JP5034588B2 - 軟判定復号装置および軟判定復号プログラム - Google Patents
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用する復号操作は、非特許文献1において議論されている。この非特許文献1においては、符号化率1/2のイレギュラーLDPC符号を利用して白色ガウス通信路のシャノン(Shannon)限界まで0.004dBという復号特性が得られることが示されている。イレギュラーLDPC符号は、パリティ検査行列の行重み(行において1が立つ数)および列重み(列において1が立つ数)が、一定ではない符号を示す。行重みおよび列重みが各行および各列において一定のLDPC符号は、レギュラーLDPC符号と呼ばれる。
学的なアルゴリズムが示されているものの、その膨大な計算を具体的に行なう回路構成については何ら示していない。
、推定値を算出するように回路を構成している。
S. Y. Chung et al.,"On the Design of Low-Density Parity-Check Codes within 0.0045dB of the Shannon Limit"IEEE COMUNICATIONS LETTERS, VOL.5, No.2, Feb. 2001, pp.58-60 E. Yeo et al.,"VLSI Architectures for Iterative Decoders inMagnetic Recording Channels"IEEE Trans. Magnetics, Vol.37, No.2, March 2001, pp.748-755 和田山正、「低密度パリティ検査符号とその復号法について」、信学技報、MR2001−83、2001年12月 Haotian Zhang et al.,"The Design of Structured Regular LDPC Codes With Larger Girth"IEEE Globecom 2003, pp.4022-4027 MarcP. C. Fossorier, "Reduced Complexity Iterative Decoding of Low-Density Parity Check Codes Based on Brief Propagation", IEEE Trans. ON Communications, Vol. 47, No.5, May 1999, pp.673-680
ただし、Kはボルツマン定数、Tは絶対温度、Bは通信に用いる周波数帯域、NFは雑音指数、Rは可変利得増幅器の出力と接続されるA/Dコンバータの入力インピーダンス、Gは可変利得増幅器の利得である。
ただし、Kはボルツマン定数、Tは絶対温度、Bは通信に用いる周波数帯域、NFは雑音指数、Rは可変利得増幅器の出力と接続されるA/Dコンバータの入力インピーダンス、Gは可変利得増幅器の利得である。
[第1の実施形態]
第1の実施形態は、sum-product復号法によって誤り訂正復号を行なう軟判定復号装置に関する。
可変利得増幅器6は、復調器4から出力される復調された信号を増幅する。可変利得増幅器6の増幅率(利得)Gは、AGC回路7によって調整される。
図2を参照して、復号化器5は、対数尤度比算出部10と、誤り訂正復号部18とを備える。
ここで、関数f(x)は、ギャラガ関数とよばれ、次式(3)で定義される。
A(m)={n:Hmn=1}
B(n)={m:Hmn=1}
すなわち、部分集合A(m)は、検査行列Hの第m行目において1が立っている列インデックスの集合を意味し、部分集合B(n)は、検査行列Hの第n列目において1が立っている行インデックスの集合を示す。
A(1)={1,2,3}、
A(2)={3,4}、
A(3)={4,5,6}。
同様、部分集合B(n)については、以下のようになる。
B(1)=B(2)={1}、
B(3)={1,2}、
B(4)={2,3}、
B(5)=B(6)={3}。
(受信信号xに含まれるノイズ成分の分散値σ2について)
次に、受信信号xに含まれるノイズ成分の分散値σ2が理論的にどのように表わされるかについて説明する。
P=平均電圧×(平均電圧/抵抗値)=σ×(σ/R)=σ2/R …(5)
ここで、σは、受信信号xの標準偏差であり、Rは、A/Dコンバータ8の入力インピーダンス(Ω)である。
P=K×T×B×NF×G …(6)
ここで、Kはボルツマン定数(W/Hz・K)、Tは絶対温度(K)、Bは通信に用いる周波数帯域(Hz)、Gは可変利得増幅器6の利得(dB)である。NFは雑音指数であり、可変利得増幅器6の入力のSN比を可変利得増幅器6の出力のSN比で除算した値である。
σ2=K×T×B×NF×R×G …(7)
ここで、J=K×T×B×NF×R …(8)
とすると、
σ2=J×G … (9)
と表わされる。
図7は、第1の実施形態の対数尤度比算出処理の手順を表わすフローチャートである。
(構成)
図8は、第2の実施形態における、対数尤度比算出部30、AGC回路7および可変利得増幅器6を表わす図である。
図9は、利得−分散値テーブルの例を表わす図である。
乗除算部26は、各受信信号xnと、定数記憶部25に記憶されている定数「2」とを乗算する。乗除算部は、乗算結果を分散値特定部32によって算出された受信信号xに含まれるノイズ成分の分散値σ2で除算することによって、各受信信号xnの対数尤度比λnを算出する。
図10は、第2の実施形態の対数尤度比算出処理の手順を表わすフローチャートである。
(構成)
図11は、第3の実施形態における、対数尤度比算出部40、AGC回路7および可変利得増幅器6を表わす図である。
乗除算部26は、各受信信号xnと、定数記憶部25に記憶されている定数「2」とを乗算する。乗除算部26は、乗算結果を分散値特定部45によって算出された受信信号xに含まれるノイズ成分の分散値σ2で除算することによって、各受信信号xnの対数尤度比λnを算出する。
図12は、第3の実施形態の対数尤度比算出処理の手順を表わすフローチャートである。
第4の実施形態は、復号の処理負荷の軽減を目的とし行処理または列処理を簡略した復号法にによる誤り訂正復号を行なう軟判定復号装置に関する。
以下では、上述のような簡略された復号法のうち代表的な復号法であるmin-sum復号法を例にして説明を行なう。
対数尤度比算出部は、次の式に従って、各受信信号xnの対数尤度比λnを算出する。
図13は、第4の実施形態における、対数尤度比算出部50、AGC回路87および可変利得増幅器6を表わす図である。
(構成)
図15は、第5の実施形態における、対数尤度比算出部10、AGC回路87および可変利得増幅器6を表わす図である。
図16は、第5の実施形態の対数尤度比算出処理の手順を表わすフローチャートである。
(構成)
図17は、第6の実施形態における、対数尤度比算出部30、AGC回路87および可変利得増幅器6を表わす図である。
図18は、第6の実施形態の対数尤度比算出処理の手順を表わすフローチャートである。
(構成)
図19は、第7の実施形態における、対数尤度比算出部40、AGC回路87および可変利得増幅器6を表わす図である。
図20は、第7の実施形態の対数尤度比算出処理の手順を表わすフローチャートである。
本発明は、上記の実施の形態に限定されるものではなく、たとえば以下のような変形例を含む。
本発明の実施形態では、式(7)の理論式に従って、受信信号に含まれるノイズ成分の分散値を算出したが、これに限定するものではなく、式(7)の理論式を近似した式によって、受信信号に含まれるノイズ成分の分散値を算出してもよい。たとえば、式(7)をテーラー展開した式を用いてもよい。
本発明の実施形態では、可変利得増幅器の利得は自動で調整されるものとしたが、これに限定するものではなく、たとえば、手動で調整されるものであってもよい。
本発明の実施形態では、受信信号の周波数が1つの場合を前提としたが、OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)のようなサブキャリアごとに通過ロスが変化する場合には、受信信号に含まれるノイズの分散値を利得Gだけでなく、周波数Fにも依存するものとして扱うこととしてもよい。この場合、受信信号に含まれるノイズの分散は、利得Gと周波数Fから算出するものとしてもよい。あるいは、利得Gおよび周波数Fに対応する分散値をテーブルに記述しておき、このテーブルを用いて、受信信号に含まれるノイズの分散値を特定するものとしてもよい。
本発明の第1〜第3の実施形態では、AGC回路7は、一定時間ごとに、受信信号のレベルの平均値を算出し、算出した平均値に応じて利得Gを一定時間ごとに変化させることとしたが、これに限定するものではない。たとえば、1ビットごとに、過去数ビット分の平均値を算出し、算出した平均値に応じて利得Gを1ビットごとに変化させるものであってもよい。
本発明の実施形態では、誤り訂正符号の例としてLDPCについて説明したが、これに限定するものではなく、ビタビやターボ符号などへの応用も可能である。
本発明の実施形態では、2値信号を伝送路に送出するベースバンド伝送を前提としたが、これに限定するものではない。2値信号を振幅変調、周波数変調、位相変調する帯域伝送においても、本発明を適用することは可能である。この場合、対数尤度比は、式(10)とは異なる式で表わされる。
ここで、k(x, n)およびc(x, n)は、受信信号xnおよびnに依存する定数である。
第4の実施形態では、定数gが1以外の場合について説明したが、定数gが1の場合には、対数尤度比算出部は、受信信号xnをそのまま出力することで実施される。
本発明の実施形態で説明した軟判定復号器は、専用のハードウエア装置で実現されるものに限られない。外部から軟判定復号プログラムをメモリにインストールし、コンピュータがこの軟判定復号プログラムをメモリから読出して実行することによって、軟判定復号器の機能を実現することとしてもよい。この場合、第1の実施形態の機能を実行する軟判定復号プログラムは図5と図7のフローチャートの各ステップを備え、第1の実施形態と同様の効果を有する。第2の実施形態の機能を実行する軟判定復号プログラムは図5と図10のフローチャートの各ステップを備え、第2の実施形態と同様の効果を有する。第3の実施形態の機能を実行する軟判定復号プログラムは図5と図12のフローチャートの各ステップを備え、第3の実施形態と同様の効果を有する。第4の実施形態の機能を実行する軟判定復号プログラムは図5と図14のフローチャートの各ステップを備え、第4の実施形態と同様の効果を有する。第5の実施形態の機能を実行する軟判定復号プログラムは図5と図16のフローチャートの各ステップを備え、第5の実施形態と同様の効果を有する。第6の実施形態の機能を実行する軟判定復号プログラムは図5と図18のフローチャートの各ステップを備え、第6の実施形態と同様の効果を有する。第7の実施形態の機能を実行する軟判定復号プログラムは図5と図20のフローチャートの各ステップを備え、第7の実施形態と同様の効果を有する。
Claims (8)
- 可変利得増幅器で増幅された受信信号を軟判定復号する軟判定復号装置であって、
前記可変利得増幅器で増幅された受信信号の対数尤度比を算出する尤度算出部と、
前記対数尤度比に基づいて、1つの符号語を構成する受信信号を単位として前記受信信号の誤り訂正復号を行なう誤り訂正復号部とを備え、
前記尤度算出部は、
前記可変利得増幅器の利得を受けて、前記受けた利得に基づいて受信信号に含まれるノイズ成分の分散値を算出する分散値算出部と、
前記可変利得増幅器から出力される受信信号と、前記算出された分散値とに基づいて対数尤度比を算出する演算部とを含む、軟判定復号装置。 - 前記分散値算出部は、式(A1)または式(A1)をテーラー展開した式に従って、受信信号に含まれるノイズ成分の分散値σ2を算出する、
σ2=K×T×B×NF×R×G …(A1)
ただし、Kはボルツマン定数、Tは絶対温度、Bは通信に用いる周波数帯域、NFは雑音指数、Rは前記可変利得増幅器の出力と接続されるA/Dコンバータの入力インピーダンス、Gは前記可変利得増幅器の利得である、請求項1記載の軟判定復号装置。 - 可変利得増幅器で増幅された受信信号を軟判定復号する軟判定復号装置であって、
前記可変利得増幅器で増幅された受信信号の対数尤度比を算出する尤度算出部と、
前記対数尤度比に基づいて、1つの符号語を構成する受信信号を単位として前記受信信号の誤り訂正復号を行なう誤り訂正復号部とを備え、
前記尤度算出部は、
前記可変利得増幅器の利得と、受信信号に含まれるノイズ成分の分散値との対応を定めたテーブルを記憶する記憶部と、
前記可変利得増幅器の利得を受けて、前記テーブルを参照して、前記受けた利得に対応する受信信号に含まれるノイズ成分の分散値を特定する分散値特定部と、
前記可変利得増幅器から出力される受信信号と、前記特定された分散値とに基づいて対数尤度比を算出する演算部とを含む、軟判定復号装置。 - 前記テーブルにおける、前記可変利得増幅器の利得と前記受信信号に含まれるノイズ成分の分散値σ2との関係は、式(A2)または式(A2)をテーラー展開した式に従って
定められている、
σ2=K×T×B×NF×R×G …(A2)
ただし、Kはボルツマン定数、Tは絶対温度、Bは通信に用いる周波数帯域、NFは雑音指数、Rは前記可変利得増幅器の出力と接続されるA/Dコンバータの入力インピーダンス、Gは前記可変利得増幅器の利得である、請求項3記載の軟判定復号装置。 - 前記尤度算出部は、さらに、
初期設定期間において、前記可変利得増幅部の利得を所定の範囲内で順次変化させる利得制御部と、
前記初期設定期間のうちの前記可変利得増幅器の利得が同一である期間において、前記可変利得増幅器から順次出力される受信信号について、それらの分散値を算出する分散値算出部と、
前記初期設定期間において得られた、前記可変利得増幅器の利得と、前記利得に対応する前記算出された分散値とに基づいて、前記テーブルを作成するテーブル作成部とを含む、請求項3記載の軟判定復号装置。 - 前記軟判定復号装置は、さらに、前記可変利得増幅器の出力が一定となるように、前記可変利得増幅器の利得を調整する利得制御部を備え、
前記利得制御部は、前記各単位に含まれる受信信号に対しては、前記可変利得増幅器の利得を変化させない、請求項1〜5のいずれか1項に記載の軟判定復号装置。 - 可変利得増幅器で増幅された受信信号を軟判定復号する軟判定復号プログラムであって、
コンピュータを、
前記可変利得増幅器で増幅された受信信号の対数尤度比を算出する尤度算出部と、
前記対数尤度比に基づいて、1つの符号語を構成する受信信号を単位として前記受信信号の誤り訂正復号を行なう誤り訂正復号部として機能させ、
前記尤度算出部は、
前記可変利得増幅器の利得を受けて、前記受けた利得に基づいて受信信号に含まれるノイズ成分の分散値を算出する分散値算出部と、
前記可変利得増幅器から出力される受信信号と、前記算出された分散値とに基づいて対数尤度比を算出する演算部とを含む、軟判定復号プログラム。 - 可変利得増幅器で増幅された受信信号を軟判定復号する軟判定復号プログラムであって、
コンピュータを、
前記可変利得増幅器で増幅された受信信号の対数尤度比を算出する尤度算出部と、
前記対数尤度比に基づいて、1つの符号語を構成する受信信号を単位として前記受信信号の誤り訂正復号を行なう誤り訂正復号部として機能させ、
前記尤度算出部は、
前記可変利得増幅器の利得と、受信信号に含まれるノイズ成分の分散値との対応を定めたテーブルを記憶する記憶部と、
前記可変利得増幅器の利得を受けて、前記テーブルを参照して、前記受けた利得に対応する受信信号に含まれるノイズ成分の分散値を特定する分散値特定部と、
前記可変利得増幅器から出力される受信信号と、前記特定された分散値とに基づいて対数尤度比を算出する演算部とを含む、軟判定復号プログラム。
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