変利得増幅器６の利得が同一である期間）において、Ａ／Ｄコンバータ８から順次出力される受信信号ｘnを統計処理して、受信信号ｘに含まれるノイズ成分の分散値σ²を算出し、利得−分散値テーブル作成部４３に出力する。

利得−分散値テーブル作成部４３は、利得制御部４１から出力される利得Ｇと、分散値算出部４２から出力される受信信号ｘに含まれるノイズ成分の分散値σ²との対応を定めた利得−分散値テーブルを作成して、利得−分散値テーブル記憶部４４に出力する。

利得−分散値テーブル記憶部４４は、利得−分散値テーブル作成部４３によって作成された利得−分散値テーブルを記憶する。

分散値特定部４５は、ＡＧＣ回路７から利得Ｇを受けると、利得−分散値テーブルを参照して、その利得Ｇに対応する受信信号ｘに含まれるノイズ成分の分散値σ²を特定する。

定数記憶部２５は、定数「２」の値を記憶し、定数「２」を乗除算部２６に供給する。
乗除算部２６は、各受信信号ｘnと、定数記憶部２５に記憶されている定数「２」とを乗算する。乗除算部２６は、乗算結果を分散値特定部４５によって算出された受信信号ｘに含まれるノイズ成分の分散値σ²で除算することによって、各受信信号ｘnの対数尤度比λnを算出する。

（対数尤度比算出処理）
図１２は、第３の実施形態の対数尤度比算出処理の手順を表わすフローチャートである。

図１２を参照して、初期設定期間中に、利得−分散値テーブルが作成される。すなわち、利得制御部４１は、初期設定期間（トレーニング期間）中に、ＡＧＣ回路７に利得の調整を停止させるとともに、可変利得増幅器６に対して、Ｇ0〜ＧNまでΔＧの幅で一定期間ΔＴごとに利得Ｇを指定し、指定した利得Ｇを分散値算出部４２および利得−分散値テーブル作成部４３に出力する。分散値算出部４２は、初期設定期間中に、利得制御部４１から可変利得増幅器６に対して指定した利得Ｇを受けると、次に利得Ｇを受けるまでの期間において、Ａ／Ｄコンバータ８から順次出力される受信信号ｘnを統計処理して、受信信号ｘに含まれるノイズ成分の分散値σ²を算出し、利得−分散値テーブル作成部４３に出力する。利得−分散値テーブル作成部４３は、利得制御部４１から出力される利得Ｇと、分散値算出部４２から出力される受信信号ｘに含まれるノイズ成分の分散値σ²との対応を定めた利得−分散値テーブルを作成して、利得−分散値テーブル記憶部４４に出力する（ステップＳ３０１）。

次に、ＡＧＣ回路７は、利得Ｇの初期値を分散値特定部４５に出力し、分散値特定部４５は、利得−分散値テーブルを参照して、ＡＧＣ回路７から出力される利得Ｇの初期値に対応する受信信号ｘに含まれるノイズ成分の分散値σ²を特定する（ステップＳ３０２）。

ＡＧＣ回路７は、一定時間ごとに、受信信号のレベルの平均値を算出し、算出した平均値に応じて利得Ｇを調整し、利得Ｇが変化するごとに（ステップＳ３０３でＹＥＳ）、新たな利得Ｇを分散値特定部４５に出力する。分散値特定部４５は、利得−分散値テーブルを参照して、ＡＧＣ回路７から出力された新たな利得Ｇに対応する受信信号ｘに含まれるノイズ成分の分散値σ²を特定する（ステップＳ３０４）。

利得Ｇの変化に係らず（つまり、ステップＳ３０３でＹＥＳ，ＮＯに係らず）、乗除算部２６は、各受信信号ｘnと、定数記憶部２５に記憶されている定数「２」とを乗算し、乗算結果を受信信号ｘに含まれるノイズ成分の分散値σ²で除算することによって、各受信信号ｘnの対数尤度比λnを算出する（ステップＳ３０５）。

さらに、ｎ＝ｎ＋１として、ステップＳ３０３からの処理が繰返される（ステップＳ３０６）。

以上のように、第３の実施形態によれば、伝送路の通過ロスが変動し、可変利得増幅器の利得が変化する場合でも、初期設定期間において、可変利得増幅器の利得Ｇに対して、受信信号に含まれるノイズの分散値がどのような値になるかを求めて、テーブルに設定しておき、このテーブルを用いて、受信信号に含まれるノイズの分散値を適切に求めることができるので、誤り訂正復号部による訂正能力が劣化しないようにすることができる。また、第３の実施形態では、受信信号に含まれるノイズの分散値が受信装置ごとに求められてテーブルに設定されるので、理論式を用いるよりも受信装置ごとの特性のばらつきを反映した分散値が得られる。

［第４の実施形態］
第４の実施形態は、復号の処理負荷の軽減を目的とし行処理または列処理を簡略した復号法にによる誤り訂正復号を行なう軟判定復号装置に関する。

このような簡略された誤り訂正復号では、対数尤度比として受信信号の値または受信信号を定数倍（この定数は、受信信号に含まれるノイズ成分の分散に依存しない）した値を用いる。

行処理を簡略した代表的な復号法として、式（３）のギャラガ関数を計算する代わりに、自信を除く最小値を求める手法であるmin-sum復号法（和田山正、「低密度パリティ検査符号とその復号法について」、信号技報、ＭＲ２００１−８３、２００１年１２月）、δ−min復号法（Sakai, W.Matsumoto, H.Yoshida, ”Low Complexity Decoding Algorithm for LDPC Codes and Its Discretized Density Evolution”, pp.13-18, RCS2005-42 (2005-7) Okayama, Japan, July, 2005）、A-min復号法（Jones, C., E. Vall´es, M. Smith, and J. Villasenor. 13-16 Oct. 2003. “Approximatemin* constraint node updating for ldpc code decoding.” Military Communications Conference, 2003. MILCOM 2003. IEEE.）、およびλ−min復号法Guilloud, F.,Sept. 1-5, 2003b. “λ-Min Decoding Algorithm of Regular and Irregular LDPC Codes.” 3rd International Symposium on Turbo Codes & related topics.）などがある。その他の行処理を簡略した復号法として、ビット単位の論理演算を行なって、自信を除く最小値を近似的に算出する方法（特願２００６−１６２６４６号）がある。

また、列処理を簡略した代表的な復号法として、ＡＰＰ復号法（MarcP. C. Fossorier, “Reduced Complexity Iterative Decoding of Low-Density Parity Check Codes Based on Brief Propagation”, IEEE Trans. ON Communications, Vol. 47, No.5, May 1999, pp.673-680）、およびＡＰＰ復号法を改良した擬似対数尤度比を用いる手法（特願２００６−１６４９３５号）などがある。擬似対数尤度比を用いる手法では、各列ブロックの行処理の結果がすべて加算され、その加算結果が１時刻前の擬似対数尤度比に加えられて、順次、擬似対数尤度比が更新される。

また、上記の簡略化手法を組合わせて使用することも可能である。
以下では、上述のような簡略された復号法のうち代表的な復号法であるmin-sum復号法を例にして説明を行なう。

min-sum復号法では、行処理部と対数尤度比算出部が第１の形態と相違し、その他は、第１の実施形態と同様である。

min-sum復号法では、行処理部１２は、式（１）の代わりに、式（１１）に従って、演算処理を行なう。

ここで、関数ｍｉｎは、最小値を求める演算を示す。

（構成）
対数尤度比算出部は、次の式に従って、各受信信号ｘnの対数尤度比λnを算出する。

式（１２）は、受信信号ｘに含まれるノイズ成分が白色性ガウス雑音であることを仮定したものである。ここで、ｇは非ゼロの正の数であり、受信信号ｘnに含まれるノイズ成分の分散に依存しない。また、ｇ＝１と設定すれば、回路が簡略化され、より望ましい。

次に、第４の実施形態の対数尤度比算出処理の詳細を説明する。
図１３は、第４の実施形態における、対数尤度比算出部５０、ＡＧＣ回路８７および可変利得増幅器６を表わす図である。

図１３を参照して、この対数尤度比算出部５０は、定数記憶部５６と、乗算部５４とを備える。

ＡＧＣ回路８７は、１つの符号語を構成する受信信号のセットに対しては、可変利得増幅器６の利得を変化させない。具体的には、ＡＧＣ回路８７は、符号長Ｎごとの受信信号のレベルの平均値を算出し、符号長Ｎの最後のビットに対応する受信信号ｘnを受信するごとに、可変利得増幅器６の利得Ｇを調整する。

対数尤度比算出部５０は、定数記憶部５６と、乗算部５４とを備える
定数記憶部５６は、定数「ｇ」の値を記憶し、定数「ｇ」の値を乗除算部５４に供給する。

乗算部５４は、各受信信号ｘnと、定数記憶部５６に記憶されている定数「ｇ」とを乗算することによって、各受信信号ｘnの対数尤度比λnを算出する。

（対数尤度比算出処理）
した式である。

図１４は、第４の実施形態の対数尤度比算出処理の手順を表わすフローチャートである。

図１４を参照して、乗算部５４は、各受信信号ｘnと、定数記憶部５６に記憶されている定数「ｇ」とを乗算することによって、各受信信号ｘnの対数尤度比λnを算出する（ステップＳ４０１）。

ＡＧＣ回路８７は、符号長Ｎごとの受信信号のレベルの平均値を算出し、符号長Ｎの最後のビットに対応する受信信号ｘnを受信したときに（ステップＳ４０２でＹＥＳ）、算出した平均値に応じて可変利得増幅器６の利得Ｇを調整する（ステップＳ４０３）。

さらに、ｎ＝ｎ＋１として、ステップＳ４０１からの処理が繰返される（ステップＳ４０４）。

以上のように、第４の実施形態によれば、１つの符号を構成する受信信号については、増幅される利得を一定にできるので、１つの符号内の対数尤度比が伝送路の通過ロスの変動で大きく変化しないようにすることができ、その結果誤り訂正復号部による訂正能力が劣化しないようにすることができる。

［第５の実施形態］
（構成）
図１５は、第５の実施形態における、対数尤度比算出部１０、ＡＧＣ回路８７および可変利得増幅器６を表わす図である。

図１５の構成が、図６の第１の実施形態の構成と相違する点は、ＡＧＣ回路８７である。

ＡＧＣ回路８７は、第４の実施形態と同様に、１つの符号語を構成する受信信号のセットに対しては、可変利得増幅器６の利得を変化させない。具体的には、ＡＧＣ回路８７は、符号長Ｎごとの受信信号のレベルの平均値を算出し、符号長Ｎの最後のビットに対応する受信信号ｘnを受信するごとに、可変利得増幅器６の利得Ｇを調整する。

（対数尤度比算出処理）
図１６は、第５の実施形態の対数尤度比算出処理の手順を表わすフローチャートである。

図１６を参照して、まず、ＡＧＣ回路８７は、利得Ｇの初期値を分散値算出部２２に出力し、分散値算出部２２は、ＡＧＣ回路８７から出力される利得Ｇの初期値と、定数記憶部２に記憶されている定数「Ｊ」とを乗算することによって、受信信号ｘに含まれるノイズ成分の分散値σ²を算出する（ステップＳ５０１）。

次に、乗除算部２６は、各受信信号ｘnと、定数記憶部２４に記憶されている定数「２」とを乗算し、乗算結果を受信信号ｘに含まれるノイズ成分の分散値σ²で除算することによって、各受信信号ｘnの対数尤度比λnを算出する（ステップＳ５０２）。

ＡＧＣ回路８７は、符号長Ｎごとの受信信号のレベルの平均値を算出し、符号長Ｎの最後のビットに対応する受信信号ｘnを受信したときに（ステップＳ５０３でＹＥＳ）、算出した平均値に応じて可変利得増幅器６の利得Ｇを調整し、調整した利得Ｇを分散値算出部２２に出力する（ステップＳ５０４）。

さらに、分散値算出部２２は、ＡＧＣ回路８７から出力された新たな利得Ｇと、定数記憶部２４に記憶されている定数「Ｊ」とを乗算することによって、受信信号ｘに含まれるノイズ成分の新たな分散値σ²を算出する（ステップＳ５０５）。

さらに、ｎ＝ｎ＋１として、ステップＳ５０２からの処理が繰返される（ステップＳ５０６）。

以上のように、第５の実施形態によれば、第１の実施形態と同様に、受信信号に含まれるノイズの分散値を可変利得増幅器の利得Ｇの関数として算出するので、受信信号に含まれるノイズの分散値を適切に求めることができるとともに、第４の実施形態と同様に、１つの符号を構成する受信信号については、増幅される利得を一定にできる。その結果、誤り訂正復号部による訂正能力が劣化しないようにすることができる。

［第６の実施形態］
（構成）
図１７は、第６の実施形態における、対数尤度比算出部３０、ＡＧＣ回路８７および可変利得増幅器６を表わす図である。

図１７の構成が、図８の第２の実施形態の構成と相違する点は、ＡＧＣ回路８７である。

ＡＧＣ回路８７は、第４の実施形態と同様に、１つの符号語を構成する受信信号のセットに対しては、可変利得増幅器６の利得を変化させない。具体的には、ＡＧＣ回路８７は、符号長Ｎごとの受信信号のレベルの平均値を算出し、符号長Ｎの最後のビットに対応する受信信号ｘnを受信するごとに、可変利得増幅器６の利得Ｇを調整する。

（対数尤度比算出処理）
図１８は、第６の実施形態の対数尤度比算出処理の手順を表わすフローチャートである。

図１８を参照して、まず、ＡＧＣ回路８７は、利得Ｇの初期値を分散値特定部３２に出力し、分散値特定部３２は、利得−分散値テーブルを参照して、ＡＧＣ回路８７から出力される利得Ｇの初期値に対応する受信信号ｘに含まれるノイズ成分の分散値σ²を特定する（ステップＳ６０１）。

次に、乗除算部２６は、各受信信号ｘnと、定数記憶部２５に記憶されている定数「２」とを乗算し、乗算結果を受信信号ｘに含まれるノイズ成分の分散値σ²で除算することによって、各受信信号ｘnの対数尤度比λnを算出する（ステップＳ６０２）。

ＡＧＣ回路８７は、符号長Ｎごとの受信信号のレベルの平均値を算出し、符号長Ｎの最後のビットに対応する受信信号ｘnを受信したときに（ステップＳ６０３でＹＥＳ）、算出した平均値に応じて可変利得増幅器６の利得Ｇを調整し、調整した利得Ｇを分散値特定部３２に出力する（ステップＳ６０４）。

さらに、分散値特定部３２は、利得−分散値テーブルを参照して、ＡＧＣ回路８７から出力された新たな利得Ｇに対応する受信信号ｘに含まれるノイズ成分の分散値σ²を特定する（ステップＳ６０５）。

さらに、ｎ＝ｎ＋１として、ステップＳ６０２からの処理が繰返される（ステップＳ６０６）。

以上のように、第６の実施形態によれば、第２の実施形態と同様に、受信信号に含まれるノイズの分散値を可変利得増幅器の利得Ｇの関数として算出したテーブルを用いて、受信信号に含まれるノイズの分散値を適切に求めることができるとともに、第４の実施形態と同様に、１つの符号を構成する受信信号については、増幅される利得を一定にできる。その結果、誤り訂正復号部による訂正能力が劣化しないようにすることができる。

［第７の実施形態］
（構成）
図１９は、第７の実施形態における、対数尤度比算出部４０、ＡＧＣ回路８７および可変利得増幅器６を表わす図である。

図１９の構成が、図１１の第３の実施形態の構成と相違する点は、ＡＧＣ回路８７である。

ＡＧＣ回路８７は、第４の実施形態と同様に、１つの符号語を構成する受信信号のセットに対しては、可変利得増幅器の利得を変化させない。具体的には、ＡＧＣ回路８７は、符号長Ｎごとの受信信号のレベルの平均値を算出し、符号長Ｎの最後のビットに対応する受信信号ｘnを受信するごとに、可変利得増幅器６の利得Ｇを調整する。

（動作）
図２０は、第７の実施形態の対数尤度比算出処理の手順を表わすフローチャートである。

図２０を参照して、初期設定期間中に、利得−分散値テーブルが作成される。すなわち、利得制御部４１は、初期設定期間（トレーニング期間）中に、ＡＧＣ回路８７に利得の調整を停止させるとともに、可変利得増幅器に対して、Ｇ0〜ＧNまでΔＧの幅で一定期間ΔＴごとに利得Ｇを指定し、指定した利得Ｇを分散値算出部４２および利得−分散値テーブル作成部４３に出力する。分散値算出部４３は、初期設定期間中に、利得制御部４１から可変利得増幅器６に対して指定した利得Ｇを受けると、次に利得Ｇを受けるまでの期間において、Ａ／Ｄコンバータ８から順次出力される受信信号ｘnを統計処理して、受信信号ｘに含まれるノイズ成分の分散値σ²を算出して、利得−分散値テーブル作成部４３に出力する。利得−分散値テーブル作成部４３は、利得制御部４１から出力される利得Ｇと、分散値算出部４２から出力される受信信号ｘに含まれるノイズ成分の分散値σ²との対応を定めた利得−分散値テーブルを作成して、利得−分散値テーブル記憶部４４に出力する（ステップＳ７０１）。

ＡＧＣ回路８７は、利得Ｇの初期値を分散値特定部４５に出力し、分散値特定部４５は、利得−分散値テーブルを参照して、ＡＧＣ回路８７から出力される利得Ｇの初期値に対応する受信信号ｘに含まれるノイズ成分の分散値σ²を特定する（ステップＳ７０２）。

次に、乗除算部２６は、各受信信号ｘnと、定数記憶部２５に記憶されている定数「２」とを乗算し、乗算結果を受信信号ｘに含まれるノイズ成分の分散値σ²で除算することによって、各受信信号ｘnの対数尤度比λnを算出する（ステップＳ７０３）。

ＡＧＣ回路８７は、符号長Ｎごとの受信信号のレベルの平均値を算出し、符号長Ｎの最後のビットに対応する受信信号ｘnを受信したときに（ステップＳ７０４でＹＥＳ）、算出した平均値に応じて可変利得増幅器６の利得Ｇを調整し、調整した利得Ｇを分散値特定部４５に出力する（ステップＳ７０５）。

さらに、分散値特定部４５は、利得−分散値テーブルを参照して、ＡＧＣ回路８７から出力された新たな利得Ｇに対応する受信信号ｘに含まれるノイズ成分の分散値σ²を特定する（ステップＳ７０６）。

さらに、ｎ＝ｎ＋１として、ステップＳ７０３からの処理が繰返される（ステップＳ７０７）。

以上のように、第７の実施形態によれば、第３の実施形態と同様に、初期設定期間において、可変利得増幅器の利得Ｇに対して、受信信号に含まれるノイズの分散値がどのような値になるかを求めて、テーブルに設定しておき、このテーブルを用いて、受信信号に含まれるノイズの分散値を適切に求めることができるとともに、第４の実施形態と同様に、１つの符号を構成する受信信号については、増幅される利得を一定にできる。その結果、その結果、誤り訂正復号部による訂正能力が劣化しないようにすることができる。また、第７の実施形態では、第３の実施形態と同様に、理論式を用いるよりも受信装置ごとの特性のばらつきを反映した分散値を得ることができる。

（変形例）
本発明は、上記の実施の形態に限定されるものではなく、たとえば以下のような変形例を含む。

（１） 理論式の近似
本発明の実施形態では、式（７）の理論式に従って、受信信号に含まれるノイズ成分の分散値を算出したが、これに限定するものではなく、式（７）の理論式を近似した式によって、受信信号に含まれるノイズ成分の分散値を算出してもよい。たとえば、式（７）をテーラー展開した式を用いてもよい。

（２） 利得の調整
本発明の実施形態では、可変利得増幅器の利得は自動で調整されるものとしたが、これに限定するものではなく、たとえば、手動で調整されるものであってもよい。

（３） ＯＦＤＭ
本発明の実施形態では、受信信号の周波数が１つの場合を前提としたが、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）のようなサブキャリアごとに通過ロスが変化する場合には、受信信号に含まれるノイズの分散値を利得Ｇだけでなく、周波数Ｆにも依存するものとして扱うこととしてもよい。この場合、受信信号に含まれるノイズの分散は、利得Ｇと周波数Ｆから算出するものとしてもよい。あるいは、利得Ｇおよび周波数Ｆに対応する分散値をテーブルに記述しておき、このテーブルを用いて、受信信号に含まれるノイズの分散値を特定するものとしてもよい。

（４） ＡＧＣ回路の利得調整
本発明の第１〜第３の実施形態では、ＡＧＣ回路７は、一定時間ごとに、受信信号のレベルの平均値を算出し、算出した平均値に応じて利得Ｇを一定時間ごとに変化させることとしたが、これに限定するものではない。たとえば、１ビットごとに、過去数ビット分の平均値を算出し、算出した平均値に応じて利得Ｇを１ビットごとに変化させるものであってもよい。

（５） 誤り訂正符号
本発明の実施形態では、誤り訂正符号の例としてＬＤＰＣについて説明したが、これに限定するものではなく、ビタビやターボ符号などへの応用も可能である。

（６） 帯域伝送、近似対数尤度比
本発明の実施形態では、２値信号を伝送路に送出するベースバンド伝送を前提としたが、これに限定するものではない。２値信号を振幅変調、周波数変調、位相変調する帯域伝送においても、本発明を適用することは可能である。この場合、対数尤度比は、式（１０）とは異なる式で表わされる。

また、ベースバンド伝送および帯域伝送において、特願２００６−３３８８４４号に記載したように、次の式のような対数尤度比の近似式を用いることとしてもよい。

λn= （−２／σ²）×（k(x, n)×(x - c(x, n))）
ここで、ｋ(x, n)およびc(x, n)は、受信信号ｘnおよびnに依存する定数である。

（７） 第４の実施形態の対数尤度比算出部
第４の実施形態では、定数ｇが１以外の場合について説明したが、定数ｇが１の場合には、対数尤度比算出部は、受信信号ｘnをそのまま出力することで実施される。

（８） 軟判定復号プログラム
本発明の実施形態で説明した軟判定復号器は、専用のハードウエア装置で実現されるものに限られない。外部から軟判定復号プログラムをメモリにインストールし、コンピュータがこの軟判定復号プログラムをメモリから読出して実行することによって、軟判定復号器の機能を実現することとしてもよい。この場合、第１の実施形態の機能を実行する軟判定復号プログラムは図５と図７のフローチャートの各ステップを備え、第１の実施形態と同様の効果を有する。第２の実施形態の機能を実行する軟判定復号プログラムは図５と図１０のフローチャートの各ステップを備え、第２の実施形態と同様の効果を有する。第３の実施形態の機能を実行する軟判定復号プログラムは図５と図１２のフローチャートの各ステップを備え、第３の実施形態と同様の効果を有する。第４の実施形態の機能を実行する軟判定復号プログラムは図５と図１４のフローチャートの各ステップを備え、第４の実施形態と同様の効果を有する。第５の実施形態の機能を実行する軟判定復号プログラムは図５と図１６のフローチャートの各ステップを備え、第５の実施形態と同様の効果を有する。第６の実施形態の機能を実行する軟判定復号プログラムは図５と図１８のフローチャートの各ステップを備え、第６の実施形態と同様の効果を有する。第７の実施形態の機能を実行する軟判定復号プログラムは図５と図２０のフローチャートの各ステップを備え、第７の実施形態と同様の効果を有する。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

本発明の実施形態に従う軟判定復号装置を用いる通信システムの構成の一例を示す図である。 復号化器の構成を表わす図である。 検査行列Ｈの例を表わす図である。 図３に示すパリティ検査行列Ｘのタナーグラフを示す図である。 ループ判定部の処理動作を示すフロー図である。 第１の実施形態における、対数尤度比算出部、ＡＧＣ回路および可変利得増幅器を表わす図である。 第１の実施形態の対数尤度比算出処理の手順を表わすフローチャートである。 第２の実施形態における、対数尤度比算出部、ＡＧＣ回路および可変利得増幅器を表わす図である。 利得−分散値テーブルの例を表わす図である。 第２の実施形態の対数尤度比算出処理の手順を表わすフローチャートである。 第３の実施形態における、対数尤度比算出部、ＡＧＣ回路および可変利得増幅器を表わす図である。 第３の実施形態の対数尤度比算出処理の手順を表わすフローチャートである。 第４の実施形態における、対数尤度比算出部、ＡＧＣ回路および可変利得増幅器を表わす図である。 第４の実施形態の対数尤度比算出処理の手順を表わすフローチャートである。 第５の実施形態における、対数尤度比算出部、ＡＧＣ回路および可変利得増幅器を表わす図である。 第５の実施形態の対数尤度比算出処理の手順を表わすフローチャートである。 第６の実施形態における、対数尤度比算出部、ＡＧＣ回路および可変利得増幅器を表わす図である。 第６の実施形態の対数尤度比算出処理の手順を表わすフローチャートである。 第７の実施形態における、対数尤度比算出部、ＡＧＣ回路および可変利得増幅器を表わす図である。 第７の実施形態の対数尤度比算出処理の手順を表わすフローチャートである。

符号の説明

１ 符号化器、２ 変調器、３ 通信路、４ 復調器、５ 復号化器、６ 可変利得増幅器、７，８７ ＡＧＣ回路、８ Ａ／Ｄコンバータ、１０，３０，４０，５０ 対数尤度比算出部、１２ 行処理部、１４ 列処理部、１６ ループ判定部、１８ 誤り訂正復号部、２２，４２ 分散値算出部、２４，２５，５６ 定数記憶部、２６ 乗除算部、３２，４５ 分散値特定部、３４，４４ 利得−分散値テーブル記憶部、４１ 利得制御部、４３ 利得−分散値テーブル作成部、５４ 乗算部、９０ 送信装置、９２ 受信装置。

Claims (10)

1. 可変利得増幅器で増幅された受信信号を軟判定復号する軟判定復号装置であって、
   前記可変利得増幅器で増幅された受信信号の対数尤度比を算出する尤度算出部と、
   前記対数尤度比に基づいて、１つの符号語を構成する受信信号を単位として前記受信信号の誤り訂正復号を行なう誤り訂正復号部とを備え、
   前記尤度算出部は、
   前記可変利得増幅器の利得を受けて、前記受けた利得に基づいて受信信号に含まれるノイズ成分の分散値を算出する分散値算出部と、
   前記可変利得増幅器から出力される受信信号と、前記算出された分散値とに基づいて対数尤度比を算出する演算部とを含む、軟判定復号装置。
2. 前記分散値算出部は、式（Ａ１）または式（Ａ１）を近似した式に従って、受信信号に含まれるノイズ成分の分散値σ²を算出する、
   σ²＝Ｋ×Ｔ×Ｂ×ＮＦ×Ｒ×Ｇ …（Ａ１）
   ただし、Ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度、Ｂは通信に用いる周波数帯域、ＮＦは雑音指数、Ｒは前記可変利得増幅器の出力と接続されるＡ／Ｄコンバータの入力インピーダンス、Ｇは前記可変利得増幅器の利得である、請求項１記載の軟判定復号装置。
3. 可変利得増幅器で増幅された受信信号を軟判定復号する軟判定復号装置であって、
   前記可変利得増幅器で増幅された受信信号の対数尤度比を算出する尤度算出部と、
   前記対数尤度比に基づいて、１つの符号語を構成する受信信号を単位として前記受信信号の誤り訂正復号を行なう誤り訂正復号部とを備え、
   前記尤度算出部は、
   前記可変利得増幅器の利得と、受信信号に含まれるノイズ成分の分散値との対応を定めたテーブルを記憶する記憶部と、
   前記可変利得増幅器の利得を受けて、前記テーブルを参照して、前記受けた利得に対応する受信信号に含まれるノイズ成分の分散値を特定する分散値特定部と、
   前記可変利得増幅器から出力される受信信号と、前記特定された分散値とに基づいて対数尤度比を算出する演算部とを含む、軟判定復号装置。
4. 前記テーブルにおける、前記可変利得増幅器の利得と前記受信信号に含まれるノイズ成分の分散値σ²との関係は、式（Ａ２）または式（Ａ２）を近似した式に従って定められている、
   σ²＝Ｋ×Ｔ×Ｂ×ＮＦ×Ｒ×Ｇ …（Ａ２）
   ただし、Ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度、Ｂは通信に用いる周波数帯域、ＮＦは雑音指数、Ｒは前記可変利得増幅器の出力と接続されるＡ／Ｄコンバータの入力インピーダンス、Ｇは前記可変利得増幅器の利得である、請求項３記載の軟判定復号装置。
5. 前記尤度算出部は、さらに、
   初期設定期間において、前記可変利得増幅部の利得を所定の範囲内で順次変化させる利得制御部と、
   前記初期設定期間のうちの前記可変利得増幅器の利得が同一である期間において、前記可変利得増幅器から順次出力される受信信号について、それらの分散値を算出する分散値算出部と、
   前記初期設定期間において得られた、前記可変利得増幅器の利得と、前記利得に対応する前記算出された分散値とに基づいて、前記テーブルを作成するテーブル作成部とを含む、請求項３記載の軟判定復号装置。
6. 前記軟判定復号装置は、さらに、
   前記可変利得増幅器の出力が一定となるように、前記可変利得増幅器の利得を調整する利得制御部を備え、
   前記利得制御部は、前記各単位に含まれる受信信号に対しては、前記可変利得増幅器の利得を変化させない、請求項１〜５のいずれか１項に記載の軟判定復号装置。
7. 可変利得増幅器で増幅された受信信号を軟判定復号する軟判定復号装置であって、
   前記可変利得増幅器の出力が一定となるように、前記可変利得増幅器の利得を調整する利得制御部と、
   前記可変利得増幅器で増幅された受信信号の対数尤度比を算出する尤度算出部と、
   前記対数尤度比に基づいて、１つの符号語を構成する受信信号を単位として前記受信信号の誤り訂正復号を行なう誤り訂正復号部とを備え、
   前記利得制御部は、前記各単位に含まれる受信信号に対しては、前記可変利得増幅器の利得を変化させない、軟判定復号装置。
8. 可変利得増幅器で増幅された受信信号を軟判定復号する軟判定復号プログラムであって、
   コンピュータを、
   前記可変利得増幅器で増幅された受信信号の対数尤度比を算出する尤度算出部と、
   前記対数尤度比に基づいて、１つの符号語を構成する受信信号を単位として前記受信信号の誤り訂正復号を行なう誤り訂正復号部として機能させ、
   前記尤度算出部は、
   前記可変利得増幅器の利得を受けて、前記受けた利得に基づいて受信信号に含まれるノイズ成分の分散値を算出する分散値算出部と、
   前記可変利得増幅器から出力される受信信号と、前記算出された分散値とに基づいて対数尤度比を算出する演算部とを含む、軟判定復号プログラム。
9. 可変利得増幅器で増幅された受信信号を軟判定復号する軟判定復号プログラムであって、
   コンピュータを、
   前記可変利得増幅器で増幅された受信信号の対数尤度比を算出する尤度算出部と、
   前記対数尤度比に基づいて、１つの符号語を構成する受信信号を単位として前記受信信号の誤り訂正復号を行なう誤り訂正復号部として機能させ、
   前記尤度算出部は、
   前記可変利得増幅器の利得と、受信信号に含まれるノイズ成分の分散値との対応を定めたテーブルを記憶する記憶部と、
   前記可変利得増幅器の利得を受けて、前記テーブルを参照して、前記受けた利得に対応する受信信号に含まれるノイズ成分の分散値を特定する分散値特定部と、
   前記可変利得増幅器から出力される受信信号と、前記特定された分散値とに基づいて対数尤度比を算出する演算部とを含む、軟判定復号プログラム。
10. 可変利得増幅器で増幅された受信信号を軟判定復号する軟判定復号プログラムであって、
    コンピュータを、
    前記可変利得増幅器の出力が一定となるように、前記可変利得増幅器の利得を調整する利得制御部と、
    前記可変利得増幅器で増幅された受信信号の対数尤度比を算出する尤度算出部と、
    前記対数尤度比に基づいて、１つの符号語を構成する受信信号を単位として前記受信信号の誤り訂正復号を行なう誤り訂正復号部として機能させ、
    前記利得制御部は、前記各単位に含まれる受信信号に対しては、前記可変利得増幅器の利得を変化させない、軟判定復号プログラム。

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